CN105164912B

CN105164912B - 永磁同步马达的电感的测定方法、测定装置以及永磁同步马达

Info

Publication number: CN105164912B
Application number: CN201380013878.2A
Authority: CN
Inventors: 西久保东功; 上和正
Original assignee: Nidec Corp
Current assignee: Nidec Corp
Priority date: 2012-09-25
Filing date: 2013-09-24
Publication date: 2018-01-02
Anticipated expiration: 2033-09-24
Also published as: US20150226776A1; JP2014068528A; CN105164912A; WO2014050792A1; DE112013004694T5

Abstract

本发明所例示的一个实施方式的永磁同步马达的电感的测定方法具有：a)工序，向永磁同步马达的静止部的定子提供具有不使旋转部旋转的电角速度的测定用电压；b)工序，与所述a)工序并行地利用所述旋转部相对于所述静止部静止的静止相位来测定通过所述定子的响应电流；c)工序，通过数字滤波器来求取所述响应电流的微分；以及d)工序，通过将所述响应电流以及所述响应电流的所述微分输入到预先准备好的转换器来获得所述定子的电感。

Description

永磁同步马达的电感的测定方法、测定装置以及永磁同步马达

技术领域

本发明涉及一种测定永磁同步马达的电感的技术。

背景技术

近年来，从降低环境负荷以及迫于供电能力的压力的观点来看，在许多领域需要节省能源的技术。尤其是占据日本国内耗电力大约50％的马达需要进一步高效率化。永磁同步马达(Permanent Magnet Synchronous Motor：下称：“PMSM”)能够实现高效率、大范围驱动、高输出密度以及高转矩。因此，PMSM被应用在民生以及工业方面的多个领域。用于PMSM的控制技术涉及到多方面。在该控制技术中，矢量控制在PMSM中也同时满足高转矩、低振动以及负荷变动的高效率性。因此，矢量控制成为PMSM控制技术的核心。除了需要精确定位这种特殊的案例外，目前，根据降低成本以及提高可靠性的观点，矢量控制被要求无位置传感器。因此，矢量控制在今后将会进一步发展。

众所周知，在无位置传感器矢量控制中，PMSM的电感，尤其q轴电感的误差会对相位推定特性产生显著的影响。并且，近年来还提出了轨迹指向形无传感器矢量控制法。轨迹指向形无传感器矢量控制法是一种通过使相位推定用探测器中的电感带有预设的误差而产生相位推定误差，并使电流相位在最大转矩电流比(MTPA：Maximum Torque Per Ampere)拐点附近进行转换的控制法。采用这些控制法的PMSM的电感值通过电感电容电阻测量仪(LCR测量仪)、阻抗法以及锁交磁通法等来测定。PMSM的电感值大多由各个厂家提供，作为公称值。

使用电感电容电阻测量仪(LCR测量仪)的方法的测定电流比额定电流小，并且在额定运行中，需要考虑到磁饱和等影响。因此，以通过使用电感电容电阻测量仪(LCR测量仪)的方法测定的电感测定值作为额定运行中的真值来使用是不充分的。而且，在使用电感电容电阻测量仪(LCR测量仪)的方法中，需要电角的一个周期的数据。阻抗法对静止状态的PMSM进行测定。在阻抗法中，容易测定到不伴随转矩产生的d轴电感。但是，在阻抗法中，为了测定q轴电感而需要以超过产生转矩的力固定转子的外部负荷装置。交锁磁通法基于PMSM在额定旋转中的电压方程式来计算电感。因此，在交锁磁通法中，与阻抗法同样，需要外部负荷装置。而且，无论是哪种方法都需要用于获取转子相位的位置传感器。无论在哪种方法中，包括设置位置传感器的测定都需要至少一小时。

PMSM的电感公称值大多使用试制马达的上述测定结果或仿真结果。即使在额定负荷点中，电感公称值也包括试制马达和使用马达之间的制造误差。由于在试制马达和使用马达中的测定条件不同，因此电感公称值除了额定负荷点之外，还包括误差。也就是说，在无位置传感器矢量控制中，如果利用电感公称值会引发相位推定误差。

另一方面，还提出了进行电感测定的其他各种方法。例如，在日本公开公报特开平9-285198号公报的第二实施方式中，在马达的转速为0的情况下，根据输出信号求取d轴电感推定值L_d ^***与q轴电感推定值L_q ^***之间的差，并将该差用于转矩修正。在该实施方式中，无法求取d轴电感与q轴电感各自的值。在日本公开公报特开2000-50700号公报中公开了以下方法：对d轴方向提供在直流叠加了交流的电压，并求取d轴电感值L_d，并且，对q轴方向提供振动的交流电压并求取q轴电感值L_q。

专利文献1：日本公开公报：特开平9-285198号公报

专利文献2：日本公开公报：特开2000-50700号公报

发明内容

发明所要解决的课题

然而，在日本特开平9-285198号公报公开的方法中，无法单独求取d轴电感以及q轴电感。在日本特开2000-50700号公报公开的技术中，需要操作两次测定，因而在测定上需要时间。

并且，在日本特开2000-50700号公报公开的技术中，通过定子绕组的电流增加。因此，在该技术中，容易引起磁饱和而导致测定精度降低。而且，在该技术中，对直流叠加了交流的电压与驱动时的电压大不相同。因此不一定能获取优选的电感。而且，通常在绕组电阻的测定中，需要在PMSM为静止的状态下提供较小的驱动电压，且精度变低。由此，在不使用公称值作为绕组电阻的日本特开2000-50700号公报所公开的技术中，会存在有也无法获取高精度的绕组电阻的问题。

本发明的目的例如是在短时间内容易地测定电感。

用于解决课题的方法

本发明所例示的一实施方式所涉及的永磁同步马达的电感测定方法具有：a)工序，对永磁同步马达的静止部的定子提供具有不使旋转部旋转的电角速度的测定用电压；b)工序，与所述a)工序并行地利用所述旋转部相对于所述静止部静止的静止相位来测定通过所述定子的响应电流；c)工序，通过数字滤波器求取所述响应电流的微分；以及d)工序，通过向预先准备的转换器输入所述响应电流以及所述响应电流的所述微分来获取所述定子的电感。

