CN102751936A - 电力变换装置、电动机驱动系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电力变换装置，在不使用用于检测转子的旋转状态的传感器来控制电动机的电动机控制方法下，即便在电动机高转矩运转时也可持续地进行电动机的运转，并且高精度地检测转子的旋转状态并抑制噪音的产生。在电力变换装置(50a)中，电压输出单元(3)对来自向量运算单元(4)的基本电压指令值(Vdc^*、Vqc^*)叠加高频的交变电压，将三相交流电压指令值(Vu^*、Vv^*、Vw^*)输出至电力变换单元(11)。电流成分分离单元(5)从三相电流信号(Iuc、Ivc、Iwc)提取与交变电压相应的高频电流成分，求取表示该高频电流成分的大小的高频电流模值(Ih)。叠加电压振幅调整单元(9)基于来自电流成分分离单元(5)的高频电流模值(Ih)，将用于调整交变电压的振幅的叠加电压振幅指令值(Vh^*)输出至电压输出单元(3)。

Description

电力变换装置、电动机驱动系统

技术领域

本发明涉及电力变换装置及电动机驱动系统。

背景技术

在同步电动机或感应电动机等的交流电动机(以下，简称为“电动机”)的驱动系统中，作为将直流电变换为交流电以驱动电动机的电动机驱动装置，大多采用以电压型逆变器为代表的电力变换装置。为了提高这种电动机驱动用电力变换装置的性能，作为电动机转子的控制信息需要高精度地检测转子的磁极位置或旋转速度等。近年来的电力变换装置并不是将位置传感器或速度检测器等安装于电动机来实际测量转子的旋转状态，而是采用根据电动机产生的反电动势信息来估计转子的旋转状态，以进行高精度的控制量估计的控制方法。

然而，由于在电动机的旋转速度为极低速附近其反电动势绝对地变小，因此难以采用这种根据反电动势信息来估计转子的旋转状态的电动机控制方法。为此，作为低速情况下的控制量估计方法，存在利用电动机的凸极性或磁通饱和特性的方法。

专利文献1中特别记载了一种磁极位置检测装置，其利用永久磁体同步电动机的凸极性来估计表示转子的旋转状态的磁极位置。该磁极位置检测装置使电动机的磁极轴(dc轴)产生交变磁场，检测与该dc轴正交的估计转矩轴(qc轴)成分的脉动电流(或者电压)，并基于此估算电动机内部的磁极位置。该技术在实际的磁极轴与估计磁极轴之间存在误差的情况下，利用从dc轴向qc轴存在电感的干扰项这一特征。也就是说，将高频的电压或电流叠加于电动机，通过检测由此所产生的高频电流或电压的变动部分，来逐次测量电感，作为控制量估计二次磁通的相位。

专利文献2中记载了利用电动机的磁饱和特性来估算表示转子的旋转状态的磁极位置的方法。在该计算方法中，针对电动机基于向某一方向施加电压从而产生的电流的大小来估算磁极位置。

此外，专利文献3中记载了如下内容，在根据叠加高频电流指令进行电流控制而产生的高频电压的变动部分来逐次测量电感的方式中，在低转矩时和高转矩时变更其电流指令值。

根据这些方法，不必采用用来检测转子的旋转状态的传感器，就能够高精度地估计电动机的运转信息。由此，能够削减传感器以及用于输出传感器的检测信号的线缆等的成本，也能够削减用于设置它们的开销。再有，还能够抑制因传感器的组装误差、周围环境引起的噪声、传感器的故障等所引起的电动机驱动的异常动作。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：JP专利第3312472号

专利文献2：JP特开2002-78392号公报

专利文献3：JP特开2010-154597号公报

如专利文献1及专利文献2所述的技术那样，对电压指令加上高频电压从而产生高频电流的电动机控制方法，在叠加的高频电压的振幅恒定或者所产生的高频电流比较小的范围中特别有效。但是，在电动机进行高转矩运转时，由于如果电流增大则因磁通饱和现象从而相对于高频电压的电感减少，因此高频电流的振幅有增大的趋势。因而，如果在高转矩运转时对电压指令加上高频电压从而产生高频电流，那么会产生高频电流超过规定的电流界限值、电动机无法持续进行运转的问题。

另一方面，专利文献3所记载的技术是对电流指令加上高频电流指令来进行电流控制的方法，由于将高频电流振幅作为指令值来提供，因此不会发生上述这种问题。但是，在这种针对电流指令加上高频电流指令的电动机控制方法中，由于无法将叠加的交变信号的频率提高至电流控制系统统的响应速度以上，因此磁极位置的检测响应速度受到限制。因而，有时难以针对因冲击扰乱等引起的电动机旋转状态的变动高精度地检测磁极位置。此外，还会产生因高频叠加而产生的电磁声音的频率降低至人类的可听音域从而容易变为噪音的问题。

发明内容

本发明的电力变换装置具备：电力变换单元，其将直流电变换为交流电提供给交流电动机；电压输出单元，针对用于使交流电动机根据规定的运转频率进行动作的基本电压指令值，叠加按照比运转频率高的规定频率周期性变化的高频交变电压，将其叠加结果作为用于指示交流电的电压的电压指令值输出至电力变换单元；电流检测单元，其检测交流电的电流；高频成分提取单元，其从由电流检测单元检测出的电流中提取与交变电压相应的高频电流成分；模值运算单元，其求取表示由高频成分提取单元提取出的高频电流成分的大小的高频电流模值；和叠加电压振幅调整单元，其基于由模值运算单元求取的高频电流模值，将用于调整交变电压的振幅的叠加电压振幅指令值输出至电压输出单元。

本发明的电动机控制系统具备：交流电动机；电力变换单元，其将直流电变换为交流电提供给交流电动机；电压输出单元，针对用于使交流电动机根据规定的运转频率进行动作的基本电压指令值，叠加按照比运转频率高的规定频率周期性变化的高频交变电压，将其叠加结果作为用于指示交流电的电压的电压指令值输出至电力变换单元；电流检测单元，其检测交流电的电流；高频成分提取单元，其从由电流检测单元检测出的电流中提取与交变电压相应的高频电流成分；模值运算单元，其求取表示由高频成分提取单元提取出的高频电流成分的大小的高频电流模值；和叠加电压振幅调整单元，其基于由模值运算单元求取的高频电流模值，将用于调整交变电压的振幅的叠加电压振幅指令值输出至电压输出单元。

