JP2008167526A - モータ制御装置及びモータ駆動システム - Google Patents

Abstract

【課題】ｄ軸及びｑ軸と異なる制御軸を採用してベクトル制御を行う時に、良好な弱め磁束制御を実現する。
【解決手段】ｄ軸及びｑ軸に対応する制御軸をγ軸及びδ軸とし、最大トルク制御を実現する際にモータに供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸をｑｍ軸と定める。そして、モータ電流をγ軸電流とδ軸電流に分解してベクトル制御を行い、δ軸をｑｍ軸に追従させることにより最大トルク制御を実現する。高速回転時に弱め磁束制御を行う場合は、モータの電機子巻線の鎖交磁束の推定値、或いは、前記鎖交磁束とモータの回転とによって生じる誘起電圧の推定値を用いて、弱め磁束制御用のγ軸電流指令値を算出する。
【選択図】図４

Description

本発明は、モータを駆動制御するモータ制御装置及びモータ駆動システムに関し、特に、弱め磁束制御の技術に関する。

一般に、永久磁石同期モータ（以下、単に「モータ」という）を駆動するモータ駆動システムにおいては、高速回転時における誘起電圧の過度の上昇を抑制するために、負のｄ軸電流による弱め磁束制御が行われる。

モータの回転とモータのインダクタンス及び電機子鎖交磁束とによって発生する誘起電圧Ｖｏは、一般に下記式（１）によって表され、誘起電圧Ｖｏを弱め磁束制御によって制限電圧Ｖ_omに保つことを考えると、下記式（２）が得られる。そして、式（２）をｄ軸電流について解くと下記式（３）が得られる。

ここで、ωはモータの回転速度、Ｌ_dはｄ軸インダクタンス、Ｌ_qはｑ軸インダクタンス、Φ_aは永久磁石による電機子鎖交磁束、ｉ_dはｄ軸電流、ｉ_qはｑ軸電流である。

一般的なモータ駆動システムにおいては、ｄ軸電流ｉ_dが追従すべき弱め磁束電流（弱め磁束制御用のｄ軸電流指令値）を上記式（３）に従って算出することにより、弱め磁束制御を行う。

図８に、上記式（３）に従って弱め磁束電流の算出を行うモータ駆動システムの構成例を示す。図８のモータ駆動システムはセンサレス制御を行うモータ駆動システムであり、ｄ軸及びｑ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸及びδ軸と定めて、γ軸がｄ軸に一致するようにベクトル制御を行う。

図８において、
θ_e及びω_eは、推定された回転子位置及び推定された回転速度であり、
ｉ_u及びｉ_vは、検出されたＵ相電流及びＶ相電流であり、
ｉγ及びｉδは、θ_e、ｉ_u及びｉ_vに基づくγ軸電流及びδ軸電流であり、
ω^*は、モータ速度指令値であり、
ｉγ^*及びｉδ^*は、γ軸電流指令値及びδ軸電流指令値であり、
ｖγ^*及びｖδ^*は、γ軸電圧指令値及びδ軸電圧指令値であり、
ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*は、θ_e、ｖγ^*及びｖδ^*に基づく三相電圧指令値である。

図８のモータ駆動システムにおいて弱め磁束制御を行う場合、ｄ軸電流に対応するｉγ^*が、弱め磁束電流を表すことになる。図８のモータ駆動システムにおける磁束制御部が、上記式（３）におけるω及びｉ_qをω_e及びｉδ^*と取り扱って同式の右辺を計算することにより、弱め磁束電流に相当するｉγ^*が算出される。

また、弱め磁束制御の手法に関しては様々な手法が提案されている。例えば、下記特許文献１には、バッテリ電圧と要求トルクに基づいて弱め磁束電流を算出する手法が開示さされている。下記特許文献２には、バッテリ電圧と回転速度に基づいて弱め磁束電流を算出する手法が開示されている。下記特許文献３には、バッテリ電圧に応じて弱め磁束制御の開始回転速度を補正する手法が開示されている。

また、下記特許文献４には、弱め磁束電流（弱め磁束制御用のｄ軸電流指令値）を下記式（４）に従って算出する手法が開示されている。この手法では、ｑ軸インダクタンスによる電圧降下（ωＬ_qｉ_q）がｄ軸電圧から抵抗による電圧降下を減じた値に等しいとみなせることに着目している。式（４）を用いることにより、弱め磁束電流は、ｑ軸インダクタンスに依存しないことになる。このため、磁気飽和の影響を考慮する必要がなくなる等のメリットがある。

一方において、リラクタンストルクを有効に利用した高効率運転を実現するためには、通常、高効率運転実現用のｄ軸電流指令値を逐次算出する必要がある。この逐次算出は、演算負荷を重くする。更に、その算出に必要なパラメータの調整に多大な時間が必要となると共に、パラメータ誤差の影響も受けてしまう。

この種の問題を解決するための有益な技術として、最大トルク制御軸（後述するｄｍ軸及びｑｍ軸）に基づく永久磁石同期モータの位置センサレスベクトル制御が、下記非特許文献１に開示されている（この技術に関する説明は、後にも述べる）。この最大トルク制御軸を利用したベクトル制御においても、回転速度に応じて弱め磁束制御が必要となるのであるが、最大トルク制御軸での弱め磁束制御に適した方法は、未だ提案されていない。

特許第３１４６７９１号公報 特許第３４１８８２６号公報 特許第３３９６４４０号公報 特開２００６−２０４０５４号公報 比田、他２名，「最大トルク制御軸に基づく永久磁石同期モータの位置センサレスベクトル制御」，平成１８年電気学会産業応用部門大会講演論文集，電気学会産業応用部門，平成１８年８月，ｐ．３８５−３８８（Ｉ−３８５〜Ｉ−３８８）

