CN101154910A

CN101154910A - 交流电动机的控制装置及常数测定装置

Info

Publication number: CN101154910A
Application number: CNA2007101408465A
Authority: CN
Inventors: 中津川润之介; 岩路善尚; 户张和明
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Japan Display Inc
Priority date: 2006-09-28
Filing date: 2007-08-10
Publication date: 2008-04-02
Also published as: US7825620B2; JP2008086129A; US20080079378A1

Abstract

本发明提供一种交流电动机的控制装置，尤其提供一种能够高精度测量交流电动机的电气常数，即电感并将其用于控制的控制装置及常数测定装置。通过设置从逆变器供给在直流中重叠了交流的合成电流，使该合成电流的直流成分连续或不连续变化的机构来实现。

Description

交流电动机的控制装置及常数测定装置

技术领域

本发明涉及交流电动机的控制装置，尤其涉及一种具备能够高精度测量交流电动机的作为电气常数的电感，并将其用于控制的功能的控制装置及常数测定装置。

背景技术

在专利文献1中公开了一种利用逆变器(inverter)等控制装置来测量交流电动机的电气常数的技术。该技术是对同步电动机以任意的相位流过直流成分来固定转子位置，并在此基础上叠加交流，从而测量电气常数的技术(以下记作现有技术1)。并且，在专利文献2中公开了一种对d轴、q轴施加交流电压，并对其进行时间积分来运算磁通量，通过将横轴作为电流、纵轴作为磁通量来描绘磁滞曲线，从而计算电感的技术(以下记作现有技术2)。

专利文献1：特开2000-50700号公报

专利文献2：特开2001-69782号公报

现有技术1中，在通过沿磁铁磁通方向流过直流来固定转子，由此测量电感的方法中使用了交流。然而，在实际的电动机驱动时，由于d轴、q轴被施加了直流，所以，基于交流通电实现的电感测量中不能测得正确的值。尤其是通过交流通电无法区别电流的正负，例如无法测量d轴电流为正和负时的电感的不同。

另外，在现有技术2中，通过对施加于d轴、q轴的交流电压进行时间积分而运算了磁通，但有可能在时间积分的过程中产生误差。并且，还难以反映d轴、q轴磁通的相互干涉成分的影响。

发明内容

本发明考虑到上述问题点而提出，其目的在于，提供一种能够更准确地测量电动机的电气常数，并将其运用于控制的电动机控制装置及常数测定装置。

上述的目的可通过设置从逆变器供给在直流中重叠了交流的合成电流，并使该合成电流的直流成分连续或不连续地变化的机构而实现。

根据本发明，能够更准确地测量交流电动机的电气常数。

附图说明

图1是表示本发明实施方式1的系统构成的框图。

图2是表示本发明实施方式1中的电动机常数运算部的系统构成的框图。

图3是表示本发明实施方式1中的电动机的转子位置的图之一。

图4是表示本发明实施方式1中的电动机的电流波形的图之一。

图5是本发明实施方式1中的d轴磁通的图。

图6是本发明实施方式1中的d轴电感的图。

图7是表示本发明实施方式1中的电动机的转子位置的图之二。

图8是本发明实施方式1中的电动机的电流波形的图之二。

图9是本发明实施方式1中的q轴磁通的图。

图10是本发明实施方式1中的q轴电感的图。

图11是表示本发明实施方式3中的电动机常数运算部的系统构成的框图。

图12是表示本发明实施方式3中的电动机的电流波形的图之一。

图13是表示本发明实施方式3中的电动机的电流波形的图之二。

图14是表示本发明实施方式4的系统构成的框图。

图15是表示本发明实施方式5的系统构成的框图。

图中：1-驱动用指令发生器，2-控制器，3-逆变器，4-直流电源，5-PM电动机，6-转子固定器，7-位置检测器，8a、8b、8c-电流检测器，9-测定用指令发生器，10-电动机切换器，11-dq坐标变换部，12-电动机控制部，13-dq逆变换部，14-PWM信号发生部，15-电压指令切换部，16、16a-电动机常数运算部，17-位置指令发生器，18-位置指令切换部，19-电流再现部，21-测定用电流指令设定部，22-测定用电压指令设定部，23-磁通变化率运算部，24-磁通运算部，25-电感运算部，26-表格数据设定部，27-L近似式运算部，28-L近似式设定部，41-交流电源，42-二极管电桥，43-平滑电容器。