发明效果

根据本发明，在不使用用于检测转子的旋转状态的传感器来控制电动机的电动机控制方法中，即便在电动机高转矩运转时也可持续地进行电动机的运转，能够高精度地检测转子的旋转状态，并且能够抑制噪音的产生。

附图说明

图1是本发明的第1实施方式的电动机控制系统100a的结构图。

图2是表示在本发明的电动机控制中使用的坐标系和记号的定义的图。

图3是电压输出单元3的内部结构图。

图4是电流成分分离单元5的内部结构图。

图5是表示用于说明电流成分分离单元5的动作的各信号的波形例的图。

图6是轴偏差基准量的特性说明图。

图7是相位调整单元10的内部结构图。

图8是高频电流模值指令生成单元7的内部结构图。

图9是叠加电压振幅调整单元9的内部结构图。

图10是电流和电感的特性说明图。

图11是本发明的效果的说明图。

图12是本发明的第2实施方式的电动机控制系统100b的结构图。

图13是电压输出单元12的内部结构图。

图14是电流成分分离单元13的内部结构图。

图15是本发明的第3实施方式的电动机控制系统100c的结构图。

图16是相位调整单元15的内部结构图。

图17是本发明的第4实施方式的电动机控制系统100d的结构图。

符号说明：

1电动机

2电流检测单元

3电压输出单元

4向量运算单元

5电流成分分离单元

6电流指令生成单元

7高频电流模值指令生成单元

8轴偏差基准量指令生成单元

9叠加电压振幅调整单元

10相位调整单元

11电力变换单元

12电压输出单元

13电流成分分离单元

14感应电动机

15相位调整单元

40a、40b、40c、40d电动机控制装置

50a、50b、50c、50d电力变换装置

100a、100b、100c、100d电动机控制系统

具体实施方式

以下，参照附图详细说明本发明的第1至第4的实施方式。此外，在以下的说明中，对于各图中共同的构成要素分别赋予相同的符号，对于这些重复的构成要素省略其说明。

第1实施方式

图1是本发明的第1实施方式的电动机控制系统100a的结构图。

在图1中，电动机控制系统100a具备电力变换装置50a和电动机1。电力变换装置50a具备电动机控制装置40a、电力变换单元11、和电流检测单元2。

电流检测单元2检测从电力变换单元11流向电动机1的三相交流电流Iu、Iv、1w，将与其检测结果相应的三相电流信号Iuc、Ivc、1wc输出至电动机控制装置40a。电流检测单元2例如由采用了霍尔元件的电流传感器来实现。

电力变换单元11基于由电动机控制装置40a所生成的三相交流电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*，将来自直流电源(未图示)的直流电变换为三相交流电，并提供给电动机1。此时，从电力变换单元11向电动机1输出作为交流电的电压的三相交流电压Vu、Vv、Vw、和作为交流电的电流的三相交流电流Iu、Iv、Iw。电力变换单元11例如由将MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)或IGBT(Insulated GateBipolar Transistor)等用作开关元件的逆变器来实现。

电动机1是三相同步电动机，由从电力变换单元11提供的三相交流电来进行动作。电动机1构成为组装了多个永久磁体的转子在定子的内部进行旋转。其中，对于这种电动机1的详细结构省略图示。

图2是表示在本发明的电动机控制中使用的坐标系和记号的定义的图。在图2中，由a轴和b轴定义的ab轴坐标系是用来表示定子位置的定子坐标系，a轴一般是以电动机1的u相绕组相位为基准而取得的。另一方面，由d轴和q轴定义的dq轴坐标系是用来表示转子的磁极位置的转子坐标系，与电动机1的转子同步地进行旋转。在电动机1为永久磁体同步电动机的情况下，d轴一般是以安装于转子的永久磁体的相位为基准而取得的。d轴也被称为磁极轴。dc轴和qc轴分别表示磁极位置的估计相位、也就是在电动机控制装置40a进行的控制中假设的d轴和q轴的方向。由这些的坐标轴定义dc-qc轴坐标系。dc轴也被称为控制轴。由p轴和z轴定义的pz轴坐标系，是用于表示对电压指令的基波叠加的高频电压的坐标系。其中，在各坐标系中所组合的坐标轴彼此都是正交的。

在上述的各坐标系中，如图2所示，将以a轴为基准的d轴、dc轴、p轴的各轴的相位分别表示为θd、θdc、θp。此外，将dc轴、p轴相对于d轴的偏差分别表示为Δθ、θpd。再有，将叠加高频电压而产生的高频电流相对于p轴的相位差表示为θivh。

在图1中，电动机控制装置40a具备：电压输出单元3、向量运算单元4、电流成分分离单元5、电流指令生成单元6、高频电流模值指令生成单元7、轴偏差基准量指令生成单元8、叠加电压振幅调整单元9、相位调整单元10。其中，电动机控制装置40a由ROM(Read Only Memory)、RAM(Random Access Memory)、CPU(Central Processing Unit)、程序等构成。也就是说，电动机控制装置40a具有的上述各单元，分别是作为CPU根据程序所执行的处理来实现的。

接下来，说明电动机控制装置40a的动作。电动机控制装置40a的主要目的是使电力变换单元11提供给电动机1的交流电中的励磁电流成分(d轴电流)Id及转矩电流成分(q轴电流)Iq分别与任意的电流指令值Idc^*、Iqc^*相一致。为了实现这一目的，在电动机控制装置40a中电流控制系统和相位控制系统进行动作。相位控制系统的目的在于使作为控制轴的dc轴与表示电动机1的转子位置的d轴相一致(同步)，在图1中主要是相位调整单元10来担当该作用。另一方面，电流控制系统的目的在于使dc-qc轴坐标系上的dc轴电流检测值Idc和qc轴电流检测值Iqc分别与任意的电流指令值Idc^*、Iqc^*相一致，主要是向量运算单元4来担当该作用。

以下，首先说明相位控制系统不使用位置传感器类部件而是叠加高频电压来使d轴和dc轴同步的动作。

图3表示电压输出单元3的内部结构。如图3所示，电压输出单元3具备：交变电压波形发生单元3a、乘法器3b、耦合器3c、坐标变换单元3d及3e、加法器3f、二相三相变换单元3g。这些的各结构与上述的电动机控制装置40a具有的各单元同样，也是作为CPU根据程序所执行的处理来实现的。其中，在该实施方式中，在来自电动机控制装置40a的三相交流电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*中分别叠加的交变电压的波形是矩形波。