最大トルク制御軸のように制御軸がｄ軸及びｑ軸とずれているときには、式（３）や（４）等を用いる従来の弱め磁束制御手法では良好な弱め磁束制御を行うことができない。ｄ軸及びｑ軸と異なる制御軸に適した算出法で弱め磁束電流を算出しないと、弱め磁束が不十分となったり、強すぎたりする。弱め磁束が不十分だと、速度むらが発生する（速度むらは、電源電圧不足→発生トルク不足→モータ回転減速→モータ誘起電圧低下→モータ供給電流増加→発生トルク増加→モータ回転加速→電源電圧不足・・・、の繰り返しによって生じる）。弱め磁束が強すぎると、損失が増加する。

そこで本発明は、ｄ軸及びｑ軸と異なる制御軸を採用してベクトル制御を行う時に、良好な弱め磁束制御を実現することができるモータ制御装置及びモータ駆動システムを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係るモータ制御装置は、モータの回転子に設けられた永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸から電気角で９０度進んだ軸をｑ軸とし、且つ、前記ｄ軸及び前記ｑ軸に対応する制御軸を夫々γ軸及びδ軸とした場合、前記γ軸及び前記δ軸を前記ｄ軸及び前記ｑ軸と異ならせ、前記モータに流れるモータ電流を前記γ軸上のγ軸電流と前記δ軸上のδ軸電流とに分解して前記モータのベクトル制御を行うモータ制御装置において、前記モータの電機子巻線の鎖交磁束を推定磁束として推定するか、或いは、前記鎖交磁束と前記モータの回転とによって生じる誘起電圧を推定誘起電圧として推定する推定手段と、前記推定磁束または前記推定誘起電圧を用いて、前記γ軸電流が追従すべきγ軸電流指令値を導出する電流指令値導出手段と、を備えたことを特徴とする。

前記γ軸電流指令値を利用することにより、良好な弱め磁束制御が実現可能となる。

具体的には例えば、前記γ軸及び前記δ軸が、夫々、前記ｄ軸及び前記ｑ軸と異なるｘ軸及びｙ軸に追従するように前記モータのベクトル制御を行い、前記推定手段は、前記ｄ軸上の鎖交磁束ベクトルをｘ軸上の鎖交磁束ベクトルとｙ軸上の鎖交磁束ベクトルに分解した場合における前記ｘ軸上の鎖交磁束ベクトルの大きさ又は前記ｘ軸上の鎖交磁束ベクトルのγ軸成分を、前記推定磁束として推定し、前記電流指令値導出手段は、前記推定磁束を用いて前記γ軸電流指令値を導出する。

そして例えば、前記電流指令値導出手段は、前記推定磁束と、前記δ軸電流または前記δ軸電流が追従すべきδ軸電流指令値と、に基づいて前記γ軸電流指令値を導出する。

これに代えて例えば、前記電流指令値導出手段は、前記推定磁束と、前記モータに対する印加電圧のγ軸成分と、に基づいて前記γ軸電流指令値を導出する。

また具体的には例えば、前記γ軸及び前記δ軸が、夫々、前記ｄ軸及び前記ｑ軸と異なるｘ軸及びｙ軸に追従するように前記モータのベクトル制御を行い、前記推定手段は、前記モータに発生する前記ｑ軸上の誘起電圧ベクトルをｘ軸上の誘起電圧ベクトルとｙ軸上の誘起電圧ベクトルに分解した場合における前記ｙ軸上の誘起電圧ベクトルの大きさ又は前記ｙ軸上の誘起電圧ベクトルのδ軸成分を、前記推定誘起電圧として推定し、前記電流指令値導出手段は、前記推定誘起電圧を用いて前記γ軸電流指令値を導出する。

そして例えば、前記電流指令値導出手段は、前記推定誘起電圧と、前記δ軸電流または前記δ軸電流が追従すべきδ軸電流指令値と、に基づいて前記γ軸電流指令値を導出する。

これに代えて例えば、前記電流指令値導出手段は、前記推定誘起電圧と、前記モータに対する印加電圧のγ軸成分と、に基づいて前記γ軸電流指令値を導出する。

また具体的には例えば、前記推定磁束または前記推定誘起電圧を用いて導出される前記γ軸電流指令値は、弱め磁束制御用のγ軸電流指令値である。

また上記目的を実現するために本発明に係るモータ駆動システムは、モータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御することにより前記モータを制御する上記の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えたことを特徴とする。

本発明のモータ制御装置及びモータ駆動システムによれば、ｄ軸及びｑ軸と異なる制御軸を採用してベクトル制御を行う時に、良好な弱め磁束制御を実現することができる。

本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。

以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。

図１は、本発明の実施の形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。図１において、１は、永久磁石を回転子（不図示）に、電機子巻線を固定子（不図示）に設けた三相永久磁石同期モータ（以下、単に「モータ１」と記す）である。モータ１は、埋込磁石形同期モータに代表される突極機（突極性を有するモータ）である。

２は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータであり、モータ１の回転子位置に応じてモータ１にＵ相、Ｖ相及びＷ相から成る三相交流電圧を供給する。このモータ１に印加される電圧をモータ電圧（電機子電圧）Ｖ_aと呼び、インバータ２からモータ１に供給される電流をモータ電流（電機子電流）Ｉ_aと呼ぶ。

３は、モータ制御装置であり、モータ電流Ｉ_aを参照しつつ、モータ１を所望の回転速度で回転させるための信号をＰＷＭインバータ２に与える。この所望の回転速度は、図示されないＣＰＵ（中央処理装置；Central Processing Unit）等からモータ制御装置３にモータ速度指令値ω^*として与えられる。

