CN106788127A - 基于二维查表与插值法的逆变器非线性谐波补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种基于二维查表与插值法的逆变器非线性谐波补偿方法。首先，将电机固定在加载器上使其无法运转；其次，在电机中注入给定频率与幅值的旋转电流；然后，在此电流的旋转坐标系中使用谐振点在给定频率6倍频及12倍频的矢量比例积分控制器抑制；再次，计算逆变器每相的补偿值对应的5、7、11、13次谐波的标幺化幅值以及每相补偿值的每次谐波相对于注入电流方位角度的初始相位值；最后，得到以注入电流幅值与频率为输入变量，以每次谐波幅值及每次谐波相对于注入电流方位角度的初始相位值为输出的二维查询表。该法对电流检测中的测量噪声的抗干扰能力更强，且不需要应对电流过零点检测的问题。

Description

基于二维查表与插值法的逆变器非线性谐波补偿方法

技术领域

本发明公开一种逆变器非线性谐波的补偿方法，特别涉及一种基于二维查表与插值法的逆变器非线性谐波补偿方法，属于逆变器非线性谐波抑制与补偿领域。

背景技术

真实的逆变器在桥臂关断与导通时需要一定的关断与导通时间，因此必须人为地设置死区时间保证逆变器在桥臂的状态切换时不会因为上下管同时导通而烧毁。这一死区时间会引入给定电压与逆变器实际输出电压的误差，此与桥臂输出的电流极性有直接关系。死区时间连同IGBT开关管本身的杂散特性(如杂散电容)在开关管换流时的瞬态过程以及开关管本身的恒定管压降产生了使逆变器电压输出畸变的谐波电压。这些非线性电压谐波与逆变器的母线电压以及输出的三相电流的初始相位、频率和幅值有直接关系。

逆变器引入的这些非线性谐波会引入高频谐波电流，降低电机控制系统的运行效率，产生难以控制的脉振转矩。在较高速的运行场合，还会在永磁电机的永磁体中感应产生较大的涡流，使永磁电机有进入退磁故障的危险。在一些没有电机端电压传感器的场合，也会因为电机的端电压与控制器给定电压间的不一致使永磁或异步电机的无传感器控制性能降低甚至难以实现。在对电机做在线的参数辨识时也会因为无法获得准确的端电压信息使参数的辨识产生静差。

目前最普遍采用的是基于相电流极性检测的阶梯型死区补偿方法。一些方法为了兼顾开关管杂散特性与恒定管压降采用了在相电流过零点附近优化补偿值的方法。但这些方法无一例外地需要对电流的瞬时值进行检测，并根据电流瞬时值来决定电压的补偿值。由于电流极性检测受测量噪声影响较大，因此各种处理过零点检测的方法总是难以避免产生电压钳位现象。

发明内容

为了克服现有技术的不足，本发明提出了一种基于二维查表与插值法的逆变器非线性谐波补偿方法。

一种基于二维查表与插值法的逆变器非线性谐波补偿方法，其步骤如下：

(1)在电机静止时构造一个以频率f旋转的d-q坐标系，其d轴与固定的α-β坐标系的α轴的夹角为θ。在此d-q坐标系的d、q轴上使用闭环比例积分(PI)控制器作为电流控制器。保持d轴电流给定值为0，q轴电流给定值为I，或在固定坐标系α-β下，在α、β轴上分别使用闭环比例谐振(PR)控制器，其中α轴上电流给定值为Icos(θ)，β轴上电流给定值为Isin(θ)；

(2)在注入过程中在旋转电流同步坐标系下使用矢量比例积分(VPI)控制器抑制5、7、11、13次谐波，以VPI控制器输出作为谐波补偿值；

(3)对VPI控制器的输出值做三角函数的正交分解，计算出补偿值的正弦与余弦分量的系数，作为补偿值信息存储，由于三相补偿值对称，因此只选取A相补偿值做处理,5、7、11、13次谐波的正余弦分量系数依如下离散方法求取：

其中，θ为d轴与α轴间的夹角。CompA为A相得补偿值，K_cos5与K_sin5为补偿值中对应的5次谐波的余弦与正弦分量的系数，K_cos7、K_sin7、K_cos11、K_sin11、K_cos13、K_sin13同理为7次、11次、13次谐波的余弦与正弦分量系数。

