CN105684282A - 磁电机驱动装置的弱磁控制 - Google Patents

Abstract

一种用于变频驱动器中三相永磁交流电机的弱磁控制的方法，变频驱动器使用需求正交和直流电流的反馈和前馈计算通过三相逆变器计算将供给交流电机的三相电压。

Description

磁电机驱动装置的弱磁控制

相关申请的交叉引用

本申请是要求2013年11月12日递交的美国临时申请61/903,041的优先权的非临时申请，该美国临时申请通过引用整体并入本文中。

技术领域

本公开涉及弱磁操作中的交流电机的矢量控制。

背景技术

交流(AC)电动机依靠通过定子内感应绕组的交流电流来使转子旋转。所谓的三相交流电机包括围绕定子径向定位的三组配套的绕组。通过给每一组绕组供给正弦交流电使得每一组绕组接收偏移120度的交流电，随着转子旋转大量连续的转矩可以施加在该转子上。

与电刷式直流电机不同，交流电机的输出速度由发送给定子绕组的电流的频率控制。为了控制输出转矩以及速度，变频驱动器(VFD)被用来改变供给交流电机的电流。因为定子绕组的电感与施加给绕组的频率成比例，所以需要增加电压来在绕组中维持相对恒定的电流以及由此相对恒定的输出转矩。此外，在永磁交流电机中，由在定子中旋转的永磁体产生的磁场导致的电压可能类似地影响需要的供给电压。

为了正确驱动交流电机，变频驱动器通常使用两种控制方法中的一个来操作。在伏特/赫兹控制方案中，变频驱动器通过以特定频率和电压将交流电供给定子绕组来改变电机的输出速度。对于给出的需要的转矩，电压与频率成比例地相关，其被称为“电压/频率”或“伏特/赫兹”比。通过使用闭环反馈，使用“伏特/赫兹”的变频驱动器可以在变化条件下维持马达速度。然而，因为这种简单的控制方案依靠电压和频率的控制而不是直接依靠电流的控制，所以它固有地在期望的速度中响应于快速变化偏慢。此外，这种简单的伏特/赫兹方式不能用于永磁电机控制系统中。

随着低成本、高速度微处理器技术的快速进步，利用所谓的矢量控制或磁场定向控制(FOC)模型的变频驱动器越来越流行。在FOC中，供给交流电机的多个相的电流被解耦成在旋转参考系中作用在转子上的转矩和磁通量分量。因此，所述电流中的每一个都可以被独立地控制。供给电机的多个相的电流被测量或推导出并且被变换进转矩-磁通量空间(例如，利用克拉克/帕克变换)，可以建立闭环反馈模型来连续控制所述电流中的每一个。然后处理器将转矩和磁通量分量变换回三相电流。该三相电流被供给三相逆变器，该三相逆变器将脉宽调制信号输出给电机中的每一组绕组。

在交流电机中，甚至在FOC下，随着永磁电机的速度增加，固定磁场(EMF)产生的电压成比例地增加。在一些速度下，电机产生的电压超过正在控制电机的驱动器可以产生的最大电压。如果期望超过该速度的操作，那么需要改变施加给电机的电流矢量来维持期望的转矩，并且控制电机的终端电压至小于最大驱动器输出电压的值。

发明内容

本公开提供一种用于三相永磁交流电机的弱磁控制的方法，所述三相永磁交流电机具有被变频驱动器产生的三相电流驱动的定子和转子。所述方法可以包括如下步骤：输入目标速度和最大驱动电压；测量供给所述三相永磁交流电机的三相电流；将测量的三相电流信号变换成投影到两轴旋转参考系上的两相信号，所述两相信号的相分量限定反馈正交电流和反馈直流电流；计算估算的转子速度和估算的转子位置；通过从目标速度减去估算的转子速度计算速度误差信号；使用速度控制器由速度误差信号计算转矩需求；使用转矩需求和需求直流电流计算需求正交电流；通过从需求正交电流减去反馈正交电流计算正交电流误差信号；使用I_q控制器由正交电流误差信号计算正交电压；由最大驱动电压、直流电压和估算的转子速度计算需求直流电流；计算供给交流电机的总电压；通过从最大驱动电压减去供给交流电机的总电压计算电压误差信号；由电压误差信号计算弱磁偏移；将弱磁偏移施加给需求直流电流；通过从被施加弱磁偏移而偏移后的需求直流电流减去反馈直流电流计算直流电流误差信号；使用I_d控制器由直流电流误差信号计算直流电压；将正交电压和直流电压变换成三相电压信号；以及使用三相逆变器调制直流电压以将三相电流供给所述三相永磁交流电机。

