WO2014192467A1 - 永久磁石型同期電動機の磁極位置検出装置 - Google Patents

永久磁石型同期電動機の磁極位置検出装置 Download PDF

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Definitions

  • the present invention detects the amount of deviation between the origin of the magnetic pole position of the permanent magnet constituting the rotor of the permanent magnet type synchronous motor and the origin (reference position) of the output signal of the magnetic pole position sensor by the current drawing method.
  • the present invention relates to a magnetic pole position detection device that detects a true magnetic pole position based on a deviation amount.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a drive system for driving a permanent magnet type synchronous motor by an inverter.
  • 1 is a permanent magnet type synchronous motor (PMSM)
  • 2 is a magnetic pole position sensor such as an encoder attached to the rotor shaft of the synchronous motor
  • 3 is an inverter control device to which a speed command value n * is input
  • 4 is a PWM inverter.
  • the magnetic pole position ⁇ of the rotor (permanent magnet) of the synchronous motor 1 detected by the magnetic pole position sensor 2 is fed back to the inverter control device 3, and a drive signal for the semiconductor switching element of the inverter 4 is generated to generate the synchronous motor. 1 is used for speed control and position control.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a specific configuration of the inverter control device 3 of FIG. 1, and is for driving the synchronous motor 1 by so-called vector control.
  • the subtractor 30 calculates a deviation between the speed command value n * and the speed detection value n, and the speed regulator 31 calculates the torque command value Trq * so that this deviation becomes zero.
  • the current command calculator 32 calculates a d-axis current command value I d * and a q-axis current command value I q * , which are components orthogonal to each other on the dq rotation coordinate, based on the torque command value Trq * .
  • the d-axis is a virtual axis for control along the magnetic flux axis of the permanent magnet constituting the rotor of the synchronous motor 1
  • the q-axis is an axis orthogonal to the d-axis.
  • Reference numeral 39 denotes a differential calculator that calculates the speed detection value n by differentiating the magnetic pole position (angle) ⁇ of the rotor.
  • output currents I v and I w of the inverter 4 are detected by current detectors 42 and 43 and input to a coordinate converter (three-phase / 2-phase converter) 38.
  • Coordinate converter 38 uses the magnetic pole position theta, the output current I v, current I u of the three-phase containing I w, I v, d-axis current detection value I d of 2 phases I w, q-axis current
  • the detection value I q is converted.
  • the current regulator 35 operates so that the deviation between the d-axis current command value I d * obtained by the subtracter 33 and the d-axis current detection value I d becomes zero, and generates the d-axis voltage command value V d * . To do.
  • the current regulator 36 operates so that the deviation between the q-axis current command value I q * obtained by the subtractor 34 and the q-axis current detection value I q becomes zero, and the q-axis voltage command value V q *. Is generated.
  • the coordinate converter (2-phase / 3-phase converter) 37 uses the magnetic pole position ⁇ to convert the d-axis voltage command value V d * and the q-axis voltage command value V q * into three-phase voltage command values V u * , Convert to V v * , V w * .
  • the PWM inverter 4 drives the synchronous motor 1 by outputting three-phase AC voltages in accordance with voltage command values V u * , V v * , and V w * by turning on and off the internal semiconductor switching elements.
  • the coordinate converters 37 and 38 obtain the absolute position information of the rotor of the synchronous motor 1 from the magnetic pole position ⁇ detected by the magnetic pole position sensor 2.
  • a deviation amount of the magnetic pole position is detected manually or automatically and stored in a memory, and the deviation amount is corrected by a control calculation algorithm.
  • FIG. 7 is a flowchart showing the magnetic pole position detection method described in Patent Document 1.
  • Step S1 the magnetic pole position (phase) ⁇ 0 is virtually fixed at 0 [deg], and a direct current (d-axis current I d) is applied to the armature winding of the permanent magnet type synchronous motor in the d-axis direction. ) (Step S1).
  • the actual magnetic pole position of the rotor permanent magnet
  • the direction of the magnetic flux due to the direction and the rotor flux by the d-axis current I d does not coincide, rotates Torque is generated. This rotation torque, the rotor will rotate until it matches the direction of the magnetic flux by the d-axis current I d.