由于注入电流以恒定角速度ω_c旋转，故对于K_cos5可得到如下等式：

故其离散形式可得如下：

同理可得其他七个系数的离散计算公式：

其中，Round(2π/Tω_c)为一个电流旋转周期对应的中断周期次数，CompenA(kT)为kT时刻A相补偿值得瞬时值，θ(kT)为kT时刻电流注入的角度值；

(4)改变电流注入频率与注入电流幅值，将不同注入电流频率与幅值下的补偿值信息生成二维表存储，在10Hz以下以2.5Hz为频率变化步长，10Hz以上以10Hz为频率变化步长。在电流给定幅值一定的情况下改变频率，每个频率点的作用时间要保证在相应周期的1/6以上。在频率扫描至100Hz后改变电流幅值。电流幅值的改变按照5A以下以0.5A为变化步长，5A以上以5A为步长，扫描电流幅值至25A结束扫描，生成以矢量为表格内容的二维查询表。

其中，矢量其元素为所有谐波分量系数以母线电压为基准的标幺值。U_dc为母线电压；

(5)在电机正常稳态运行时，根据工作电流频率与幅值做插值，确定当前补偿值信息，并使用此信息于电流相位还原出补偿值信息。

所述步骤(2)包括如下步骤：

(2A)在d、q轴上使用谐振点在6f与12f的闭环比例积分(VPI)控制器做谐波电流抑制，其电流给定值均为0。

(2B)VPI控制器的离散实现方式如下：

Q₁＝2*K_p*I_err

Q₂＝2*K_i*T*(I_err-cos(ω_rT)*REG1-REG2+2*cos(ω_rT)*REG3)

Q₃＝2*K_p*ω_r*T*(REG4-REG5+2*cos(ω_rT)*REG6)

OUT＝Q₁+Q₂-Q₃

式中，OUT为VPI控制器输出值，I_err为电流误差，即电流的给定值与电流的实际值之差，T为离散系统采样周期。K_p、K_i分别为VPI控制器的比例与积分系数，其值应满足K_p/K_i＝R/L，其中R与L分别电机的定子电阻与电枢电感值。ω_r为VPI控制器的谐振频率对应的角速度，对应于谐振点在6倍频与12倍频的VPI控制器，ω_r值应分别为12πf与24πf。REG1～6为离散VPI控制器所需的六个寄存器，在计算出输出值OUT之后，执行如下寄存器更新的操作：

REG1＝I_err

REG2＝REG3

REG3＝Q₂/2K_iT

REG4＝sin(ω_rT)*I_err

REG5＝REG6

REG6＝Q₃/2K_iTω_r

所述步骤(5)包括如下步骤：

(5A)根据二维查询表中的14个频率点ω₀,ω₁...ω_k...ω₁₃，判断实际运行频率点ω_op的范围区间，计算实际运行角速度与查询表角速度的误差，并做如下标幺化(假定ω_op处于ω_k～ω_k+1区间)：

若ω_op大于2π*10Hz，则依如下方法标幺化：

ΔΩ＝(ω_op-ω_k)/20π

若ω_op小于2π*10Hz，则依如下方法标幺化：

ΔΩ＝(ω_op-ω_k)/5π

其中，ω_op为正常运行时的实际角速度，ΔΩ为实际运行频率与查询表频率点的标幺化误差；

(5B)根据二维查询表中的15个电流幅值点I₀,I₁...I_k...I₁₄，判断实际运行电流幅值点I_op的范围区间，计算实际运行电流幅值点与查询表电流幅值点的误差，并做如下标幺化(假定I_op处于I_k～I_k+1区间)：

若I_op大于5A，则依如下方法标幺化：

ΔI＝(I_op-I_k)/5

若I_op大于5A，则依如下方法标幺化：

ΔI＝(I_op-I_k)/0.5

其中，I_op为正常运行时的实际电流幅值，ΔI为实际运行电流幅值与查询表电流幅值点的标幺化误差；

(5C)做如下判断后的插值(假定ω_op处于ω_k～ω_k+1区间，I_op处于I_k～I_k+1区间)：

若ΔI+ΔΩ＜1，则依下式做插值：

即

若ΔI+ΔΩ≤1，则依下式做插值：

即

其中，为待求的实际工作点对应的系数矢量。分别为查询表中工作点[ω_op I_op]所在区域ω_k～ω_k+1、I_k～I_k+1对应的四个极限位置查询点的系数矢量。即[ω_k I_k]查询点的系数矢量[ω_k+1 I_k]查询点的系数矢量[ω_kI_k+1]查询点的系数矢量[ω_k+1 I_k+1]查询点的系数矢量