而且，上述测定方法还可在b)工序之前具有获取旋转部的所述静止相位的工序。

而且，在上述测定方法中，也可获取d轴电流和q轴电流来作为响应电流。在上述测定方法中还可获取与d轴电流的多个值对应的d轴电感的多个值和与q轴电流的多个值对应的q轴电感的多个值来作为电感。

在上述测定方法中，d轴电流以及q轴电流的最大值也可比额定值大。

转换器也可包括将响应电流以及响应电流的微分转换成电感值的函数或查询表。

在上述测定方法中，设测定用电压的d轴电压为v_d，q轴电压为v_q，所述响应电流的d轴电流为i_d，q轴电流为i_q，所述d轴电流的微分为si_d，所述q轴电流的微分为si_q，所述定子的绕组电阻为R₁，从而转换器可包含如下函数：

在上述测定方法中，也可在a)工序中，利用旋转部的所述静止相位来产生测定用电压。

在电感值测定装置中，优选具有测定用电压供部、电流测定部、数字滤波器以及转换器。测定用电压供给部向永磁同步马达的静止部的定子提供具有不会使旋转部旋转的电角速度的测定用电压。电流测定部利用旋转部相对于静止部静止的静止相位来测定通过被提供有测定用电压的定子的响应电流。数字滤波器求取响应电流的微分。转换器将响应电流以及响应电流的微分转换成定子的电感。

上述测定装置还可具有获得旋转部的静止相位的静止相位取得部。

上述测定装置的转换器还可包括将响应电流以及响应电流的微分转换成电感的函数和查询表。

在上述测定装置中，测定电压供给部也可具有目标电流生成部和电压控制部。目标电流生成部求取目标电流。电压控制部根据目标电流以及响应电流来控制测定用电压。

永磁同步马达具有静止部、旋转部以及控制部。静止部具有定子。旋转部具有永磁铁。控制部具有测定电压供给部、电流测定部、数字滤波器以及转换器。测定用电压供给部向定子提供具有不使旋转部旋转的电角速度的测定用电压。电流测定部利用旋转部相对于静止部静止的静止相位来测定通过被提供有测定用电压的定子的响应电流。数字滤波器求取响应电流的微分。转换器将响应电流以及响应电流的微分转换为定子的电感。

上述马达还具有取得旋转部的所述静止相位的静止相位取得部。

在上述马达中，转换器也可包括将响应电流以及响应电流的微分转换为电感的函数或查询表。

在上述马达中，测定电压供给部也可具有目标电流生成部以及电压控制部。目标电流生成部求取目标电流。电压控制部根据目标电流以及响应电流来控制测定电压。

本发明所例示的一实施方式例如能够用于测定永磁同步马达的电感的装置以及永磁同步马达中。

发明效果

通过本发明所例示的一实施方式，能够在短时间内容易地测定电感。

附图说明

图1为示出通过映射滤波器转换响应电流的结构的图。

图2.A为示出映射滤波器的增益特性的图。

图2.B为示出映射滤波器的相位特性的图。

图3.A为示出电感测定流程的图。

图3.B为示出PMSM以及电感值测定装置的简略结构的图。

图4.A为示出测定用电压以及响应电流的图。

图4.B为示出测定用电压以及响应电流的图。

图5为示出产生转矩、转子相位以及转子电气速度的图。

图6为示出电感测定结果的图。

图7为示出掩模的图。

图8为示出掩模后的电感测定结果的图。

图9.A是示出使频率发生变化时的电感测定结果的图。

图9.B为示出使频率发生变化时的电感测定结果的图。

图10为示出测定用电压以及响应电流的图。

图11为示出电感的测定结果的图。

图12为示出测定用电压以及响应电流的图。

图13为示出电感的测定结果的图。

图14为示出被改进的测定用电压供给部、电流测定部以及电感运算部的图。

图15.A为示出目标电流的图。

图15.B为示出目标电流生成部的图。

图15.C为示出响应电流转换部的图。

图15.D为示出测定用电压生成部的图。

图16为示出初始相位的图。

图17.A为示出测定用电压以及响应电流的图。

图17.B为示出电感的测定结果的图。

具体实施方式

在本说明书中，通过在符号的右上方标注“B”来表现这些符号是表示矢量或表示行列。在算式中，通过将符号设为粗体字来表现是表示矢量或表示行列。

＜1.电感测定法的准备＞

在本实施方式所涉及的电感测定(以下称为“本测定方法”)中，例如利用了算式1所示的PMSM的动态数学模型。该动态数学模型根据电波报社于2008年12月发表的新中新二著的《永磁同步马达的矢量控制技术、上卷(从原理到最尖端)》，通过γδ一般坐标系来构建。

【算式1】

v₁＝R₁i₁+D(s，ω_γ)φ₁

φ₁＝φ_i+φ_m

φ_i＝[L_iI+L_mQ(θ_γ)]i₁

sθ_γ＝ω_2n-ω_γ

ω_2n＝N_pω_2m

D(s，ω_γ)＝sI+ω_γJ

算式1中的s表示微分算子，添标T表示行列的转置。ω_γ为以从γ轴朝向δ轴的方向为正的坐标系的旋转速度。ω_2n为转子的瞬时速度。θ_γ为根据γ轴来进行评价的转子N极的瞬时相位。2x2矢量D^B(s，ω_γ)，Q^B(θ_γ),I^B以及J^B分别为D因数(D-matrix)、镜行列、单位行列以及交换行列。2x1矢量v^B ₁、i^B ₁以及φ^B ₁分别为定子电压、电流以及锁交磁通。φ^B _i为电枢反作用磁通(定子反作用磁通)，并由定子电流i^B ₁产生。φ^B _m为与定子绕组锁交的转子磁通。定子锁交磁通φ^B ₁为电枢反作用磁通φ^B _i与转子磁通φ^B _m之和。R₁为PMSM的绕组电阻。τ为PMSM的发生转矩。J_m为PMSM的惯性能率。D_m为PMSM的粘性摩擦。ω_2m为机械速度，且为将转子的瞬时速度ω_2n除以极对数N_p所得的值。L_i以及L_m为同相电感以及镜相电感。同相电感L_i以及镜相电感L_m分别包含uvw三相间的互感。同相电感L_i以及镜相电感L_m与d轴电感L_d以及q轴电感L_q之间的关系为如算式2所示的关系。

