CN101102089B - 电动机控制装置和电动机驱动系统 - Google Patents

Abstract

控制永磁同步电动机的电动机驱动装置中，具备：磁通控制部，导出流入电枢绕组的电流的d轴成分所对应的电流指令值，作为励磁电流指令值；和电流控制部，其根据励磁电流指令值控制流入所述电枢绕组的电流。磁通控制机构，根据推定或检测出的转子位置，在减弱永磁体所产生的磁通的电流区域周期地变动所述励磁电流指令值，进而，按照转子的旋转速度改变所述励磁电流指令值。

Description

电动机控制装置和电动机驱动系统

技术领域

本发明，涉及一种驱动控制电动机的电动机控制装置，特别是涉及一种有助于降低与电动机驱动相伴的振动的电动机控制装置。 

背景技术

在使用永磁同步电动机时，用于降低振动的技术很重要。该振动包括电动机定子的圆环振动等。定子的圆环振动，是电动机在径向的振动，由作用在电动机转子中所设置的永磁体和定子之间的磁吸引力而产生。定子的圆环振动，传播到固定定子的外框(未图示)，该外框的振动产生噪音。特别是，在特定的旋转速度中，包括定子和外框等的机械结构部位因为共振产生很大的振动和噪音。因此，降低圆环振动很重要。 

作为降低电动机振动的方法，很早就提出了各种方法。 

日本国特开2003-339197号公报，提出了通过参照负载转矩的变动状态周期性地流过d轴电流，来降低因转矩脉动引起的振动的方案。由于转矩脉动，是旋转的圆周方向上转矩随时间的变动，所以在该方法中，降低圆环振动的效果不太明显。进而，在无负载转矩的变动的情况下，不能降低圆环振动。 

日本国特开2004-56839号公报，提出了降低因齿槽转矩引起的振动的方法。但是，因为与定子的圆环振动存在相关的频率、与齿槽转矩的频率不同，所以在该方法中，降低圆环振动的效果不太明显。 

日本国特开2005-117875号公报、日本国特开平11-341864号公报、日本国特开2003-174794号公报和日本国特开2005-253155号公报的各个方法，通过对多相交流电流重叠高次谐波，来实现振动降低。但是，在这些方法中，由于通过高次谐波重叠q轴电流也会发生变化，因此也会发生转矩脉动，产生由转矩脉动引起的振动。另外，在特开2005-117875 号公报中，因为流有正负双方的d轴电流，所以会增大用于降低振动的功率消耗。 

如上所述，降低圆环振动非常重要，急切需要一种有效降低它的技术。另外，虽然以圆环振动为中心说明了现有技术的问题，但是并不局限于圆环振动，降低与电动机驱动相伴的振动也是重要的课题。 

发明内容

因此本发明的目的在于，提供一种可有效降低与电动机驱动相伴的振动的电动机控制装置和电动机驱动系统。 

本发明的电动机控制装置，对由具备永磁体的转子和具备电枢绕组的定子构成的电动机进行控制，具备：磁通控制机构，在将与所述永磁体所生成的磁通平行的轴作为d轴时，导出流入所述电枢绕组的电流的d轴成分所对应的电流指令值，作为励磁电流指令值；和电流控制机构，其根据所述励磁电流指令值控制流入所述电枢绕组的电流，所述磁通控制机构，根据推定或检测出的转子位置，在减弱所述磁通的电流区域周期地变动所述励磁电流指令值，进而，根据所述转子的旋转速度改变所述励磁电流指令值。 

几个现有技术，通过周期地供给d轴电流来实现振动降低，而基本上，d轴电流的供给方法是固定的，并不是根据旋转速度动态地改变d轴电流。但是，对于降低圆振动等的振动来说，有效的d轴电流的提供方法，可以依赖于旋转速度而变化。着眼于此，本发明中，根据转子旋转速度使励磁电流指令值可变。因此，可以得到与转子的旋转速度相应的、良好的振动降低效果。 

另外，由于在减弱永磁体所生成的磁通的电流区域使励磁电流指令值变动，因此与特开2005-117875号公报的方法相比，可以抑制振动降低用的功率消耗增加。 

具体地说，例如，所述磁通控制机构，在所述旋转速度固定在规定的第一旋转速度或与所述第一旋转速度不同的规定的第二旋转速度时，以与该旋转速度成比例的频率使所述励磁电流指令值变动，在所述旋转速度为所述第一旋转速度时、和所述旋转速度为所述第二旋转速度时，可以变更地形成该比例的比例系数。 

对得到期望的振动降低而言有效的比例系数，根据旋转速度而不同。因此，按照以上来构成。由此可以得到与旋转速度对应的、适当的振动降低效果。 

另外，具体来说例如，所述磁通控制机构，根据所述旋转速度，可变更地形成所述励磁电流指令值的变动的相位。 

对用于得到期望的振动降低而言有效的相位，根据旋转速度而不同。因此，按照上述而构成。由此可以得到与旋转速度对应的、适当的振动降低效果。 

另外，具体来说例如，所述磁通控制机构，根据所述旋转速度，可变更地形成所述励磁电流指令值的变动的振幅。 

根据旋转速度而发生的振动的程度不同。考虑这一点，预先根据旋转速度可变更地形成所述振幅。由此，可以避免在特定的旋转速度下振动异常增大之类的情况。 

另外，例如，定义多个候选比例系数作为所述比例系数的候选，根据采用所述多个候选比例系数的每一个作为所述比例系数时的、搭载该电动机控制装置的机器的振动状态，决定与各个旋转速度对应的所述比例系数。 

另外，例如，定义多个候选相位作为所述相位的候选，根据在采用所述多个候选相位的每一个作为所述相位时的、搭载该电动机控制装置的机器的振动状态，决定与各个旋转速度对应的所述相位。 

另外，本发明的电动机驱动系统，具备：电动机；驱动所述电动机的逆变器；和通过控制所述逆变器来控制所述电动机的上述电动机控制装置。 

另外例如，所述电动机驱动系统，用于横置式压缩机。 

将电动机被固定为固定压缩机的面与所述电动机的转子的旋转轴平行的压缩机，称为横置式压缩机。这里所谓“平行”不仅是严格的平行，也包括稍许偏差的实质的平行的概念。 

根据本发明，可以有效地降低伴随电动机驱动的振动。

附图说明

图1是表示本发明的第一实施方式的电动机驱动系统的概略构成的方框图。 

图2是本发明的第一实施方式的电动机的分析模型图。 

图3(a)是内置了图1的电动机驱动系统的横置式压缩机的主视图。 

图3(b)是内置了图1的电动机驱动系统的横置式压缩机的俯视图。 

图4是图1的电动机驱动系统的构成方框图。 

图5是图4的速度推定器的内部方框图。 

图6是由图4的磁通控制部所生成的γ轴电流指令值的波形图。 

图7是表示与图1的电动机有关的、在固定坐标系上的磁吸引力的轨迹的图。 

图8是表示图3(a)和(b)的横置式压缩机中的、半径方向的振动等级的旋转速度依赖性。 

图9是表示图3(a)和(b)的横置式压缩机中的、圆周方向的振动等级的旋转速度依赖性。 

图10是表示图3(a)和(b)的横置式压缩机中的、水平方向的振动等级的旋转速度依赖性。 

图11是表示图3(a)和(b)的横置式压缩机中的、全方向的振动等级的旋转速度依赖性。 

图12是表示图3(a)和(b)的横置式压缩机中的、半径方向的振动等级的相位依赖性。 

图13是使用本发明的第一实施方式的方法的情况下的振动等级、与将d轴电流维持为零时的振动等级的比较图。 

图14为用于说明使用本发明的第一实施方式的方法的情况下的功率消耗增加量的图(与将d轴电流维持为零的方法之间的比较)。 

图15为用于说明使用本发明的第一实施方式的方法的情况的下功率消耗增加量的图(与注入正负d轴电流的方法之间的比较)。 

图16为用于说明使用本发明的第一实施方式的方法的振动降低效果的图(与注入正负d轴电流的方法之间的比较)。 

图17是本发明的第二实施方式的电动机的分析模型图。

图18是本发明的第二实施方式的电动机分析模型图。 

图19是本发明的第二实施方式的电动机电流的电流轨迹的一例的图。 

图20是本发明的第二实施方式的电动机驱动系统的构成方框图。 

图21是图20的速度推定器的内部方框图。 

具体实施形式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细地说明。在参照的各个附图中，同一部分赋予同一符号，原则上省略对同一部分的重复说明。 