(5D)根据插值得到的系数矢量依如下方法恢复补偿值：

CompenA(kT)＝{K_cos5cos(5θ(kT))+K_sin5sin(5θ(kT))+K_cos7cos(7θ(kT))+K_sin7sin(7θ(kT))

+K_cos11cos(11θ(kT))+K_sin11sin(11θ(kT))+K_cos13cos(13θ(kT))+K_sin13sin(13θ(kT))}*U_dc

CompenB(kT)＝{K_cos5cos(5(θ(kT)-2π/3))+K_sin5sin(5(θ(kT)-2π/3))

+K_cos7cos(7(θ(kT)-2π/3))+K_sin7sin(7(θ(kT)-2π/3))

+K_cos11cos(11(θ(kT)-2π/3))+K_sin11sin(11(θ(kT)-2π/3))

+K_cos13cos(13(θ(kT)-2π/3))+K_sin13sin(13(θ(kT)-2π/3))}*U_dc

CompenC(kT)＝{K_cos5cos(5(θ(kT)+2π/3))+K_sin5sin(5(θ(kT)+2π/3))

+K_cos7cos(7(θ(kT)+2π/3))+K_sin7sin(7(θ(kT)+2π/3))

+K_cos11cos(11(θ(kT)+2π/3))+K_sin11sin(11(θ(kT)+2π/3))

+K_cos13cos(13(θ(kT)+2π/3))+K_sin13sin(13(θ(kT)+2π/3))}*U_dc

其中，CompenA(kT)、CompenB(kT)、CompenC(kT)分别为A、B、C三相补偿值在kT时刻的瞬时值。

本发明的有益效果列举如下：

1)无需过零点检测，因此没有一般基于电流过零点检测算法的电压钳位现象；

2)不依靠电流瞬时值检测，因此受电流传感器的测量噪声影响较小；

3)通过离线的、闭环的电流谐波抑制算法得到补偿值，比基于不完整模型或经验模型的补偿值计算方法更加准确。

附图说明

图1是电机静止时旋转电流注入与二维查询表生成的系统结构图；

图2是电机正常运行时利用二维查询表进行逆变器谐波补偿的系统结构图；

图3是使用本算法进行离线的二维表生成时进行电流频率与幅值扫描的流程图；

图4是逆变器谐波在线补偿时用于插值算法的二维表区域剖分示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的阐述。

强电部分如图1与图2所示，三相交流电源经过不控整流得到直流母线电压U_dc，供给电压源型逆变器。逆变器直接连接永磁同步电机(PMSM)的接线端。

弱电部分包含母线电压传感器、电流传感器。

电机采用永磁同步电机常用的I_d＝0控制策略。

本补偿方法采用在电机开始运行之前通过注入扫频、扫幅的旋转电流，并同时在同步d-q坐标系下使用矢量比例积分控制器(VPI)控制器抑制6倍频与12倍频的逆变器电流谐波。将VPI控制器的输出值作为补偿值，通过简单的积分处理，生成对应的每次谐波分量系数，并记入二维查询表。在电机正常运行时将电机的运行频率与电流幅值作为判断依据，判断电机当前运行状态在二维查询表中所在区域，在进行线性插值后得到补偿值的系数矢量。并根据电机的转子角度恢复出当前的补偿值。本算法包含电机工作前的二维表生成部分与电机工作时的二维表查询插值部分。

旋转电流扫频、扫幅注入与二维表生成算法的具体实现如图1所示，包括3相/2相静止坐标变换模块，2相静止/2相同步速坐标变换模块，2相同步速/2相静止坐标变换模块，2相/3相静止坐标变换模块，同步坐标系下的电流闭环比例积分(PI)控制器，同步坐标系下的6倍频与12倍频矢量比例积分(VPI)控制器。

在逆变器的配置与工作方式一定的情况下(一般电机驱动系统在正常工作时不会改变)，逆变器产生的谐波只与母线电压以及对应相电流有关。当逆变器输出恒定的旋转电流时，三相桥臂的逆变器谐波幅值相同，互相之间的差别仅限固定的时移。因此，在注入三相对称的旋转电流时，可取任意一相的补偿值进行处理，在电机正常运行时根据此相得补偿值推算出其他两相的补偿值。