図２及び図３は、本実施形態に適用される、モータ１の解析モデル図である。以下の説明において、電機子巻線とはモータ１に設けられているものを指す。

図２には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸が示されている。１ａは、モータ１の回転子を構成する永久磁石である。永久磁石１ａが作る磁束と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石１ａが作る磁束の方向をｄ軸にとり、ｄ軸に対応する制御軸をγ軸とする。また、図３に示す如く、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとり、γ軸から電気角で９０度進んだ位相にδ軸をとる。実軸に対応する回転座標系はｄ軸とｑ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をｄ−ｑ軸（ｄ−ｑ回転座標軸）と呼ぶ。制御上の回転座標系はγ軸とδ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をγ−δ軸（γ−δ回転座標軸）と呼ぶ。

ｄ−ｑ軸は回転しており、その回転速度を実モータ速度ωと呼ぶ。γ−δ軸も回転しており、その回転速度を推定モータ速度ω_eと呼ぶ。また、ある瞬間の回転しているｄ−ｑ軸において、ｄ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθにて表し、それを実回転子位置とよぶ。同様に、ある瞬間の回転しているγ−δ軸において、γ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ_eにて表し、それを推定回転子位置とよぶ。そうすると、ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθは、Δθ＝θ―θ_eで表される。

更に、最大トルク制御を実現する際にモータ１に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸をｑｍ軸と定める。そして、ｑｍ軸から電気角で９０度遅れた軸をｄｍ軸と定める。ｄｍ軸とｑｍ軸とから成る座標軸をｄｍ−ｑｍ軸（ｄｍ−ｑｍ回転座標軸）と呼ぶ。

最大トルク制御を実現するモータ電流は、正のｑ軸成分と負のｄ軸成分を有する。このため、ｑｍ軸はｑ軸よりも位相が進んだ軸となる。図２及び図３において、反時計回りの方向が位相の進みの方向である。

ｑｍ軸から見たｑ軸の位相（角度）をθ_m、δ軸から見たｑｍ軸の位相（角度）をΔθ_m、と表す。この場合、勿論、ｄｍ軸から見たｄ軸の位相もθ_m、γ軸から見たｄｍ軸の位相もΔθ_mとなる。θ_mは、ｑ軸（ｄ軸）からみたｑｍ軸（ｄｍ軸）の進み角である。Δθ_mは、ｑｍ軸とδ軸との間の軸誤差を表している。ｄ軸とγ軸との間の軸誤差であるΔθは、Δθ＝Δθ_m＋θ_m、にて表される。

上述のごとく、ｄｍ軸はｄ軸よりも位相が進んでおり、この際、θ_mは負の値をとるものとする。同様に、γ軸がｄｍ軸よりも位相が進んでいる場合、Δθ_mは負の値をとる。図３に示されているベクトル（Ｅ_m等）については、後述する。

モータ電圧Ｖ_aのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分、ｑ軸成分、ｄｍ軸成分及びｑｍ軸成分を、夫々、γ軸電圧ｖγ、δ軸電圧ｖδ、ｄ軸電圧ｖ_d、ｑ軸電圧ｖ_q、ｄｍ軸電圧ｖ_dm及びｑｍ軸電圧ｖ_qmにて表す。
モータ電流Ｉ_aのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分、ｑ軸成分、ｄｍ軸成分及びｑｍ軸成分を、夫々、γ軸電流ｉγ、δ軸電流ｉδ、ｄ軸電流ｉ_d、ｑ軸電流ｉ_q、ｄｍ軸電流ｉ_dm及びｑｍ軸電流ｉ_qmにて表す。

また、以下の記述において、Ｒ_aは、モータ抵抗（モータ１の電機子巻線の抵抗値）を表し、Ｌ_d、Ｌ_qは、夫々ｄ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｄ軸成分）、ｑ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｑ軸成分）を表し、Φ_aは、永久磁石１ａによる電機子鎖交磁束を表す。尚、Ｌ_d、Ｌ_q、Ｒ_a及びΦ_aは、モータ駆動システムの製造時に定まる値であり、それらの値はモータ制御装置３内の演算処理にて使用される。

［ｄｍ−ｑｍ軸における拡張誘起電圧モデルの説明］
ｄｍ−ｑｍ軸の推定に関与する理論式の説明を行う。尚、ｄｍ軸及びｑｍ軸に関する詳細な説明は、日本国特許出願番号２００６−１７７６４６の明細書等に記載されていると共に、上記非特許文献１にも記載されている。

一般的なｄ−ｑ軸上での拡張誘起電圧方程式は、式（Ａ１）にて表され、拡張誘起電圧Ｅ_exは式（Ａ２）にて表される。尚、下記の各式中におけるｐは、微分演算子である。

実軸上の式（Ａ１）を、制御軸であるγ−δ軸上に座標変換すると、式（Ａ３）が得られ、簡単化のために式（Ａ３）の右辺第３項を無視すると、式（Ａ４）が得られる。

ｄｍ−ｑｍ軸に着目して、式（Ａ４）を書き改めると、式（Ａ５）が得られる。

ここで、Ｌ_q1ｉ_qmを式（Ａ６）のように定義すると、式（Ａ５）から式（Ａ７）が得られる。但し、Ｅ_mは、式（Ａ８）によって表される。Ｌ_q1は、θ_mに依存する仮想インダクタンスである。Ｌ_q1は、式（Ａ５）の右辺第２項に存在するＥ_ex・sinθ_mを、仮想インダクタンスによる電圧降下として取り扱うために便宜上定められる。尚、Ｌ_q1は、負の値をとる。

更に、Ｌ_m＝Ｌ_q＋Ｌ_q1、と定義すると、式（Ａ７）から式（Ａ９）が得られる。ここで、Ｅ_exmは、下記式（Ａ１０）によって表される。

ここで、Φ_exm＝Ｅ_exm／ω、とおくと、上記式（Ａ９）は下記式（Ａ１１）のようになる。また、Φ_exmは、下記式（Ａ１２）のように表すことができる（微分項は無視）。