《第一实施方式》 

图1是本发明的第一实施方式的电动机驱动系统的方框构成图。1是在转子(未图示)上设置永磁体，在定子(未图示)上设置电枢绕组得到的三相永磁同步电动机1(以下，简称为“电动机1”)。 

2是PWM(Pulse Width Modulation)逆变器，按照电动机1的转子位置，对电动机1供给U相、V相和W相构成的三相交流电压。设供给该电动机1的电压为电动机电压(电枢电压)V_a，从PWM逆变器2供给电动机1的电流为电动机电流(电枢电流)I_a。 

3是电动机控制装置，使用电动机电流I_a推定电动机1的转子位置等，将用于使电动机1以期望的旋转速度进行旋转的信号提供给PWM逆变器2。该期望的旋转速度，从未图示的CPU(中央处理器；Central ProcessingUnit)等作为电动机速度指令值ω^*提供给电动机控制装置3。 

图2是电动机1的分析模型图。在以下的说明中，所谓电枢绕组，是指设置在电动机1中的电枢绕组。在图2中，表示有U相、V相和W相的三相电枢绕组固定轴。1a是构成电动机1的转子的永磁体。在以与永磁体1a所产生的磁通相同的速度进行旋转的旋转坐标系中，取永磁体1a所产生的磁通的方向为d轴，与d轴对应的控制上的推定轴为γ轴。另外，图中虽未示出，从d轴超前电角90度的相位为q轴，从γ轴超前电角90度的相位为作为推定轴的δ轴。与实轴对应的旋转坐标系，为选择d轴和q轴为坐标轴的坐标系，将该坐标轴称为d—q轴。控制上的旋转坐标系(推定旋转坐标系)，为选择γ轴和δ轴为坐标轴的坐标系，将该坐标轴称为γ—δ轴。

d—q轴进行旋转，将其旋转速度(电角速度)称为实际电动机速度ω。γ—δ轴也进行旋转，将其旋转速度(电角速度)称为推定电动机速度ω_e。另外，在某个瞬间的旋转着的d—q轴中，以U相的电枢绕组固定轴为基准将d轴的相位由θ(实际转子位置θ)表示。同样，在某个瞬间的旋转着的γ—δ轴中，以U相的电枢绕组固定轴为基准，将γ轴相位由θ_e(推定转子位置θ_e)表示。这样，d轴与γ轴之间的轴误差Δθ(d—q轴与γ—δ轴之间的轴误差Δθ)，用Δθ＝θ—θ_e表示。 

在以下的描述中，将电动机电压V_a的γ轴成分、δ轴成分、d轴成分和q轴成分，分别用γ轴电压v_γ、δ轴电压v_δ、d轴电压v_d、q轴电压v_q表示，将电动机电流I_a的γ轴成分、δ轴成分、d轴成分和q轴成分，分别用γ轴电流i_γ、δ轴电流i_δ、d轴电流i_d、q轴电流i_q表示。 

另外，在以下的描述中，R_a为电动机电阻(电动机1的电枢绕组的电阻值)，L_d、L_q分别为d轴电感(电动机1的电枢绕组的电感的d轴成分)、q轴电感(电动机1的电枢线圈的电感的q轴成分)，Φ_a为永磁体1a所产生的电枢交链磁通。另外，L_d、L_q、R_a和Φ_a，是电动机驱动系统制造时确定的值，这些值在电动机控制装置的运算中使用。另外，在以后所示的各个公式中，s表示拉普拉斯运算符。 

在本实施方式中，例示了图1的电动机驱动系统搭载在横置式压缩机中的情况。图3(a)是内置有图1的电动机驱动系统的横置式压缩机4的主视图，图3(b)是该横置式压缩机4的侧视图。在图3(a)中，6表示设置横置式压缩机4的设置面。 

横置式压缩机4，具备用于将横置式压缩机4固定在设置面6的固定器5。通过将该固定器5和设置面6用螺栓等连接部件(未图示)连接，横置式压缩机4被固定在设置面6上。 

图1的电动机1，被固定在图3(a)和(b)的横置式压缩机4内(固定的情形未图示)，使得电动机1的转子的旋转轴相对于设置面6平行。将电动机1的转子的旋转轴相对于设置面6为平行的压缩机，称为横置式压缩机。但是，这里所说的“平行”并不是严格意义上的平行，是包括存在稍许偏差的实质上平行的概念。 

现在，将设置面6，设为相对地面为水平的面。此时，电动机1的转 子的旋转轴为水平。另外，该旋转轴，设为朝向横置式压缩机4的长边方向。以下将与该旋转轴平行的方向，称为水平方向。另外，考虑由X轴、Y轴和Z轴构成的三方向的直线坐标轴，设为其Z轴平行于上述水平方向。X轴、Y轴和Z轴，构成三维直角坐标。而且，将平行于X轴的方向称为X方向，平行于Y轴的方向称为Y方向。Y方向相对于设置面6为垂直，X方向相对于设置面6为平行。而且，水平方向相对于X方向和Y方向分别垂直相交。 

再有，在X轴和Y轴构成的二维平面上，在将其二维平面的原点取在电动机1的旋转轴上时，将通过该原点的直线方向称为半径方向。该半径方向与电动机1的转子的旋转轨迹的径向一致。特别是，在本实施方式中，如图3(a)所示，将与X方向和Y方向均不平行的方向，作为半径方向关注。另外，在由X轴和Y轴组成的二维平面上，将与半径方向正交的方向称为圆周方向。该圆周方向，与电动机1的转子的旋转轨迹的切线方向一致。 

作用在设置于转子中的永磁体1a和定子之间的半径方向的磁吸引力，引起定子的圆环振动，其传播到用于固定定子的外框(未图示)，由此产生横置式压缩机4的振动和噪音。 

但是，在一般的电动机驱动控制中，使用磁阻转矩的情况或进行弱磁通控制的情况下，流过负的d轴电流。如果没有流过负的d轴电流，在电动机的端子电压超过规定的上限电压的旋转速度下，一般来说，实施弱磁通控制。因为过多地流过d轴电流会导致效率下降，所以并不希望。因此，通常，不要流过实现最大转矩的电流大小以上的d轴电流、或在端子电压比上限电压小的旋转速度下进行弱磁通控制。 

在本实施方式中，与现有的方法不同，不流过负的d轴电流，并且在电动机1的端子电压为规定的上限电压以下的速度区域中，即以往不能适用弱磁通控制的速度区域中，主动地流过负的d轴电流，来削弱永磁体1a所产生的磁通(电枢交链磁通)。而且，此时，按照转子的旋转速度，适当地改变d轴电流的提供方式。 

另外，所谓电动机1的端子电压，是PWM逆变器2施加到电动机1的电枢绕组的电压。上述的上限电压，被以提供给逆变器2的电源电压为 基础而设置。上述速度区域，为关于电动机1转子的旋转速度的速度区域。 

对本实施方式的电动机驱动系统的构成和动作，进行更具体地说明。图4是详细表示图1的电动机控制装置3内部结构的、电动机驱动系统的构成方框图。电动机控制装置3，具有：电流检测器11、坐标变换器12、减法器13、减法器14、电流控制部15、磁通控制部16、速度控制部17、坐标变换器18、减法器19、速度推定器20和积分器21。构成电动机控制装置3的各个部分，根据需要可以自由地使用在电动机控制装置3内生成的所有值。 

电流检测器11，例如由霍尔元件等构成，用于检测从PWM逆变器2提供给电动机1的电动机电流I_a的固定轴成分即U相电流i_u和V相电流i_v。坐标变换器12，获取来自电流检测器11的U相电流i_u和V相电流i_v的检测结果，使用由起到位置推定器功能的积分器21所提供的推定转子位置θ_e，将它们变换为两相电流即γ轴电流i_γ和δ轴电流i_δ。 