矢量比例积分(VPI)控制器在谐振点处的增益为无穷大，因此可认为在6倍频与12倍频电流得到有效抑制之后，VPI控制器的输出即为逆变器的谐波补偿值。

由于逆变器非线性在小电流，小调制比的情况下影响较大(由于采用恒定电流注入所以频率较小时端电压较小，因此调制比较小)，且补偿值在电流幅值较小时变化更加非线性。所以在电流的幅值与频率较小时采用了更小的扫描步长，使谐波补偿时的插值更加准确。

电机运行前的二维表生成流程如图3所示。当电流角速度ω_c＜20π，即频率小于10Hz时，电流频率扫描的更新步长为2.5Hz，当角速度ω_c＞20π，角速度扫描的更新步长为10Hz。当电流幅值I＜5A，电流幅值扫描的更新步长为0.5A，当电流幅值I＞5A时，电流幅值扫描的更新步长为5A。

电机开始正常运行之后的谐波补偿阶段，补偿值的生成具体实现如图2所示。由于采用了I_d＝0控制策略，因此可认为由增量式编码器测到的电机转子角度即为A相电流的相位角，因此可直接由电机转子角度计算各次谐波值。且一般电机正常运行时电流环的跟随速度很快，因此采用了作为电流幅值输入二维表进行判断，从而防止由于电流测量噪声引入的补偿值抖动。

补偿值复原时的插值方法具体如图4。当电机工作点(ω_op,I_op)落在如图4所示的范围，即ω_op在ω_k～ω_k+1内，I_op在I_k～I_k+1内时。若ΔI+ΔΩ＜1，即位于图4所示的斜线部分时，使用作为插值公式。若ΔI+ΔΩ≥1时，即位于图4所示方格区域时，使用作为插值公式。

(1)在电机静止时构造一个以频率f旋转的d-q坐标系，其d轴与固定的α-β坐标系的α轴的夹角为θ。在此d-q坐标系的d、q轴上使用闭环比例积分(PI)控制器作为电流控制器。保持d轴电流给定值为0，q轴电流给定值为I，或在固定坐标系α-β下，在α、β轴上分别使用闭环比例谐振(PR)控制器，其中α轴上电流给定值为Icos(θ)，β轴上电流给定值为Isin(θ)；

(2)在注入过程中在旋转电流同步坐标系下使用矢量比例积分(VPI)控制器抑制5、7、11、13次谐波，以VPI控制器输出作为谐波补偿值；

(3)对VPI控制器的输出值做三角函数的正交分解，计算出补偿值的正弦与余弦分量的系数，作为补偿值信息存储，由于三相补偿值对称，因此只选取A相补偿值做处理,5、7、11、13次谐波的正余弦分量系数依如下离散方法求取：

其中，θ为d轴与α轴间的夹角。CompA为A相得补偿值，K_cos5与K_sin5为补偿值中对应的5次谐波的余弦与正弦分量的系数，K_cos7、K_sin7、K_cos11、K_sin11、K_cos13、K_sin13同理为7次、11次、13次谐波的余弦与正弦分量系数。

由于注入电流以恒定角速度ω_c旋转，故对于K_cos5可得到如下等式：

故其离散形式可得如下：

同理可得其他七个系数的离散计算公式：

其中，Round(2π/Tω_c)为一个电流旋转周期对应的中断周期次数，CompenA(kT)为kT时刻A相补偿值得瞬时值，θ(kT)为kT时刻电流注入的角度值；

(4)改变电流注入频率与注入电流幅值，将不同注入电流频率与幅值下的补偿值信息生成二维表存储，在10Hz以下以2.5Hz为频率变化步长，10Hz以上以10Hz为频率变化步长。在电流给定幅值一定的情况下改变频率，每个频率点的作用时间要保证在相应周期的1/6以上。在频率扫描至100Hz后改变电流幅值。电流幅值的改变按照5A以下以0.5A为变化步长，5A以上以5A为步长，扫描电流幅值至25A结束扫描，生成以矢量为表格内容的二维查询表。