  • step S3 the magnetic pole position of the rotor is drawn into the d-axis current I d , and finally, the magnetic pole position of the rotor matches the virtual d-axis and the drawing is completed (Yes in step S2). At this point, the magnetic pole position of the rotor will be in the 0 [deg], reads the counter value N 1 of the magnetic pole position sensor (encoder) at that time (step S3).
  • step S4 the rotor is rotated (step S4), and detects the rotation angle from the virtual d-axis to the origin pulses from the encoder is detected as a counter value N 2 (step S5 Yes, step S6).
  • the difference N dif is the value corresponding to the shift amount of the origin of the magnetic pole position of the origin and the rotor of the output signal of the encoder (Step S7).
  • the conversion coefficient K is multiplied by Ndif to obtain a phase difference ⁇ dif (step S8).
  • phase difference ⁇ dif is stored in the memory, and at the time of normal operation of the permanent magnet type synchronous motor, each time the origin pulse of the encoder is detected, the phase difference ⁇ dif is added to the detected magnetic pole position ⁇ 0 to obtain the magnetic pole position.
  • the true magnetic pole position ⁇ corrected for deviation is obtained and used for vector control (step S9).
  • Equation 1 the basic equation of the current of the permanent magnet type synchronous motor (hereinafter also simply referred to as a synchronous motor) is expressed by Equation 1.
  • I d d-axis current
  • I q q-axis current
  • I a phase current (effective value) of synchronous motor
  • ⁇ Current phase angle
  • the output torque of the synchronous motor is expressed by Formula 2, and Formula 2 can be transformed into Formula 3 using Formula 1.
  • P n is the number of pole pairs of the synchronous motor
  • ⁇ a is the effective value of the armature linkage magnetic flux by the permanent magnet per phase
  • L d is the d-axis inductance of the synchronous motor
  • L q is the q-axis inductance of the synchronous motor
  • the magnet torque Tm is due to the attractive force or repulsive force between the rotating magnetic field by the armature winding and the magnetic pole of the rotor
  • the reluctance torque Tr is due to the difference between the d-axis inductance and the q-axis inductance. It is.
  • the torques T, T m , and T r are as shown in FIG. 3 depending on the current phase angle ⁇ .
  • the output torque T of the synchronous motor is the sum of the magnet torque Tm and the reluctance torque Tr .
  • the magnet torque T m increases with an increase in the current phase angle ⁇ in the vicinity of the current phase angle ⁇ of ⁇ 90 [deg], whereas the reluctance torque T r It becomes smaller as the angle ⁇ increases.
  • the magnitude of the output torque T changes depending on the magnitude of the pull-in current, and the ratio of the magnet torque Tm and the reluctance torque Tr to the output torque T also changes.
  • the monotonically increasing relationship is lost between the output torque T and the current phase angle ⁇ .
  • the magnetic pole position alignment is performed using the deviation amount obtained based on the counter value of the magnetic pole position sensor at this time. If this is done, a large error will occur with respect to the true magnetic pole position.
  • a problem to be solved by the present invention is to provide a magnetic pole position detection device for a permanent magnet type synchronous motor which can detect a true magnetic pole position by performing accurate magnetic pole alignment.
  • the present invention reduces the deviation amount between the origin of the magnetic pole position of the permanent magnet constituting the rotor of the permanent magnet type synchronous motor and the origin of the output signal of the magnetic pole position sensor by current drawing operation. It is intended for a magnetic pole position detecting device that detects and corrects the output signal of the magnetic pole position sensor based on the amount of deviation and detects the true magnetic pole position.
  • the invention according to claim 1 is a component of the effective value ⁇ a of the armature interlinkage magnetic flux by the permanent magnet per phase of the electric motor and the inductance of the electric motor, and is a d-axis in the imaginary magnetic flux axis direction.
  • a lead-in current calculation unit that calculates a phase current I a satisfying I a ⁇ a / (L q ⁇ L d ) using the inductance L d and the q-axis inductance L q in a direction orthogonal to the magnetic flux axis direction. includes the, and I d calculator for calculating a d-axis current from the phase currents I a, a.