速度推定器20，推定并输出推定电动机速度ω_e。对于推定电动机速度ω_e的推定方法，在后面进行说明。积分器21对从速度推定器20输出的推定电动机速度ω_e进行积分后，计算出推定转子位置θ_e。 

减法器19，从电动机速度指令ω^*中减去速度推定器20所提供的推定电动机速度ω_e，并输出该减法运算的结果(速度误差)。速度控制部17，根据减法器19的相减结果(ω^*—ω_e)，生成并输出δ轴电流指令值i_δ ^*。该δ轴电流指令值(转矩电流指令值)i_δ ^*，表示电动机电流I_a的δ轴成分即δ轴电流i_δ应该跟随的电流的值。磁通控制部16，根据积分器21提供的推定转子位置θ_e和速度推定器20提供的推定电动机速度ω_e，生成并输出γ轴电流指令值i_γ ^*。该γ轴电流指令值(励磁电流指令值)i_γ ^*，表示电动机电流I_a的γ轴成分即γ轴电流i_γ应该跟随的电流的值。 

减法器13，从γ轴电流指令值i_γ ^*中减去γ轴电流i_γ，计算出电流误差(i_γ ^*—i_γ)。减法器14，从δ轴电流指令值i_δ ^*中减去δ轴电流i_δ，计算出电流误差(i_δ ^*—i_δ)。 

电流控制部15，接收由减法器13和14计算出的各个电流误差，通过比例积分控制，生成并输出γ轴电压指令值v_γ ^*和δ轴电压指令值v_δ ^*，以使γ轴电流i_γ跟随γ轴电流指令值i_γ ^*，且δ轴电流i_δ跟随δ轴电流指令值 i_δ ^*。此时，根据需要，使用i_γ、i_δ和ω_e的各值。γ轴电压指令值v_γ ^*表示γ轴电压v_γ应该跟随的电压的值，δ轴电压指令值v_δ ^*表示δ轴电压v_δ应该跟随的电压的值。 

坐标变换器18，根据积分器21所提供的推定转子位置θ_e，将两相的电压指令值即γ轴电压指令值v_γ ^*和δ轴电压指令值v_δ ^*，变换为由U相电压指令值v_u ^*、V相电压指令值v_v ^*和W相电压指令值v_w ^*构成的三相电压指令值，并将它们输出到PWM逆变器2。 

PWM逆变器2，根据表示应该施加到电动机1的电压的三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*和v_w ^*)，生成脉冲宽度调制后的信号，将对应该三相电压指令值的电动机电流Ia供给电动机1，来驱动电动机1。 

图5表示速度推定器20的内部方框图，例示了由速度推定器20进行的推定电动机速度ω_e的推定方法。但是，作为推定电动机速度ω_e的推定方法存在各种方法，速度推定器20可以采用其中任一种方法。 

图5的速度推定器20，具有轴误差推定部25、比例积分运算器26。轴误差推定部25，例如，使用下式(1)，来计算d轴和γ轴之间轴误差Δθ。这里，p表示微分运算符。在使用式(1)时，作为式中的v_γ、v_δ和ω的值，分别使用v_γ ^*、v_δ ^*和ω_e的值。轴误差推定部25中，被由电流控制部15和坐标变换器12提供v_γ ^*、v_δ ^*、i_γ和i_δ的值，被由比例积分运算器26提供ω_e的值。 

(式1) 

        …(1) 

$\≈-\frac{v_{\mathrm{\γ}}-(R_a+{\mathrm{pL}}_d)i_{\mathrm{\γ}}+\mathrm{\ω}{L}_q{i}_{\mathrm{\δ}}}{v_{\mathrm{\δ}}-(R_a+p{L}_d)i_{\mathrm{\δ}}-\mathrm{\ω}{L}_q{i}_{\mathrm{\γ}}}$

比例积分运算器26，为了实现PLL(Phase Locked Loop)，与构成电动机控制装置3的各个部分协同动作并进行比例积分控制，计算出推定电动机速度ω_e，以使轴误差推定部25计算出的轴误差Δθ收敛于零。计算出的推定电动机速度ω_e作为速度推定器20的输出值，提供给需要该值的电动机控制装置3的各个部分。 

接着，对本实施方式的电动机驱动系统的特征性部分即磁通控制部16 进行说明。另外，在以下的说明中，设电动机1的极对数为2。当然，也可设极对数为2以外。 

现在，如以下的式(2)这样，定义作为γ轴电流指令值i_γ ^*的基准的i_ref ^*。 

(式2) 

i_ref ^*＝Acos(n×ω_et+α) 

＝Acos(n×θ_e+α)                    …(2) 

然后，以满足下述式(3a)和(3b)的方式生成i_γ ^*。即，由式(2)表示的i_ref ^*小于零时，设i_γ ^*＝i_ref ^*，在i_ref ^*为零以上时设i_γ ^*为零。 

(式3a) 

i_γ ^*＝i_ref ^*(在i_ref ^*<0、时)            …(3a) 

(式3h) 

i_γ ^*＝0(在i_ref ^*≧0、时               )…(3b) 

在式(2)中，A是决定i_γ ^*和i_ref ^*的变动的振幅的增益，n是决定其变动的频率的值，α是其变动的相位。另外，t是表示时间。A设为正值。 

这里，对电动机1的转子的机械角速度(机械上的角速度)ω_m、式(2)等表示的电角速度的ω_e、极对数Np之间的关系进行补充说明。首先，众所周知，ω_m＝ω_e/Np的关系成立。因此，若预先设机械周期为Tm(＝2π/ω_m)，设电周期为Te(＝2π/ω_e)时，则Tm＝Te×Np成立。 

因为式(2)的n是与电角相关的系数，因此若设n＝1、2、3、……，则电周期(Te)内产生1次、2次、3次、……的高次谐波。另一方面，因为Np＝2，所以若设n＝1、2、3、……，则在机械周期(Tm)内产生2次、4次、6次、……的高次谐波。因此若将机械角对应的高次谐波的次数设为k₁(k₁为自然数)，则n＝k₁/Np成立。 

图6表示根据推定转子位置θ_e，γ轴电流指令值i_γ ^*发生变动的情形。根据上述定义等可知，γ轴电流指令值i_γ ^*的波形，为余弦波形的负侧的半波形，在减弱永磁体1a所生成的磁通的电流区域，i_γ ^*周期地发生变动。 

在本实施方式中，使i_γ ^*和i_ref ^*以转子的机械旋转速度(单位为rps(revolution per second))的k₁倍、即作为i_γ ^*和i_ref ^*的基本频率的ω_e的(k₁/Np)倍的频率变动。k₁＝1、2、3、4、……时，将注入到电动机1的d轴电流的次数，分别称为1次、2次、3次、4次……。k₁＝1、2、3、4、…… 时，转子每旋转1圈，分别被注入1、2、3、4……周期份的d轴电流。 

固定坐标系上的磁吸引力的轨迹如图7所示。在图7中，曲线101表示按照d轴电流i_d维持为零的方式进行矢量控制时的半径方向的磁吸引力，曲线102表示实施将i_d保持为一定值(增益A)的弱磁通控制时的半径方向的磁吸引力。 

曲线103，是与本实施方式对应的曲线。曲线103，是注入4次的d轴电流(高次谐波d轴电流)时的半径方向的磁吸引力的轨迹。在注入4次的d轴电流时(即，n＝2时)，转子每机械旋转一周，i_γ ^*和i_ref ^*变动4周期份。因此，在转子机械旋转一周的期间，由于i_γ ^*的变动，半径方向的磁吸引力反复4次强弱。 

这样，通过使i_γ ^*(i_d)周期地变化，磁吸引力中表现出周期性的强弱，由此，在半径方向产生机械性的振动成分。本实施方式中的电动机驱动系统，由该振动成分抵消电动机1在半径方向的振动(机械振动)，实现振动降低。 

图8～图11，是表示横置式压缩机4的振动大小的振动等级的旋转速度依赖性的图。图8～图11，表示设增益A为一定的A₀且将相位α固定在某个相位α₀时的、其实验结果。详细在后面描述，图4的磁通控制部16，以这样的实验结果为基础，决定实际应该输出的i_γ ^*。 