【算式2】

另外，本数学模型的构建条件如下列所示。

(1)uvw三相的电特性、磁特性相同。

(2)能够忽略电流、磁通的高谐波成分。

(3)以正弦波对PMSM的转子的永磁铁进行磁化。

(4)能够忽略轴间磁通干涉的影响。

(5)能够忽略为磁路损失的铁损。

这里，考虑在γδ一般坐标系中表示算式3所示的测定用电压v^B _1h的情况。算式3中的V_h以及ω_h为测定用电压的振幅以及角频率。

【算式3】

所产生的响应电流i^B _1h运用相位Δθ，从而形成算式4。相位Δθ以测定用电压v^B _1h为基准。算式4中的i_hγ以及i_hδ为γ轴以及δ轴分量的电流振幅。

【算式4】

i_hγ，i_hδ∝V_h

在本测定方法中，对PMSM施加算式3所示的测定用电压来测定PMSM的电感。在所施加的测定用电压的角频率ω_h比机械系的时间常数D_m/J_m高出很多的条件下(例如，角频率ω_h是机械时间常数D_m/J_m的十倍)，发生转矩成为对转子的保持力。其结果是算式1的转子电气速度ω_2n为0，算式5成立。

【算式5】

sθ_γ＝－ω_γ

如果将算式5进行整理，则形成算式6。

【算式6】

L_iI[si_1h+ω_γJi_1h]+L_mQ(θ_γ)[si_1h+ω_γJi_1h]＝v_1h-R₁i_1h

在这里，关于算式6中的si^B _1h，根据算式4获取算式7的关系式。也就是说，si^B _1h获取将电流i^B _1h的相位前进π/2rad，从而获取ω_h作为增益来发挥作用。

【算式7】

因此，为了获取si^B _1h，在本测定方法中利用了映射滤波器。图1为示出利用映射滤波器F_α(z^-1)以及F_β(z^-1)将i^B _1h进行转换的简略结构的图。控制周期T_s＝0.1ms、测定用电压的角频率ω_h＝800πrad/s时的映射滤波器F_α(z^-1)以及F_β(z^-1)为算式8所示的数字滤波器。Δθ_h为正规化角频率、k为整数、n为滤波次数、r为用于实现滤波回归的参数。

【算式8】

r＝0.9999，k＝2

Δθ_h＝T_sω_h＝0.08π

图2.A以及图2.B为采样频率为10kHz时的算式8的映射滤波器的角频率特性。图2.A示出增益特性，图2.B示出相位特性。黑色线表示F_α(z^-1)的特性，灰色线表示F_β(z^-1)的特性。F_α(z^-1)将角频率ω_h＝800πrad/s的i^B _1h的相位前进π/2rad。另一方面，F_β(z^-1)不改变i^B _1h的相位而通过ω_h的频率分量。由此，改善了响应电流i^B _1h的S/N。并且，通过将从算式3、算式4以及算式7获取的v^B _1h、i^B _1h以及si^B _1h代入到算式6来求取L_i以及L_m。

dq固定坐标系为φ_γ＝0、ω_γ＝ω_2n＝0的被固定了的dp坐标系。dq固定坐标系可认为是γδ一般坐标系的特殊事例。在dq固定坐标系中，算式6能够简化成算式9所示的那样。例如利用公称值作为绕组电阻R₁。

【算式9】

图3.A为示出PMSM的电感测定的流程的图。图3.B为示出PMSM1以及电感测定装置2的简略结构的图。电感测定装置2也可设置在PMSM1的内部。在这种情况下，以下说明的电感测定装置2的各构成要素被包括在设置于PMSM1的电路板上的控制部。PMSM1包括静止部11和旋转部(转子)12。静止部11包括定子(固定子)111。旋转部12包括永磁铁121。静止部11将旋转部12支承为能够旋转。

电感测定装置2包括静止相位取得部21、测定用电压供给部22、电流测定部23、数字滤波器241以及转换器242。静止相位取得部21在PMSM1中获取旋转部12相对于静止部11静止的静止相位(即，静止状态的旋转位置)。静止相位被提供给测定用电压供给部22以及电流测定部23，并用于电压以及电流的坐标转换。

测定用电压供给部22向定子111提供测定用电压。如后所述，测定用电压具有不使旋转部12实质旋转的电角速度。电流测定部23测定通过被提供有测定用电压的定子111的响应电流。数字滤波器241包括图1所示的结构。数字滤波器241求取响应电流的微分或消除噪声。转换器242将响应电流、测定用电压以及响应电流的微分转换为定子111的电感。另外，在测定用电压为被预先设定的情况下，转换器242实质将响应电流以及响应电流的微分转换为电感。

图3.B只示出电感测定装置2的功能性结构。实际上，静止相位取得部21由PMSM1的逆变器、该逆变器的控制电路、电流测定部23以及运算部等构成。测定用电压供给部22也由逆变器、控制电路以及运算部等构成。数字滤波器241和转换器242等也由运算部等构成。因此，这些构成要素不必设定为能够进行物理区别。

