CN102386837B - 矢量控制装置以及电动机控制系统 - Google Patents

Abstract

一种矢量控制装置及电动机控制系统，具有：交变电压生成单元，其将与电动机电流的频率不同的频率的交变电压分解成励磁轴电压的分量以及转矩轴电压的分量，并进行重叠；高频电流相位差运算单元，其通过从由交变电压在电动机电流中生成的高频电流的相位(arctan(ΔIqc/ΔIdc)、或者arctan(ΔIbc/ΔIac))中减去重叠轴的相位，来运算高频电流与交变电压Vdh*、Vqh*的相位差；重叠轴调整单元，其调整重叠轴的相位方向，以便高频电流相位差运算单元所运算的相位差成为零；轴偏差量运算单元，其运算经重叠轴调整单元调整了方向的重叠轴与励磁轴之间的轴偏差量；和励磁轴调整单元，其调整励磁轴的相位方向，以便轴偏差量成为零。

Description

矢量控制装置以及电动机控制系统

技术领域

本发明涉及根据将高频电压重叠而产生的高频电流，来控制电动机的矢量控制装置以及电动机控制系统。

背景技术

同步电动机或感应电动机等的交流电动机(以下称为“电动机”)的驱动系统，大多使用以逆变器为代表的电力转换装置作为电动机驱动装置。

对性能具有高要求的电动机驱动用电力转换装置，需要高精度地检测出电动机的转子位置或旋转速度等转子的控制信息。近年来的电力转换装置使用了以下方法：将位置传感器或速度检测器等安装在电动机上，无需实际测定旋转角，就根据由电动机产生的反电动势信息，进行高精度的控制量推定。但是，根据反电动势信息进行控制量推定的方法，由于在极低速附近反电动势绝对性地变小，因此难以应用。

因此，作为在低速条件下推定控制量的方法，有利用电动机的凸极性或磁通量饱和特性的方法。

专利文献1的技术特别是使用永久磁铁同步电动机的凸极性，进行磁极位置的推定的技术。该技术在电动机的励磁轴(dc轴)产生交变磁场，检测出与该dc轴正交的推定转矩轴(qc轴)分量的脉动电流(或电压)，并据此对电动机内部的磁极位置进行推定运算。该技术在实际的磁极轴与推定磁极轴之间存在误差的情况下，利用了从dc轴对qc轴存在电感的干涉项的特征。

在该技术中，检测出通过将高频电压或电流重叠到电动机而产生的高频电流或电压的变动，从而依次测量电感，并推定二次磁通量的相位作为控制量。

专利文献2的技术是利用电动机的磁饱和特性进行磁极位置的推定运算的技术，根据通过对电动机施加某一方向的电压而产生的电流的大小，对磁极位置进行推定运算。

由于这些技术不使用传感器也能够以高精度推定电动机的运行信息，因此，能够消减传感器以及电缆的费用或设置上的费事。而且，能够抑制由传感器的安装误差或环境所引起的噪声、由故障等引起的电动机驱动的非正常运行。

专利文献1：JP特许第3312472号公报

专利文献2：JP特开2002-78392号公报

专利文献1的技术根据由重叠于dc轴的交变电压所产生的高频电流的qc轴分量，检测出dc轴与d轴之间的轴偏差量Δθ。在同步型电动机中，由于后面要提到的电感的凸极性，上述高频电流的电压重叠方向的正交方向分量相对于轴偏差量Δθ，具有与sin2Δθ成比例的倾向。因此，当Δθ小时，sinΔθ＝Δθ成立，能够以某种程度精度来推定轴偏差量Δθ。

但是，如果发生由于制动或冲击性外部干扰所引起的急剧的(过渡性的)轴偏差量Δθ的增大，则sinΔθ＝Δθ的近似变得不成立。在这种情况下，虽然轴偏差量Δθ增大，但是会观测到基于高频重叠的轴偏差量Δθ的推定量减少，因此，会产生推定误差增大、响应变得小于设计值、最终导致非同步的这一问题。

另外，专利文献2的技术是利用电感的饱和特性来推定相位偏差(轴偏差量Δθ)的方式。但是，通过高频重叠而获得的电感的饱和特性为非线性特性，难以如凸极性的情况那样，以正弦波等的函数进行模型化。因此，不能正确地推定过渡性的轴误差，产生同样的问题。

发明内容

因此，本发明的目的是提供一种即使针对由于冲击性外部干扰所引起的过渡性的轴偏差量的增大，也能够正确地推定磁极位置的交流电动机驱动用矢量控制装置。

为了解决上述课题，本发明为一种矢量控制装置，通过控制励磁轴电压(Vdc*)以及与该轴正交的转矩轴电压(Vqc*)，从而对在交流电动机中流动的电动机电流的励磁轴分量(Idc)以及与该轴正交的电流分量(Iqc)进行矢量控制，以使上述励磁轴分量以及上述电流分量成为目标值。该矢量控制装置具有：交变电压重叠单元(6)，其将与上述电动机电流的频率不同的频率的交变电压分解成上述励磁轴电压的分量以及上述转矩轴电压的分量，并进行重叠；高频电流相位差运算单元(7)，其将上述交变电压的基准相位作为重叠轴(p轴)，将由上述交变电压生成的高频电流分解成励磁轴分量(ΔIdc)以及与该励磁轴正交的电流分量(ΔIqc)，通过从由励磁轴看到的上述高频电流的相位(arctan(ΔIqc/ΔIdc)、或者arctan(ΔIbc/ΔIac))中减去上述重叠轴以及励磁轴之间的相位差(θpdc或θp)，来运算在上述电动机电流中由于上述交变电压而产生的高频电流与上述交变电压的相位差(θivh)；重叠轴调整单元(8)，其调整上述重叠轴的相位方向(θp)，以便由上述高频电流相位差运算单元所运算得到的相位差(θivh)成为零或规定的目标值；轴偏差量运算单元(9)，其运算经上述重叠轴调整单元调整了方向的上述重叠轴(p轴)与上述励磁轴(dc轴)之间的轴偏差量(Δθc)；和励磁轴调整单元(10)，其调整上述励磁轴(dc轴)的相位方向，以便上述轴偏差量(Δθc)成为零或规定的目标值。另外，上述()内的文字·符号是为了举例说明。