其中，矢量其元素为所有谐波分量系数以母线电压为基准的标幺值。U_dc为母线电压；

(5)在电机正常稳态运行时，根据工作电流频率与幅值做插值，确定当前补偿值信息，并使用此信息于电流相位还原出补偿值信息。

所述步骤(2)包括如下步骤：

(2A)在d、q轴上使用谐振点在6f与12f的闭环比例积分(VPI)控制器做谐波电流抑制，其电流给定值均为0。

(2B)VPI控制器的离散实现方式如下：

Q₁＝2*K_p*I_err

Q₂＝2*K_i*T*(I_err-cos(ω_rT)*REG1-REG2+2*cos(ω_rT)*REG3)

Q₃＝2*K_p*ω_r*T*(REG4-REG5+2*cos(ω_rT)*REG6)

OUT＝Q₁+Q₂-Q₃

式中，OUT为VPI控制器输出值，I_err为电流误差，即电流的给定值与电流的实际值之差，T为离散系统采样周期。K_p、K_i分别为VPI控制器的比例与积分系数，其值应满足K_p/K_i＝R/L，其中R与L分别电机的定子电阻与电枢电感值。ω_r为VPI控制器的谐振频率对应的角速度，对应于谐振点在6倍频与12倍频的VPI控制器，ω_r值应分别为12πf与24πf。REG1～6为离散VPI控制器所需的六个寄存器，在计算出输出值OUT之后，执行如下寄存器更新的操作：

REG1＝I_err

REG2＝REG3

REG3＝Q₂/2K_iT

REG4＝sin(ω_rT)*I_err

REG5＝REG6

REG6＝Q₃/2K_iTω_r

所述步骤(5)包括如下步骤：

(5A)根据二维查询表中的14个频率点ω₀,ω₁...ω_k...ω₁₃，判断实际运行频率点ω_op的范围区间，计算实际运行角速度与查询表角速度的误差，并做如下标幺化(假定ω_op处于ω_k～ω_k+1区间)：

若ω_op大于2π*10Hz，则依如下方法标幺化：

ΔΩ＝(ω_op-ω_k)/20π

若ω_op小于2π*10Hz，则依如下方法标幺化：

ΔΩ＝(ω_op-ω_k)/5π

其中，ω_op为正常运行时的实际角速度，ΔΩ为实际运行频率与查询表频率点的标幺化误差；

(5B)根据二维查询表中的15个电流幅值点I₀,I₁...I_k...I₁₄，判断实际运行电流幅值点I_op的范围区间，计算实际运行电流幅值点与查询表电流幅值点的误差，并做如下标幺化(假定I_op处于I_k～I_k+1区间)：

若I_op大于5A，则依如下方法标幺化：

ΔI＝(I_op-I_k)/5

若I_op大于5A，则依如下方法标幺化：

ΔI＝(I_op-I_k)/0.5

其中，I_op为正常运行时的实际电流幅值，ΔI为实际运行电流幅值与查询表电流幅值点的标幺化误差；

(5C)做如下判断后的插值(假定ω_op处于ω_k～ω_k+1区间，I_op处于I_k～I_k+1区间)：

若ΔI+ΔΩ＜1，则依下式做插值：

即

若ΔI+ΔΩ≤1，则依下式做插值：

即

其中，为待求的实际工作点对应的系数矢量。分别为查询表中工作点[ω_op I_op]所在区域ω_k～ω_k+1、I_k～I_k+1对应的四个极限位置查询点的系数矢量。即[ω_k I_k]查询点的系数矢量[ω_k+1 I_k]查询点的系数矢量[ω_kI_k+1]查询点的系数矢量[ω_k+1 I_k+1]查询点的系数矢量

(5D)根据插值得到的系数矢量依如下方法恢复补偿值：

CompenA(kT)＝{K_cos5cos(5θ(kT))+K_sin5sin(5θ(kT))+K_cos7cos(7θ(kT))+K_sin7sin(7θ(kT))

+K_cos11cos(11θ(kT))+K_sin11sin(11θ(kT))+K_cos13cos(13θ(kT))+K_sin13sin(13θ(kT))}*U_dc

CompenB(kT)＝{K_cos5cos(5(θ(kT)-2π/3))+K_sin5sin(5(θ(kT)-2π/3))

+K_cos7cos(7(θ(kT)-2π/3))+K_sin7sin(7(θ(kT)-2π/3))

+K_cos11cos(11(θ(kT)-2π/3))+K_sin11sin(11(θ(kT)-2π/3))