具体实施方式

下面，参照图1～图14，对本发明的交流电动机的控制装置的实施方式进行说明。其中，在以下的实施方式中，使用永久磁铁型同步电动机(下面简称为PM电动机)作为交流电动机来进行说明，但通过其他的电动机(例如，线圈型同步电动机、磁阻电动机、感应电动机等)也同样可以实现。

[实施方式1]

图1是表示本发明的交流电动机控制装置的实施方式1的系统构成的框图。本实施方式1的控制装置由下述设备构成：驱动用指令发生器1，其对电动机赋予位置、或速度、或转矩、或者电流等的驱动用指令ref^*；控制器2，其运算电动机的交流施加电压，将其变换为脉冲宽度调制波信号(PWM信号)并输出；逆变器3，其被该PWM信号驱动；直流电源4，其向逆变器3供给电力；作为控制对象的永久磁铁型同步电动机5(下面简称为PM电动机)；转子固定器6，其用于固定PM电动机5的转子；位置检测器7，其检测PM电动机5的转子位置；检测逆变器3向PM电动机5供给的电流Iu的电流检测器8a和检测电流Iw的电流检测器8b；测定用指令发生器9，其设定电气常数测定模式时的测定用指令，即交流信号的角频率频率ω1、d轴电流直流成分Id_DC*、d轴电流交流成分的大小Id_AC*、q轴电流直流成分Iq_DC*、以及q轴电流交流成分的大小Iq_AC*；和模式切换器10，其将控制器的动作模式切换为通常驱动模式和电气常数自动测定模式。

控制器2由下述器件构成：dq坐标变换部11，其根据相位角θ(由位置检测器7检测出的PM电动机的磁铁磁通的位置)将检测出的电流Iu、Iw坐标变换为d、q各轴上的成分Id、Iq；电动机控制部12，其根据指令ref^*、电流检测器Id、Iq和相位角θ，运算用于对PM电动机进行通常驱动的电压指令Vd^*、Vq^*；dq逆变换部13，其将Vd^*、Vq^*变换为三相交流电压指令vu^*、vv^*、vw^*；PWM信号发生部14，其根据三相交流电压指令，产生用于使逆变器3开关动作的脉冲宽度调制信号(PWM信号)；电压指令切换部15，其对电压指令进行通常驱动模式和电气常数测定模式的切换；以及电动机常数运算部16，其被输入测定用指令，即交流信号的角频率ω1、d轴电流直流成分Id_DC ^*、d轴电流交流成分的大小Id_AC ^*、q轴电流直流成分Iq_DC ^*、和q轴电流交流成分的大小Iq_AC ^*、和检测电流Id、Iq，产生电气常数测定所必要的施加电压指令Vd^*、Vq^*，同时计算并输出PM电动机的电气常数。

对逆变器3供给电力的直流电源4，由交流电源41、对交流进行整流的二极管电桥42、和对直流电源所包含的脉动成分进行抑制的平滑电容器43构成。

接着，利用图1对本实施方式1的动作原理进行说明。

本实施方式中，控制器的动作模式是PM电动机5的通常驱动模式和电气常数的测定模式这两种模式，这些模式根据来自模式切换器10的信号被切换。在通常驱动模式中，电压指令切换部15被切换到“0”侧，另外，在常数测定模式中被切换到“1”侧。