在图8中，纵轴表示将i_d维持为零时对应的、横置式压缩机4在半径方向的振动等级的增减，曲线111、112、113和114，分别表示注入1次、2次、3次和4次的d轴电流时的、该增减的旋转速度依赖性。另外，曲线115表示在仅进行弱磁控制时，即具有大小A₀的i_d始终持续流过时的、该增减的旋转速度依赖性。 

在图9中，纵轴表示将i_d维持为零时对应的、横置式压缩机4在圆周方向的振动等级的增减，曲线121、122、123和124，分别表示注入1次、2次、3次和4次的d轴电流时的、该增减的旋转速度依赖性。另外，曲线125表示在仅进行弱磁控制时，即具有大小A₀的i_d始终持续流过时的、该增减的旋转速度依赖性。 

在图10中，纵轴表示将i_d维持为零时对应的、横置式压缩机4在水平方向的振动等级的增减，曲线131、132、133和134，分别表示注入1 次、2次、3次和4次的d轴电流时的、该增减的旋转速度依赖性。另外，曲线135表示在仅进行弱磁控制时，即具有大小A₀的i_d始终持续流过时的、该增减的旋转速度依赖性。 

在图11中，纵轴表示将i_d维持为零时对应的、横置式压缩机4在全方向的振动等级的增减，曲线141、142、143和144，分别表示注入1次、2次、3次和4次的d轴电流时的、该增减的旋转速度依赖性。另外，曲线145表示在仅进行弱磁控制时，即具有大小A₀的i_d始终持续流过时的、该增减的旋转速度依赖性。 

横置式压缩机4的全方向的振动等级的增减，相当于半径方向、圆周方向和水平方向的振动等级增减的合计。在图8～图11的每一个中，横轴表示电动机1的转子的旋转速度(单位为rps)。图8的直线110、图9的直线120、图10的直线130和图11的直线140，与振动等级的增加为零相对应，在图8～图11的各个图中，表示出随着朝向纵轴的下方向(纸面的下方)，振动等级逐渐减少。 

设k₁为1、2、3或4时，“注入k₁次的d轴电流”，相当于“n＝k₁/2，且使由式(2)、(3a)和(3b)表示的γ轴电流指令值i_γ ^*输出到磁通控制部16”。曲线115、125、135和145，表示强制地使i_γ ^*总为A₀的情况下的实验结果。 

参照图8，在旋转速度60～120rps的范围内，注入4次d轴电流时，在半径方向的振动等级降低的效果最大(其中，忽略曲线115)。另外，在旋转速度100～120rps的范围内，在半径方向的振动等级的降低效果，与1次和4次效果大致相同。 

参照图9，在圆周方向的振动等级的降低效果，在旋转速度60rps下，注入4次的d轴电流的情况为最大，在旋转速度70、80和100rps下，注入1次的d轴电流的情况为最大，在旋转速度90、110和120rps下，注入2次的d轴电流的情况为最大。 

参照图10，水平方向中的振动等级降低效果，在旋转速度60rps下注入2次(或4次)的d轴电流的情况为最大，在旋转速度70、80和90rps下，注入1次的d轴电流的情况为最大，在旋转速度100rps下，注入1次(或2次)的d轴电流的情况为最大。

参照图11，全方向中的振动等级的降低效果，在旋转速度60rps下注入4次的d轴电流的情况为最大，在旋转速度70、80和100rps下，注入1次的d轴电流的情况为最大，在旋转速度90、110和120rps下，注入2次的d轴电流的情况为最大。 

对于各个方向的振动等级，若改变注入的d轴电流的次数则会发生改变，并且，即使次数相同如果旋转速度不同也不同。这是因为，如果改变次数则振动的相抵状态会发生变化，另外，该相抵状态会因旋转速度而异。 

在某个旋转速度下，注入什么样的次数的d轴电流对振动降低最有效，会因横置式压缩机4的机械结构特性等而变为各种各样。而且，最佳次数也根据要降低的振动方向而不同。例如，旋转速度为70rps时，为了抑制半径方向的振动注入4次d轴电流最佳，但是为了抑制圆周方向的振动注入1次d轴最佳。 

考虑图8～图11所示的实验结果，图4的磁通控制部16，根据与转子的旋转速度对应的速度信息，动态地设定式(2)中的n值，并使用设定的n值生成i_γ ^*。另外，在本实施方式中，使用推定电动机速度ω_e作为上述速度信息，但也可以使用电动机速度指令值ω^*。 

例如，在降低半径方向的振动优先时，如果由上述速度信息表示的旋转速度为60rps，则设n＝2，如果该旋转速度为100rps则设n＝1/2或2即可。在降低圆周方向的振动优先时，如果上述速度信息所表示的旋转速度为80rps，则设n＝1/2，如果该旋转速度为110rps则设n＝1即可。另外，例如在降低全方向的振动优先时，如果由上述速度信息表示的旋转速度为60rps则设n＝2，如果该旋转速度为70rps则设n＝1/2即可。由此，供给对于所需的振动降低而言具有最佳频率的d轴电流，可以得到有效的振动抑制。 

另外，考虑实验结果的k₁和n的设定方法，可以按照如下表现。关于各个旋转速度，定义多个候选(候选比例系数)作为磁通控制部16最终应采用的k₁的候选，通过实验来测量在采用各个候选值时的横置式压缩机4的振动状态(振动等级)。由此，得到图8～图11的各个曲线。然后，根据该测量结果(实验结果)，对各个旋转速度确定最佳的k₁和n值，根据该确定的内容，由磁通控制部16决定实际的n值。

接着，对于振动和相位α之间的关系进行说明。图12是表示横置式压缩机4的半径方向的振动等级、与相位α之间的关系的图。图12表示在A＝A₀(A₀为恒定)且n＝2的条件下，改变相位α时的、半径方向的振动等级的实验结果(测量结果)。 

在图12中，纵轴表示横置式压缩机4的半径方向的振动等级，横轴表示相位α。在图12中，表示随着朝向纵轴的下方向(纸面的下方)，振动等级逐渐减少。在图12中，折线151表示转子的旋转速度为40rps时的半径方向的振动等级和相位α之间的关系。折线152、153和154，分别表示转子的旋转速度为60、80和100rps时的该关系。 

如图12所示，半径方向的振动等级，根据相位α的变化而变化，且即使相位α相同，也因旋转速度不同而异。这是由于，如果改变相位α，半径方向的振动相抵状态会发生变化，另外，该相抵状态，因旋转速度而异。 

例如，在旋转速度为40rps和60rps时，相位α为特定的相位α₁时半径方向的振动等级最小，相位α与α₁不同时(例如，相位α为α₂或α₃时)该振动等级不为最小。另外，例如，旋转速度为80rps时，相位α为特定的相位α₂时，半径方向振动等级最小，相位α不同于α₂时(例如相位α为α₁或α₃时)该振动等级不为最小。另外例如，旋转速度为100rps时，相位α为特定的相位α₃时半径方向的振动等级最小，相位α不同于α₃时(例如，相位α为α₁或α₂时)该振动等级不为最小。另外，α₁≠α₂≠α₃成立。 

在某个旋转速度下，注入什么样的相位α的d轴电流对振动降低最有效，根据横置式压缩机4的机械结构特性等而变为各种各样。而且，最佳的相位α也根据旋转速度而各异。 

考虑图12所示的实验结果，图4的磁通控制部16，根据与转子的旋转速度对应的速度信息，动态地设定式(2)中的相位α，使用设定的相位α生成i_γ ^*。另外，在本实施方式中，使用推定电动机速度ω_e作为上述速度信息，但也可以使用电动机速度指令值ω^*。 

例如，在n＝2时，在目的为降低半径方向的振动的情况下，根据上述速度信息所表示的旋转速度为40或60rps则设α＝α₁，如果该旋转速度 为100rps则设α＝α₃即可。由此，通过供给对所需的振动降低而言具有最佳相位的d轴电流，可以得到有效的振动抑制。 

另外，考虑实验结果的相位α的设定方法，可以按照如下表现。关于各个旋转速度，定义多个候选相位(α₁、α₂、α₃等)作为磁通控制部16最终应采用的相位α的候选，通过实验来测量在采用各个候选相位时的横置式压缩机4的振动状态(振动等级)。由此，得到图12的各个折线。然后，根据该测量结果(实验结果)，对每个旋转速度确定最佳的相位α，根据该确定的内容，由磁通控制部16决定实际的相位α。 