一方、式（Ａ９）をγ−δ軸上に変換すると下記式（Ａ１３）が得られ、同様に、式（Ａ１１）をγ−δ軸上に変換すると下記式（Ａ１４）が得られる。

ここで、図３を参照しつつ、Ｅ_exとＥ_mとＥ_exmとの関係について説明を加えておく。Ｅ_ex、Ｅ_m及びＥ_exmを、回転座標系における電圧ベクトルとして考える。この場合、Ｅ_exは拡張誘起電圧ベクトルと呼ぶことができる。拡張誘起電圧ベクトルＥ_exは、ｑ軸上の誘起電圧ベクトルである。拡張誘起電圧ベクトルＥ_exを、ｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルとｄｍ軸上の誘起電圧ベクトルとに分解して考える。上記式（Ａ８）からも分かるように、この分解によって得られたｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルが、Ｅ_mである。また、この分解によって得られた、図３の符号８０で表されるｄｍ軸上の誘起電圧ベクトル（Ｅ_ex・sinθ_m）は、仮想インダクタンスＬ_q1による電圧降下ベクトルである。

式（Ａ１０）からも分かるように、Ｅ_exmは、Ｅ_mにω(Ｌ_q−Ｌ_m)ｉ_dmを加えたものとなっている。このため、回転座標系において、Ｅ_exmも、Ｅ_mと同様、ｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルとなる。最大トルク制御を行う際には、上述したようにｉ_dm≒０であるため、Ｅ_exmはＥ_mに（略）一致する。

Ｅ_ex、Ｅ_m及びＥ_exmに対応する磁束についても説明を加えておく。Ｅ_exが、モータ１の鎖交磁束であるΦ_exとモータ１の回転とによって発生する誘起電圧であると考える。つまり、
Φ_ex＝Ｅ_ex／ω
であるとする。

Φ_exを回転座標系における鎖交磁束ベクトルとして考えると、鎖交磁束ベクトルΦ_exは、ｄ軸上の鎖交磁束ベクトルである。鎖交磁束ベクトルΦ_exを、ｑｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとに分解して考える。この分解によって得られたｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルをΦ_mと定義すると、Φ_m＝Ｅ_m／ωとなる。また、この分解によって得られた、図３の符号８１で表されるｑｍ軸上の鎖交磁束ベクトル（Φ_ex・sinθ_m）は、仮想インダクタンスＬ_q1による磁束ベクトルである。

「Φ_exm＝Ｅ_exm／ω」とおくと、Φ_exmはΦ_mに(Ｌ_q−Ｌ_m)ｉ_dmを加えたものとなる。このため、回転座標系において、Φ_exmも、Φ_mと同様、ｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとなる。最大トルク制御を行う際には、上述したようにｉ_dm≒０であるため、Φ_exmはΦ_mに（略）一致する。

［ｄｍ−ｑｍ軸における弱め磁束制御］
本実施形態では、ｄｍ軸とγ軸との間の軸誤差Δθ_mを推定して制御軸（推定軸）であるγ軸をｄｍ軸に収束させる（即ち、軸誤差Δθ_mをゼロに収束させる）。そして、モータ電流Ｉ_aをｑｍ軸に平行なｑｍ軸電流ｉ_qmとｄｍ軸に平行なｄｍ軸電流ｉ_dmとに分解することによって、モータ１をベクトル制御する。

ｄ−ｑ軸とｄｍ−ｑｍ軸は異なるため、弱め磁束を発生させるｄｍ軸電流指令値の計算に上記式（３）又は（４）をそのまま適用すると良好な弱め磁束制御を実現できない。そこで、ｄｍ−ｑｍ軸の推定に適した弱め磁束制御手法について考察する。

モータ１の回転とモータ１のインダクタンス及び電機子鎖交磁束Φ_aとによって発生する誘起電圧が制限電圧Ｖ_omと等しいと仮定する。この場合、下記式（Ｂ１）が成立する。

式（Ｂ１）をｉ_dmについて解くと、下記式（Ｂ２）が得られる。得られた値は、弱め磁束制御を実現するためのｄｍ軸電流が追従すべきｄｍ軸電流指令値を表している。また、軸誤差Δθ_mをゼロに収束させる制御を行うためΔθ_m≒０と近似すると、下記式（Ｂ２）は、下記式（Ｂ３）に変形される。ここで、Φ_exmγは、ｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルΦ_exmのγ軸成分を表す。尚、鎖交磁束ベクトルΦ_exmのδ軸成分をΦ_exmδで表す。また、上記特許文献４に記載の手法をｄｍ−ｑｍ軸に対して転用する。即ち、Ｌ_mによる電圧降下（ωＬ_mｉ_qm）がｄｍ軸電圧から抵抗による電圧降下を減じた値に等しいとみなせることに着目する。そうすると、ｉ_dmは、下記式（Ｂ４）のように表すこともできる。また、Δθ_m≒０と近似すると、下記式（Ｂ４）は、下記式（Ｂ５）に変形される。

下記式（Ｂ６）から分かるように、Φ_exm/Ｌ_mは、ｉ_qm、θ_m及びｉ_dmに依存して変化する。

従って、上記式（Ｂ２）〜（Ｂ５）を用いて弱め磁束制御用のｄｍ軸電流指令値（即ち、上記式（Ｂ２）〜（Ｂ５）の各右辺）を算出する際、下記式（Ｂ７）、（Ｂ８）及び（Ｂ９）に従って推定したΦ_exm或いはΦ_exmの代わりに推定したΦ_exmγを用いるとよい。尚、式（Ｂ７）及び（Ｂ８）は、行列式である上記式（Ａ１４）の１行目と２行目を変形することにより得られる（但し、式（Ａ１４）の右辺第３項を無視する）。