从交变电压波形发生单元3a输出的高频的矩形波信号被输出至乘法器3b。该矩形波信号的频率比电动机1进行动作的运转频率高，也就是比电动机控制装置40a进行的电动机1的控制频率高。来自交变电压波形发生单元3a的矩形波信号还作为交变电压波形wave被输出至电压输出单元3的外部。如图1所示，该交变电压波形wave从电压输出单元3输出至电流成分分离单元5。

乘法器3b将从交变电压波形发生单元3a输入的矩形波信号与如图1所示那样从叠加电压振幅调整单元9输入的叠加电压振幅指令值Vh^*相乘，生成振幅与叠加电压振幅指令值Vh^*相应的矩形波信号。这样生成的矩形波信号被输出至耦合器3c。

耦合器3c将从乘法器3b输入的矩形波信号变换为p轴上的交变电压Vph^*及z轴上的交变电压Vzh^*，作为表示pz轴坐标系的向量的交变电压向量输出至坐标变换单元3d。

坐标变换单元3d基于如图1所示那样从相位调整单元10输入的p轴的相位信息θp，将从耦合器3c输入的交变电压向量变换为ab轴坐标系的向量。并且，将变换后的交变电压向量输出至加法器3f。

坐标变换单元3e基于如图1所示那样从相位调整单元10输入的dc轴的相位信息θdc，将从图1的向量运算单元4输入的电压指令的基波向量由dc-qc轴坐标系的向量变换为ab轴坐标系的向量。其中，从向量运算单元4输入的电压指令的基波向量由dc轴上的基本电压指令值Vdc^*和qc轴上的基本电压指令值Vqc^*表示。然后，将变换后的基波向量输出至加法器3f。

加法器3f将来自坐标变换单元3d的交变电压向量与来自坐标变换单元3e的基波向量相加。由此，针对从向量运算单元4输入的基本电压指令值Vdc^*、Vqc^*，叠加与交变电压向量相应的高频的交变电压。表示加法器3f的叠加结果的相加后的向量从加法器3f输出至二相三相变换单元3g。

二相三相变换单元3g将从加法器3f输入的相加后的向量变换为与u相、v相、w相的各相对应的电压值，作为三相交流电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*进行输出。这些三相交流电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*如上述那样作为电动机控制装置40a生成的指令输出至电力变换单元11。

如以上说明那样，由电压输出单元3在电动机控制装置40a生成的三相交流电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*中叠加矩形波的高频电压。其中，尽管在本实施方式中将交变电压向量和基波向量分别变换为ab轴坐标系之后由加法器3f进行相加，但是例如也可以在dc-qc轴坐标系或uvw坐标系等其他的坐标系中进行相加。

图4表示电流成分分离单元5的内部结构。如图4所示，电流成分分离单元5具备：坐标变换单元5a、基波成分提取单元5b、高频成分提取单元5c、符号补偿单元5d、轴偏差基准量运算单元5e、模值运算单元5f。这些的各结构与上述的电动机控制装置40a和电压输出单元3的各结构同样，也是作为CPU根据程序执行的处理来分别实现的。

图5是表示用于说明电流成分分离单元5的动作的各信号的波形例的图。在图5中，图5(a)表示决定在图3的电压输出单元3中交变电压波形发生单元3a所产生的矩形波信号的周期的三角波载波的波形例。图5(b)表示在电压输出单元3中从耦合器3c输出至坐标变换单元3d的上述p轴上的交变电压Vph^*的波形例。图5(c)表示dc-qc轴坐标系上的d轴电流检测值Idc的波形例及其平均值也就是基波电流成分IdcAVG。图5(d)表示d轴电流检测值Idc的每一次的差分值ΔIdc的波形例。图5(e)表示在电压输出单元3中从交变电压波形发生单元3a输出的上述交变电压波形wave的波形例。图5(f)表示使图5(d)的波形和图5(e)的波形相乘之后的波形例。

在电动机控制装置40a中，从电流检测单元2输出的三相电流信号Iuc、Ivc、Iwc如图1所示那样被输入至电流成分分离单元5。这些信号包含与来自向量运算单元4的基本电压指令值Vdc^*、Vqc^*相应的基波电流成分(与电压指令的基波向量对应的电流成分)、与来自叠加电压振幅调整单元9的叠加电压振幅指令值Vh^*相应的高频电流成分(与交变电压向量对应的电流成分)。在此，在电动机控制装置40a所进行的控制过程中，电流控制系统中需要基波电流成分，相位控制系统中需要高频电流成分。因此，在电流成分分离单元5中，如下述那样进行将来自电流检测单元2的三相电流信号Iuc、Ivc、Iwc分离为基波电流成分和高频电流成分的操作。

参照图4、5说明电流成分分离单元5的动作。在图4中，坐标变换单元5a基于如图1所示那样从相位调整单元10输入的dc轴的相位信息θdc，进行将来自电流检测单元2的三相电流信号Iuc、Ivc、Iwc变换为dc-qc轴坐标系的向量的坐标变换。通过该坐标变换，求出上述的dc轴电流检测值Idc及qc轴电流检测值Iqc。这些电流检测值Idc、Iqc从坐标变换单元5a输出至基波成分提取单元5b及高频成分提取单元5c。不过，在图5(c)中仅示出了dc轴电流检测值Idc的波形例。

基波成分提取单元5b分别按照规定的定时对从坐标变换单元5a输入的dc轴电流检测值Idc及qc轴电流检测值Iqc进行采样。图5(c)中例示了对dc轴电流检测值Idc进行采样的检测点，但对于qc轴电流检测值Iqc也是同样的。然后，通过实施逐次平均处理，逐次求出dc轴电流检测值Idc及qc轴电流检测值Iqc的各采样值的平均值，分别消除这些信号中所包含的高频成分，以提取dc轴的基波电流成分IdcAVG及qc轴的基波电流成分IqcAVG。这样提取出的基波电流成分IdcAVG、IqcAVG如图1所示那样从电流成分分离单元5输出至向量运算单元4及高频电流模值指令生成单元7。