另外，在其他条件相同的状态下，有以下的现象：若设α＝α₄，第一方向的振动等级比较大，另一方面第二方向的振动等级比较小，若设α＝α₅，第一方向的振动等级比较小，另一方面第二方向的振动等级比较大。这里，第一方向和第二方向，分别为半径方向、圆周方向和水平方向中任一个，第一方向和第二方向互异。另外，α₄≠α₅成立。因此，通过改变相位α可以优先地降低特定方向的振动。例如，在半径方向的振动成为问题，而圆周方向或水平方向的振动并不那么成为问题的情况下，可以选择对半径方向的振动的抑制最适当的相位α。 

另外，横置式压缩机4固有的共振频率，依赖于横置式压缩机4的机械机构而存在。横置式压缩机4在以该共振频率或该共振频率附近的频率机械振动时，该振动等级会比其他的频率强大。而且，横置式压缩机4的振动频率依赖于电动机1转子的旋转速度。因此，在以能使横置式压缩机4在上述共振频率或该共振频率附近的频率振动的这种旋转速度使转子旋转的情况等下，增大式(2)中的增益A效果明显。 

即，可根据上述速度信息改变式(2)中的增益A。例如，图4的磁通控制部16，在推定电动机速度ω_e为上述共振频率对应的规定速度ω₁时，将自身输出的i_γ ^*的增益A设为A₁，推定电动机ω_e为规定速度ω₂时，将自身输出的i_γ ^*的增益A设为A₂。这里，ω₁≠ω₂，且A₁>A₂。由此，可以避免在特定的旋转速度下振动异常大的情况。 

另外，在上述特开2004—56839号公报的方法中，以降低齿槽转矩为目的，而根据转子位置改变d轴电流。但是，为了达到该目的，必须要抵消仅由转子和定子的位置关系所决定的磁通变化，需要将该变动的大小设 为恒定。即，在特开2004—56839号公报的方法中，d轴电流的变动大小不依赖于旋转速度。 

图13是使用本实施方式的方法的情况与维持i_d＝0时的振动比较图。连接三个测量数据点的折线161，对应于本实施方式的方法，连接其他三个测量数据点的折线162，与维持为id＝0的情况对应。另外，“本实施方式的方法”，是指使图4的磁通控制部16输出式(2)、(3a)和(3b)所表示的i_γ ^*的方法，包括根据速度信息，改变值n、相位α、和(或)增益A的方法。 

在图13中，160表示原点。表示测量数据点随着从原点160起朝向由箭头163所表示的纸面上方向，Y方向(参照图3(a))的振动等级增大。表示测量数据点随着从原点160起朝向由箭头164所表示的纸面右上方向，半径方向的振动等级增大。表示测量数据点随着从原点160起朝向由箭头165所表示的纸面右方向，X方向的振动等级增大。 

如图13可知，Y方向、半径方向和X方向的任一方向的振动等级，均可以通过本实施方式的方法降低。另外，Y方向的振动等级，即使设i_d＝0时，也比较小。这估计是因为横置式压缩机4在箭头163所表示的方向的相反侧固定在设置面6的缘故(参照图3(a))。 

另外，图14表示设i_d为零时对应的、应用“本实施方式的方法”时的功率消耗增加量、与应用i_d＝A₀(恒定)的弱磁通控制时的功率消耗增加量。图14所示的数据，为设A＝A₀且n＝2时的数据。当然，在各个旋转速度(60～100rps)下，前者的功率消耗增加量比后者小得多。 

另外，图15表示“本实施方式的方法”和“注入正负d轴电流的方法”之间的、功率消耗的比较结果，图16表示振动的比较结果。“注入正负d轴电流的方法”，与上述特开2005—117875号公报的方法对应，与式(2)表示的i_ref ^*的正负无关，相当于设i_γ ^*＝i_ref ^*的方法。 

在图15中，符号171表示将i_d设为零时对应的、应用“本实施方式的方法”时的功率消耗增加量，符号172表示将id设为零时对应的、应用“注入正负的d轴电流的方法”时的功率消耗增加量。在“本实施方式的方法”中，因为仅注入负的d轴电流，所以当然在各个旋转速度(60～100rps)下，前者的功率消耗增加量比后者小。

在图16中，曲线181表示将i_d设为零时对应的、应用“本实施方式的方法”时的振动等级差值，曲线182表示将i_d设为零时对应的、应用“注入正负d轴电流的方法”时的振动等级差值。图16中，表示随着朝向纵轴的下方向(纸面的下方向)振动等级降低。另外，图16表示与半径方向的振动等级相关的振动等级差值。 

如图16所示，在各个旋转速度(60～100rps)下，二者起到了同样的振动等级降低的效果。因为半径方向的振动在定子吸引转子时发生，所以仅通过减弱该吸引力、即仅流过负的d轴电流，就可以得到半径方向振动降低的效果。另外，在“本实施方式的方法”中，因为仅注入负的d轴电流，所以不存在象“注入正负的d轴电流的方法”那样增加磁吸引力的期间，可以获得有效的振动降低(磁吸引力的增加，通常作用在使振动增加的方向)。 

另外，在“本实施方式的方法”中，没有为了抑制振动而使q轴电流变化，因此可以在不增加转矩脉动的情况下降低磁吸引力。 

《第二实施方式》 

在上述第一实施方式中，处理的是轴误差Δθ收敛于零的情况。即，第一实施方式的电动机控制装置3推定d—q轴。因此，i_d与i_γ ^*为大概一致。但是，第一实施方式记载的事项，对于推定d—q轴以外的轴的情况也能适用。在第二实施方式中，例示了推定dm—qm轴的构成。在第一实施方式所记载的事项只要没有矛盾，全都可以适用于第二实施方式。dm—qm轴，为本申请人提出的控制上的推定轴，与其有关的技术祥见日本国专利申请第2006—177646号。 

在第二实施方式中所使用的推定dm—qm轴的方法，以下称为“dmqm法”。首先，为了容易理解dmqm法的意思，对用于实施最大转矩控制的一般方法进行简单说明。 

一般的电动机控制装置，按照轴误差Δθ收敛于零的方式控制电动机。另外，公知有使用磁阻转矩的、用于进行最大转矩控制的d轴电流i_d的计算公式，在进行最大转矩控制时，通常，根据下述式(4)计算出γ轴电流指令值i_γ ^*。 

(式4)

${i_{\mathrm{\&gamma;}}}^{*}=\frac{{\mathrm{\&Phi;}}_a}{2(L_q-L_d)}-\sqrt{\frac{{{\mathrm{\&Phi;}}_a}^2}{4{(L_q-L_d)}^2}+{i_{\mathrm{\&delta;}}}^{*2}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(4\right)$

为了使用上述式(4)实现最大转矩控制，作为前提，需要将轴误差Δθ维持为零，但是为了计算出轴误差Δθ，需要事先求出q轴电感L_q等运算用参数的值。因此，为了实现最大转矩控制，第一，需要用于将轴误差Δθ维持为零的参数调整。除此之外，第二、需要调整式(4)中所使用的参数，第三、需要使用式(4)逐次计算出γ轴电流指令值i_γ ^*。 

dmqm法，有助于简化运算用参数的调整和削减计算量。以下，进行dmqm法的说明。 

图17和图18是用于说明dmqm法的电动机1的分析模型图。图17相当于更详细地表示图2的分析模型图的图。 

将朝向与应在实现最大转矩控制时提供给电动机1的电流矢量的朝向相一致的旋转轴定为qm轴。而且，将从qm轴起延迟电角90度得到的轴定为dm轴。将dm轴和qm轴构成的坐标轴称为dm—qm轴。 

众所周知，用于实现最大转矩控制的电动机电流，具有正的q轴成分和负的d轴成分。因此，qm轴为相位比q轴超前的轴。在图17和图18中，逆时针旋转的方向为相位的超前方向。 