また、上記式（Ｂ２）〜（Ｂ５）を、磁束ではなく誘起電圧を用いた表現に変形してもよい。つまり、下記式（Ｂ１０）〜（Ｂ１３）の何れかを用いて、弱め磁束制御用のｄｍ軸電流指令値を算出してもよい。誘起電圧を推定して軸誤差Δθ_mを求める場合は、式（Ｂ１０）〜（Ｂ１３）の方が利用しやすい。式（Ｂ１１）及び式（Ｂ１３）は、夫々、式（Ｂ１０）及び式（Ｂ１２）に対してΔθ_m≒０の近似を適用することによって得られる式である。ここで、Ｅ_exmδは、ｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルＥ_exmのδ軸成分を表す。尚、誘起電圧ベクトルＥ_exmのγ軸成分をＥ_exmγで表す。

Φ_exm/Ｌ_mと同様、Ｅ_exm/ωＬ_mは、ｉ_qm、θ_m及びｉ_dmに依存して変化する。従って、上記式（Ｂ１０）〜（Ｂ１３）を用いて弱め磁束制御用のｄｍ軸電流指令値（即ち、上記式（Ｂ１０）〜（Ｂ１３）の各右辺）を算出する際、下記式（Ｂ１４）、（Ｂ１５）及び（Ｂ１６）に従って推定したＥ_exm或いはＥ_exmの代わりに推定したＥ_exmδを用いるとよい。尚、式（Ｂ１４）及び（Ｂ１５）は、行列式である上記式（Ａ１３）の１行目と２行目を変形することにより得られる（但し、式（Ａ１３）の右辺第３項を無視する）。

［具体的構成の説明］
次に、上述の弱め磁束制御を実現するモータ駆動システムの具体的構成例を説明する。図４は、モータ制御装置３内を詳細に表した、モータ駆動システムのブロック図である。

モータ１に対するベクトル制御は、実際の回転子位置を検出する位置センサ（不図示）を用いるものと、位置センサを用いないものとに大別される。後者のベクトル制御は、特に、センサレスベクトル制御と呼ばれ、図４のモータ制御装置３は、センサレスベクトル制御を実現するためのモータ制御装置である。ｄｍ−ｑｍ軸に基づくセンサレスベクトル制御を行う場合は、γ軸がｄｍ軸に一致していると仮定して、ｖ_dm及びｉ_dmの代わりにｖγ及びｉγを用いる（ｖ_qm等も同様）。

モータ制御装置３は、電流検出器１１、座標変換器１２、減算器１３、減算器１４、電流制御部１５、磁束制御部１６、速度制御部１７、座標変換器１８、減算器１９及び位置・速度推定器２０（以下、「推定器２０」と略記する）、を有して構成される。モータ制御装置３を構成する各部位は、必要に応じてモータ制御装置３内で生成される値の全てを自由に利用可能となっている。

電流検出器１１は、モータ電流Ｉ_aのＵ相成分及びＶ相成分であるＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを検出する。Ｕ相電流ｉ_uはモータ１のＵ相の電機子巻線に流れる電流を表し、Ｖ相電流ｉ_vはモータ１のＶ相の電機子巻線に流れる電流である。座標変換器１２は、電流検出器１１からのＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vの検出結果を受け取り、それらを推定器２０から与えられる推定回転子位置θ_eを用いて、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに変換する。

推定器２０は、推定回転子位置θ_e及び推定モータ速度ω_eを推定して出力すると共に、磁束制御部１６に必要な情報を出力する。推定部２０の詳細な動作については後述する。

減算器１９は、推定器２０から与えられる推定モータ速度ω_eを、モータ速度指令値ω^*から減算し、その減算結果（速度誤差）を出力する。速度制御部１７は、減算器１９の減算結果（ω^*−ω_e）がゼロに収束するようにδ軸電流指令値ｉδ^*を作成及び出力する。磁束制御部１６は、γ軸電流指令値ｉγ^*を出力する。γ軸電流指令値ｉγ^*はγ軸電流ｉγが追従すべき電流（電流の値）を表し、δ軸電流指令値ｉδ^*はδ軸電流ｉδが追従すべき電流（電流の値）を表す。ｉγ^*の算出法については、後述する。

減算器１３は、磁束制御部１６が出力するγ軸電流指令値ｉγ^*から、座標変換器１２が出力するγ軸電流ｉγを差し引いて、電流誤差（ｉγ^*−ｉγ）を算出する。減算器１４は、速度制御部１７が出力するδ軸電流指令値ｉδ^*から、座標変換器１２が出力するδ軸電流ｉδを差し引いて、電流誤差（ｉδ^*−ｉδ）を算出する。

電流制御部１５は、減算器１３及び１４にて算出された各電流誤差、座標変換器１２からのγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδ、並びに推定器２０からの推定モータ速度ω_eに基づいて、γ軸電流ｉγがγ軸電流指令値ｉγ^*に追従するように且つδ軸電流ｉδがδ軸電流指令値ｉδ^*に追従するように、γ軸電圧指令値ｖγ^*とδ軸電圧指令値ｖδ^*を算出及び出力する。γ軸電圧指令値ｖγ^*はモータ１に印加されるべきモータ電圧Ｖ_aのγ軸成分（即ち、ｖγ）を表し、δ軸電圧指令値ｖδ^*はモータ１に印加されるべきモータ電圧Ｖ_aのδ軸成分（即ち、ｖδ）を表す。

座標変換器１８は、推定器２０から与えられる推定回転子位置θ_eに基づいて、γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*を三相電圧指令値に変換し、三相電圧指令値をＰＷＭインバータ２に出力する。三相電圧指令値は、モータ電圧Ｖ_aのＵ相成分、Ｖ相成分及びＷ相成分を表すＵ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から成る。

ＰＷＭインバータ２は、モータ１に印加されるべき電圧を表す三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）に基づいてパルス幅変調された信号を作成し、該三相電圧指令値に応じたモータ電流Ｉ_aをモータ１に供給してモータ１を駆動する。

推定器２０について説明する。図５は、推定部２０の内部ブロック図である。図５の推定器２０は、軸誤差推定部４１と、比例積分演算器４２と、積分器４３と、を有して構成される。