高频成分提取单元5c针对从坐标变换单元5a输入的dc轴电流检测值Idc及qc轴电流检测值Iqc，分别从本次的检测值中减去前次的检测值，由此分别计算出每一次的差分值ΔIdc及ΔIqc。图5(d)中表示针对dc轴电流检测值Idc计算出的差分值ΔIdc，但针对qc轴电流检测值Iqc计算出的差分值ΔIqc也是同样的。在此，由于dc轴电流检测值Idc及qc轴电流检测值Iqc的基波成分的频率相对于交变电压的频率是充分低的，因此上述的差分值ΔIdc、ΔIqc大致可视为因交变电压所引起的电流变化量。也就是说，不必使用特殊的滤波器等，就能够从电流检测值Idc、Iqc高速提取表示与交变电压相应的高频电流成分的差分值ΔIdc、ΔIqc。另外，由图5(b)、(d)可知，随着交变电压Vph^*的正负符号的交替，dc轴的差分值ΔIdc的符号延迟了半周期进行翻转。对于qc轴的差分值ΔIqc和交变电压Vzh^*也是同样的。计算出的dc轴的差分值ΔIdc及qc轴的差分值ΔIqc从高频成分提取单元5c输出至符号补偿单元5d。

符号补偿单元5d针对从高频成分提取单元5c输入的dc轴的差分值ΔIdc和qc轴的差分值ΔIqc，基于如图1所示那样从电压输出单元3输入的交变电压波形wave进行符号补偿。如上所述差分值ΔIdc、ΔIqc各自的符号伴随着交变电压中的正负符号的交替而进行翻转。因此，通过对这些差分值分别乘以交变电压波形wave，能够抵消符号的翻转从而进行符号补偿。在图5(f)中，例示了针对图5(d)所示的dc轴的差分值ΔIdc乘以图5(e)所示的交变电压波形wave的例子，但对于qc轴的差分值ΔIqc也是同样的。此时，也可以根据需要实施逐次平均。这样进行了符号补偿之后的差分值ΔIdc及ΔIqc作为高频电流向量ΔIdcAVG、ΔIqcAVG，分别从符号补偿单元5d输出至轴偏差基准量运算单元5e及模值运算单元5f。

轴偏差基准量运算单元5e，基于如图1所示那样从相位调整单元10输入的dc轴的相位信息θdc及p轴的相位信息θp、从符号补偿单元5d输入的高频电流向量ΔIdcAVG、ΔIqcAVG，计算叠加于基波的高次谐波电压和由此产生的高频电流之间的相位差。该相位差能够以图2所示的高频电流相对于p轴的相位差θivh来表示。由图2可知，由于在相位差θivh中包含θp和θd的相位差信息，因此例如能够如以下的式(1)那样计算相位差θivh。

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ivh}}=\arctan \left(\frac{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{qcAVG}}}{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{dcAVG}}}\right)-{\mathrm{\θ}}_p+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dc}}$ …式(1)

计算出相位差θivh之后，轴偏差基准量运算单元5e进一步对相位差θivh乘以负的增益，并将其结果作为轴偏差基准量xθpd进行输出。从轴偏差基准量运算单元5e输出的轴偏差基准量xθpd如图1所示那样从电流成分分离单元5输出至相位调整单元10。

图6是用于说明轴偏差基准量xθpd的特性的图。由图6所示可知，由于轴偏差基准量xθpd随着p轴相对于d轴的偏差θpd而变化，因此其包含磁极位置即d轴相位θd的信息。也就是说，能够由轴偏差基准量运算单元5e求出与电动机1的磁极位置相应的轴偏差基准量xθpd。因此，为了实现相位控制系统需要轴偏差基准量xθpd。

模值运算单元5f，是为了实现本发明的电动机控制而在电流成分分离单元5中新追加的部件，计算从符号补偿单元5d输入的高频电流向量ΔIdcAVG、ΔIqcAVG的模值(以下，称为高频电流模值Ih)。这里所谓的模值是高频电流向量的长度分量。例如，通过采用以下的式(2)所示的H2模值的计算，能够计算出高频电流模值Ih。由模值运算单元5f计算出的高频电流模值Ih。如图1所示那样从电流成分分离单元5输出至叠加电压振幅调整单元9，并被用于叠加电压振幅调整单元9进行的后述的控制中。

$I_h=\sqrt{{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{dcAVG}}}^2+{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{qcAVG}}}^2}$ …式(2)

如以上所说明，由电流成分分离单元5将来自电流检测单元2的三相电流信号Iuc、Ivc、Iwc分离为基波电流成分和高频电流成分。并且，基波电流成分IdcAVG、IqcAVG被输出至向量运算单元4及高频电流模值指令生成单元7，基于高频电流成分的轴偏差基准量xθpd和高频电流模值Ih分别被输出至相位调整单元10和叠加电压振幅调整单元9。

轴偏差基准量指令生成单元8，生成规定的轴偏差基准量指令xθpd^*并输出至相位调整单元10。在电动机控制装置40a的相位控制系统中，通过以下所说明的相位调整单元10的动作，来调整叠加相位及控制轴相位、即p轴的相位θp及dc轴的相位θdc，使得轴偏差基准量指令生成单元8生成的轴偏差基准量指令xθpd^*和上述的轴偏差基准量xθpd相一致。轴偏差基准量指令xθpd^*在xθpd＝xθpd^*时取得叠加相位θp与d轴(磁极轴)的相位θd相一致的值。在此，在电动机1具有凸极性的情况下，在轴偏差基准量xθpd为图6这种的特性、且p轴相对于d轴的偏差θpd为0时，xθpd＝0。因此通常只要设定xθpd^*＝0即可。这样按照始终使xθpd＝xθpd^*的方式来控制p轴的相位θp，能够视为θp＝θd。基于这种原理，在电动机控制装置40a中，不使用位置传感器也能够估计电动机1的磁极位置的相位θd。

图7表示相位调整单元10的内部结构例。如图7所示，相位调整单元10具备：第1相位调整单元10a、第2相位调整单元10b、选择开关10c。这些的各结构与上述的电动机控制装置40a、电压输出单元3、电流成分分离单元5的各结构同样，作为CPU根据程序所执行的处理来分别实现。

第1相位调整单元10a调整叠加相位θp，使得如图1所示那样从电流成分分离单元5输入的轴偏差基准量xθpd和来自轴偏差基准量指令生成单元8的轴偏差基准量指令xθpd^*相一致。在此，如果第1相位调整单元10a的响应足够快，那么通过以轴偏差基准量xθpd和轴偏差基准量指令xθpd^*相一致的方式调整θp，能够如上述那样视为叠加相位θp和磁极轴相位θd相一致。在这种情况下，叠加相位θp与控制轴相位θdc的差值便是当前的磁极轴相位θd与控制轴相位θdc之间的轴偏差Δθ。在第1相位调整单元10a中被调整之后的叠加相位θp输出至第2相位调整单元10a及选择开关10c。再有，还作为p轴的相位信息，如图1所示那样从相位调整单元10输出至电压输出单元3及电流成分分离单元5。