(发明效果)

根据本发明，即使针对由于冲击性外部干扰等所引起的过渡性的轴偏差量的增大，也能够正确地推定磁极位置。因此，能够恰当地检测出过渡性的相位偏差Δθ，在即使针对由于制动或冲击性的外部干扰所引起的急剧的轴偏差增大的情况下，也不会产生响应变差或非同步等问题，而能够继续运行。

附图说明

图1是本发明的第一实施方式的电动机控制系统的构成图。

图2是在本发明的第一实施方式中所使用的各坐标系和符号的说明图。

图3是交变电压产生单元的框图。

图4是轴误差基准量运算单元的框图。

图5是重叠相位调整单元的框图。

图6是轴偏差量运算单元的框图。

图7是励磁相位调整单元的框图。

图8是用于说明轴误差基准量的特性的图。

图9是比较例的电动机控制系统的构成图。

图10是本发明的第二实施方式的电动机控制系统的构成图。

图11是本发明的第二实施方式中的励磁相位切换调整单元的框图。

图12是本发明的第二实施方式中的加减速顺序的说明图。

图13是作为本发明的第三实施方式的电动机控制系统的构成图。

图14是用于说明本发明的第四实施方式的高负荷时的轴误差基准量特性的说明图。

图15是本发明的第六实施方式的框图。

图16是本发明的第六实施方式中的交变电压生成单元的框图。

图17是本发明的第六实施方式中的轴误差基准量运算单元的框图。

图中：

1电动机(交流电动机、同步电动机)

2电流检测单元

3坐标转换单元(从uvw坐标系到dqc坐标系)

4电压运算单元

5坐标转换单元(从dqc坐标系到uvw坐标系)

6交变电压生成单元

7轴误差基准量运算单元(高频电流相位差运算单元)

7e交变电压符号修正单元

8重叠相位调整单元

9轴偏差量运算单元

10励磁相位调整单元

11电力转换器

13二相三相转换单元(从ab坐标系到uvw坐标系)

14三相二相转换单元(从uvw坐标系到ab坐标系)

15坐标转换单元(从ab坐标系到dqc坐标系)

16坐标转换单元(从dqc坐标系到ab坐标系)

40、40a、40b、40c、40d电动机控制装置(矢量控制装置)

42高频电压电流相位差运算单元

43响应调整增益

50、50a、50b、50c、50d电力转换装置

100、100a、100b、100c、100d电动机控制系统

101第二轴偏差量运算单元

102励磁相位切换调整单元

111切换锥形增益

131感应电动机

132滑动补偿单元

151交变电压生成单元

152轴误差基准量运算单元(高频电流相位运算单元)

E直流电源

具体实施方式

以下，参照附图，对本发明的实施方式(以下称为“本实施方式”)进行详细说明。在各图中，对共通的构成要素或相同的构成要素标注相同的符号，并省略它们重复的说明。

(第一实施方式)

以下，通过附图对本发明的实施方式进行详细说明。

图1是本发明的第一实施方式的电动机控制系统的构成图；图2是表示在电动机控制中所使用的坐标系和符号的定义的图。

在图1中，电动机控制系统100具有电力转换装置50和电动机1，电力转换装置50(50a)具有电动机控制装置40(40a)、电力转换器11和电流检测单元2。

电流检测单元2对在电动机1中流动的三相电流Iu、Iv和Iw进行检测，并输出三相电流信号Iuc、Ivc和Iwc。电力转换器11根据电动机控制装置40所生成的三相指令电压Vu、Vv和Vw，将直流电源E的直流电力转换成三相交流电力，并将三相交流电力提供给电动机1。

电动机1是三相同步电动机，图中虽然没有显示，但是构成为使粘贴了多个永久磁铁的转子在定子的内部进行旋转。

在图2中，ab轴为定子坐标系，a轴一般以u相绕线相位为基准。dq轴为转子坐标系，与转子同步旋转。在d轴为永久磁铁同步电动机的情况下，一般以安装在转子上的永久磁铁的相位为基准，也称为磁极轴。dc-qc轴(以下记载为dqc轴)是假设电动机控制单元是d轴方向的坐标系，也称为控制轴。另外，电动机控制装置的目的之一是使d轴(磁极轴)和dc轴(励磁轴)一致。

在图1中，电动机控制装置40a具有：坐标转换单元3、电压运算单元4、坐标转换单元5、交变电压生成单元6、作为高频电流相位运算单元的轴误差基准量运算单元7、重叠相位调整单元8、轴偏差量运算单元9和励磁相位调整单元10，对d轴电流Idc以及q轴电流Iqc进行电流控制，以使它们与电流指令值Idc*和Iqc*一致。另外，电动机控制装置40a由ROM(Read OnlyMemory)、RAM(Random Access Memory)、CPU(Central ProcessingUnit)以及程序构成。