如图3.A所示，在电感的测定中，首先静止相位取得部21通过利用磁饱和的静止相位推定法获取旋转部12相对于静止部11静止的静止相位θ_α(步骤S11)。利用电波报社于2008年12月发表的新中新二著的《永磁同步马达的矢量控制技术，下卷(无传感器驱动控制的真髓)》中记载的方法作为静止相位推定法。另外，也可利用其他任意方法作为静止相位的获取方法。不仅可以利用运算作为静止相位的获取方法，在PMSM具有位置传感器的情况下，也可利用该传感器获取静止相位。而且，也可预先设定静止相位。

接下来，测定用电压供给部22将算式3所示的测定用电压v^B _1h施加给定子111(步骤S12)。测定用电压具有不使旋转部12旋转的电角速度。在进行步骤S12的同时，电流测定部23测定通过被提供有测定用电压的定子111的响应电流i^B _1h(步骤S13)。具体地说，在测定用电压供给部22中，预先设定的测定用电压利用静止相位θ_α，从dq固定坐标系向αβ坐标系转换，进而从二相向三相转换，从而实施逆变的控制。在电流测定部23中，通过定子111的电流从三相转换成二相，并利用静止相位θ_α从αβ坐标系向dq固定坐标系转换。由此获取d轴电流和q轴电流来作为响应电流。

通过数字滤波器241，算式8的映射滤波器F_α(z^-1)适用于I^B _1h，并获取响应电流的微分，即获取将相位前进π/2rad的si^B _1h(步骤S14)。在数字滤波器241中，通过应用映射滤波器F_β(z^-1)，还能够获得被减少噪声的i^B _1h。在转换器242中，通过将各变量的值代入到算式9中计算出d轴电感L_d以及q轴电感L_q(步骤S15)。

实际上，在响应电流的一个周期的期间内取得d轴电流的多个值，并获取与这些值对应的q轴电流的多个值。由此，在步骤S15中，取得与d轴电流的多个值对应的d轴电感的多个值和与q轴电流的多个值对应的q轴电感的多个值作为电感。由此，能够快速地获取与多个电流值对应的电感值。转换器242优选包括将响应电流以及响应电流的微分转换成电感的函数或查询表。也就是说，转换器242既可是根据函数求取电感的运算部，也可是参照查询表求取电感的装置。由此，能够快速地获取多个电感。

所求取的电感例如利用于制造时的各PMSM的驱动控制调整或品质保证检查等中。

＜2.实验结果＞

上述电感的测定以即使对定子111施加测定用电压，旋转部12也不转动为前提。因此，首先对PMSM1对于测定用电压的电气响应的评价结果进行说明。该评价是基于PE-Expert3(Myway Plus社、逆变器：MWINV-5RO22)上安装程序进行的。设控制周期T_s＝0.1ms、所施加的测定用电压为角频率ω_h＝800πrad/s、电压振幅V_h＝150V以及施加时间t＝10ms。评价马达为具有突极性的表1所示的马达。

【表1】

绕组阻抗R₁	1.132Ω
		额定输出	750W
电感L_d	12.4mH
		电感L_q	15.6mH
额定电流	3.3Arms
		额定转速	1920min^-1
额定转矩	3.73Nm
		磁通Φ	0.254Vs/rad
极对数N_p	3
		厂家	(株)安川电机

图4.A以及图4.B为示出评价结果的图。图4.A示出向PMSM1施加测定用电压v^B _1h时的响应电流i^B _1h。在图4A中，白圈以及白菱形与d轴电流i_d以及q轴电流i_q对应。在图4.A中，黑圈以及黑菱形与d轴电压v_d以及q轴电压v_q对应。图4.B示出在dq固定坐标系中响应电流i^B _1h与测定用电压v^B _1h所描绘的轨迹。在图4.B中，白圈、灰圈以及黑圈分别表示映射滤波器的输出F_β(z^-1)i^B _1h、F_α(z^-1)i^B _1h以及测定用电压v^B _1h。在图4.B中，实线为某控制周期中的各矢量的位置关系。

从该结果可以得知：因施加真圆形测定用电压v^B _1h而产生的响应电流i^B _1h描绘椭圆轨迹。这是因为如电波报社于2008年12月发表的新中新二著的《永磁同步马达的矢量控制技术，下卷(无传感器驱动控制的真髓)》，所示的那样，响应电流所描绘的椭圆短轴与长轴之比与电感比L_d:L_q相等。并且，在图4.B中，响应电流i^B _1h的椭圆轨迹的中心稍微朝向i_d＞0的方向移动。这是由于i_d＞0的情况与i_d＜0的情况相比，电感受磁饱和的影响减小的缘故。而且从映射滤波器F_α(z^-1)i^B _1h以及F_β(z^-1)i^B _1h的输出结果可以确认本滤波器将响应电流i^B _1h的相位前进π/2rad。

图5示出图4.B所示的在施加测定用电压时的发生转矩τ、转子相位(静止相位)θα以及转子电气速度ω_2n的关系。黑圈表示转矩τ、灰圈表示静止相位θα、白圈表示转子电气速度ω_2n。θ_α以及ω_2n为编码器(1024p/r)的输出结果。由于转矩传感器无法追踪发生转矩，因此τ通过利用dq固定坐标系展开的算式10计算出算式1的转矩发生式。

【算式10】

从该结果可以得知转子与发生转矩τ不同步，实现了θ_α＝const、ω_2n＝0，且算式6以及算式9的前提条件ω_2n＝0成立

图6为示出通过上述测定方法而得到的突极PMSM的电感测定结果的图。在图6中，灰圈以及灰菱形为PMSM的标牌所记载的d轴以及q轴电感公称值。在图6中，白圈以及黑圈为在i_q＞0以及i_q＜0时的d轴电感L_d的测定结果。在图6中，白菱形以及黑菱形为在i_d＞0以及i_d＜0时的q轴电感L_q的测定结果。从该结果可以得知因i_d与i_q的极性的组合而存在有电感随着d轴电流或q轴电流增大而增大的区域和减小的区域。一般情况下，PMSM的电感在电流增加时会因磁饱和而减小。因此，在检讨时，如后文的图8所示，对测定结果施加图7所示的掩模，来忽略电感随电流的增大而增大的区域。另外，图7中的符号与后述实验结果中使用的符号相同。