第2相位调整单元10b基于来自第1相位调整单元10a的叠加相位θp计算上述的轴偏差Δθ，并按照使该轴偏差Δθ为0的方式来调整控制轴相位θdc。通过这样调整控制轴相位θdc，使磁极轴即d轴的相位θd与控制轴即dc轴的相位θdc同步。在第2相位调整单元10b中被调整之后的控制轴相位θdc输出至选择开关10c。

选择开关10c在输入侧具有A、B两个接点，选择其中一个接点使得与输出侧的接点之间相连接。接点A处输入来自第2相位调整单元10b的控制轴相位θdc，接点B处输入来自第1相位调整单元10a的叠加相位θp。因此，在选择开关10c中选择了接点A的情况下，可将控制轴相位θdc作为dc轴的相位信息从相位调整单元10输出至电压输出单元3及电流成分分离单元5。另一方面，在选择开关10c中选择了接点B的情况下，将叠加相位θp作为dc轴の相位信息θdc从相位调整单元10输出至电压输出单元3及电流成分分离单元5。由此，能够使p轴的相位信息θp和dc轴的相位信息θdc相一致，可减少电压输出单元3和电流成分分离单元5中的运算负担。其中，尽管选择开关10c的接线可如上述那样根据需要进行变更，但也可以将接线固定在任意一处。在该情况下，可以省略选择开关10c中的开关动作等不必要的处理。这对于以后所说明的附图内描绘的其他的选择开关也是同样的。

通过上述这样的各结构的动作，在相位调整单元10中能够分别控制叠加相位θp和控制轴相位θdc。因此，能够与电流控制系统的响应设计无关地进行第1相位调整单元10a的控制响应设计。

通过以上说明的这种相位控制系统的动作，不使用位置传感器类部件也能够使d轴和dc轴同步。

接下来说明电流控制系统的动作。假设电流控制系统是通过上述这种的相位控制系统的动作使得dc轴与d轴相一致的系统，其进行以下所说明的动作。

电流指令生成单元6基于从上位的系统输入至电动机控制装置40a中的转矩指令等的输入信息，生成针对提供给电动机1的交流电的励磁电流成分即d轴电流Id的dc轴电流指令值Idc^*、针对转矩电流成分即q轴电流Iq的qc轴电流指令值Iqc^*。由电流指令生成单元6生成的电流指令值Idc^*、Iqc^*如图1所示那样输出至向量运算单元4及高频电流模值指令生成单元7。

向量运算单元4基于来自电流指令生成单元6的电流指令值Idc^*、Iqc^*、来自电流成分分离单元5的基波电流成分IdcAVG、IqcAVG，调整作为电压指令的基波向量的基本电压指令值Vdc^*、Vqc^*。具体而言，按照基波电流成分IdcAVG、IqcAVG分别与电流指令值Idc^*、Iqc^*相一致的方式来计算基本电压指令值Vdc^*、Vqc^*，并将计算结果输出至电压输出单元3。向量运算单元4按照与电动机1的运转频率相应的规定的控制响应速度来进行该运算。不过，尽管电流指令值Idc^*在通常的状态下为零，但在弱磁场或起动时等的特定的控制状态时有时也不设定为零。例如在起动时通过逐渐增加d轴的电流检测值Idc，由此能够在将转子固定在规定的旋转位置之后过渡至通常的向量控制。

通过以上说明的这种电流控制系统的动作，能够使dc-qc轴坐标系的电流检测值Idc、Iqc分别与电流指令值Idc^*、Iqc^*相一致。

由上述的电流控制系统及相位控制系统进行的各动作是电动机控制的基本动作。在本发明中，除了这些的电流控制系统和相位控制系统以外，还安装有用于控制高频电流波纹的模值的高频电流控制系统。在本实施方式中，在电流成分分离单元5中追加的上述的模值运算单元5f、高频电流模值指令生成单元7、叠加电压振幅调整单元9主要起到该作用。

图8表示高频电流模值指令生成单元7的内部结构例。如图8所示，高频电流模值指令生成单元7具备：选择开关7a、表格7b、增益7c、合成器7d、选择开关7e。这些的结构与上述的电动机控制装置40a、电压输出单元3、电流成分分离单元5、相位调整单元10的各结构同样，可分别作为CPU根据程序所执行的处理来实现。

选择开关7a在输入侧具有A～F的合计六个接点，从这些接点之中选择任意的组合，将该接点与输出侧的接点a、b之中的任意一个或两个连接。输入侧的接点A、B处分别输入来自电流指令生成单元6的电流指令值Idc^*、Iqc^*，接点C处输入表示这些电流指令值的电流指令向量的模值。此外，接点D、E处分别输入来自电流成分分离单元5的基波电流成分IdcAVG、IqcAVG，接点F处输入表示这些基波电流成分的基波电流向量的模值。另一方面，输出侧的接点a、b分别与表格7b、增益7c相连接。因此，在选择开关7a中在输入侧和输出侧通过分别使任意的接点彼此相连接，从而能够将输入至接点A～F的各输入值之中的任意输入值选择性地从接点a、b分别输出至表格7b和增益7c。其中，既可以从选择开关7a向表格7b和增益7c分别输出彼此不同的输入值的组合，也可以输出相同的组合。此外，也可以从选择开关7a仅向表格7b或增益7c的任意一方输出，而切断向另一方的输出。

表格7b中作为表格信息具有预先设定的输入值和输出值的关系，基于来自选择开关7a的输入值并参照表格信息来确定输出值。来自表格7b的输出值被输入至合成器7d。

增益7c中对来自选择开关7a的输入值乘以规定的增益来确定输出值。来自增益7c的输出值被输入至合成器7d。

合成器7d按照规定的法则对来自表格7b的输出值和来自增益7c的输出值进行合成，并输出至选择开关7e的接点A。例如，既可以单纯地使来自表格7b的输出值和来自增益7c的输出值相加，也可以按照规定比例对其进行加权相加。此外，在选择开关7a中仅表格7b或增益7c的其中一方被选择为输出目的地的情况下，既可以将来自该输出目的地的输出值直接从合成器7d输出至选择开关7e的接点A，也可以在进行规定的运算之后进行输出。