坐标转换单元3将三相电流信号Iuc、Ivc和Iwc转换成dc-qc轴坐标系，并输出电流检测值Idc和Iqc。坐标转换单元5将电压指令值Vdc*和Vqc*转换成三相电压指令Vu、Vv和Vw，并向电力转换器11输出。另一方面，电压运算单元4输入上位系统所运算得到的电流指令值Idc*和Iqc*，且为了使电流检测值Idc和Iqc与电流指令值Idc*和Iqc*一致而对电压指令值Vdc*和Vqc*进行运算，并输出运算结果。

在此，虽然电流指令值Idc*通常为零，但是当励磁较弱或启动时，有时不设定为零。例如，在启动时，有时通过逐渐地增加d轴的电流检测值Idc，而使转子固定在规定的旋转位置上，进行同步运行，然后进入到无传感器(senseless)控制。

以上是电动机控制中的电流控制的基本流程。在上述说明中，是以dc轴与d轴一致为前提的。因此，需要在电流控制的同时，并行地进行使dc轴与d轴一致(同步)的控制。为了使dc轴与d轴同步，需要获取dc轴与d轴之间的轴偏差量，以下，对通过高频重叠方式，在不使用位置传感器的情况下求出轴偏差量的方法进行说明。

关于dq坐标系，电动机的电压Vd、Vq，电流Id、Iq和磁通量用公式(1)来表示。

【公式1】

$\underset{\‾}{\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vd}\\ \mathrm{Vq}\end{array}\right]=r\left[\begin{array}{c}\mathrm{Id}\\ \mathrm{Iq}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}s& -\mathrm{\ω}\\ \mathrm{\ω}& s\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}\mathrm{\φd}\\ \mathrm{\φq}\end{array}\right]}---\left(1\right)$

另外，如果忽略磁力饱和等的非线性现象，则磁通量与电流Id、Iq的关系如公式(2)所示。电感Ld、Lq为d轴方向、q轴方向的二相换算值，上述凸极性表示两者的值不同。

【公式2】

$\underset{\‾}{\left[\begin{array}{c}\mathrm{\φd}\\ \mathrm{\φq}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Ld}& 0\\ 0& \mathrm{Lq}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}\mathrm{Id}\\ \mathrm{Iq}\end{array}\right]}---\left(2\right)$

在公式(1)以及之后的公式中，s表示微分算子，ω表示转子的旋转速度，r表示一次电阻值。在此，由于考虑的是高频区域，因此，如果假设能充分忽略由电阻导致的电压降低，而且旋转速度ω也足够低的话，则能够获得公式(3)。

【公式3】

$\underset{\‾}{\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Δvd}\\ \mathrm{\Δvq}\end{array}\right]=\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Δ\φd}\\ \mathrm{\Δ\φq}\end{array}\right]}---\left(3\right)$

公式(3)的算子Δ表示由高频重叠引起的变动。如果公式(2)也只考虑高频重叠引起的变动，则能够用公式(4)表示。

【公式4】

$\underset{\‾}{\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Δ\φd}\\ \mathrm{\Δ\φq}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Ld}& 0\\ 0& \mathrm{Lq}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}\mathrm{\ΔId}\\ \mathrm{\ΔIq}\end{array}\right]}---\left(4\right)$

从公式(3)和公式(4)能够如公式(5)那样导出在赋予高频电压的情况下产生的高频电流。

【公式5】

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{\ΔId}\\ \mathrm{\ΔIq}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Ld}& 0\\ 0& \mathrm{Lq}\end{array}\right]}^{-1}\·\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Δvd}\\ \mathrm{\Δvq}\end{array}\right]---\left(5\right)$

图2的pz轴为高频重叠坐标系，假设在p轴方向上例如重叠矩形波交变电压。对公式(5)进行坐标转换，获得pz轴上的关系式(6)。

【公式6】

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{\ΔIp}\\ \mathrm{\ΔIz}\end{array}\right]=R(-\mathrm{\θpd}){\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Ld}& 0\\ 0& \mathrm{Lq}\end{array}\right]}^{-1}\·R\left(\mathrm{\θpd}\right)\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Δvp}\\ \mathrm{\Δvq}\end{array}\right]$

$\underset{\‾}{=\frac{1}{\mathrm{Ld}\·\mathrm{Lq}}\·\left[\begin{array}{cc}\frac{\mathrm{Ld}+\mathrm{Lq}}{2}-\frac{\cos 2\mathrm{\θpd}}{2}(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})& \frac{\sin 2\mathrm{\θpd}}{2}(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\\ \frac{\sin 2\mathrm{\θ}}{2}(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})& \frac{\mathrm{Ld}+\mathrm{Lq}}{2}+\frac{\cos 2\mathrm{\θpd}}{2}(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Δvp}\\ \mathrm{\Δvz}\end{array}\right]}---\left(6\right)$

下标p、z表示被转换为pz坐标后得到的值的情形。另外，θpd表示从d轴看到的p轴的相位。标号中的R(·)表示公式(7)所表示的旋转行列。

【公式7】

$R\left(\mathrm{\θ}\right)=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]---\left(7\right)$