  • the d-axis current is passed through the armature winding to draw the rotor in the direction of the magnetic flux axis, thereby performing a current drawing operation.
  • an I d calculation unit that calculates a d-axis current in the direction of the magnetic flux axis, and performs a current drawing operation by passing the d-axis current through the armature winding and drawing the rotor in the direction of the magnetic flux axis. is there.
  • the invention according to claim 4 is a pull-in method for calculating a phase current I a that changes in a range from the maximum current value to a predetermined minimum current value with ⁇ a / (L q ⁇ L d ) as a maximum current value.
  • the maximum current value is set as ⁇ a / (L q ⁇ L d ), and the pull-in current calculation for calculating the phase current I a that changes in a range from the maximum current value to the predetermined minimum current value.
  • the maximum current that the armature of the motor is allowed the maximum current that the inverter is allowed to flow the current in the armature winding of the motor, either from a small current value of the phase current I a flux-axis direction d
  • An I d computing unit that computes the shaft current, and passes the d-axis current through the armature winding to pull the rotor to a position where the slope of the rotor torque with respect to the phase angle of the phase current I a becomes maximum.
  • a current drawing operation is performed.
  • the present invention by appropriately setting the magnitude of the pull-in current, it is possible to accurately pull the rotor magnetic pole in the d-axis direction and perform magnetic pole alignment, thereby determining the true magnetic pole position. It can be detected with high accuracy.
  • FIG. 10 It is a block diagram of the drive system of the permanent-magnet-type synchronous motor to which embodiment of this invention and a prior art are applied. It is a block diagram which shows the structure of the inverter control apparatus in FIG. It is explanatory drawing which shows the relationship between the electric current phase angle and output torque of a permanent magnet type synchronous motor. It is a figure which shows the relationship between the electric current phase angle of a permanent magnet type synchronous motor, and output torque. It is a figure which shows the relationship between the current phase angle and output torque in the maximum electric current value, the optimal electric current value, and the minimum electric current value. It is a functional block diagram which shows notionally the effect
  • the condition that the output torque T becomes a monotonically increasing function of the current phase angle ⁇ is that the expression 6 becomes a positive value as shown in the expression 7, and the expression 8 is derived from the expression 7.
  • the magnetic pole position detected by the magnetic pole position sensor 2 is corrected by the amount of deviation.
  • the true magnetic pole position ⁇ can be detected. Note that the electric motor becomes small L q -L d, but I a satisfying Equation 8 is also conceivable that exceed the maximum allowable current or the maximum output current of the inverter, the motor, the maximum of the time the motor to I a is What is necessary is just to restrict
  • Equation 6 the partial differential value shown in Equation 6 can be maximized. It ’s fine. That may be the current draw seeking phase current I a as Equation 6 is maximized.
  • Equation 9 When Equation 6 is denoted by 0 the value obtained by partially differentiating the I a, Equation 9 is obtained.
  • FIG. 5 shows the relationship between the current phase angle ⁇ and the output torque T at the maximum value (maximum current value) of I a calculated by Expression 8, the optimum current value calculated by Expression 10, and the predetermined minimum current value. Show.
  • the magnitude of the pull-in current is automatically and gradually increased in a range from the predetermined minimum current value to the maximum current value according to Formula 8 (that is, ⁇ a / (L q ⁇ L d )).
  • FIG. 6 is a functional block diagram conceptually showing the operation of each embodiment of the present invention.
  • the inverter control device 3 in FIG. 1 is implemented by executing a predetermined program.
  • the drawn current calculation unit 101 obtains a drawn current I a1 smaller than ⁇ a / (L q ⁇ L d ) using ⁇ a , L d , and L q according to Equation 8 in the first embodiment.
  • the drawn current calculation unit 103 sets the magnitude of the drawn current within a range in which ⁇ a / (L q ⁇ L d ) is the maximum value and I amin is the minimum current value.