选择开关7e在输入侧具有A、B两个接点，选择其中任意一个接点与输出侧的接点之间连接。接点A处输入来自合成器7d的输出，接点B处输入预先设定的规定值Ih0^*。因此，在选择开关7e中选择了接点A的情况下，来自合成器7d的输出作为高频电流模值指令值Ih^*从高频电流模值指令生成单元7输出至叠加电压振幅调整单元9。由此，基于电流指令值Idc^*、Iqc^*、基波电流成分IdcAVG、IqcAVG、或这些模值之中的任意至少一个，从高频电流模值指令生成单元7输出高频电流模值指令值Ih^*。另一方面，在选择开关7e中选择了接点B的情况下，固定值Ih0^*作为高频电流模值指令值Ih^*从高频电流模值指令生成单元7输出至叠加电压振幅调整单元9。

如以上所说明那样，由高频电流模值指令生成单元7生成高频电流模值指令值Ih^*并输出至叠加电压振幅调整单元9。该高频电流模值指令值Ih*，根据电流检测单元2的检测精度及电动机1中期待的凸极比特性来决定的。这里所谓的凸极比特性是决定图6所示的轴偏差基准量xθpd的波形的特性，是电动机1中固有的特性。

在最简单的控制方法中，可以如上述那样在选择开关7e中选择接点B使得Ih^*＝Ih0^*，从而将高频电流模值指令值Ih^*设定为固定值。但是，由于凸极比特性相对于电流工作点并不是不变的，因此有时也希望伴随于此如上述那样在选择开关7e中选择接点A使用来自表格7c或增益7c的输出值，由此使高频电流模值指令值Ih^*可变。例如，在电动机1的凸极比特性在高转矩条件下恶化时，也可以通过增益7c使高频电流模值指令值Ih^*可变。此外，例如在凸极比特性在特定电流条件下恶化等的、电动机1的凸极比特性较为复杂的情况下，也可以通过表格7b来决定高频电流模值指令值Ih^*。在这种情况下，作为从选择开关7a向增益7c及表格7b的输入，使用电流指令值Idc^*或Iqc^*、或者这些电流指令值表示的电流指令向量的模值即可。另一方面，在需要更高速的响应的情况下，使用基波电流成分IdcAVG或IqcAVG、或者这些基波电流成分表示的基波电流向量的模值即可。

图9表示叠加电压振幅调整单元9的内部结构。如图9所示，叠加电压振幅调整单元9具备叠加电压振幅控制单元9a、限幅器9b。这些结构与上述的电动机控制装置40a、电压输出单元3、电流成分分离单元5、相位调整单元10、高频电流模值指令生成单元7的各结构同样，可作为CPU根据程序所执行的处理来实现。

叠加电压振幅控制单元9a，按照来自电流成分分离单元5的高频电流模值Ih与来自高频电流模值指令生成单元7的高频电流模值指令值Ih^*相一致的方式，求出叠加电压振幅指令值Vh^*。这如图9中所示那样可以是PI控制或者I控制的结构。由叠加电压振幅控制单元9a求出的交变电压振幅指令值Vh^*被输出至限幅器9b。

限幅器9b将来自叠加电压振幅控制单元9a的叠加电压振幅指令值Vh^*限制成不是负值且不是异常小的值来进行输出。通过了限幅器9b之后的叠加电压振幅指令值Vh^*，如图1所示那样从叠加电压振幅调整单元9输出至电压输出单元3，用于生成上述的矩形波信号。限幅器9b还计算基本电压指令值Vdc^*、Vqc^*表示的基波向量的模值与叠加电压振幅指令值Vh^*之和。根据该计算结果，判定是否处于电力变换单元11根据来自电动机控制装置40a的三相交流电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*所输出的电压超过作为可输出电压所确定的规定上限值的状态。其结果判定为处于超过可输出电压的状态的情况下，判断为不能持续运转从而对事件标志位进行置位。当检测到事件标志位被置位时，电动机控制装置40a进行规定的事件。例如，进行交变电压频率的变更、错误显示、输出切断等。

如以上所说明那样，由叠加电压振幅调整单元9求出用于在电压输出单元3中调整针对基本电压指令值Vdc^*、Vqc^*叠加的交变电压的振幅的叠加电压振幅指令值Vh^*，并输出至电压输出单元3。在此，由电流成分分离单元5分别分离出高频电流模值Ih、轴偏差基准量xθpd、基波电流成分IdcAVG、IqcAVG，这些参数在各自的控制系统中被分别控制。因此，即便上述这种高频电流控制系统调整叠加电压振幅指令值Vh^*从而高频电流模值Ih变动，也完全不会对其他的电流控制系统及相位控制系统带来影响。因此，能够针对各控制系统进行最佳的控制响应设计。

接下来，叙述根据以上说明的实施方式所得到的本发明的主要效果。

图10是用于说明电动机1中的电流和电感特性的特性说明图。在该图中，通过曲线示意地表示在将上述基波电流成分IdcAVG、IqcAVG表示的基波电流向量的模值设为I1、将由此在电动机1中产生的磁通设为主磁通

时的基波电流模值I1与主磁通

之间的关系。在图10中，曲线的横轴表示基波电流模值I1的大小，纵轴表示主磁通的大小。

在基波电流模值I1比较小的范围中，电动机1中所产生的转矩较小。可知此时图10所示的曲线的斜率大致恒定，基波电流模值I1与主磁通

的关系处于大致正比例的关系。由该斜率来定义电动机1的电感L。但是，在转矩较大、基波电流模值I1所表示的电流量比较大的条件下，由于在电动机1中与转子铰链的磁通发生饱和，因此如图10所示那样曲线的斜率(电感L)变小。在此，在将根据来自上述叠加电压振幅调整单元9的叠加电压振幅指令值Vh^*在三相交流电压Vu、Vv、Vw中叠加的交变电压的振幅表示为叠加电压振幅Vh时，则使叠加电压振幅Vh恒定时的高频电流模值Ih，与上述的电感L的大小成反比例。也就是说，如果将叠加电压振幅指令值Vh^*设定为恒定，那么随着转矩增加，高频电流模值Ih由于磁通饱和的影响而增加。

在转矩增大、电动机1中流过的基波电流模值I1增加至电动机控制系统100中的硬件性能的界限附近的情况下，高频电流模值Ih由于磁通饱和而增大，有时电流值会超过上述的电流界限。以下将这种现象称为OC(OverCurrent)。

针对这种问题，在本发明中使用由上述的模值运算单元5f、高频电流模值指令生成单元7及叠加电压振幅调整单元9构成的控制系统，将高频电流模值Ih控制在规定值。因此，即便因磁通饱和现象从而电感发生变化，高频电流模值Ih也会保持在恒定。