在公式(6)中，由于重叠交变电压的只是p轴，因此，如果设Δvz＝0，则获得公式(8)。

【公式8】

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{\ΔIp}\\ \mathrm{\ΔIz}\end{array}\right]=\frac{\mathrm{\Δvp}}{\mathrm{Ld}\·\mathrm{Lq}}\left[\begin{array}{c}\frac{\mathrm{Ld}+\mathrm{Lq}}{2}-\frac{\cos 2\mathrm{\θpd}}{2}(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\\ \frac{\sin 2\mathrm{\θpd}}{2}(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\end{array}\right]---\left(8\right)$

由公式(8)可知，具有以下的性质：在电动机1具有凸极性(Ld≠Lq)，并且p轴与d轴一致(同步)时(θpd＝0)，高频电流在p轴上，如果失去同步，则高频电流从p轴偏离。

因此，通过观察所重叠的交变电压的相位与生成的高频电流的相位之差，能够推定p轴与d轴之间的轴误差信息。

另外，如果控制为所重叠的交变电压的相位与由此生成的高频电流的相位一致，则可知p轴与d轴一致。

在现有技术中，作为重叠相位的p轴与dc轴一致，或者与从dc轴偏离规定量的相位一致，无论怎样，dqc轴与pz轴同步。相比之下，本实施方式的特征为，p轴是独立于dqc轴被控制的。

以下，对本实施方式中最具特征的重叠相位调整单元8与伴随其的励磁相位调整单元10进行说明。

图3是交变电压生成单元6的构成图，图4是轴误差基准量运算单元7的构成图。在图3中，交变电压生成单元6(图1)具有乘法器6a、矢量运算器6c以及坐标转换单元6b，乘法器6a将振幅±1的矩形波电压与振幅值Vp相乘，利用作为相乘结果的p轴方向的矩形波电压及值0，矢量运算器6c生成列矢量，坐标转换单元6b使用θpdc进行公式(7)的坐标转换，生成交变电压信号Vdh*、Vqh*。另外，由于振幅±1的矩形波电压表示正负的符号，因此，作为Sign(Vp)被输出。用于坐标转换的相位θpdc是从dc轴看到的p轴相位角。矩形波电压的平均值是零，与电动机的电流控制的响应设计相比为高频，因此，不对电流控制系统产生影响。并且，图1的加法器12将交变电压信号Vdh*、Vqh*与上述电压指令Vdc*、Vqc*相加。

在图4中，轴误差基准量运算单元7具有：减法器7b和7d、1/Z的相位器7a和7c、交变电压符号修正单元7e、高频电压电流相位差运算单元42以及响应调整增益43，从电流检测值Idc、Iqc中提取由高频重叠所生成的高频电流，并输出轴误差基准量Xθpd。在此，相位器7a和7c是在时间上错开抽样时间T的Z＝eST的功能块。通过使电流检测单元2进行的电流检测和轴误差基准量运算单元7的运算周期与高频交变电压的周期同步，能够恰当地检测出生成的高频电流的峰值。

减法器7b、7d和相位器7a、7c取电流检测值Idc、Iqc的一次差分，并提取由高频交变电压所生成的高频电流分量ΔIdc、ΔIqc。交变电压符号修正单元7e使用Sign(Vp)信号来补偿交变电压的正负。高频电压电流相位差运算单元42进行公式(9)的运算。

【公式9】

$\mathrm{\θivh}=\arctan \left(\frac{\mathrm{\ΔIqc}}{\mathrm{\ΔIdc}}\right)-\mathrm{\θpdc}---\left(9\right)$

利用公式(9)的运算，能够获得重叠交变电压与高频电流的相位差θivh。响应调整增益43对相位差θivh赋予适当的响应调整增益，并作为轴误差基准量Xθpd进行输出。另外，通常在Ld＜Lq的情况下，θpdc和θivh的符号是反转的，相对于正的θpdc获得负的θivh。因此，使响应调整增益43为负值，使θpdc与Xθpd的符号相符。

图5是重叠相位调整单元8的框图。

重叠相位调整单元8具有：目标值生成器8a、加法器8b、PI控制器8c、积分器8d和反相器8e，并为了使轴误差基准量Xθpd与目标值Xθpd0一致而操作p轴相位。在本实施方式中，重叠相位调整单元8通过PI控制而安装了该功能。目标值Xθpd0通常可以是零。加法器8b对轴误差基准量运算单元7(图4)输出的Xθpd的值与目标值生成器8a输出的目标值Xθpd0的偏差进行运算。根据图2的轴误差基准量的定义，当加法器8b输出的偏差为正时，需要使重叠相位为负，因此，在反相器8e使偏差反相。PI控制器8c将(K_P+K_I/S)与反相器8e输出的偏差相乘。积分器8d对PI控制器8c运算的运算结果进行积分，并输出P轴相位θp。

值得关注的是，从以上说明的交变电压生成单元6到轴误差基准量运算单元7、重叠相位调整单元8是仅由在p轴相位上的电压重叠与检测出的高频电压电流相位差θivh的关系构成的独立的控制系统，是以独立于dc轴和d轴的同步控制系统或在dc轴相位上所运算的电流控制系统的方式构成的。

接下来，对使dc轴与d轴一致的励磁相位调整单元10的动作进行说明。如通过公式(8)所考察的那样，如果提高重叠相位调整单元8的增益，将独立的重叠轴控制系统设定为响应足够快，则从励磁相位调整单元10来看，能够认为d轴与p轴总是一致。因此，从dc轴来看的p轴相位θpdc就变成总是表示d轴与dc轴的相位差。