将从qm轴看到的q轴的相位(角度)表示为θ_m，从δ轴看到的qm轴的相位(角度)表示Δθ_m。此时，当然从dm轴看到的d轴的相位也为θ_m，从γ轴看到的dm轴的相位也为Δθ_m。θ_m为从q轴(d轴)看到的qm轴(dm轴)的超前角。Δθ_m表示qm轴和δ轴之间的轴误差(dm—qm轴和γ—δ轴之间的轴误差)。d轴和γ轴之间的轴误差Δθ，用Δθ＝Δθ_m+θ_m表示。 

如上所述，dm轴相位比d轴超前，此时，θ_m设为取负值。同样，γ轴相位比dm轴超前时，Δθ_m取负值。对于图18所示的矢量(E_m等)，在后面描述。 

另外，分别用dm轴电流i_dm和qm轴电流i_qm，表示电动机电流I_a的dm轴成分和qm轴成分。分别用dm轴电压v_dm和qm轴电压v_qm，表示电动机电压的V_a的dm轴成分和qm轴成分。

dmqm法中，推定qm轴(dm轴)和δ轴(γ轴)之间的轴误差Δθ_m，来使作为推定轴的γ轴收敛于dm轴(即，轴误差Δθ_m收敛于零)。而且，通过将电动机电流I_a分解为与qm轴平行的qm轴电流i_qm和与dm轴平行的dm轴电流i_dm，来对电动机1进行矢量控制。 

此时，虽然也与使用式(4)说明过的一般最大转矩控制实现方法同样，需要用于推定轴误差Δθ_m的(用于使轴误差Δθ_m收敛为零的)推定用参数调整，但是通过进行该调整而同时完成最大转矩控制实现用的参数调整。即，由于轴误差推定用的参数调整兼用作最大转矩控制实现用的参数调整，所以具有调整非常容易的优点。 

另外，根据qm轴的定义可知，进行最大转矩控制时的电动机电流I_a的电流轨迹，如图19的实线82所示，在qm轴上。因此，在进行最大转矩控制时，不需要上述式(4)所示的复杂的γ轴电流指令值i_γ ^*的计算，可降低计算负荷。 

使用电压方程式，对dmqm法进行更详细的说明。实轴上的扩展感应电压方程式，用式(26)表示，扩展感应电压E_ex用式(27)表示。下述公式中的p为微分运算符。另外，为了与日本国专利申请第2006—177646号的说明书中的公式号码匹配，在本说明书中没有设置式(5)～(25)。 

(式26) 

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\&omega;}{L}_q\\ \mathrm{\&omega;}{L}_q& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ E_{\mathrm{ex}}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(26\right)$

(式27) 

E_ex＝ω((L_d-L_q)i_d+Φ_a)-(L_d-L_q)(pi_q)     …(27) 

将实轴上的式(26)，坐标变换至控制上的推定轴即γ—δ轴上后，得到式(28)，为了简化忽略式(28)中的右边第三项后，得到式(29)。 

(式28) 

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\&gamma;}}\\ v_{\mathrm{\&delta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\&omega;}{L}_q\\ \mathrm{\&omega;}{L}_q& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&gamma;}}\\ i_{\mathrm{\&delta;}}\end{array}\right]+E_{\mathrm{ex}}\left[\begin{array}{c}-\sin \mathrm{\&Delta;\&theta;}\\ \cos \mathrm{\&Delta;\&theta;}\end{array}\right]-\left(\mathrm{p\&Delta;\&theta;}\right)L_d\left[\begin{array}{c}-i_{\mathrm{\&delta;}}\\ i_{\mathrm{\&gamma;}}\end{array}\right]\&CenterDot;$

                                               …(28)

(式29) 

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\&gamma;}}\\ v_{\mathrm{\&delta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\&omega;}{L}_q\\ \mathrm{\&omega;}{L}_q& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&gamma;}}\\ i_{\mathrm{\&delta;}}\end{array}\right]+E_{\mathrm{ex}}\left[\begin{array}{c}-\sin \mathrm{\&Delta;\&theta;}\\ \cos \mathrm{\&Delta;\&theta;}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(29\right)$

着眼于dm—qm轴，改写式(29)后，得到式(30)。 

(式30) 

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{dm}}\\ v_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\&omega;}{L}_q\\ \mathrm{\&omega;}{L}_q& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dm}}\\ i_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]+E_{\mathrm{ex}}\left[\begin{array}{c}-\sin {\mathrm{\&theta;}}_m\\ \cos {\mathrm{\&theta;}}_m\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(30\right)$

这里，定义式(31)成立。进而，考虑i_d＝i_qm·sinθ_m时，则式(32)成立。 

(式31) 

L_q1i_qm＝sinθ_m{Φ_a+(L_d-L_q)i_d}            …(31) 

(式32) 

L_q1i_qm＝sinθ_m{Φ_a+(L_d-L_q)i_d}＝sinθ_m{Φ_a+(L_d-L_q)i_qmsinθ_m} 

                                      …(32) 

使用式(32)，对式(30)进行变形后，得到式(33)。其中，E_m由式(34)表示。L_q1，为依赖于θ_m的虚拟电感。L_q1，是为了方便将存在于式(30)的右边第二项的E_ex·sinθ_m，作为虚拟电感所引起的电压降处理而定义的。另外，L_q1取负值。 

(式33) 

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{dm}}\\ v_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\&omega;}(L_q+L_{q1})\\ \mathrm{\&omega;}{L}_q& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dm}}\\ i_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]+E_m\left[\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(33\right)$

(式34) 

E_m＝(ω((L_d-L_q)i_d+Φ_a)-(L_d-L_q)(pi_q))cosθ_m＝E_excosθ_m     …(34) 

这里，等式：L_m＝L_q+L_q1近似成立(因为θ_m依赖于i_q和i_qm，所以L_q1依赖i_q和i_qm。另外，L_q也由于磁饱和的影响而依赖于i_q和i_qm。将L_q1的i_q依赖性和L_q的i_q的依赖性汇总在L_m，在推定时考虑i_q和i_qm的影响)。于是，式(33)，按照下述式(35)这样进行变形。 

(式35)

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{dm}}\\ v_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -{\mathrm{\&omega;L}}_m\\ \mathrm{\&omega;}{L}_q& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dm}}\\ i_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]+E_m\left[\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(35\right)$

进一步，对式(35)变形后，得到下式(36)。这里，E_exm由下述式(37)表示。 

(式36) 

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{dm}}\\ v_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\&omega;}{L}_m\\ \mathrm{\&omega;}{L}_q& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dm}}\\ i_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]+{\left[\begin{array}{c}0\\ E_m\end{array}\right]+\mathrm{\&omega;}(L_q-L_m)}_{}\left[\begin{array}{cc}0& 0\\ 1& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dm}}\\ i_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -{\mathrm{\&omega;L}}_m\\ \mathrm{\&omega;}{L}_m& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dm}}\\ i_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]+{}_{}\left[\begin{array}{c}0\\ E_m+\mathrm{\&omega;}(L_q-L_m)i_{\mathrm{dm}}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\&omega;}{L}_m\\ \mathrm{\&omega;}{L}_m& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dm}}\\ i_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]+{\left[\begin{array}{c}0\\ E_{\mathrm{exm}}\end{array}\right]}_{}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(36\right)$

(式37) 

E_exm＝(ω((L_d-L_q)i_d+Φ_a)-(L_d-L_q)(pi_q))cosθ_m+ω(L_q-L_m)i_dm

＝E_m+ω(L_q-L_m)i_dm

                                 …(37) 

若设γ—δ轴和dm—qm轴之间存在轴误差Δθ_m，则式(36)按照下式(38)变形。即，与将式(26)变为式(28)同样，将dm—qm轴上的式(36)坐标变换至γ—δ轴上后，得到式(38)。 

(式38) 

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\&gamma;}}\\ v_{\mathrm{\&delta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\&omega;}{L}_m\\ \mathrm{\&omega;}{L}_m& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&gamma;}}\\ i_{\mathrm{\&delta;}}\end{array}\right]+E_{\mathrm{exm}}\left[\begin{array}{c}-\sin \mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&theta;}}_m\\ \cos \mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&theta;}}_m\end{array}\right]-\left(\mathrm{p\&Delta;}{\mathrm{\&theta;}}_m\right)L_d\left[\begin{array}{c}-i_{\mathrm{\&delta;}}\\ i_{\mathrm{\&gamma;}}\end{array}\right]$