以下使用图11的说明图来说明本发明的效果。图11(a)表示在将叠加电压振幅指令值Vh^*设定为恒定值并逐渐增加转矩时的u相交流电流Iu的波形的一例。在图11(a)中，以OC等级60a表示出现OC的电流界限。此外，将转矩比较小时的交流电流Iu的波形放大之后的结果表示为符号60b，将转矩比较小时的OC附近处的交流电流Iu的波形放大之后的结果表示为符号60c。在该放大波形60c中，粗线表示的符号60d的波形，表示对应于基波电流模值I1的电流基波成分。此外，以波形60d为中心上下波动的符号60e的波形，表示通过对基波电流模值I1叠加高频电流模值Ih而形成的交流电流Iu。

在此，由于磁通饱和的趋势在电动机1的每个个体中有所不同，因此事先不知道高频电流模值Ih以何种程度增大，这将成为发生无法预期的OC的原因。此外，在从电力变换单元11至电动机1的线缆长度比较长的情况下、或线缆形状在途中发生变化的情况下，由于表观上的电感增大从而高频电流模值Ih变小，因此无法获得充分的磁极位置估计精度。因而，电动机1将出现失调，有时无法持续进行运转。

图11(b)表示在应用本发明时得到的u相交流电流Iu的波形的一例。该波形也与图11(a)的波形同样，是使叠加电压振幅指令值Vh^*恒定并逐渐增加转矩时的交流电流Iu的波形例，以OC等级61a表示出现OC的电流界限。此外，将转矩比较小时的交流电流Iu的波形放大之后的结果表示为符号61b，将转矩比较大时的OC附近处的交流电流Iu的波形放大之后的结果表示为符号61c。

由图11(b)可知，在应用本发明时，即便转矩增大从而电流变大，高频电流模值Ih也不会无谓地增大。因此，直至基波电流模值I1达到表示电流界限的OC等级61a附近，能够持续进行运转。此外，由于能够事先根据高频电流模值指令值Ih^*决定电流指令值的上限值，因此能够提前防止出现OC。再有，不会受到因上述这种的线缆形状的变化所引起的表观上的电感变动的影响，能够确保充分的磁极位置估计精度，因此能够防止电动机1失调，可持续进行运转。

如以上所述，在电动机控制装置40a中，由电流成分分离单元5根据由电流检测单元2所检测出的电流，提取出表示与交变电压相应的高频电流成分的大小的高频电流模值Ih、与基本电压指令值Vdc^*、Vqc^*相应的基波电流成分IdcAVG、IqcAVG、与电动机1的磁极位置相应的轴偏差基准量xθpd。使用这些的提取值，分别独立地进行高频电流控制系统、电流控制系统及相位控制系统的各自控制。通过采用这种结构，针对因磁通饱和或线缆形状的变化等引起的电感变化，能够确保充分的磁极位置估计精度，还能够事先防止OC于未然。

第2实施方式

图12是本发明的第2实施方式的电动机控制系统100b的整体结构图。电动机控制系统100b具备电力变换装置50b和电动机1。电力变换装置50b具备电动机控制装置40b、电力变换单元11、电流检测单元2。其中，电动机1、电力变换单元11及电流检测单元2与图1所示的电动机控制系统100a相同。以下，利用附图说明本实施方式的电动机控制装置40b与第1实施方式中说明的电动机控制装置40a的不同。

在图12中，电动机控制装置40b与图1所示的电动机控制装置40a的不同点在于，代替图1的电压输出单元3和电流成分分离单元5，具备电压输出单元12和电流成分分离单元13。

图13是电压输出单元12的内部结构图。在图3所示的电压输出单元3中，由交变电压波形发生单元3a产生矩形波的交变电压。相对于此，在图13所示的电压输出单元12中，由交变电压波形发生单元12a产生正弦波的交变电压。这样，在本实施方式中，与第1实施方式相比不同点在于，在从电动机控制装置40b输出的三相交流电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*中叠加正弦波的高频电压，而不是矩形波。其中，交变电压波形发生单元12a以外的乘法器12b、耦合器12c、坐标变换单元12d、12e、加法器12f及二相三相变换单元12g的各结构与图3中对应的各结构分别进行相同的动作。

图14表示电流成分分离单元13的内部结构。在图4所示的电流成分分离单元5中，基波成分提取单元5b按照规定的定时对从坐标变换单元5a输出的电流检测值Idc、Iqc分别进行采样，并实施逐次平均处理，由此来提取基波电流成分IdcAVG、IqcAVG。相对于此，在图14所示的电压输出单元13中，在基波成分提取单元13b中使用LPF(低通滤波器)从电流检测值Idc、Iqc中分别除去高频成分，由此来提取基波电流成分IdcAVG、IqcAVG。

此外，在图4所示的电流成分分离单元5中，高频成分提取单元5c针对电流检测值Idc、Iqc计算每一次的差分值ΔIdc、ΔIqc，进而由符号补偿单元5d进行符号补偿，由此来提取高频电流向量ΔIdcAVG、ΔIqcAVG。相对于此，在图14所示的电压输出单元13中，高频成分提取单元13c采用使相当于交变电压的正弦波信号频率的频率通过的BPF(带通滤波器)，提取相当于上述差分值的高频成分ΔIdc、ΔIqc。针对这样提取出的高频成分ΔIdc、ΔIqc，在振幅运算单元13d中分别计算出其振幅值，由此提取高频电流向量ΔIdcAVG、ΔIqcAVG。

在以上说明的本实施方式中，与第1实施方式相比不同点在于，使用LPF或BPF从电流检测值Idc、Iqc中提取基波电流成分IdcAVG、IqcAVG和高频电流向量ΔIdcAVG、ΔIqcAVG。其中，基波成分提取单元13b、高频成分提取单元13c及振幅运算单元13d以外的各结构(坐标变换单元13a、轴偏差基准量运算单元13e、模值运算单元13f)与图4中对应的各结构分别进行同样的动作。

如以上所述，在本实施方式中实施使用了正弦波叠加和滤波器的电流成分分离。由此，抑制空载时间等不必要的高次谐波成分的影响，可实现稳定的运转。

第3实施方式

图15是本发明的第3实施方式的电动机控制系统100c的整体结构图。电动机控制系统100c具备电力变换装置50c和感应电动机14。电力变换装置50c具备：电动机控制装置40c、电力变换单元11、电流检测单元2。其中，电力变换单元11及电流检测单元2与图1所示的电动机控制系统100a相同。以下，利用附图说明本实施方式的电动机控制装置40c与第1实施方式中说明的电动机控制装置40a的不同点。