图8为示出将图7的掩模应用于图6的测定结果后的结果的图。图8中的符号与图6相同。在该结果中，可以看出在i_d＝±5A以及i_q＝±3A的邻域，电感急剧减小。这可认为是由于算式9中的si_d以及si_q变得极小而产生了被0除的缘故。

d轴电感L_d与公称值(灰圈)之间的误差在10％以下。因此，如果考虑制造误差以及公称值的测定误差，则可以说根据本测定方法来测定d轴电感L_d是十分可行的。然而，如果考虑si_d的S/N比对测定精度所带来的影响，则可测定范围为i_d＝±4A，即在响应电流的±80％的范围内。对于d轴电感L_q，响应电流的最大值约为3A，达不到额定转矩所需要的4.9A。因此无法进行在额定负荷点的测定。对于在额定负荷电流以下的区域，i_q＝±2A，即如果是在响应电流的±70％的范围内，则能够进行电感的测定。另外，在此时还需要考虑si_q的S/N。

关于测定时间，电感的测定需要10ms，如果包括程序编译以及下载的这种设置时间的话，大约需要100s。在包括设置的以往的电感电容电阻测量仪(LCR测量仪)，阻抗法，锁交磁通法等中，测定时间大约为1hr/PMSM。由此，本测定方法能够以大约36倍的速度进行测定。

通过上述说明，在表1这种PMSM的情况下，根据本测定方法，如果在与所施加的测定电压相应的响应电流的±70％的范围内，则不需要外部负荷装置就能够瞬时测出PMSM的电感。

图9.A以及图9.B为在测定用电压的振幅V_h＝150V,角频率ω_h在400π～800πrad/s的范围内发生变化时的电感的测定结果。图9.A为在图7的第一象限(i_d＞0且i_q＞0)中的L_d的测定结果。图9.B为在第二象限(i_d＜0且i_q＞0)中的电感L_q的测定结果。在图9.A以及图9.B中，白圈、黑圈、白三角、黑三角以及白菱形分别表示角频率ω_h＝400π、500π、600π、700π以及800πrad/s时的结果，黑菱形表示公称值。

映射滤波器的正规化角频率Δθ_h、整数k、滤波的次数n根据角频率ω_h变更为表2那样。从该结果可以看出响应电流的振幅随着角频率的减小而增大。在任何角频率中，都在最大电流的80％以上的区域产生电感急剧减小的情况。因此，根据该结果认为能够在响应电流的±80％的范围内测定电感。然而，在ω_h≤500πrad/s的范围内，随着施加测定用电压，旋转部移动到容许范围以上的情况也随处可见。通过上述可以认为需要根据测定对象的PMSM来把握测定用电压的角频率与最大响应电流之间的权衡关系。并且，在表1所示的PMSM的情况下，可认为在ω_h＝600πrad/s时测定是最合适的。

【表2】

ω_h	Δθ_h＝ω_h Ts	k	n
				400_πrad/s	0.04_πrad	1	25
500_πrad/s	O.05_πrad	1	20
				600_πrad/s	0.06_πrad	3	50
700_πrad/s	0.07_πrad	7	100
				800_πrad/s	0.08_πrad	2	25

接下来，对非突极PMSM的测定结果进行说明。用于本测定的PMSM如表3所示。

【表3】

绕组电阻R₁	4.32Ω
		额定输出	387W
电感L_d	60mH
		电感L_q	60mH
额定电流	1.9Arms
		额定转速	1140min^-1
额定转矩	3.24Nm
		磁通Φ	0.262Vs/rad
极对数N_p	4
		厂家	日本电产高科电机(株)

图10示出PMSM对于测定用电压的电气响应。在图10中，白圈、灰圈以及黑圈分别表示映射滤波器的输出F_β(z^-1)i^B _1h、F_α(z^-1)i^B _1h以及测定用电压V^B _1h。图10中的实线为在某个控制周期中各矢量的位置关系。图11为电感的测定结果。在图11中，灰圈以及灰菱形为d轴以及q轴电感公称值。在图11中，白圈以及黑圈为i_q>0以及i_q<0时的d轴电感L_d的测定结果。在图11中，白菱形以及黑菱形为i_d>0以及i_d＜0时的q轴电感L_q的测定结果。测定用电压的振幅V_h设为V_h＝230V。角频率ω_h设为ω_h＝600πrad/s。关于角频率ω_h，选择测定条件成立且响应电流成为最大的值。图10以及图11中的符号与图4.B以及图8的符号相同。

从该结果可以看出产生了与真圆形的测定用电压相应的真圆形的响应电流。这是因为PMSM为非突极，且L_d＝L_q成立的缘故。根据图11的结果可知，根据本测定方法所得的电感测定值(L_d＝59.2mH,L_q＝59.2mH)与公称值(L_d＝60mH，L_q＝60mH)几乎一致。也就是说，在本测定方法中，可获取十分准确的测定精度。在响应电流最大的i_d＝±2.1A以及i_q＝±2.1A的邻域，与图8的结果相同，可以看出电感急剧减小。也就是说，在表3的PMSM中，如果在测定用电流的±90％左右的范围内，则可以认为能够获取十分精确的测定。从图8以及图11的结果可知，不管PMSM有无突极性，电感的可测定区域在测定用电流的±80％左右。

接下来，对具有1mH以下的微小电感的PMSM的测定结果进行说明。用于本测定的PMSM如表4所示。

【表4】

绕组电阻R₁	37.25mΩ
		额定输出	250W
电感L_d	0.22mH
		电感L_q	0.28mH
额定电流	20Arms
		额定转速	2700min^-1
额定转矩	0.6Nm
		磁通Φ	7.27Vs/rad
极对数N_p	5
		厂家	日本电产(株)