首先，针对通常驱动模式时进行说明。通过数字或模拟等等通信机构从驱动用指令发生器1，对电动机控制部12赋予电动机的位置、或速度、或转矩、或电流等的驱动用指令ref*。在电动机控制部12中，根据ref*、检测电流Id、Iq、以及电气常数，进行PM电动机驱动所必要的电压指令Vd*、Vq*的运算。在dq坐标变换部11中，根据相位角θ将交流电流Iu、Iw变换为旋转坐标轴(dq轴)上的电流成分Id、Iq。另一方面，Vd^*、Vq^*被dq逆变换部13变换为交流量，进而在PWM信号发生器14中被变换为脉冲宽度调制波信号，并发送给逆变器3。

接着，为了对本发明的特征，即常数测定模式时的动作进行说明，利用图2～图10对电动机常数运算部16的动作进行详述。

如图2所示，测定用电流指令设定部21被输入Id_DC ^＊、Id_AC ^＊、Iq_DC ^＊、Iq_AC ^＊、ω1，并输出测定用电流指令Id^＊、Iq^＊。

在本实施例中，通过Id单独通电算出Ld，通过Iq单独通电算出Lq。在Id单独通电中设Iq^＊为零，即Iq_DC ^＊、Iq_AC ^＊都被设定为零。在Iq单独通电中设Id^＊为零，即Id_DC ^＊、Id_AC ^＊都被设定为零。

首先，针对基于Id单独通电算出Ld进行说明。

例如，使PM电动机5的永久磁铁磁通的方向、与通过UW间通电而产生的磁通的方向一致，利用转子固定器6固定转子。这与图3所示的位置相当。

本实施例中，设在UW间通电，流过d轴电流，由图2中的测定用电流指令设定部21输出以下的电流指令。

(数式1)

Id^＊＝Id_DC ^＊+Id_AC ^＊×sin(ω1×t)

测定用电压指令设定部22按照检测电流Id与电流指令Id^＊一致的方式供给电压指令Vd^＊。

磁通变化率运算部23被输入角频率ω1、电压指令Vd^＊、检测电流Id。检测电流大致可以下述公式表示。

(数式2)

Id＝Id_DC+Id_AC×sin(ω1×t)

然后，利用以下的公式，可算出检测电流的直流成分Id_DC中的、磁通φd相对电流变化的变化率φd′。

(数式3)

φd′＝d(φd)/d(id)＝Vd_AC ^＊/(ω1×Id_AC)

然后，如图4所示，设电流的交流成分一定，使直流成分不连续变化，来算出各直流电流Id_DC的φd′。此时，不连续变化的直流成分的大小可以将零到最大电流分割成4等份左右，且在零附近取一点以上。由于电流为零附近处磁通的变化率大，所以，这用于缩短所取得的数据间隔，来减少后面所示的近似中的误差。

φd′以及Id被输入到磁通运算部24，下面对根据φd′及Id算出磁通φd的方法进行阐述。

当将泰勒展开的近似公式应用到磁通φ与电流i的关系中时，则会如下所示。

(数式4)

φ(i₁)≈φ(i₀)+φ′(i₀)×(i₁-i₀)/1！

+φ″(i₀)×(i₁-i₀)²/2！+…

即，如果知道电流i₀中的φ、φ′、φ″、…，则可近似求出电流i₁中的φ。直流电流为零时的φd，即永久磁铁磁通φm可根据感应电压算出，而且，φ″之后的磁通的微分项基于差分算出。通过上述方法，如图5例示那样，可以从电流为零的磁通φm开始，算出各直流电流Id_DC的φd。

Φd被输入到电感运算部25，通过下述关系可求出并输出电感Ld。

(数式5)

φd＝Ld×Id+φm

根据上述方法，Ld如图6的例子所示那样被算出。

算出的Ld被输入到表格数据设定部26，被存储为表格数据。然后，当由模式切换器10切换为通常驱动模式时，根据检测电流Id对电动机控制部12赋予适当的Ld，用于控制。