  • the current value at which the gradient of the output torque T with respect to the current phase angle ⁇ is maximized is determined as the drawn current I a3 .
  • current draw selection unit 104 selects one of the current I a1, I a2, I a3 retraction described above, from the selected draw current I a (one of I a1, I a2, I a3 ), I d arithmetic
  • the unit 104a controls the semiconductor switching element of the inverter 4 so as to obtain the d-axis current according to Equation 1 and to flow the d-axis current corresponding to the command value I d * through the armature winding.
  • a d-axis current according to a desired embodiment can be passed through the armature winding and a current drawing operation can be performed.
  • L q ⁇ L d may be small, and I a may exceed the maximum allowable current of the motor or the maximum output current of the inverter.
  • I a may be the maximum allowable current of the motor and the maximum inverter current.
  • the output current may be limited.

Abstract

　電流引き込み動作により、永久磁石型同期電動機の回転子を構成する永久磁石の磁極位置の原点と磁極位置センサの出力信号の原点との間のずれ量を検出し、このずれ量により前記磁極位置センサの出力信号を補正して真の磁極位置を検出する永久磁石型同期電動機の磁極位置検出装置に関する。電動機の一相当たりの永久磁石による電機子鎖交磁束の実効値Ψａと、仮想の磁束軸方向のｄ軸インダクタンスＬｄと、磁束軸方向に直交する方向のｑ軸インダクタンスＬｑと、を用いて、Ｉａ＜Ψａ／（Ｌｑ－Ｌｄ）となる相電流Ｉａを演算する引き込み電流演算部１０１と、相電流Ｉａからｄ軸電流を演算するＩｄ演算部１０４ａと、を備え、前記ｄ軸電流を電動機の電機子巻線に通流して回転子を磁束軸方向に引き込むことにより、電流引き込み動作を行う。

Description

永久磁石型同期電動機の磁極位置検出装置
　本発明は、電流引き込み方式によって永久磁石型同期電動機の回転子を構成する永久磁石の磁極位置の原点と磁極位置センサの出力信号の原点（基準位置）との間のずれ量を検出し、このずれ量に基づいて真の磁極位置を検出するようにした磁極位置検出装置に関するものである。
　図１は、永久磁石型同期電動機をインバータにより駆動する駆動システムの構成図である。
　図１において、１は永久磁石型同期電動機（ＰＭＳＭ）、２は同期電動機１の回転子軸に取り付けられたエンコーダ等の磁極位置センサ、３は速度指令値ｎ＊が入力されるインバータ制御装置、４はＰＷＭインバータである。
　この駆動システムでは、磁極位置センサ２により検出した同期電動機１の回転子（永久磁石）の磁極位置θをインバータ制御装置３へフィードバックし、インバータ４の半導体スイッチング素子に対する駆動信号を生成して同期電動機１による速度制御や位置制御を行っている。
　図２は、図１のインバータ制御装置３の具体的構成を示すブロック図であり、いわゆるベクトル制御によって同期電動機１を駆動するためのものである。
　図２において、減算器３０は速度指令値ｎ＊と速度検出値ｎとの偏差を求め、速度調節器３１は、この偏差がゼロになるようにトルク指令値Ｔｒｑ＊を演算する。電流指令演算器３２は、トルク指令値Ｔｒｑ＊に基づいて、ｄ－ｑ回転座標上の互いに直交する成分であるｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊を演算する。周知のように、ｄ軸は同期電動機１の回転子を構成する永久磁石の磁束軸に沿った制御上の仮想軸であり、ｑ軸はｄ軸に直交する軸である。
　なお、３９は、回転子の磁極位置（角度）θを微分して速度検出値ｎを演算する微分演算器である。