图6是轴偏差量运算单元9的框图。

轴偏差量运算单元9根据该原理，运算作为d轴与dc轴的相位差的轴偏差量Δθc。轴偏差量运算单元9具有减法器9a、反相器9b、和低通滤波器(LPF)9c，减法器9a从p轴相位θp减去dc轴相位θdc，并输出θpdc的信号。另外，反相器9b将θpdc的信号反相，经低通滤波器9c将Δθc的信号输出。即，单纯地成为Δθc＝-θpdc。

图7是励磁相位调整单元10的框图。

励磁相位调整单元10具有目标值生成器10a、减法器10b、PI控制器10c和反相器10d，并为了使轴偏差量Δθc与目标值Δθc0一致而输出输出频率ω1。通过利用积分器(图1)将该输出频率ω1积分，由此，励磁相位调整单元10对dc轴相位θdc进行操作。减法器10b从目标值生成器10a所生成的目标值Δθc0中减去轴偏差量Δθc，反相器10d考虑到励磁相位调整单元的运行方向而使减法器10b输出的偏差反相。PI控制器10c对反相器10e的输出进行比例积分运算。目标值Δθc0通常可以为零。

接下来，对本实施方式的效果进行说明。

图8表示在本实施方式定义的轴误差基准量Xθpd与pd之间的轴误差θpd的关系。在利用电感的凸极性的高频重叠方式中，轴误差θpd的信息如公式(6)所示，用sinθpd、cosθpd这样的三角函数来表示。因此，如图8所示，轴误差基准量Xθpd具有正弦波状的特性。因此，θpd如果变大，则变得不能正确地检测出pd之间的轴误差。

例如，图8的点A以及点B虽然轴误差θpd有很大不同，但是轴误差基准量Xθpd一致。这会判断为，虽然pd之间的轴误差具有相当于点B的值，但是，在高频重叠方式中，只存在相当于点A的轴误差。

图9是比较例的电动机控制系统的构成图。该构成图使用第一实施方式的各单元记载了现有技术。

与电动机控制系统100a(图1)相比，电动机控制系统100b没有重叠相位调整单元8以及轴偏差量运算单元9，轴误差基准量运算单元7的输出信号Xθpd作为Δθc被直接输入到励磁相位调整单元10。

另外，在电动机控制系统100b中，被输入到交变电压生成单元6的信号θpdc为零，该零的值被输入到轴误差基准量运算单元7。

以往，在很多情况下，高频电压被重叠在dc轴上(θpdc＝0)。在这种情况下，p轴与dc轴一致，因此，成为θpd＝Δθc，轴误差基准量运算单元的输出Xθpd会被直接输入到励磁相位调整单元10。

在这种情况下，当针对励磁相位调整单元10的响应施加过大的(急剧变化的)负荷，d轴与dc轴的轴偏差量Δθ(＝θpd)增大时，由于上述轴误差基准量的正弦波特性的缘故，轴偏差量被估算得比实际值小，导致响应特性变差，而且有可能导致非同步。作为对策，虽然有提高励磁相位调整单元10的响应的方法，但是由于dc轴与d轴的同步控制，与电流控制有关，因此，有时不能自由地设计响应。

另一方面，在本实施方式中，p轴与d轴的同步控制是独立于电流控制或dc轴与d轴的同步控制而构成的。因此，能够自由地设定响应，针对过大的负荷，能够足够使p轴与d轴一致。此时，励磁相位调整单元10即使对于过渡性的轴误差的增大，也能够通过p轴相位来推定正确的轴偏差量，因此，能够在不受到轴误差基准量Xθpd的正弦波特性的影响的情况下，持续电动机控制。

如上所述，在本实施方式中，分两段构成p轴与d轴的同步控制以及dc轴与d轴的同步控制，以独立于dc轴的方式调整p轴。由此，在利用电动机的凸极性的高频电压重叠方式中，能够解决来自成为原理性问题的轴误差基准量的正弦波特性的轴偏差量推定误差的问题，并且，即使对于急剧变化的负荷的施加或突然的加速或减速，也能够在不会出现非同步的情况下，持续电动机控制。

另外，在本实施方式中，虽然安装了PI控制作为励磁相位调整单元10，但是也可以进行基于观测器(observer)的安装。

(第二实施方式)

图10是本发明的第二实施方式的电动机控制系统的构成图。

与图1的构成相比，本实施方式的电动机控制系统100c追加了根据电动机1的感应电压来推定轴偏差量Δθ(＝θpd)的第二轴偏差量运算单元101，励磁相位调整单元10被变更为赋予了选择轴偏差量运算单元9和第二轴偏差量运算单元101中的任意一个作为轴偏差量的切换功能的励磁相位切换调整单元102。由于将切换后的轴偏差量设为Δθh，因此，将轴偏差量运算单元9的输出信号的标号变更为Δθh。第二轴偏差量运算单元101使用电动机的特性参数，通过(公式10)来推定轴偏差量Δθemf。

【公式10】

$\mathrm{\Δ\θemf}=\frac{{\mathrm{Vdc}}^{*}-(r_1\·\mathrm{Idc}-{\mathrm{\ω}}_1\mathrm{Lq}\·\mathrm{Iqc})}{{\mathrm{Vqc}}^{*}-(r_1\·\mathrm{Iqc}-{\mathrm{\ω}}_1\mathrm{Lq}\·\mathrm{Idc})}---\left(10\right)$