图15所示的电动机控制系统100c与图1的电动机控制系统100a的不同点在于：控制对象为感应电动机14而不是电动机1，电动机控制装置40c代替图1的相位调整单元10而具备相位调整单元15。相位调整单元15中与相位调整单元10同样地输入来自轴偏差基准量指令生成单元8的轴偏差基准量指令xθpd^*及来自电流成分分离单元5的轴偏差基准量xθpd。还输入来自电流指令生成单元6的电流指令值Idc^*、Iqc^*。

图16是相位调整单元15的内部结构图。图7所示的相位调整单元10具备第1相位调整单元10a、第2相位调整单元10b及选择开关10c。另一方面，图16所示的相位调整单元15具备第1相位调整单元15a、第2相位调整单元15b、积分器15c及滑动补偿量运算单元15d。

第1相位调整单元15a与图7中的第1相位调整单元10a同样，按照使轴偏差基准量xθpd与来自轴偏差基准量指令生成单元8的轴偏差基准量指令xθpd^*相一致的方式来调整叠加相位θp。其结果，在本实施方式中叠加相位θp与励磁磁通相位相一致。为了方便说明，这里将励磁磁通相位称为θd。

第2相位调整单元15b按照控制轴相位θdc与上述的励磁磁通相位θd相一致的方式来调整控制轴相位θdc，并输出速度估计值ωr^。另一方面，滑动补偿量运算单元15d基于从电流指令生成单元6输入的电流指令值Idc^*、Iqc^*，利用感应电动机14的二次时间常数T2通过以下的式(3)来计算滑动补偿量ωs^*。

${{\mathrm{\ω}}_S}^{*}=\frac{1}{T_2}\frac{{I_{\mathrm{qc}}}^{*}}{{I_{\mathrm{dc}}}^{*}}$ …式(3)

将上述的速度估计值ωr^和滑动补偿量ωs^*相加，作为速度指令值ω1^*输出至积分器15c。积分器15c对其进行积分从计算出控制轴相位θdc并输出。来自积分器15c的控制轴相位θdc与来自第1相位调整单元15a的叠加相位θp一起被输出至电压输出单元3及电流成分分离单元5。

通过采用以上说明的结构，能够将第2相位调整单元15b的输出视为速度估计值ωr^。基于该速度估计值ωr^，上位的系统能够判断电动机控制系统100c的状态，在电流指令生成单元6中输出用于生成电流指令Idc^*、Iqc^*的转矩指令。

第4实施方式

图17是本发明的第4实施方式的电动机控制系统100d的整体结构图。本实施方式组合了上述的第2实施方式和第3实施方式。电动机控制系统100d具备电力变换装置50d和感应电动机14。电力变换装置50d具备电动机控制装置40d、电力变换单元11、电流检测单元2。电动机控制装置40d具备与第2实施方式中说明的部件相同的电压输出单元12及电流成分分离单元13，并且具备与第3实施方式中说明的部件相同的相位调整单元15。此外的部分与第1实施方式中说明的电动机控制装置40a相同。

Claims (5)

1.一种电力变换装置，其具备：

电力变换单元，其将直流电变换为交流电提供给交流电动机；

电压输出单元，针对用于使所述交流电动机根据规定的运转频率进行动作的基本电压指令值，叠加按照比所述运转频率高的规定频率周期性变化的高频交变电压，将其叠加结果作为用于指示所述交流电的电压的电压指令值输出至所述电力变换单元；

电流检测单元，其检测所述交流电的电流；

高频成分提取单元，其从由所述电流检测单元检测出的电流中提取与所述交变电压相应的高频电流成分；

模值运算单元，其求取表示由所述高频成分提取单元提取出的高频电流成分的大小的高频电流模值；和

叠加电压振幅调整单元，其基于由所述模值运算单元求取的高频电流模值，将用于调整所述交变电压的振幅的叠加电压振幅指令值输出至所述电压输出单元。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置还具备轴偏差基准量运算单元，该轴偏差基准量运算单元基于由所述高频成分提取单元提取出的高频电流成分求取与所述交流电动机的磁极位置相应的轴偏差基准量，

基于由所述轴偏差基准量运算单元求取的轴偏差基准量来估计所述交流电动机的磁极位置。

3.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置还具备：

基波成分提取单元，其从由所述电流检测单元检测出的电流中提取与所述基本电压指令值相应的基波电流成分；

电流指令生成单元，其分别生成针对所述交流电的励磁电流成分和转矩电流成分的电流指令值；和

向量运算单元，其基于由所述基波成分提取单元提取出的基波电流成分、由所述电流指令生成单元生成的电流指令值，按照与所述运转频率相应的规定的控制响应速度运算所述基本电压指令值并输出至所述电压输出单元。

4.根据权利要求3所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置还具备高频电流模值指令生成单元，该高频电流模值指令生成单元基于所述基波电流成分的励磁电流成分、所述基波电流成分的转矩电流成分、所述基波电流成分的模值、所述电流指令值的励磁电流成分、所述电流指令值的转矩电流成分及所述电流指令值的模值之中的任意至少一个，输出用于调整所述叠加电压振幅指令值的高频电流模值指令值，

所述叠加电压振幅调整单元按照所述高频电流模值与所述高频电流模值指令值相一致的方式将所述叠加电压振幅指令值输出至所述电压输出单元。

5.一种电动机控制系统，其具备：

交流电动机；

电力变换单元，其将直流电变换为交流电提供给所述交流电动机；

电压输出单元，针对用于使所述交流电动机根据规定的运转频率进行动作的基本电压指令值，叠加按照比所述运转频率高的规定频率周期性变化的高频交变电压，将其叠加结果作为用于指示所述交流电的电压的电压指令值输出至所述电力变换单元；

电流检测单元，其检测所述交流电的电流；

高频成分提取单元，其从由所述电流检测单元检测出的电流中提取与所述交变电压相应的高频电流成分；

模值运算单元，其求取表示由所述高频成分提取单元提取出的高频电流成分的大小的高频电流模值；和

叠加电压振幅调整单元，其基于由所述模值运算单元求取的高频电流模值，将用于调整所述交变电压的振幅的叠加电压振幅指令值输出至所述电压输出单元。

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