軸誤差推定部４１は、ｖγ^*、ｖδ^*、ｉγ及びｉδの値の全部または一部を用いて軸誤差Δθ_mを算出する。比例積分演算器４２は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を実現すべく、モータ制御装置３を構成する各部位と協働しつつ比例積分制御を行って、軸誤差推定部４１が算出した軸誤差Δθ_mがゼロに収束するように推定モータ速度ω_eを算出する。積分器４３は、比例積分演算器４２から出力される推定モータ速度ω_eを積分して推定回転子位置θ_eを算出する。比例積分演算器４２が出力する推定モータ速度ω_eと積分器４３が出力する推定回転子位置θ_eは、共に推定器２０の出力値として、その値を必要とするモータ制御装置３の各部位に与えられる。

軸誤差推定部４１による軸誤差Δθ_mの算出法として、様々な算出法を適用可能である。例えば、軸誤差Δθ_mは、下記式（Ｃ１）〜（Ｃ４）の何れかを用いて算出される。図３からも明らかなように、Δθ_m＝ｔａｎ^-1（−Φ_exmδ／Φ_exmγ）が成立するため、式（Ｃ１）が成立する。式（Ｃ２）〜（Ｃ４）についても同様である。

式（Ｃ１）〜（Ｃ４）の何れかを用いて軸誤差Δθ_mを算出する際、各式中のｖγ、ｖδ及びωの値として、それぞれ、ｖγ^*、ｖδ^*及びω_eの値が用いられる。また、その際、微分項ｐＬ_dｉγ及び（又は）ｐＬ_dｉδを無視することができる。また、Φ_exm及びＥ_exmの算出に当たって、上記式（Ｂ７）〜（Ｂ９）及び（Ｂ１４）〜（Ｂ１６）を利用することが可能である。

また、Δθ_mの算出に必要なＬ_mの値の算出には、下記式（Ｄ１）を利用する。上記式（Ａ６）に「ｉ_dm＝０と下記式（Ｄ２）及び（Ｄ３）」を代入して得られた式をＬ_q1について解き、その結果を利用することで、式（Ｄ１）を得ることができる。

更に、最大トルク制御に一致するｄ軸電流ｉ_dの式（Ｄ４）と、ｉ_dとｉ_qとｉ_qmの関係式（近似式）である式（Ｄ２）とを利用して、上記式（Ｄ１）を変形すると、Ｌ_mはｉ_qmの関数となる（即ち、Ｌ_mの算出式からｉ_dとｉ_qの項がなくなる）。従って、軸誤差推定部４１は、ｉδ≒ｉ_qmと仮定することにより、ｉ_qmの関数で表されるＬ_mの値をｉδに基づいて算出することが可能である。

尚、ｉδ≒ｉ_qmと仮定し、Ｌ_mをｉδの関数として表した近似式を利用してＬ_mの値を得るようにしても構わないし、ｉδに応じたＬ_mの値を事前にテーブルデータとして用意しておき該テーブルデータを参照することによってＬ_mの値を得るようにしても構わない。更に、非特許文献１にも記載しているように、Ｌ_mを予め設定した固定値とすることも可能である。

磁束制御部１６の動作について説明する。磁束制御部１６は、最大トルク制御を実現する場合と弱め磁束制御を実現する場合とで、出力するｉγ^*を変更する。

ｑｍ軸の定義から明らかなように、最大トルク制御の実現時におけるモータ電流Ｉ_aはｑｍ軸成分しか有さない。従って、最大トルク制御を実現する場合には、磁束制御部１６は、ｉγ^*をゼロ又はゼロ近傍の所定値とする。ｄｍ−ｑｍ軸の採用は、最大トルク制御実現用のパラメータ調整の容易化及び演算負荷の軽減化に寄与する。

一方、弱め磁束制御を実現する場合、磁束制御部１６は、下記式（Ｅ１）〜（Ｅ８）の何れかを用いてｉγ^*を算出し、算出したｉγ^*を減算器１３に与える。式（Ｅ１）〜（Ｅ４）は、上記式（Ｂ２）〜（Ｂ５）に対応するものであり、式（Ｅ５）〜（Ｅ８）は、上記式（Ｂ１０）〜（Ｂ１３）に対応するものである。

式（Ｅ１）〜（Ｅ８）の何れかを用いてｉγ^*を算出する際、各式中のωの値としてω_e又はω^*の値が用いられ、Ｌ_mの値として軸誤差推定部４１が利用するそれと同じものが用いられ、ｖγ^*の値は電流制御部１５から与えられる。また、Φ_exm、Φ_exmγ、Ｅ_exm又はＥ_exmδの値は推定器２０から与えられる。従って、例えば、推定器２０がΔθ_mを算出する際に上記式（Ｃ１）を利用する場合は式（Ｅ２）又は（Ｅ４）を利用してｉγ^*を算出し、上記式（Ｃ２）を利用する場合は式（Ｅ１）又は（Ｅ３）を利用してｉγ^*を算出し、上記式（Ｃ３）を利用する場合は式（Ｅ６）又は（Ｅ８）を利用してｉγ^*を算出し、上記式（Ｃ４）を利用する場合は式（Ｅ５）又は（Ｅ７）を利用してｉγ^*を算出すればよい。また、制限電圧Ｖ_omの値は、ＰＷＭインバータ２の電源電圧値に応じて定められる。

式（Ｅ１）、（Ｅ２）、（Ｅ５）及び（Ｅ６）におけるｉδ'として、速度制御部１７から出力されるｉδ^*又は座標変換器１２から出力されるｉδが用いられる。モータ制御装置３内の各部位は、ベクトル制御に必要な各値（ｉδ、ｉδ^*など）を所定周期にて離散的に逐次算出する。ｉδ'として最新のｉδ^*そのもの又は最新のｉδそのものを用いることも可能であるが、ローパスフィルタ（不図示）を用いることにより速度制御部１７から逐次出力されるｉδ^*又は座標変換器１２から逐次出力されるｉδの高域周波数成分を除去し、その高域周波数成分が除去された後のｉδ^*又はｉδを、ｉδ'として利用することも可能である。これにより、ｉδ'の急激な変化が抑制される。