图12示出PMSM对于测定用电压的电气响应。在图12中，白圈、灰圈以及黑圈分别表示映射滤波器的输出F_β(z^-1)i^B _1h、F_α(z^-1)i^B _1h以及测定用电压V^B _1h。图12中的实线为在某个控制周期中各矢量的位置关系。图13为电感的测定结果。在图13中，灰圈以及灰菱形为d轴以及q轴的电感公称值。在图13中，白圈以及黑圈为i_q＞0以及i_q＜0时的d轴电感L_d的测定结果。在图13中，白菱形以及黑菱形为i_d＞0以及i_d＜0时的q轴电感L_q的测定结果。测定用电压的振幅设为V_h＝11V、ω_h＝600πrad/s。角频率ω_h选择测定条件成立且响应电流成为最大的值。图12以及图13中的符号与图4B以及图8的符号相同。

如图13所示，d轴电感L_d的公称值为0.22mH，测定值为0.221mH。也就是说，在d轴电感L_d中，测定值与公称值之间的误差为0.5％,误差较小。q轴电感L_q的公称值为0.28mH，测定值为0.276mH。也就是说，在q轴电感L_q中，测定值与公称值之间的误差为1.4％，误差较小。因此，如果考虑制造误差以及公称值的测定误差的话，可认为通过本测定方法，能够精确地测定d轴电感L_d以及q轴电感L_q。

虽未进行图示，但交锁磁通法所得的测定结果为L_d≈0.2mH(i_d＝7至10A)以及L_q≈0.24mH(i_q＝7至10A)。由此，本测定方法具有与以往的方法等同的测定功能。并且，在图13中，与图8以及图11的结果相同，在i_d＝±25A、i_q＝±20A的邻域，电感急剧减小。因此，可进行测定的响应电流的范围为响应电流的±80％。也就是说，本测定方法不仅对具有1mH以下的微小的电感的PMSM，具有不逊色于交锁磁通法的测定特性,而且对于额定负荷点以外的区域也能一并测定。

＜3.改良后的测定电压供给部＞

在本测定方法中，假想通过PMSM的马达参数无法产生与额定电流相同程度的响应电流的情况。如图4.B所示，由于响应电流描绘了椭圆轨迹，因此还有可能对具有突极性的PMSM流过超出需要的响应电流。关于测定用电压的振幅，如图4.B以及图10所示，当PMSM的电感较大时，测定用电压的振幅V_h需要达到100V以上。其结果是PMSM的驱动电路大型化。关于响应电流的振幅，当在图12所示的电感较小的PMSM的情况下，如果对PMSM施加过大的测定用电压，则会产生过电流，从而转换器以及PMSM有可能会受到损害。也就是说，为了使本测定方法适用于多种PMSM中，优选设置有根据马达参数来调整测定用电压的电流控制器。

图14为示出改良后的测定用电压供给部22、电流测定部23以及电感运算部24的图。如上述，当电感测定装置2设置于PMSM1内时，优选电感测定装置2作为PMSM1的控制部20的一部分来设置。

电流测定部23包括电流检测部231、三相二相转换器232以及矢量旋转器233。测定用电压供给部22包括矢量旋转器221、二相三相转换器222以及逆变器223。在改良后的测定用电压供给部22中，还增加了目标电流生成部224、响应电流转换部225、测定用电压生成部226以及减法器227。由响应电流转换部225、测定用电压生成部226以及减法器227构成电压控制部220。电流控制部220根据目标电流以及响应电流来控制测定用电压。由此，能够将电流值控制在适当的范围内。

S^BT所示的三相二相转换器232将由电流检测部231检测出来的uvw三相信号转换为αβ坐标系。R^BT所示的矢量旋转器233利用静止相位θ_α将αβ坐标系信号转换为dq固定坐标系，即转换为旋转部12在静止状态下的dq坐标系。R^B所示的矢量转换器221利用静止相位θ_α，将dq固定坐标系信号转换为αβ坐标系。S^B所示的二相三相转换器222将αβ坐标系信号转换为输入到逆变器223的uvw三相信号。在测定用电压供给部22中，利用静止相位θ_α来生成测定用电压。

电感运算部24与图3.B所示的数字滤波器241以及转换器242对应。

在不存在目标电流生成部224以及电压控制部220的情况下，在dq固定坐标系中，描绘预先设定的轨迹的测定用电压的信号被输入到矢量旋转器221。与此对应，在改良后的测定用电压供给部22中，通过目标电流生成部224以及电压控制部220，以理想的响应电流轨迹作为指令值来生成测定用电压。

另外，dq固定坐标系为γδ一般坐标系的一种。因此，也可通过矢量旋转器233、221来进行αβ坐标系与γδ一般坐标系之间的转换。在进行这种转换时，电感运算部24利用γδ一般坐标系进行运算。

通常，在dq固定坐标系中，测定用电压的轨迹呈包围原点的圆形或椭圆形。在dq固定坐标系中，为指令值的目标电流的轨迹也呈包围原点的圆形或椭圆形。而且，表现测定用电压的轨迹以及目标电流的轨迹的坐标系不限定为dq固定坐标系。在表现二相的坐标系中，测定用电压的轨迹呈包围原点的圆形或椭圆形，目标电流的轨迹也呈包围原点的圆形或椭圆形。这里，在目标电流的轨迹中，如图15.A所示，将目标电流的椭圆长轴的振幅设定为i_dmax ^*、将短轴的振幅设置为i_qmax ^*、将d轴起的椭圆长轴的相位设定为Δθ^*。添标d以及q分别表示d轴分量以及q轴分量。