在公式(10)中，ω1是输出频率，θdc的微分值。虽然第二轴偏差量运算单元101不需要高频电压的重叠，但是，在感应电压变小的极低速的运行条件下，变得不能进行轴偏差量的满意的推定。另一方面，虽然第一实施方式的控制方法从停止时开始即使在低速下也能够应用，但是，由于高频电压重叠所引起的高频电流的缘故，有可能产生噪声，另外，有可能由于硬件的电流极限的缘故，使转矩受到限制。因此，在本实施方式中，在极低速的条件下，使用第一实施方式的控制方法，在感应电压变得足够大的旋转速度下，切换成第二轴偏差量运算单元。

图11是励磁相位切换调整单元102的框图。通过切换锥形增益111，来切换轴偏差量运算单元9的输出Δθh与第二轴偏差量运算运算单元101的输出Δθemf。

接下来，利用图12，对加减速时的控制方式切换顺序进行说明。

当加速时，在输出频率ω1成为规定阈值Th2以上的时刻t1，在任意的时间将切换锥形增益111的增益G的值推移到1。当增益G的值达到1的时刻t2，轴偏差量完全切换成Δθemf，因此，将高频电压振幅推移到零，结束高频电压重叠。

当减速时，在输出频率ω1成为阈值Th2以下的时刻t3，再次开始高频电压重叠。进而减速，在输出频率ω1成为Th1以下的时刻t4，将切换锥形增益111的增益G的值从1推移到零。

由于p轴与d轴的同步控制独立于其他的电动机控制系统，因此，在时刻t3到时刻t4之间，完成使p轴与d轴一致的同步控制，实现顺利的轴偏差量的切换。另外，在高频电压振幅成为零的期间，使θp的值反映θdc的值。由此，使再次开始高频电压重叠时的θp的初始值成为θdc，迅速地进行p轴与d轴的一致。

如上所述，在本实施方式中，由于使p轴与d轴一致的同步控制是独立于其他控制系统而构成的，因此，能够防止在轴偏差量切换时产生的轴偏差量的切换冲击，实现顺利的切换和运行的持续。

(第三实施方式)

在上述各实施方式中，虽然使用了同步电动机作为电动机，但也能够使用感应电动机。

图13是作为本发明的第三实施方式的电动机控制系统的构成图。

电动机控制系统100d使用感应电动机131代替电动机1，并追加了滑动补偿单元132以及加法器14，在这一点上与第一实施方式以及第二实施方式不同。

在感应电动机131的情况下，虽然不存在由转子形状引起的凸极性，但是，因为由一次侧的感应电流所励磁的二次磁通量引起的磁饱和现象，会等效地显现电感的凸极性，因此，能够使用第一实施方式的方法。即，由于感应电动机的转子(未图示)不具有磁铁，因此重叠相位调整单元8(图5)只要使追随p轴的d轴相当于二次磁通量的相位即可。

将作为图13中的励磁轴的dc轴作为d轴是感应电动机控制的惯例，但是，从与第一实施方式以及第二实施方式的关系来看，下文中将励磁轴称为dc轴，将二次磁通量相位称为d轴。

滑动补偿单元132利用感应电动机131的二次时间常数T2，如公式(11)所示，来运算滑动补偿值ωs*。

【公式11】

${{\mathrm{\ω}}^{*}}_s=\frac{\mathrm{Iqc}}{T_2\·\mathrm{Idc}}---\left(11\right)$

加法器14将上述滑动补偿值ωs*与励磁相位调整单元10的输出((重叠轴的)相位变动速度)ω1相加，并输出输出频率ω1**。感应电动机131的生成转矩τ_M用公式(12)表示。

【公式12】

τ_M＝φ_dc·Iqc-φ_qc·Idc

                                (12)

与第一实施方式相同，励磁相位调整单元10使d轴与dc轴同步。其结果是，二次磁通量的qc轴分量成为零，根据公式(12)，变得能够通过Iqc来控制生成转矩。

另外，由于执行滑动补偿，因此，励磁相位调整单元10的输出ω1在稳定状态下成为转子的速度推定值。

如上所述，根据本实施方式的电动机控制系统100d，在利用由感应电动机131的磁饱和所引起的凸极性的高频电压重叠方式中，能够解决来自成为原理性问题的轴误差基准量的正弦波特性的轴偏差量推定误差的问题。因此，本实施方式的电动机控制系统100d，即使针对急剧的负荷施加或突然的加减速，也能够在不会出现非同步的情况下，持续电动机控制。

(第四实施方式)

在上述各实施方式中，假定电动机1或电动机131的电感Ld和Lq为线性。但是，在由于电动机形状或高负荷区域而使电流量增加的情况下，会发生磁饱和等的非线性现象。其结果是，图8的轴误差基准量特性会根据电流的工作点不同而变化。

图14表示高负荷时的轴误差基准量特性的例子。正弦波状的特性发生变化，Xθpd＝0在θpd＝θphi的点交叉，在原点不交叉，这一点值得关注。在这种情况下，在第一实施方式以及第二实施方式的方法中，重叠相位调整单元8以Xθpd＝0的方式控制p轴，因此，在稳定状态下的p轴会向从d轴偏离了θphi的相位方向收敛。

即使在这种状况下，也能够通过在第一实施方式以及第二实施方式中进行简单的修正来进行处置。作为对策可以考虑两个方法。

第一个方法是将图14的θpd＝0的点B设定为工作点。具体而言，只要将图5所示的重叠相位调整单元8内的轴误差基准量的指令值Xθpd0设定为相当于点B的合适的值即可。其结果是，重叠相位调整单元8以Xθpd成为相当于点B的值的方式调整θp，结果是θpd成为零，p轴与d轴一致。