附图说明

根据下面的参照附图的详细说明，本公开将得到最好地理解。要强调的是，图中的各种特征并不是根据工业标准规范的比例绘制的。实际上，为了清楚地讨论，各种特征的尺寸可任意地放大或缩小。

图1示出由FOC变频驱动器控制的三相永磁交流电机的方框图；

图2示出根据本公开的实施例的FOC变频驱动器的方框图。

具体实施方式

应当理解，下面的公开提供了用于实施本公开的不同特征的许多不同的实施例或示例。下面对部件和设置方式的特定示例进行描述以简化本公开。当然，这些只是示例，并且不意图限制。此外，本公开在各个示例中可能采用重复的附图标记和/或字母。该重复是出于简化和清除的目的，本质上并不在所讨论的各个实施例和/或构造中表示出一种关系。

图1示出由变频驱动器101控制的三相交流电机10的方框图。变频驱动器101可以被定位以响应输入参数103将三相交流电输出至交流电机10的定子绕组(未示出)。输入参数103可以包括(非限制性地)需求转矩、需求速度和最大驱动电压中的至少一个。

在永磁电机的情况下，电流、磁通量、电压和速度的相互关系由如下的模型电压方程限定：

${\underset{\‾}{v}}_s=R_s.{\underset{\‾}{i}}_s+l_s.{\underset{\‾}{\stackrel{\·}{i}}}_s+{\mathrm{j\ω}}_0{l}_s.{\underset{\‾}{i}}_s+{\underset{\‾}{\stackrel{\·}{\mathrm{\φ}}}}_r+{\mathrm{j\ω}}_0.{\underset{\‾}{\mathrm{\φ}}}_r,$

其中v _s是定子电压矢量，R_s是定子阻抗，i _s是定子电流矢量，l_s是定子漏电感，φ _r是总转子磁通量矢量，以及ω₀是由下式给出的同步频率：

ω₀＝P_p×ω_r，

其中P_p是每一相极对的数量，以及ω_r是转子速度。总磁通量φ _r可以由下式给定：

${\underset{\‾}{\mathrm{\φ}}}_r={\underset{\·}{\underset{\‾}{\mathrm{\φ}}}}_{\mathrm{pm}}+{\underset{\‾}{L}}_m\·{\underset{\‾}{i}}_s,$

其中φ _pm是永磁体磁通量(选择参考系使得永磁体磁通量全部为实部(real))，以及L _m是定子-转子互感系数。方程中使用的“_”表示向量，并且“·”运算符是一阶时间导数。

将磁通量方程代入电压方程中并且根据φ _m全部为实部(直接的或直轴)的定义，电压方程表示为：

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_s+{\mathrm{pL}}_a& -{\mathrm{\ω}}_0{L}_q\\ {\mathrm{\ω}}_0{L}_d& R_s+{\mathrm{pL}}_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ {\mathrm{\ω}}_0{\mathrm{\Φ}}_m\end{array}\right],$

其中p是d/dt运算符，L_d是直轴总阻抗，L_q是正交轴或q轴总阻抗，每一个由下式给定：

$\begin{array}{c}{L}_d=(l_s+L_{dm})\\ L_d=(l_s+L_{qm})\end{array},$

其中L_dm是L _m的直轴分量，并且L_qm是L _m的q轴分量。

由电机提供的转矩可以由下式给定：

T_e＝3P_P(φ _r×i _s)，

根据φ _m全部为实部的定义，其可以表示为：

T_g＝3P_p(φ_m·i_q+(L _d -L _q )i _d ·i _q ).

因此，速度可以由下列方程表示：

${\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}}}_r=\frac{1}{(J_m+J_L)}(T_e-T_m({\mathrm{\ω}}_r)-T_L({\mathrm{\ω}}_r\left)\right),$

其中J_m和J_L分别是电机和负载的惯量，T_m(ω_r)是根据速度的电机的损失转矩，并且T_L(ω_r)是根据速度的负载转矩。

因此，电压和磁通量方程可以组合成下面的扩展的状态空间格式：

$\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{i}}_d\\ {\stackrel{\·}{i}}_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\left(\frac{-R_s}{L_d}\right)& \left({\mathrm{\ω}}_0\frac{L_q}{L_d}\right)\\ (-{\mathrm{\ω}}_0\frac{L_d}{L_q})& \left(\frac{-R_s}{L_q}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\left(\frac{V_d}{L_d}\right)\\ \left(\frac{V_q-{\mathrm{\ω}}_0{\mathrm{\φ}}_m}{L_q}\right)\end{array}\right].$