接着，对基于Iq单独通电算出Lq进行阐述。

在本实施例中，如图7所示，在与算出了Ld时相同的位置处固定转子，从V相向U相、W相通电，流过q轴电流。

接着，由测定用电流指令设定部21输出以下的电流指令。

(数式6)

Iq^*＝IqDC^*+IqAC^*×sin(ω1×t)

测定用电压指令设定部22按照检测电流Iq与电流指令Iq^＊一致的方式供给电压指令Vq^＊。

磁通变化率运算部23被输入角频率ω1、电压指令Vq^＊检测电流Iq。检测电流可近似由以下的公式表示。

(数式7)

Iq＝Iq_DC+Iq_AC×sin(ω1×t)

而且，通过下述公式可算出检测电流的直流成分Iq_DC中的、磁通φq相对电流变化的变化率φq′。

(数式8)

φq′＝d(φq)/d(iq)＝Vq_AC ^＊/(ω1×Iq_AC ^＊)

并且，如图8所示，使电流的直流成分不连续变化，算出各直流电流的φq′。

φq′及Iq被输入到磁通运算部24，根据φq′及Iq算出磁通φq，其方法与算出φd时相同，应用了泰勒展开的近似公式。其中，直流电流为零时的φq设为零。根据上述方法，可如图9例示那样，从电流为零时的零磁通开始算出各直流电流的φq。

φq被输入到电感运算部25，通过下述关系可输出电感Lq。

(数式9)

φq＝Lq×Iq

根据上述公式，Lq可如图10的例子所示那样被算出。

算出后的Lq被输入到表格数据设定部26，存储为表格数据。然后，在由模式切换器10切换为通常驱动模式时，根据检测电流Iq对电动机控制部12赋予适当的Lq，用于控制。

综上所述，根据本发明的第一实施方式，能够高精度地测量PM电动机的电气常数，即电感Ld、Lq。尤其能够算出因d轴电流Id的正负而引起Ld的不同，从而可测量弱励磁控制所必要的高精度Ld。

另外，在本实施方式(以及此后的实施方式)中，将转子的位置固定为如图3及图7所示，但只要能够确定位置则可以是任意的位置。而且，在算出Ld时求出并使用了永久磁铁磁通φm，但也可以不求取φm而将其设为零来算出Ld。

[实施方式2]

接着，对本发明的实施方式2进行说明。

在实施方式1中通过Id或Iq的单独通电算出了Ld及Lq。不过，在实际的电动机驱动时，存在着Id和Iq被同时通电的情况。该情况下，可认为芯体(core)的磁饱和状态与单独通电Id或Iq的情况不同，Ld及Lq也与单独通电的情况不同。因此，在实施方式1中，无法测定同时对Id和Iq通电来驱动电动机时的正确的Ld、Lq。

在本实施方式中，对d轴和q轴中与算出L的轴不同的轴通直流电流，来解决上述的问题。

首先，对算出流过Iq时的Ld进行说明。

Iq为零时的Ld算出方法，可通过实施方式1已阐述的基于Id单独通电来算出Ld的方法算出。

在对Iq不为零时的Ld进行计算时，不使Iq^＊为零地赋予直流值。即，对Iq_DC ^＊赋予正值，将Iq_AC ^＊设定为零。其他方面与基于Id单独通电算出Ld的方法相同。由此，可算出在作为转矩电流的Iq流动状态下的Ld。

接着，对算出流动Id时的Lq进行说明。

Id为零时的Ld算出方法，可通过实施方式1已阐述的基于Iq单独通电来算出Lq的方法算出。

在对Id不为零时的Lq进行计算时，不使Id^＊为零地赋予直流值。即，对Id_DC ^＊赋予正或负值，将Id_AC ^＊设定为零。其他方面与基于Iq单独通电算出Lq的方法相同。由此，可算出如弱励磁驱动时或利用磁阻转矩时那样对Id流动负电流的状态、和如初始起动时等那样对Id流动正电流的状态下的Lq。

[实施方式3]