图15.B为示出目标电流生成部224的结构的图。目标电流生成部224采用矢量旋转器R^B(Δθ^*)，根据i_dmax ^*、i_qmax ^*以及Δθ^*生成正相指令值i^B _hp ^*以及反相指令值i^B _hn ^*作为目标电流。图15.C为示出响应电流转换部225的结构的图。在响应电流转换部225中，通过矢量旋转器R^BT将响应电流i^B _1h的正相分量视为直流分量。然后，反相分量通过带阻滤波器(BSF)(中心频率2ω_h、带宽ω_h/3)被消除。由此，获取正相分量i^B _hp。同样，在响应电流转换部225中，通过矢量旋转器R^B将响应电流i^B _1h的反相分量设为直流分量。然后，正相分量通过相同的BSF被消除。由此，获取反相分量i^B _hn。在图15.C中，视运算的情况而将初始相位θ_i包含于旋转的相位中。然而，如后述，初始相位θ_i是为了提高测定精度而设定的微小的值。在图15.D中也同样。

图15.D为示出测定用电压生成部226的结构的图。从减法器227获取的正相分量(i^B _hp ^*-i^B _hp ^*)以及反相分量(i^B _hn ^*-i^B _hn)，分别通过d轴分量以及q轴分量，被输入到一次PI控制器。一次PI控制器的带宽例如为3000rad/s。而且，各个一次PI控制器的输出分别通过矢量旋转器R^B(ω_ht+θ_i)、R^BT(ω_ht+θ_i)被转换成正相分量指令值v_hpd ^*以及v_hpq ^*(即，v^B _hp ^*)和反相分量指令值v_hnd ^*以及v_hnq ^*(即，v^B _hn ^*)。通过合成这些值获得最终的测定用电压v^B _h ^*。如上述，电压控制部220根据目标电流以及响应电流来控制测定用电压。

在本实施方式中，测定用电压的角频率ω_h根据图9.A以及图9.B的结果设置为ω_h＝600πrad/s。根据该ω_h的值对应表2来设置映射滤波器的系数。对于目标电流的指令值，其规定为：椭圆长轴的振幅i_dmax ^*＝5.5A、短轴的振幅i_qmax ^*＝4.5A、d轴起的椭圆长轴的相位Δθ^*＝0rad。关于初始相位θ_i，如图16所示，设定为θ_i＝-0.0175rad。由此，避免了各控制周期的瞬时响应电流i^B _1h位于d轴以及q轴上，从而防止算式9被零除。

图17.A为示出在导入了改良后的测定用电压供给部22时的表1所示的PMSM的测定用电压与响应电流之间的关系的图。图17.B为电感的测定结果。与改良前的图4.B的结果相比，可知因突极性而导致的响应电流的短轴长轴比被修正，从而获得适于电感测定的接近于真圆的响应电流。在图17.B中，d轴电感L_d以及q轴电感L_q也能够如实线所示那样进行函数近似。作为函数近似的方法，例如使用最小二乘法。由最小二乘法得到的函数近似式如算式11所示。

【算式11】

L_d=11.8-0.00337i_d-0.0309i_d ²(mH)

L_q=21.0+0.0195i_q-0.202i_q ²(mH)

在这里已确认：即使将测定用电压的频率设为约是额定速度的1/2的ω_h＝100πrad/s，保持力同样会作用于旋转部12，且能够以测定用电压的振幅vh≈10V测定出电感。此时，相同角频率中的响应电流的最大值达到额定电流的大约4倍。但是即使在这种情况下也能够在不损伤PMSM1的状态下测定电感。通过上述可知，在本测定方法的一个实例中，通过将测定用电压的频率设置在额定速度的50-400％的范围内，并导入改良后的测定用电压供给部22，能够不依赖于马达参数且以测定所需的最低限的电压来测定电感。并且，在本测定方法的一个实施例中，能够在d轴电流以及q轴电流的最大值比额定值大的大范围内，测定电感。

＜4.其他＞

表5为本测定方法与以往方法的性能比较。关于以往方法的测定时间，如图17.B所示，采用在本方法中能够一次测定的17点的电流值所需要的时间。本测定方法在涉及响应电流的测定范围、测定时间、测定角频率范围、有无外部负荷装置、位置传感器的必要性、测定精度、再现性等多方面的范围内具有大幅度优于以往方法的性能。

【表5】

通过本测定方法能够在短时间内容易地测定电感。其详细内容如下文所述。

(1)在本测定方法中，不需要外部负荷装置以及位置传感器。

(2)在本测定方法中，由于测定时间为10ms以及总检查时间为100s，因此能够实施在量产工序时的自动总数检查，且能够提高PMSM的可靠性。

(3)在本测定方法中，由于能够在短时间内进行测定，因此不必破坏试验马达便能在额定负荷电流的0至4倍的范围内进行电感的瞬时测定。

(4)以往，因电感的真值不明确而无法实现正确的轴偏差，导致效率低下的轨迹指向形矢量控制，对此，通过使用本测定方法能够利用最合适的电感。

(5)通过使用本测定方法，能够在高速旋转区利用适于观察器的电感，并能够减小相位推定误差且提高效率。

(6)通过本测定方法，能够提高无位置传感器矢量控制中的紧急减速、加速的性能。PMSM在紧急减速、加速的运行中会瞬间产生超出额定负荷的转矩。因此，电感值变为与公称值不同。在使用公称值的以往的控制方法中，由于产生相位推定误差，因此PMSM的效率降低。另一方面，在本测定方法中，能够在以额定负荷电流的数倍的范围内测定电感。因此能够防止PMSM的效率降低。

(7)电感测定所需要的信号能够完全利用搭载于驱动电路的电压/电流传感器的输出来求取。因此对于现有的控制电路而言，不必增加成本就能够增加电感的测定功能。

以往，PMSM的电感在试制工序中，仅限于在额定负荷点附近的区域进行测定。而且，该测定值被用作量产品的公称值。其结果是产生电感的公称值与真值的乖离。由于采用了具有这种乖离的公称值进行PMSM的控制运算等，因此不仅引起矢量控制的降低而且还引起了各种控制特性的降低。并且，还无法应对在只使用公称值的控制等中，因PMSM的年久老化而导致的电感值的变化。

在本测定方法中，通过向静止中的PMSM施加实质上PMSM不可能同步的测定用电压来测定电感。由此，实现了在超过额定负荷电流的大范围电流区域的电感测定。并且，能够在PMSM不受损的情况下瞬间且精确地进行测定。