+K_cos13cos(13(θ(kT)-2π/3))+K_sin13sin(13(θ(kT)-2π/3))}*U_dc

CompenC(kT)＝{K_cos5cos(5(θ(kT)+2π/3))+K_sin5sin(5(θ(kT)+2π/3))

+K_cos7cos(7(θ(kT)+2π/3))+K_sin7sin(7(θ(kT)+2π/3))

+K_cos11cos(11(θ(kT)+2π/3))+K_sin11sin(11(θ(kT)+2π/3))

+K_cos13cos(13(θ(kT)+2π/3))+K_sin13sin(13(θ(kT)+2π/3))}*U_dc

其中，CompenA(kT)、CompenB(kT)、CompenC(kT)分别为A、B、C三相补偿值在kT时刻的瞬时值。

Claims (6)

1.一种基于二维查表与插值法的逆变器非线性谐波补偿方法，其特征在于，

步骤如下：

(1)在电机绕组中注入横幅值的三相对称旋转电流；

(2)在注入过程中在旋转电流同步坐标系下使用矢量比例积分(VPI)控制器抑制5、7、11、13次谐波，以VPI控制器输出作为谐波补偿值；

(3)对VPI控制器的输出值做三角函数的正交分解，计算出补偿值的正弦与余弦分量的系数，作为补偿值信息存储；

(4)改变电流注入频率与注入电流幅值，将不同注入电流频率与幅值下的补偿值信息生成二维表存储；

(5)在电机正常稳态运行时，根据工作电流频率与幅值做插值，确定当前补偿值信息，并使用此信息于电流相位还原出补偿值信息。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

步骤(1)具体实现如下：

在电机静止时构造一个以频率f旋转的d-q坐标系，其d轴与固定的α-β坐标系的α轴的夹角为θ，在此d-q坐标系的d、q轴上使用闭环比例积分(PI)控制器作为电流控制器，保持d轴电流给定值为0，q轴电流给定值为I，

或在固定坐标系α-β下，在α、β轴上分别使用闭环比例谐振(PR)控制器，其中α轴上电流给定值为Icos(θ)，β轴上电流给定值为Isin(θ)。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

步骤(2)具体实现如下：

(2A)在d、q轴上使用谐振点在6f与12f的闭环比例积分(VPI)控制器做谐波电流抑制，其电流给定值均为0，

(2B)VPI控制器的离散实现方式如下：

Q₁＝2*K_p*I_err

Q₂＝2*K_i*T*(I_err-cos(ω_rT)*REG1-REG2+2*cos(ω_rT)*REG3)

Q₃＝2*K_p*ω_r*T*(REG4-REG5+2*cos(ω_rT)*REG6)

OUT＝Q₁+Q₂-Q₃

式中，OUT为VPI控制器输出值，I_err为电流误差，即电流的给定值与电流的实际值之差，T为离散系统采样周期，K_p、K_i分别为VPI控制器的比例与积分系数，其值应满足K_p/K_i＝R/L，其中R与L分别电机的定子电阻与电枢电感值，ω_r为VPI控制器的谐振频率对应的角速度，对应于谐振点在6倍频与12倍频的VPI控制器，ω_r值应分别为12πf与24πf，REG1～6为离散VPI控制器所需的六个寄存器，在计算出输出值OUT之后，执行如下寄存器更新的操作：

REG1＝I_err

REG2＝REG3

REG3＝Q₂/2K_iT

REG4＝sin(ω_rT)*I_err

REG5＝REG6

REG6＝Q₃/2K_iTω_r。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

步骤(3)具体实现如下：

(3A)由于三相补偿值对称，因此只选取A相补偿值做处理；

(3B)5、7、11、13次谐波的正余弦分量系数依如下离散方法求取：

$K_{cos5}=\underset{0}{\overset{Round(2\mathrm{\π}/{\mathrm{T\ω}}_c)}{\Σ}}{\mathrm{T\ω}}_{c}CompenA\left(kT\right)cos\left(5\mathrm{\θ}\right(kT\left)\right)$

$K_{sin5}=\underset{0}{\overset{Round(2\mathrm{\π}/{\mathrm{T\ω}}_c)}{\Σ}}{\mathrm{T\ω}}_{c}CompenA\left(kT\right)sin\left(5\mathrm{\θ}\right(kT\left)\right)$

$K_{cos7}=\underset{0}{\overset{Round(2\mathrm{\π}/{\mathrm{T\ω}}_c)}{\Σ}}{\mathrm{T\ω}}_{c}CompenA\left(kT\right)cos\left(7\mathrm{\θ}\right(kT\left)\right)$