图2示出图1的变频驱动器101的方框图。在该实施例中，示出的输入参数103是最大驱动电压105和目标速度107。最大驱动电压105顾名思义可以是可用于变频驱动器101的输出给交流电机10的最大电压。由于交流电机10是由来自于三相逆变器109的PWM信号驱动，所以最大驱动电压105是直流电压。

随着变频驱动器101驱动交流电机10，变频驱动器101使用电表111a-c测量供给定子绕组相的每一个的电流i_a，i_b，i_c。在一些实施例中，其中交流电机10未接地并且被供给有平衡的三相电流，供给三个绕组中的一个的电流可以由另两个绕组的测量值推导出。三个电流信号i_a，i_b，i_c在旋转参考系中被变换成电流的两相投影，即反馈正交电流i_qFB和反馈直流i_dFB。该变换可以例如由帕克/克拉克变换113完成。帕克/克拉克变换113使用由位置估算器114生成的估算位置θ₀。位置估算器114可以由解析器/解码器116生成的信号计算估算位置θ₀，该解析器/解码器116可以连接至交流电机10的输出轴。

由解析器/解码器生成的信号还可以被速度估算器118使用来计算估算的转子速度ω_r。在其它实施例中，两相投影电流可以用来计算估算位置θ₀和转子速度ω_r。在其它实施例中，仅由克拉克变换计算的静止参考系中的两相投影电流可以用来计算估算位置θ₀和转子速度ω_r。

此外，在一些实施例中，位置估算器114和速度估算器118中的一个或多个可以将反馈整合进位置和转子速度计算中。在这样的实施例中，包括但不限于直流电压v_d、正交电压v_q、反馈直流电流i_dFB和/或反馈正交电流i_qFB(如下文所述)的参数可以在估算的位置θ₀和转子速度ω_r的估算中使用。

在115中从目标速度107减去转子速度ω_r以生成速度误差信号∈_ω，该速度误差信号∈_ω可以被速度控制器119使用以生成需求转矩Trq*，该需求转矩Trq*随后被I_q计算器120使用以计算需求正交电流i_q*。正交电流可以被描述为感应定子磁场与转子分隔90度的分量的电流。同样地，直流电流可以被描述为感应定子磁场与转子对齐的分量的电流。因此，正交分量一般比直流分量对转子转矩具有更大的影响。然而，直流分量在例如其中L_d和L_q显著不同的凸极机中有助于转矩。因此，I_q计算器120在确定需求正交分量i_q*时也可能考虑需求直流电流i_d*。

从需求正交电流i_q*减去反馈正交电流i_qFB，并且计算出的误差可以输入I_q控制器123中。因此，可以作为PI控制器操作或在现有技术中理解为“bang-bang”控制器的I_q控制器123计算正交电压v_q，即待供给交流电机10的电压的正交分量。

以类似的方式，I_d前馈计算器121生成需求直流电流i_d*。在通常的操作中，由于最大转矩由离转子90度偏移对齐的磁场生成，所以可能需要将需求直流电流i_d*维持为零。然而，为了以例如其中反电动势较高的较高转子速度操作交流电机10，i_d*可以被设置为零以下以减小转子磁通量，或者在永磁电机的情况下以抵消转子的永磁体的磁性。这样，本公开的实施例包括弱磁控制122来计算施加给I_d前馈计算器121的输出以确定需求直流电流i_d*的偏移。总电压计算124可以计算供给交流电机10的总电压(根据如下所述的直流电压v_d和正交电压v_q计算)。弱磁控制122可以使用最大驱动电压105和总电压之间的差来计算偏移。

I_d前馈计算器121通过如下方式计算需求直流电流i_d*：首先根据下式计算前馈电压：

$v_{q,ff}=\sqrt{v_{\lim }^2-v_d^2}$

其中v_q，ff是前馈电压，v_lim是最大驱动电压105，以及v_d是如下所述的直流电压。然后可以使用源自上述交流电机10的模型的如下方程计算需求直流电流i_d*：

$i_d*=\frac{v_{q,ff}-\sqrt{3}{\mathrm{\ω}}_0{\mathrm{\φ}}_m}{\sqrt{3}{\mathrm{\ω}}_0{L}_d}$