第二个方法是将图14的点A作为工作点设定。具体而言，使上述指令值Xθpd0保持为0，将励磁相位调整单元10的指令值Δθc0设定为相当于由点A偏离的值-θphi。重叠相位调整单元8使p轴在将p轴从d轴前进了相位θphi的方向上同步。

反过来讲，在该第二个方法中，由于d轴存在于从p轴开始延迟了θphi的相位的方向上，因此，通过以轴偏差量成为Δθc＝-θphi的方式进行修正，能够使dc轴与d轴一致。

在这些修正中所使用的Δθc0和Xθpd0的值是通过将例如电流检测值或电流指令值作为输入的表而安装的。可以简单地对输入赋予增益来进行安装。

根据以上所述的本实施方式，即使在由于电动机的非线性特性的缘故而使电感的凸极性变化的高负荷条件下，也能够毫无问题地持续电动机控制。

(第五实施方式)

通过适当地设定Δθc0和Xθpd0的这两个值，能够将图14中的任意的点设定为工作点。由此，能够设定在工作点的高频电压相位方向，因此，能够选择例如不会发生由高频电流引起的转矩振动(转矩波动)的Δθc0和Xθpd0的组合。

如上所述，通过如本实施方式所示地设定Δθc0和Xθpd0，并进行恰当的选择，能够操作平衡时的高频重叠相位，能够抑制由高频电压重叠引起的转矩波动，并能够将噪声或振动最小化。

(第六实施方式)

上述各实施方式的电动机控制装置40a、40b、40c和40d在dqc轴上将高频交变电压与电压指令相加，另外，根据dqc轴上的检测电流Idc和Iqc，运算了轴误差基准量。在这种情况下，电动机控制装置40a、40b、40c和40d为了取消在对于重叠相位调整单元8而言本来没有关系的dqc轴上将交变电压以及高频电流暂时进行坐标转换的处理，需要对交变电压生成单元6以及轴误差基准量运算单元7输入来源于θdc的θpdc。这从公式上来讲，对于与dqc轴相对独立的重叠相位调整单元而言，是进行了不需要的运算，抽样延迟或运算误差的影响有可能具有外部干扰的作用。在本实施方式中，通过在ab轴上相加交变电压来提高重叠相位调整单元的独立性。

图15是本实施方式的电动机控制系统的整体构成图。以下，使用附图对与第一实施方式的不同点进行说明。

电动机控制系统100d具有二相三相转换单元13以及坐标转换单元16，以取代坐标转换单元5；具有三相二相转换单元14以及坐标转换单元15，以取代坐标转换单元3；具有交变电压生成单元151，以取代交变电压生成单元6；具有轴误差基准量运算单元152，以取代轴误差基准量运算单元7。

交变电压生成单元151生成与重叠相位θp相应的交变电压。此时，高频电压电流相位差运算单元42b(图16)进行从pz坐标到ab坐标的坐标转换。加法器12(图15)将交变电压生成单元151的输出信号Vah*、Vbh*与从ab轴看到的电压指令Vac*、Vbc*相加。

三相二相转换单元14将从ab轴看到的高频电流信号Iac、Ibc输入到轴误差基准量运算单元152。

图17是轴误差基准量运算单元152的框图。

在轴误差基准量运算单元152中，相位器152a、152c以及加法器152b、152d对高频电流信号Iac、Ibc的一次差分进行运算，通过交变电压符号修正单元41，根据该运算结果来运算高频电流分量ΔIac、ΔIbc，接下来，高频电压电流相位差运算单元42b进行取代公式(9)的公式(13)的运算。

【公式13】

$\mathrm{\θivh}=\arctan \left(\frac{\mathrm{\ΔIbc}}{\mathrm{\ΔIac}}\right)-\mathrm{\θp}---\left(13\right)$

根据这种构成，交变电压以及高频电流在dqc轴上不会将来源于θdc的信号输入交变电压生成单元151和轴误差基准量运算单元152。其结果是，dqc轴的工作变得不会由于抽样延迟或运算误差而对重叠相位调整单元8产生影响，能够实现稳定的电动机控制。

Claims (14)

1.一种矢量控制装置，通过控制励磁轴电压以及与该轴正交的转矩轴电压，从而对在交流电动机中流动的电动机电流的励磁轴分量以及与该轴正交的电流分量进行矢量控制，以使上述励磁轴分量以及上述电流分量成为目标值，

该矢量控制装置具有：

交变电压重叠单元，其将与上述电动机电流的频率不同的频率的交变电压分解成上述励磁轴电压的分量以及上述转矩轴电压的分量，并进行重叠；

高频电流相位差运算单元，其将上述交变电压的基准相位作为重叠轴，从由上述交变电压在上述电动机电流中产生的高频电流的相位中减去上述重叠轴的相位，由此运算上述高频电流与上述交变电压的相位差；