$K_{sin7}=\underset{0}{\overset{Round(2\mathrm{\π}/{\mathrm{T\ω}}_c)}{\Σ}}{\mathrm{T\ω}}_{c}CompenA\left(kT\right)sin\left(7\mathrm{\θ}\right(kT\left)\right)$

$K_{cos11}=\underset{0}{\overset{Round(2\mathrm{\π}/{\mathrm{T\ω}}_c)}{\Σ}}{\mathrm{T\ω}}_{c}CompenA\left(kT\right)cos\left(11\mathrm{\θ}\right(kT\left)\right)$

$K_{sin11}=\underset{0}{\overset{Round(2\mathrm{\π}/{\mathrm{T\ω}}_c)}{\Σ}}{\mathrm{T\ω}}_{c}CompenA\left(kT\right)sin\left(11\mathrm{\θ}\right(kT\left)\right)$

$K_{cos13}=\underset{0}{\overset{Round(2\mathrm{\π}/{\mathrm{T\ω}}_c)}{\Σ}}{\mathrm{T\ω}}_{c}CompenA\left(kT\right)cos\left(13\mathrm{\θ}\right(kT\left)\right)$

$K_{sin13}=\underset{0}{\overset{Round(2\mathrm{\π}/{\mathrm{T\ω}}_c)}{\Σ}}{\mathrm{T\ω}}_{c}CompenA\left(kT\right)sin\left(13\mathrm{\θ}\right(kT\left)\right)$

其中，ω_c＝2πf，CompA为A相得补偿值，K_cos5与K_sin5为补偿值中对应的5次谐波的余弦与正弦分量的系数，K_cos7、K_sin7、K_cos11、K_sin11、K_cos13、K_sin13同理为7次、11次、13次谐波的余弦与正弦分量系数，Round(2π/Tω_c)为一个电流旋转周期对应的中断周期次数，CompenA(kT)为kT时刻A相补偿值得瞬时值，θ(kT)为kT时刻电流注入的d轴与α轴间的夹角值。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

步骤(4)具体实现如下：

在10Hz以下以2.5Hz为频率变化步长，10Hz以上以10Hz为频率变化步长，在电流给定幅值一定的情况下改变频率，每个频率点的作用时间要保证在相应周期的1/6以上，在频率扫描至100Hz后改变电流幅值，电流幅值的改变按照5A以下以0.5A为变化步长，5A以上以5A为步长，扫描电流幅值至25A结束扫描，生成以矢量为表格内容的二维查询表；

其中，矢量其元素为所有谐波分量系数以母线电压为基准的标幺值，U_dc为母线电压。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

步骤(5)具体实现如下：

(5A)根据二维查询表中的14个频率点ω₀,ω₁...ω_k...ω₁₃，判断实际运行频率点ω_op的范围区间，计算实际运行角速度与查询表角速度的误差，并做如下标幺化(假定ω_op处于ω_k～ω_k+1区间)：

若ω_op大于2π*10Hz，则依如下方法标幺化：

ΔΩ＝(ωo_p-ω_k)/20π

若ω_op小于2π*10Hz，则依如下方法标幺化：

ΔΩ＝(ω_op-ω_k)/5π

其中，ω_op为正常运行时的实际角速度，ΔΩ为实际运行频率与查询表频率点的标幺化误差；

(5B)根据二维查询表中的15个电流幅值点I₀,I₁...I_k...I₁₄，判断实际运行电流幅值点I_op的范围区间，计算实际运行电流幅值点与查询表电流幅值点的误差，并做如下标幺化(假定I_op处于I_k～I_k+1区间)：

若I_op大于5A，则依如下方法标幺化：

ΔI＝(I_op-I_k)/5

若I_op大于5A，则依如下方法标幺化：

ΔI＝(I_op-I_k)/0.5

其中，I_op为正常运行时的实际电流幅值，ΔI为实际运行电流幅值与查询表电流幅值点的标幺化误差；

(5C)做如下判断后的插值(假定ω_op处于ω_k～ω_k+1区间，I_op处于I_k～I_k+1区间)：

若ΔI+ΔΩ＜1，则依下式做插值：

${\stackrel{\→}{K}}_{op}=({\stackrel{\→}{K}}_{{\mathrm{\ω}}_{k+1}{I}_k}-{\stackrel{\→}{K}}_{{\mathrm{\ω}}_k{I}_k})\mathrm{\Δ}\mathrm{\Ω}+({\stackrel{\→}{K}}_{{\mathrm{\ω}}_k{I}_{k+1}}-{\stackrel{\→}{K}}_{{\mathrm{\ω}}_k{I}_k})\mathrm{\Δ}I+{\stackrel{\→}{K}}_{{\mathrm{\ω}}_k{I}_k}$