如上所述，然后需求直流电流i_d*可以被弱磁控制122偏移。在一些实施例中，需求直流电流i_d*和由弱磁控制122计算的偏移可以赋予不同的权重。然后从需求直流电流i_d*减去前馈直流电流i_dFB以生成将供给I_d控制125的误差。然后可以作为PI控制器操作或在现有技术中理解为“bang-bang”控制器I_d控制125生成直流电压v_d。

然后，通过逆帕克/克拉克变换129将直流电压v_d和正交电压v_q从旋转参考系逆变换至三相电压v_a，v_b，v_c。三相电压v_a，v_b，v_c供给三相逆变器109中，该三相逆变器109例如使用PWM将供给的直流电压调制为供给交流电机10的交流电。

上面概括了多个实施例的特征，从而使得本领域技术人员可以更好地理解本发明的各个方面。这样的特征可以由多个等同替代物中的任一个替换，这里只描述了其中的一部分。本领域技术人员应理解的是，它们可以容易地采用本公开作为设计或改进其他过程和结构的基础，以用于相同的目的和/或实现本文引入的实施方式的相同的优点。本领域技术人员还应当认识到，这样的等同结构没有脱离本发明的精神和范围，本领域技术人员可以在不脱离本发明的精神和范围的前提下对本文做出各种改变、替换和选择。

Claims (10)

1.一种用于三相永磁交流电机的弱磁控制的方法，所述三相永磁交流电机具有被变频驱动器产生的三相电流驱动的定子和转子，所述方法包括如下步骤：

输入目标速度和最大驱动电压；

测量供给所述三相永磁交流电机的三相电流；

将测量的三相电流信号变换成投影到两轴旋转参考系上的两相信号，所述两相信号的相分量限定反馈正交电流和反馈直流电流；

计算估算的转子速度和估算的转子位置；

通过从目标速度减去估算的转子速度计算速度误差信号；

使用速度控制器由速度误差信号计算转矩需求；

使用转矩需求和需求直流电流计算需求正交电流；

通过从需求正交电流减去反馈正交电流计算正交电流误差信号；

使用I_q控制器由正交电流误差信号计算正交电压；

由最大驱动电压、直流电压和估算的转子速度计算需求直流电流；

计算供给交流电机的总电压；

通过从最大驱动电压减去供给交流电机的总电压计算电压误差信号；

由电压误差信号计算弱磁偏移；

将弱磁偏移施加给需求直流电流；

通过从被施加弱磁偏移而偏移后的需求直流电流减去反馈直流电流计算直流电流误差信号；

使用I_d控制器由直流电流误差信号计算直流电压；

将正交电压和直流电压变换成三相电压信号；以及

使用三相逆变器调制直流电压以将三相电流供给所述三相永磁交流电机。

2.根据权利要求1所述的方法，其中需求直流电流包括弱磁分量和前馈分量，所述弱磁分量由弱磁控制器计算，而所述前馈分量由以下公式计算：

$v_{q,ff}=\sqrt{v_{lim}^2-v_d^2}$

$i_d*=\frac{v_{q,ff}-\sqrt{3}{\mathrm{\ω}}_0{\mathrm{\φ}}_m}{\sqrt{3}{\mathrm{\ω}}_0{L}_d}$

其中v_q，ff是前馈电压，v_lim是最大驱动电压，v_d是直流电压，ω₀是估算的转子速度，φ_m是永磁体磁通量，L_d是直轴上的总电感，以及i_d*是需求直流电流的前馈分量。

3.根据权利要求1所述的方法，其中测量的三相信号通过帕克/克拉克变换被投影至两轴旋转参考系上。

4.根据权利要求1所述的方法，其中I_q控制器和I_d控制器作为PI控制器操作。

5.根据权利要求1所述的方法，其中三相逆变器将脉宽调制电流供给三相永磁交流电机的每一相。

6.根据权利要求1所述的方法，其中三相电流由安培计测量，所述安培计被定位成检测供给三相永磁交流电机的电流的三相中的每一相中的电流。

7.根据权利要求1所述的方法，其中三相电流由安培计测量，所述安培计被定位成检测供给三相永磁交流电机的电流的三相中的两相中的电流，并且第三相中的电流由另两个电流计算。

8.根据权利要求1所述的方法，其中由连接至三相永磁交流电机的输出轴的解析器或编码器计算估算的转子速度和估算的转子位置。

9.根据权利要求1所述的方法，其中由测量的三相电流信号计算估算的转子速度和估算的转子位置。

10.根据权利要求9所述的方法，其中进一步使用正交电压和直流电压以及反馈正交电流和反馈直流电流计算估算的转子速度和估算的转子位置。