重叠轴调整单元，其调整上述重叠轴的相位方向，以便由上述高频电流相位差运算单元所运算得到的相位差成为零或规定的目标值；

轴偏差量运算单元，其运算经上述重叠轴调整单元调整了方向的上述重叠轴与上述励磁轴之间的轴偏差量；和

励磁轴调整单元，其调整上述励磁轴的相位方向，以便上述轴偏差量成为零或规定的目标值。

2.根据权利要求1所述的矢量控制装置，其特征为，

上述交流电动机是具有凸极性的同步电动机，

上述重叠轴调整单元使磁极轴与上述重叠轴一致，

上述轴偏差量运算单元所运算得到的上述轴偏差量表示上述磁极轴与上述励磁轴之间的相位差。

3.根据权利要求1所述的矢量控制装置，其特征为，

上述交流电动机为感应电动机，

上述矢量控制装置还具有：

滑动频率指令运算单元，其根据上述目标值来计算滑动频率指令值；

加法器，其将上述滑动频率指令值与上述重叠轴的相位变动速度相加；各

积分器，其对上述加法器的输出频率进行积分，

上述励磁轴调整单元所调整的上述励磁轴的相位方向取决于上述积分器所输出的相位信号。

4.根据权利要求1至3中任意一项所述的矢量控制装置，其特征为，

上述交流电动机没有安装对其转子的旋转速度、转子位置以及励磁磁通量位置的任意一项的物理量进行检测的控制量检测单元。

5.根据权利要求1至3中任意一项所述的矢量控制装置，其特征为，

上述交变电压是矩形波电压以及正弦波电压的任意一者。

6.根据权利要求1所述的矢量控制装置，其特征为，

该矢量控制装置还具有：

高速区域轴偏差量运算单元，其根据上述励磁轴电压、上述转矩轴电压、上述电动机电流的励磁轴分量、与该轴正交的分量、以及上述目标值，来运算电动机的磁极轴与上述励磁轴的相位变动；和

轴偏差量切换单元，其在上述重叠轴的相位变动速度比设定值还高速时，将上述励磁轴调整单元的输入，从由上述轴偏差量运算单元所运算得到的轴偏差量切换成由上述高速区域轴偏差量运算单元所运算得到的高速区域轴偏差量，

在达到上述高速时，上述交变电压重叠单元停止上述交变电压的重叠。

7.根据权利要求1所述的矢量控制装置，其特征为，

还具有：

高速区域轴偏差量运算单元，其根据上述交流电动机的反向电压来计算电动机的磁极轴与上述励磁轴的相位变动；和

轴偏差量切换单元，其在上述重叠轴的相位变动速度比设定值还高速时，将上述励磁轴调整单元的输入，从由上述轴偏差量运算单元所运算得到的轴偏差量切换成由上述高速区域轴偏差量运算单元所运算得到的高速区域轴偏差量，

在达到上述高速时，上述交变电压重叠单元停止上述交变电压的重叠。

8.根据权利要求6或7所述的矢量控制装置，其特征为，

上述轴偏差量切换单元，

在上述重叠轴的相位变动速度减速为比慢于上述设定值的设定速度还低速时，上述交变电压重叠单元开始电压重叠，

在经过了跟随期间之后，将上述励磁轴调整单元的输入，从上述高速区域轴偏差量运算单元的输出切换为上述轴偏差推定量运算单元的输出，其中，上述跟随期间取决于上述重叠轴调整单元使上述重叠轴跟随上述交流电动机的转子磁通量的响应速度。

9.根据权利要求1或2所述的矢量控制装置，其特征为，

上述重叠轴调整单元使重叠轴跟随电动机转子磁通量的响应速度比上述励磁轴调整单元的响应速度快。

10.根据权利要求1或2所述的矢量控制装置，其特征为，

上述重叠轴调整单元设定由上述高频电流相位差运算单元所运算得到的相位差的目标值，以使上述重叠轴与磁极轴一致。

11.根据权利要求1或2所述的矢量控制装置，其特征为，

励磁相位调整单元将上述轴偏差量的目标值设定为从由高频电流产生的高频电流的轨道与上述重叠轴一致时的励磁轴看到的重叠轴相位。

12.根据权利要求1或2所述的矢量控制装置，其特征为，

对上述高频电流相位差运算单元运算的相位差的目标值和上述轴偏差量的目标值进行设定，以使稳定状态下的电压重叠方向成为抑制由上述交变电压的重叠所引起的转矩波动的相位方向。

13.根据权利要求1或2所述的矢量控制装置，其特征为，

轴误差基准量是将上述重叠轴与由上述交变电压的重叠所产生的高频电流的轨道的相位的差分乘以增益后得到的值。

14.一种电动机控制系统，

具有：

交流电动机；

电力转换器，其用于驱动上述交流电动机；和

电动机控制装置，其通过控制励磁轴电压以及与该轴正交的转矩轴电压，从而对上述交流电动机进行矢量控制，以使在上述交流电动机中流动的电动机电流的励磁轴分量以及与该轴正交的电流分量成为目标值，

上述电动机控制系统具有：

交变电压重叠单元，其将与上述电动机电流的频率不同的频率的交变电压分解成上述励磁轴电压的分量以及上述转矩轴电压的分量，并进行重叠；

高频电流相位差运算单元，其将上述交变电压的基准相位作为重叠轴，从由上述交变电压在上述电动机电流中产生的高频电流的相位中减去上述重叠轴的相位，由此运算上述高频电流与上述交变电压的相位差；和

重叠轴调整单元，其调整上述重叠轴的相位方向，以便上述高频电流相位差运算单元所运算的相位差成为零或规定的目标值；

轴偏差量运算单元，其运算上述重叠轴调整单元调整了方向的上述重叠轴与上述励磁轴之间的轴偏差量；和

励磁轴调整单元，其调整上述励磁轴的相位方向，以便上述轴偏差量成为零或规定的目标值。