即

${\stackrel{\→}{K}}_{op}=\mathrm{\Δ}\mathrm{\Ω}{\stackrel{\→}{K}}_{{\mathrm{\ω}}_{k+1}{I}_k}+\mathrm{\Δ}I{\stackrel{\→}{K}}_{{\mathrm{\ω}}_k{I}_{k+1}}+(1-\mathrm{\Δ}\mathrm{\Ω}-\mathrm{\Δ}I){\stackrel{\→}{K}}_{{\mathrm{\ω}}_k{I}_k}$

若ΔI+ΔΩ≤1，则依下式做插值：

${\stackrel{\→}{K}}_{op}={\stackrel{\→}{K}}_{{\mathrm{\ω}}_{k+1}{I}_{k+1}}-({\stackrel{\→}{K}}_{{\mathrm{\ω}}_{k+1}{I}_{k+1}}-{\stackrel{\→}{K}}_{{\mathrm{\ω}}_k{I}_{k+1}})\mathrm{\Δ}\mathrm{\Ω}-({\stackrel{\→}{K}}_{{\mathrm{\ω}}_{k+1}{I}_{k+1}}-{\stackrel{\→}{K}}_{{\mathrm{\ω}}_{k+1}{I}_k})\mathrm{\Δ}I$

即

${\stackrel{\→}{K}}_{op}=\mathrm{\Δ}\mathrm{\Ω}{\stackrel{\→}{K}}_{{\mathrm{\ω}}_k{I}_{k+1}}+\mathrm{\Δ}I{\stackrel{\→}{K}}_{{\mathrm{\ω}}_{k+1}{I}_k}+(1-\mathrm{\Δ}\mathrm{\Ω}-\mathrm{\Δ}I){\stackrel{\→}{K}}_{{\mathrm{\ω}}_{k+1}{I}_{k+1}}$

其中，为待求的实际工作点对应的系数矢量，分别为查询表中工作点[ω_op I_op]所在区域ω_k～ω_k+1、I_k～I_k+1对应的四个极限位置查询点的系数矢量，即[ω_k I_k]查询点的系数矢量[ω_k+1 I_k]查询点的系数矢量[ω_k I_k+1]查询点的系数矢量[ω_k+1 I_k+1]查询点的系数矢量

(5D)根据插值得到的系数矢量依如下方法恢复补偿值：

CompenA(kT)＝{K_cos5cos(5θ(kT))+K_sin5sin(5θ(kT))+K_cos7cos(7θ(kT))+K_sin7sin(7θ(kT))

+K_cos11cos(11θ(kT))+K_sin11sin(11θ(kT))+K_cos13cos(13θ(kT))+K_sin13sin(13θ(kT))}*U_dc

CompenB(kT)＝{K_cos5cos(5(θ(kT)-2π/3))+K_sin5sin(5(θ(kT)-2π/3))

+K_cos7cos(7(θ(kT)-2π/3))+K_sin7sin(7(θ(kT)-2π/3))

+K_cos11cos(11(θ(kT)-2π/3))+K_sin11sin(11(θ(kT)-2π/3))

+K_cos13cos(13(θ(kT)-2π/3))+K_sin13sin(13(θ(kT)-2π/3))}*U_dc

CompenC(kT)＝{K_cos5cos(5(θ(kT)+2π/3))+K_sin5sin(5(θ(kT)+2π/3))

+K_cos7cos(7(θ(kT)+2π/3))+K_sin7sin(7(θ(kT)+2π/3))

+K_cos11cos(11(θ(kT)+2π/3))+K_sin11sin(11(θ(kT)+2π/3))

+K_cos13cos(13(θ(kT)+2π/3))+K_sin13sin(13(θ(kT)+2π/3))}*U_dc

其中，CompenA(kT)、CompenB(kT)、CompenC(kT)分别为A、B、C三相补偿值在kT时刻的瞬时值。