                                              …(38) 

另外，若近似为pΔθ_m≈0，i_dm≈0、(L_d—L_q)(pi_q)≈0，则式(37)表示的E_exm按照下述式(39)近似。 

(式39)

E_exm＝(ω((L_d-L_q)i_d+Φ_a)-(L_d-L_q)(pi_q))cosθ_m+ω(L_q-L_m)i_dm

≈(ω((L_d-L_q)i_δsinθ_m+Φ_a)-(L_d-L_q)(pi_q))cosθ_m+ω(L_q-L_m)i_dm

≈ω((L_d-L_q)i_δsinθ_m+Φ_a)cosθ_m

                                   …(39) 

另外，对将“L_m＝L_q+L_q1”代入上述式(32)的式，关于θ_m求解，再有，若假设i_δ≈i_qm时，则得到下述式(40)。如式(40)所示，由于θ_m为i_δ的函数，所以E_exm也是i_δ的函数。 

(式40) 

${\mathrm{\&theta;}}_m={\sin }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{\&Phi;}}_a-\sqrt{{{\mathrm{\&Phi;}}_a}^2+4(L_q-L_m)(L_q-L_d){i_{\mathrm{\&delta;}}}^2}}{2i_{\mathrm{\&delta;}}(L_q-L_d)}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(40\right)$

边参照图18，边对E_ex和E_m和E_exm之间的关系加以说明。可将E_ex、E_m和E_exm，作为旋转坐标系中的电压矢量来考虑。此时，E_ex可以称为扩展感应电压矢量。扩展感应电压矢量E_ex，为q轴上的感应电压矢量。可将扩展感应电压矢量E_ex，分解为qm轴上的感应电压矢量和dm轴上的感应电压矢量来考虑。根据上述式(34)也可知，通过该分解得到的qm轴上的感应电压矢量为E_m。另外，通过该分解得到的、图18的符号80所表示的dm轴上的感应电压矢量(E_ex·sinθ_m)，为由虚拟电感L_q1引起的电压降矢量。 

根据式(34)和式(37)的比较可知，E_exm，为对E_m加入ω(L_q—L_m)i_dm所得到。因此，在旋转坐标系中，E_exm也与E_m同样，为在qm轴上的感应电压矢量。进行最大转矩控制时，如上所述，因为i_dm≈0，所以E_exm与E_m(基本)一致。 

接着，边参照图18边对E_ex、E_m和E_exm对应的磁通加以说明。E_ex是由电动机1的交链磁通即Φ_ex与电动机1的旋转所产生的感应电压(参照上述式(20))。反过来说，Φ_ex，通过将E_ex除以ω计算出来(其中，忽略式(27)所表示的E_ex的过渡项(右边第二项))。 

若将Φ_ex作为旋转坐标系中的交链磁通矢量来考虑，交链磁通矢量Φ_ex为d轴上的交链磁通矢量。可将交链磁通矢量Φ_ex，分解为qm轴上的交链磁通矢量和dm轴上的交链磁通矢量来考虑。若将通过该分解得到的dm 轴上的交链磁通矢量定义为Φ_m，则Φ_m＝E_m/ω。另外，由该分解得到的、图12的符号81所表示的qm轴上的交链磁通矢量(Φ_ex·sinθ_m)，为由虚拟电感L_q1带来的磁通矢量。 

若预先设“Φ_exm＝E_exm/ω”，则Φ_exm为对Φ_m加入(L_q—L_m)i_dm后得到。因此，在旋转坐标系中，Φ_exm也与Φ_m同样，为dm轴上的交链磁通矢量。在进行最大转矩控制时，如上所述，因为i_dm≈0，所以Φ_exm与Φ_m(基本)一致。 

图20是第二实施方式的电动机驱动系统的构成方框图。第二实施方式的电动机驱动系统，具备：电动机1；PWM逆变器2和电动机控制装置3a。第二实施方式的电动机控制装置3a(及电动机驱动系统)，在将图4中的速度推定器20置换为速度推定器20a这一点上，与图4的电动机控制装置3(和电动机驱动系统)不同，其他方面二者相同。因此，对于该相同点省略重复说明。但是，在第二实施方式中，电动机1为代表嵌入磁体型同步电动机的凸极机(具有凸极性的电动机)。构成电动机控制装置3a的各个部分，可根据需要自由使用电动机控制装置3a内所生成的所有值。 

图21是图20的速度推定器20a的内部方框图。速度推定器20a具有轴误差推定部25a、比例积分运算器26a。 

轴误差推定部25a，使用v_γ ^*、v_δ ^*、i_γ和i_δ的值的全部或一部分，计算出轴误差Δθm。比例积分运算器26a，为了实现PLL(Phase Locked loop)，进行比例积分控制，计算出推定电动机速度ω_e以使轴误差推定部25a计算的轴误差Δθm收敛于零。作为由轴误差推定部25a实施的轴误差Δθm的计算方法，可以适用各种各样的方法。另外，轴误差推定部25a，在使用本说明书记载的各个公式时，分别使用v_γ ^*、v_δ ^*和ω_e的值作为各个公式中的v_γ、v_δ和ω。 

例如，轴误差推定部25a，使用下述式(41)计算出轴误差Δθ_m。将感应电压矢量E_exm的γ轴成分和δ轴成分，分别设为E_exmγ和E_exmδ，根据图18可知，Δθ_m＝tan^-1(—E_exmγ/E_exmδ)成立。然后，若使用将上述矩阵(38)的第一行和第二行变形后的结果，则Δθ_m表示为下述式(41)(其中，忽略了矩阵(38)的右边第三项)。另外，在式(41)中，假设最终Δθ_m 很小，使用tan^-1(—E_exmγ/E_exmδ)≈(—E_exmγ/E_exmδ)这一近似。 

(式41) 

…(41) 

$\&ap;-\frac{v_{\mathrm{\&gamma;}}-(R_a+{\mathrm{pL}}_d)i_{\mathrm{\&gamma;}}+\mathrm{\&omega;}{L}_m{i}_{\mathrm{\&delta;}}}{v_{\mathrm{\&delta;}}-(R_a+{\mathrm{pL}}_d)i_{\mathrm{\&delta;}}-{\mathrm{\&omega;L}}_m{i}_{\mathrm{\&gamma;}}}$

轴误差推定部25a，使用式(41)计算出Δθ_m时，可以忽略微分项pL_di_γ和pL_di_δ。另外，在计算出Δθ_m的计算所需要的L_m的值时，使用下式(42)。 

对将“i_dm＝0和下式(43)及(44)”代入上述式(32)得到的公式，对L_q1求解，通过使用该结果可以得到式(42)。 

(式42) 

$L_m=L_q+L_{q1}$

$=L_q+\frac{i_d\{{\mathrm{\&Phi;}}_a+(L_d-L_q)i_d\}}{{i_d}^2+{i_q}^2}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(42\right)$

(式43) 

$i_{\mathrm{qm}}=\sqrt{{i_d}^2+{i_q}^2}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(43\right)$

(式44) 

${\sin \mathrm{\&theta;}}_m=\frac{i_d}{\sqrt{{i_d}^2+{i_q}^2}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(44\right)$

进而，使用与最大转矩控制一致的d轴电流i_d的式(45)、以及作为i_d和i_q和i_qm的关系式(近似式)的式(43)，对上述(42)进行变形，则L_m为i_qm的函数(即，从L_m的计算式中消除i_d和i_q的项)。因此，轴误差推定部25a，通过假设为i_δ≈i_qm，可基于i_δ计算出由i_qm的函数所表示L_m的值。然后，使用计算出的L_m的值，根据式(41)计算出轴误差Δθ_m。 

(式45) 

$i_d=\frac{{\mathrm{\&Phi;}}_a}{2(L_q-L_d)}-\sqrt{\frac{{{\mathrm{\&Phi;}}_a}^2}{4{(L_q-L_d)}^2}+{i_q}^2}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(45\right)$