上述实施方式中的电感测定方法以及测定装置能够进行不同的变形。

当测定用电压的轨迹在dq固定坐标系上呈圆形的情况下，静止相位θ_α可以根据响应电流的轨迹的椭圆的长轴方向推定。这种情况下，在测定响应电流之后获取静止相位θ_α。测定用电压也可被提供给定子111而不必利用静止相位θ_α。

电感的算出以及测定用电压的控制也可不必在dq固定坐标系中进行，而是在γδ一般坐标系等其他二相坐标系中实施。无论在哪一种情况下，由于测定用电压以及响应电流的轨迹呈包围原点的轨迹，因此均能够快速地获取与多个电流值(例如，一个周期的电流值)对应的电感。

在上述实施方式中例示了映射滤波器作为数字滤波器，但也可利用其他数字滤波器。

在上述实施方式中，以在测定时旋转部12呈相对于静止部11静止的状态为前提。但是由于能够对定子111提供测定用电压，因此测定时的“静止”不是严格意义上的物理上的静止，而是指在运算上被视为静止的状态。如果旋转部12处于电角度为未满12度的静止状态的话，即使不是严格意义上的静止状态，也能进行与以往的方法相同程度的测定。更优选旋转部12的微小移动不满电角度5度。在这种情况下，即使考虑了运算误差，也能够比以往方法更精确地测定电感。上述说明中的静止相位θ_α为旋转部12的平均旋转位置。

PMSM既可是内转子型也可是外转子型的马达，还可是其他方式的马达。而且，算式1所示的电压方程式也可进行不同的变更。例如，也可是与磁饱和或轴间磁通干涉、感应电压的高谐波等对应的方程式。

上述实施方式以及各种变形例中的结构只要不相互矛盾就可以适当地组合。

本发明能够应用在各种结构以及用途的PMSM中的电感测定。

符号说明

1 PMSM(永磁同步马达)

2 电感测定装置

11 静止部

12 旋转部

20 控制部

21 静止相位取得部

22 测定用电压供给部

23 电流测定部

111 定子

220 电压控制部

224 目标电流生成部

241 数字滤波器

242 转换器

Claims

1.一种永磁同步马达的电感的测定方法，其特征在于，具有：

a)工序，向永磁同步马达的静止部的定子提供具有不使旋转部旋转的电角速度的测定用电压；

b)工序，与所述a)工序并行地利用所述旋转部相对于所述静止部静止的静止相位来测定通过所述定子的响应电流；

c)工序，通过数字滤波器求取所述响应电流的微分；以及

d)工序，通过对预先准备的转换器输入所述响应电流以及所述响应电流的所述微分来获取所述定子的电感。

2.根据权利要求1所述的电感的测定方法，其特征在于，

在所述b)工序之前，还具有获取所述旋转部的所述静止相位的工序。

3.根据权利要求1或2所述的电感的测定方法，其特征在于，

获取d轴电流和q轴电流作为所述响应电流，

获取与d轴电流的多个值对应的d轴电感的多个值和与q轴电流的多个值对应的q轴电感的多个值作为所述电感。

4.根据权利要求3所述的电感的测定方法，其特征在于，

所述d轴电流以及所述q轴电流的最大值比额定值大。

5.根据权利要求1或者2所述的电感的测定方法，其特征在于，

所述转换器包括将所述响应电流以及所述响应电流的所述微分转换成电感的函数或查询表。

6.根据权利要求1或者2所述的电感的测定方法，其特征在于，

设所述测定用电压的d轴电压为v_d，q轴电压为v_q，所述响应电流的d轴电流为i_d，q轴电流为i_q，所述d轴电流的微分为si_d，所述q轴电流的微分为si_q，所述定子的绕组电阻为R₁，所述转换器包含如下函数：

7.根据权利要求1或者2所述的电感的测定方法，其特征在于，

在所述a)工序中，利用所述旋转部的所述静止相位来生成所述测定用电压。

8.一种永磁同步马达的电感的测定装置，其特征在于，具有：

测定用电压供给部，其向永磁同步马达的静止部的定子提供具有不使旋转部旋转的电角速度的测定用电压；

电流测定部，其利用所述旋转部相对于所述静止部静止的静止相位来测定通过被提供有所述测定用电压的所述定子的响应电流；

数字滤波器，其求取所述响应电流的微分；以及

转换器，其将所述响应电流以及所述响应电流的所述微分转换成所述定子的电感。

9.根据权利要求8所述的电感的测定装置，其特征在于，

所述电感的测定装置还具有获取所述旋转部的所述静止相位的静止相位取得部。

10.根据权利要求8或者9所述的电感的测定装置，其特征在于，

所述转换器包括将所述响应电流以及所述响应电流的所述微分转换为电感的函数或查询表。

11.根据权利要求8或者9所述的电感的测定装置，其特征在于，

所述测定用电压供给部具有：

目标电流生成部，其求取目标电流；以及

电压控制部，其根据所述目标电流以及所述响应电流控制所述测定用电压。

12.一种永磁同步马达，其特征在于，该永磁同步马达具有：

静止部，其具有定子；

旋转部，其具有永磁铁；以及

控制部，

所述控制部具有：

测定用电压供给部，其向所述定子提供具有不使所述旋转部旋转的电角速度的测定用电压；

数字滤波器，其求取所述响应电流的微分；以及

转换器，其将所述响应电流以及所述响应电流的所述微分转换为所述定子的电感。

13.根据权利要求12所述的永磁同步马达，其特征在于，该永磁同步马达还具有获取所述旋转部的所述静止相位的静止相位取得部。

14.根据权利要求12或者13所述的永磁同步马达，其特征在于，所述转换器包括将所述响应电流以及所述响应电流的所述微分转换为电感的函数或查询表。

15.根据权利要求12或者13所述的永磁同步马达，其特征在于，

所述测定用电压供给部具有：

目标电流生成部，其求取目标电流；以及