在实施方式1及实施方式2中，不连续变化的直流成分的大小，通过将从零到最大电流等分割为4等份左右，且在零附近取一点以上而决定。

在本实施方式中，通过利用数式对Ld、Lq进行近似，以更少的数据算出Ld、Lq。

本实施方式的构成与图1大致相同，但不同之处在于，电动机常数运算部16被置换为图11所示的电动机常数运算部16a。

利用图11，对电动机常数运算部16a的动作进行详述。

如图6及图10所示，公知Ld、Lq相对电流以非线性方式变化。因此，为了表示这些电感与电流的关系，导入以下的近似式。

(数式10)

Ld＝K1/(1+K2×Id)(Id＞0时)

(数式11)

Ld＝K3/(1-K4×Id)(Id＜0时)

(数式12)

Lq＝K5/(1+K6×|Iq|)

根据以上的公式和上述磁通与电流的关系，可导出以下的关系式。

(数式13)

φd′＝d(φd)/d(id)

＝K1/(1+K2×Id)^2(Id＞0时)

(数式14)

φd′＝d(φd)/d(id)

＝K3/(1-K4×Id)^2(Id＜0时)

(数式15)

φq′＝d(φq)/d(iq)

＝K5/(1+K6×|Iq|)^2

首先，对基于Id单独通电算出Ld进行说明。

例如，使PM电动机5的永久磁铁磁通的方向、与由UW件通电产生的磁通的方向一致，利用转子固定器6固定转子。则相当于图3所示的位置。

到通过磁通变化率运算部23算出φd′为止与实施方式1相同，在φd′被输入到L近似式运算部27时开始不同。

然后，如图12所示设电流的交流成分一定，使直流成分不连续变化，算出各直流电流的φd′。此时，不连续变化的直流成分的大小取零到最大电流中的两点。

根据上述的公式13及公式14，φd′在Id＞0和Id＜0中，分别是未知系数为两个(K1及K2、或K3及K4)的方程式。因此，由磁通变化率运算部23在Id＞0和Id＜0的情况下分别测量电流值2点的φd′，并将它们代入公式13及公式14可确定未知的系数。

确定后的系数K1、K2、K3、K4被输入、存储到L近似式设定部28。然后，在由模式切换器10切换为通常驱动模式时，对应检测电流Id，根据公式10及公式11由L近似式设定部28算出Ld，并赋予给电动机控制部12，用于控制。

接着，对基于Iq单独通电算出Lq进行阐述。

在本实施方式中，如图7所示，在与算出了Ld时相同的位置处固定转子，从V相向U相、W相通电，流过q轴电流。

到通过磁通变化率运算部23算出φq′为止与实施方式1相同，在其被输入到L近似式运算部27时开始不同。

然后，如图13所示设电流的交流成分一定，使直流成分不连续变化，算出各直流电流的φq′。此时，不同之处在于不连续变化的直流成分的大小取零到最大电流中的两点。

根据上述的公式15，φq′是未知系数为两个(K5及K6)的方程式。因此，测量电流值2点的φq′，并将它们代入公式15，从而可确定未知的系数。

确定后的系数K5及K6被输入、存储到L近似式设定部28。然后，在由模式切换器10切换为通常驱动模式时，对应检测电流Iq，根据公式12由L近似式设定部28算出Lq，并赋予给电动机控制部12，用于控制。

如上所述，通过采用近似式，能够以更少的数据准确地求出相对电流非线性变化的电感的值，通过将其用于控制，能够更高精度地实现无传感器控制及高效率控制等。

[实施方式4]

在实施方式1～实施方式3中，举例说明了带位置传感器/带电流传感器的构成，但也可以通过无位置传感器/带电流传感器的构成来实现。下面利用图14进行说明。

图14与图1的不同点如下所述。首先，没有了位置检测器7，由电动机控制部12供给通常驱动模式时的位置指令θdc。而且，新设置了位置指令发生器17，在常数测定模式时将PM电动机5的转子位置θdc输入给控制器2。并且，新设置了位置指令切换部18，其被输入模式切换器10的信号，在通常驱动时，电压指令切换部15被切换到“0”侧，另外，在常数测定模式中被切换到“1”侧。