式（Ｅ３）、（Ｅ４）、（Ｅ７）及び（Ｅ８）におけるｉγ'として、前回算出したｉγ^*又は座標変換器１２から出力されるｉγが用いられる。また、ローパスフィルタ（不図示）を用いることにより逐次算出されるｉγ^*又は座標変換器１２から逐次出力されるｉγの高域周波数成分を除去し、その高域周波数成分が除去された後のｉγ^*又はｉγを、ｉγ'として利用することも可能である。これにより、ｉγ'の急激な変化が抑制される。

図６に、式（Ｅ１）、（Ｅ２）、（Ｅ５）又は（Ｅ６）を用いて弱め磁束制御用のｉγ^*を算出する場合におけるモータ駆動システムの一形態を示す。図６のモータ駆動システムでは、ｉγ^*を算出する際、ωとしてω_eが用いられ、ｉδ'はｉδ^*に基づいて定まる。

図７に、式（Ｅ３）、（Ｅ４）、（Ｅ７）又は（Ｅ８）を用いて弱め磁束制御用のｉγ^*を算出する場合におけるモータ駆動システムの一形態を示す。図７のモータ駆動システムでは、ｉγ^*を算出する際、ωとしてω_eが用いられ、ｉγ'は過去のｉγ^*に基づいて定まる。

また、演算負荷を軽減すべく、式（Ｅ３）、（Ｅ４）、（Ｅ７）及び（Ｅ８）におけるＲ_aｉγ'を無視してｉγ^*を算出するようにしてもよい。弱め磁束制御が必要となるような高速回転時には、「ｖγ^*＞＞Ｒ_aｉγ'」となるため、Ｒ_aｉγ'を無視しても弊害は殆どない。

また、最大トルク制御と弱め磁束制御との切り替えは、以下のようにして行われる。ω^*又はω_eが所定速度以上である時或いは常に、モータ１の印加電圧を制限電圧Ｖ_om以下に抑えるためのγ軸電流指令値ｉγ^*を算出するようにする（即ち、上記式（Ｅ１）〜（Ｅ８）の何れかを用いてｉγ^*を算出するようにする）。そして、算出したｉγ^*がゼロ又は正の値であれば、弱め磁束制御は不要と判断して、ｉγ^*をゼロ又はゼロ近傍の所定値とすることにより最大トルク制御を実現する。一方、算出したｉγ^*が負の値であれば、弱め磁束制御が必要と判断して、算出した負のｉγ^*を減算器１３に与えることにより弱め磁束制御を実現する。このようにすることで、最大トルク制御と弱め磁束制御との間の切り替えが滑らかに行われる。

本実施形態の如く、最大トルク制御時の電流ベクトルと一致する軸（ｑｍ軸）を推定することにより、弱め磁束制御を行う必要のない速度範囲では、γ軸電流指令値を算出することなくリアクタンストルクを有効に利用できる。

この場合において、電源電圧が不足して弱め磁束制御が必要となった時、ｄ−ｑ軸に基づくベクトル制御に切り替えて従来の演算式に基づいて弱め磁束制御を行ったのでは、最大トルク制御から弱め磁束制御に滑らかに切り替えることができない（その逆の切り替えも同様）。両制御間の切り替えを滑らかにできないと、切り替え段階において、弱め磁束が不十分になって速度むらが発生したり、強くなりすぎて損失が増加したりする。

そこで、本実施形態の如く、ｄｍ−ｑｍ軸に基づく弱め磁束制御を行うようにする。これにより、ｄｍ−ｑｍ軸に基づく最大トルク制御との滑らかな切り替えが可能となり、安定且つ高効率にて、広い回転速度範囲での運転が可能となる。

＜＜変形等＞＞
上述の実施形態の変形例または注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈７を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。

［注釈１］
最大トルク制御（或いはそれに近似した制御）を実現することを前提とし、制御軸であるδ軸をｑｍ軸に追従させる場合を例示したが、ｑｍ軸以外であって且つｑ軸と異なる回転軸にδ軸を追従させるベクトル制御を行うことも可能である。その場合でも、上述の各式は成り立ち、上述と同様のベクトル制御を行うことができる。但し、δ軸とｑｍ軸がずれることになるため、式（Ｂ３）及び（Ｅ２）等の、Δθ_m≒０を前提とした式は成り立たない。

従来、Ｌ_qとＬ_dとで区別していたインダクタンスをＬ_mに統一し、Φ_aに代えてΦ_exm（又はＥ_exm）を用いることで、ｄ−ｑ軸からずれた任意の座標軸において、良好な弱め磁束制御を実現することができる。

例えば、最大トルク制御を実現する際にモータ１に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸よりも更に位相が進んだ回転軸にδ軸を追従させる。δ軸の位相を適切に進めれば最大効率制御を実現することも可能である。

［注釈２］
図４を参照して、センサレスベクトル制御を行う場合のモータ制御装置の例を示したが、上述の内容は、当然、位置センサ（不図示）を用いる場合にも適用可能である。この場合、位置センサは実回転子位置θを検出し、モータ制御装置の各部は実回転子位置θに基づいて動作することになるため、制御軸であるγ軸及びδ軸は、ｄｍ軸及びｑｍ軸と一致することになる。

［注釈３］
上述の各種の指令値（ｉγ^*、ｉδ^*、ｖγ^*及びｖδ^*など）やその他の状態量（Φ_exm、Φ_exmγ、Ｅ_exm及びＥ_exmγ等）を含む、導出されるべき全ての値の導出手法は任意である。即ち、例えば、それらを、モータ制御装置３内での演算によって導出するようにしてもよいし、予め設定しておいたテーブルデータから導出するようにしてもよい。