另外，也可以假设i_δ≈i_qm，使用将L_m作为i_δ的函数所表示的近似式来求得L_m的值，也可以将与i_δ对应的L_m的值事先作为表格数据准备好，通过参照该表格数据得到L_m的值。另外，L_m也可以作为固定值。即，可以与i_δ的值无关，采用固定的值作为L_m的值。 

另外，轴误差推定部25a也可以使用下式(46)、(47)或(48)计算出轴误差Δθm。要计算出式(46)中的E_exm，使用上述式(39)即可。此时，可以适当地使用近似。另外，Φ_exmγ和Φ_exmδ分别为交链磁通矢量Φ_exm的γ轴成分和δ轴成分。 

(式46) 

…(46) 

$\&ap;\frac{v_{\mathrm{\&gamma;}}-(R_a+{\mathrm{pL}}_d)i_{\mathrm{\&gamma;}}+\mathrm{\&omega;}{L}_m{i}_{\mathrm{\&delta;}}}{E_{\mathrm{exm}}}$

(式47) 

(式48) 

在图20的电动机控制装置3a中，磁通控制部16与图4的那个同样，生成并输出由式(2)、(3a)和(3b)表示的γ轴电流指令值(励磁电流指令值)i_γ ^*。而且，电动机控制装置3a的磁通控制部16也与图4的那个同样，按照表示转子的旋转速度的速度信息，可变更地形成值n、相位α和(或)增益A。因此，可以得到与第一实施方式同样的效果。 

《变形例》 

上述的电动机驱动系统不过是本发明的实施方式的例子，本发明包括各种变形例。以下，作为可以适用于本发明的变形例，例示了变形例1～ 变形例6。在各个变形例中记载的内容，只要没有矛盾，可以任意地组合。 

[变形例1] 

在图4的电动机驱动系统中，虽然要推定电动机速度ω和转子位置θ，但是，也可以使用解算器(未图示)等检测出它们。此时，图4的磁通控制部16，将检测出的实际转子位置θ作为θ_e使用，且将检测出的实际电动机速度ω作为ω_e使用，生成γ轴电压指令值i_γ ^*作为励磁电流指令值。但是，此时γ轴不是推定轴(理想来说)，成为d轴本身。 

[变形例2] 

虽然例示了将式(2)中的n值设为满足n＝k₁/Np(k₁为自然数)的值的情况，但是n的值也可以设为1.1或2.3等的值。 

[变形例3] 

在第一实施方式中，虽然例示了将由式(2)、(3a)和(3b)表示的i_γ ^*自身，由磁通控制部16输出的情况，但是也可以对为了实现期望的矢量控制而计算出的基本γ轴电流指令值，重叠式(2)、(3a)和(3b)所表示的γ轴电流指令值i_γ ^*。此时，式(2)、(3a)和(3b)所表示的γ轴电流指令值i_γ ^*，起到振动降低用的重叠γ轴电流指令值的作用。 

例如，磁通控制部16，将上述式(4)的右边的值作为基本γ轴电流指令值计算出来，并且将由式(2)、(3a)和(3b)表示的i_γ ^*作为重叠γ轴电流指令值计算出来。然后，将基本γ轴电流指令值和重叠γ轴电流指令值的合计值，作为磁通控制部16最终应该输出的γ轴电流指令值(励磁电流指令值)提供给减法器13即可。此时，减法器13，将与该合计值相当的γ轴电流指令值与γ轴电流i_γ之间的电流误差，输出到电流控制部15。 

[变形例4] 

虽然以实现最大转矩控制(或与其近似的控制)为前提进行了第二实施方式的说明，但是通过灵活运用上述内容，也可以得到与最大转矩控制不同的期望的矢量控制。 

例如，在第二实施方式中，采用相位比朝向与应在实现最大转矩控制时提供给电动机1的电流矢量的朝向相一致的旋转轴更超前的旋转轴作为qm轴。由此，可以降低铁损，提高电动机效率。如果适当地将qm轴的相 位超前，还可以实现最大效率控制。 

虽然在实现最大转矩控制时，用上述式(42)计算出L_m的值，但是通过采用比上述式(42)所计算出的值小的值作为L_m值，能够提高电动机效率。 

[变形例5] 

电流检测器11，可以如图4等所示，构成为直接检测电动机电流，取而代之，也可以根据电源侧的DC电流的瞬时电流再现电动机电流，由此来检测电动机电流。 

[变形例6] 

各个实施方式中的电动机控制装置的功能的一部分或全部，例如使用安装在通用的微型计算机等中的软件(程序)来实现。在使用软件实现电动机控制装置时，表示电动机控制装置的各个部分的构成的方框图表示功能方框图。当然，也可以不用软件(程序)，仅用硬件构成电动机控制装置。 

《附注》 

在各个实施方式中，坐标变换器12和18、减法器13和14及电流控制部(电流控制机构)15，构成电压指令运算部。磁通控制部(磁通控制机构)16、速度控制部17和减法器19构成电流指令值运算部。磁通控制部16输出的γ轴电流指令值，与励磁电流指令值(d轴电流对应的电流指令值)相对应。 

另外，在本说明书中，为了描述上的简化，有时仅通过记号(i_γ等)的表记来表示与该记号对应的状态量等。即，在本说明书中，例如“i_γ”与“γ轴电流i_γ”指的是同一内容。 

本发明适用于使用电动机的所有电器设备。例如，适用于通过电动机旋转而驱动的电动汽车、和空调等中所使用的压缩机等。 

包括上述的各种指令值(i_γ ^*、i_δ ^*、v_γ ^*和v_δ ^*等)和其他的状态量(ω_e等)的、要导出(或推定)的所有值的导出方法(或推定方法)是任意的。即，例如可以通过电动机控制装置(3、3a等)内的运算导出(或推定)它们，也可以根据预先设定的表格数据来导出(或推定)它们。

Claims (8)

1.一种电动机控制装置，对由具备永磁体的转子和具备电枢绕组的定子构成的电动机进行控制，其特征在于，

所述电动机控制装置，具备：电流指令值运算机构，其包括速度控制机构和磁通控制机构，在将与所述永磁体所生成的磁通平行的轴作为d轴且将与d轴垂直的轴作为q轴时，所述磁通控制机构导出流入所述电枢绕组的电流的d轴成分所对应的电流指令值作为励磁电流指令值，所述速度控制机构导出流入所述电枢绕组的电流的q轴成分所对应的电流指令值，作为转矩电流指令值；和

电流控制机构，其根据所述励磁电流指令值和所述转矩电流指令值控制流入所述电枢绕组的电流，

所述电流指令值运算机构，根据推定或检测出的转子位置，在所述励磁电流指令值和转矩电流指令值之中仅周期地变动所述励磁电流指令值，进而，根据所述转子的旋转速度改变所述励磁电流指令值，

所述励磁电流指令值具有用于减弱所述磁通的值。

2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述磁通控制机构，在所述旋转速度固定在规定的第一旋转速度或与所述第一旋转速度不同的规定的第二旋转速度时，以与该旋转速度成比例的频率使所述励磁电流指令值变动，在所述旋转速度为所述第一旋转速度时、和所述旋转速度为所述第二旋转速度时，可以变更地形成该比例的比例系数。

3.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述磁通控制机构，根据所述旋转速度，可变更地形成所述励磁电流指令值的变动的相位。

4.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述磁通控制机构，根据所述旋转速度，可变更地形成所述励磁电流指令值的变动的振幅。

5.根据权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于，

定义多个候选比例系数作为所述比例系数的候选，

根据采用所述多个候选比例系数的每一个作为所述比例系数时的、搭载该电动机控制装置的机器的振动状态，决定与各个旋转速度对应的所述比例系数。

6.根据权利要求3所述的电动机控制装置，其特征在于，

定义多个候选相位作为所述相位的候选，

根据在采用所述多个候选相位的每一个作为所述相位时的、搭载该电动机控制装置的机器的振动状态，决定与各个旋转速度对应的所述相位。

7.一种电动机驱动系统，具备：电动机；驱动所述电动机的逆变器；和通过控制所述逆变器来控制所述电动机的权利要求1所述电动机控制装置。

8.根据权利要求7所述的电动机驱动系统，其特征在于，

该电动机驱动系统用于横置式压缩机。

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