对于电气常数的测定方法而言，采用实施方式1～实施方式3中说明过的方法。

[实施方式5]

在实施方式4中举例说明了无位置传感器/带电流传感器的构成，但也可以由无位置传感器/无电流传感器的构成来实现。利用图15进行说明。

图15与图14的不同之处如下所述。首先，去除了检测电流Iu的电流检测器8a和检测电流Iw的电流检测器8b，新设置了电流检测器8c，对直流电源4向逆变器3供给的电流IDC进行检测。而且，新设置了电流再现部19，根据由电流检测器8c检测到的电源电流IDC，并利用特开平8-19263号公报等中记载的方法，通过运算来再现PM电动机5中流过的三相交流电流Iu、Iv、Iw。

对于电气常数的测定方法而言，使用实施方式1～实施方式3中已说明的方法。

如上所述，根据本发明，可更加准确地测定交流电动机的电气常数。

而且，通过将该正确的电气常数运用于转矩控制，能够实现更高精度的转矩控制，从而可高响应且高效率地驱动电动机。

另外，通过将该正确的电气常数应用于无位置传感器，能够推定更准确的位置，从而会使得无位置传感器控制的控制性能提高。

Claims

1.一种交流电动机的控制装置，用于对交流电动机进行控制，其中，

该控制装置中具备与所述交流电动机的驱动模式不同的电动机常数测定模式，在该电动机常数测定模式中，从逆变器供给在直流中重叠了交流的合成电流，使该合成电流的直流成分连续或不连续地变化。

2.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

所述合成电流提供给d轴或q轴。

3.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

所述连续或不连续变化的直流成分的大小，选择将从零到最大电流分割为多个的各值和零附近更多的值。

4.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

所述连续或不连续变化的直流成分的大小，选择从零到最大电流中的任意两点的值。

5.一种交流电动机的常数测定装置，包括：驱动交流电动机的逆变器、控制该逆变器的控制装置和固定交流电动机的转子的装置，

所述控制装置中具备与所述交流电动机的驱动模式不同的电动机常数测定模式，在该电动机常数测定模式中，从所述逆变器供给在直流中重叠了交流的合成电流，使该合成电流的直流成分连续或不连续变化。

6.一种交流电动机的控制装置，用于对交流电动机进行控制，

该控制装置中具备与所述交流电动机的驱动模式不同的电动机常数测定模式，在该电动机常数测定模式中，从逆变器供给在直流中重叠了交流的合成电流，根据供给电压的交流成分、检测电流的交流成分和交流的频率，算出直流电流值附近的磁通相对电流变化的变化率。

7.根据权利要求6所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

使所述合成电流的直流成分连续或不连续变化，算出多个直流电流值附近的磁通相对电流变化的变化率，根据该多个磁通的变化率算出磁通。

8.根据权利要求7所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

根据所述算出的磁通算出交流电动机的电感值。

9.根据权利要求7所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

通过由d轴电流Id及q轴电流Iq决定的下述近似式，对所述控制装置赋予由所述电动机常数测定模式测定出的d轴电感Ld及q轴电感Lq，所述公式为：

Ld＝K1/(1+K2×Id)(Id＞0时)

Ld＝K3/(1-K4×Id)(Id＜0时)

Lq＝K5/(1+K6×|Iq|)。

10.一种交流电动机的控制装置，用于对交流电动机进行控制，

该控制装置中具备与所述交流电动机的驱动模式不同的电动机常数测定模式，在该电动机常数测定模式中，从逆变器向d轴或q轴供给在直流中重叠了交流的合成电流，使该合成电流的直流成分连续或不连续变化，并且对与通电了所述合成电流的轴不同的轴供给直流电流，使该直流电流连续或不连续变化。