［注釈４］
電流検出器１１は、図４に示す如く、直接、モータ電流（電機子電流）を検出する構成にしてもいいし、それに代えて、電源側のＤＣ電流の瞬時電流からモータ電流を再現し、それによってモータ電流を検出する構成にしてもよい。

［注釈５］
モータ制御装置３の機能の一部または全部は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現される。ソフトウェアを用いてモータ制御装置３を実現する場合、モータ制御装置３の各部の構成を示すブロック図は機能ブロック図を表すこととなる。勿論、ソフトウェア（プログラム）ではなく、ハードウェアのみによって、或いは、ソフトウェアとハードウェアの組み合わせによって、モータ制御装置３を形成することも可能である。

［注釈６］
図４のモータ制御装置３においては、推定器２０がΦ_exm等を推定する推定手段として機能し、磁束制御部１６がγ軸電流指令値ｉγ^*を導出する電流指令値導出手段として機能する。

［注釈７］
本明細書では、記述の簡略化上、記号（ｉγなど）のみの表記によって、その記号に対応する状態量などを表現している場合もある。即ち、本明細書では、例えば、「ｉγ」と「γ軸電流ｉγ」は同じものを指す。

また、本明細書において下記の点に留意すべきである。上記の数ｍ（ｍは１以上の整数）と表記した墨付きかっこ内の式（式（１）等）の記述において、所謂下付き文字として表現されているγ及びδは、それらの墨付きかっこ外において、下付き文字でない標準文字として表記されうる。このγ及びδの下付き文字と標準文字との相違は無視されるべきである。

本発明は、モータを用いるあらゆる電気機器に好適である。例えば、モータの回転によって駆動する電気自動車や、空気調和機等に用いられる圧縮機等に好適である。

本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの概略ブロック図である。 本発明の実施形態に係る解析モデル図である。 本発明の実施形態に係る解析モデル図である。 本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。 図４の位置・速度推定器の内部ブロック図である。 図４のモータ駆動システムの一形態を示す図である。 図４のモータ駆動システムの一形態を示す図である。 従来のモータ駆動システムの構成ブロック図である。

符号の説明

１ モータ
２ ＰＷＭインバータ
３ モータ制御装置
１６ 磁束制御部
２０ 位置・速度推定器

Claims (9)

1. モータの回転子に設けられた永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸から電気角で９０度進んだ軸をｑ軸とし、且つ、前記ｄ軸及び前記ｑ軸に対応する制御軸を夫々γ軸及びδ軸とした場合、
   前記γ軸及び前記δ軸を前記ｄ軸及び前記ｑ軸と異ならせ、前記モータに流れるモータ電流を前記γ軸上のγ軸電流と前記δ軸上のδ軸電流とに分解して前記モータのベクトル制御を行うモータ制御装置において、
   前記モータの電機子巻線の鎖交磁束を推定磁束として推定するか、或いは、前記鎖交磁束と前記モータの回転とによって生じる誘起電圧を推定誘起電圧として推定する推定手段と、
   前記推定磁束または前記推定誘起電圧を用いて、前記γ軸電流が追従すべきγ軸電流指令値を導出する電流指令値導出手段と、を備えた
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記γ軸及び前記δ軸が、夫々、前記ｄ軸及び前記ｑ軸と異なるｘ軸及びｙ軸に追従するように前記モータのベクトル制御を行い、
   前記推定手段は、前記ｄ軸上の鎖交磁束ベクトルをｘ軸上の鎖交磁束ベクトルとｙ軸上の鎖交磁束ベクトルに分解した場合における前記ｘ軸上の鎖交磁束ベクトルの大きさ又は前記ｘ軸上の鎖交磁束ベクトルのγ軸成分を、前記推定磁束として推定し、
   前記電流指令値導出手段は、前記推定磁束を用いて前記γ軸電流指令値を導出する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記電流指令値導出手段は、前記推定磁束と、前記δ軸電流または前記δ軸電流が追従すべきδ軸電流指令値と、に基づいて前記γ軸電流指令値を導出する
   ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記電流指令値導出手段は、前記推定磁束と、前記モータに対する印加電圧のγ軸成分と、に基づいて前記γ軸電流指令値を導出する
   ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
5. 前記γ軸及び前記δ軸が、夫々、前記ｄ軸及び前記ｑ軸と異なるｘ軸及びｙ軸に追従するように前記モータのベクトル制御を行い、
   前記推定手段は、前記モータに発生する前記ｑ軸上の誘起電圧ベクトルをｘ軸上の誘起電圧ベクトルとｙ軸上の誘起電圧ベクトルに分解した場合における前記ｙ軸上の誘起電圧ベクトルの大きさ又は前記ｙ軸上の誘起電圧ベクトルのδ軸成分を、前記推定誘起電圧として推定し、
   前記電流指令値導出手段は、前記推定誘起電圧を用いて前記γ軸電流指令値を導出する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
6. 前記電流指令値導出手段は、前記推定誘起電圧と、前記δ軸電流または前記δ軸電流が追従すべきδ軸電流指令値と、に基づいて前記γ軸電流指令値を導出する
   ことを特徴とする請求項５に記載のモータ制御装置。
7. 前記電流指令値導出手段は、前記推定誘起電圧と、前記モータに対する印加電圧のγ軸成分と、に基づいて前記γ軸電流指令値を導出する
   ことを特徴とする請求項５に記載のモータ制御装置。
8. 前記推定磁束または前記推定誘起電圧を用いて導出される前記γ軸電流指令値は、弱め磁束制御用のγ軸電流指令値である
   ことを特徴とする請求項１〜請求項７の何れかに記載のモータ制御装置。
9. モータと、
   前記モータを駆動するインバータと、
   前記インバータを制御することにより前記モータを制御する請求項１〜請求項８の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えた
   ことを特徴とするモータ駆動システム。

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