　一方、インバータ４の出力電流Ｉｖ，Ｉｗを電流検出器４２，４３により検出し、座標変換器（３相／２相変換器）３８に入力する。座標変換器３８は、磁極位置θを用いて、前記出力電流Ｉｖ，Ｉｗを含む３相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを２相のｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑに変換する。
　電流調節器３５は、減算器３３により求めたｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊とｄ軸電流検出値Ｉｄとの偏差がゼロになるように動作してｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊を生成する。また、電流調節器３６は、減算器３４により求めたｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊とｑ軸電流検出値Ｉｑとの偏差がゼロになるように動作してｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊を生成する。
　座標変換器（２相／３相変換器）３７は、磁極位置θを用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊を３相の電圧指令値Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊に変換する。ＰＷＭインバータ４は、内部の半導体スイッチング素子のオン、オフ動作により、電圧指令値Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊通りの３相交流電圧を出力して同期電動機１を駆動する。
　上記構成において、座標変換器３７，３８では、磁極位置センサ２により検出した磁極位置θにより、同期電動機１の回転子の絶対位置情報を得ている。しかし、組立作業をある程度簡略化したい要請や、精度上及びコスト上の制約から、回転子の磁極位置の原点と磁極位置センサ２の出力信号の原点とを正確に一致させることは難しい。
　このため、一般的には、同期電動機１を初めて運転する前に、磁極位置の原点と磁極位置センサ２の出力信号の原点との間のずれ量、つまり磁極位置センサ２の出力側から見た磁極位置のずれ量を手動または自動的に検出してメモリに保存しておき、このずれ量を制御演算のアルゴリズムによって補正することが行われている。
　例えば、いわゆる電流引き込み方式により磁極位置のずれ量を検出し、通常運転時には前記ずれ量によって補正した磁極位置を用いて永久磁石型同期電動機を運転する技術として、特許文献１に記載された発明が知られている。図７は、この特許文献１に記載された磁極位置検出方法を示すフローチャートである。
　すなわち、図７において、始めに磁極位置（位相）θ０を仮想的に０［ｄｅｇ］に固定し、永久磁石型同期電動機の電機子巻線にｄ軸方向に直流電流（ｄ軸電流Ｉｄ）を流す（ステップＳ１）。このとき、回転子（永久磁石）の実際の磁極位置が０［ｄｅｇ］と一致していない場合には、ｄ軸電流Ｉｄによる磁束の方向と回転子による磁束の方向が一致しないため、回転トルクが発生する。この回転トルクにより、回転子はｄ軸電流Ｉｄによる磁束の方向と一致するまで回転する。その結果、回転子の磁極がｄ軸電流Ｉｄに引き込まれ、最終的には回転子の磁極位置が仮想のｄ軸に一致して引き込みが完了する（ステップＳ２ Ｙｅｓ）。この時点で、回転子の磁極位置は０［ｄｅｇ］にあることになり、そのときの磁極位置センサ（エンコーダ）のカウンタ値Ｎ１を読み込む（ステップＳ３）。
　次に、回転子を回転させ（ステップＳ４）、仮想のｄ軸からエンコーダの原点パルスが検出されるまでの回転角度をカウンタ値Ｎ２として検出する（ステップＳ５ Ｙｅｓ，ステップＳ６）。このときのカウンタ値Ｎ２と前記カウンタ値Ｎ１との差Ｎｄｉｆを求めると、この差Ｎｄｉｆは、エンコーダの出力信号の原点と回転子の磁極位置の原点とのずれ量に相当する値となる（ステップＳ７）。次に、この差Ｎｄｉｆを電気角の位相差に換算するため、換算係数ＫをＮｄｉｆに乗じて位相差θｄｉｆを求める（ステップＳ８）。
　この位相差θｄｉｆをメモリに記憶させておき、永久磁石型同期電動機の通常運転時には、エンコーダの原点パルスを検出する都度、検出された磁極位置θ０に位相差θｄｉｆを加算して磁極位置合わせを行ない、ずれ量を補正した真の磁極位置θを求めてベクトル制御に用いるものである（ステップＳ９）。
特開平１１－２５２９７２号公報（段落［０００６］，［０００７］、図２等）
　ここで、永久磁石型同期電動機（以下、単に同期電動機ともいう）の電流の基本式は、数式１によって表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 但し、Ｉｄ：ｄ軸電流
　　　Ｉｑ：ｑ軸電流
　　　Ｉａ：同期電動機の相電流（実効値）
　　　　β：電流位相角
　また、同期電動機の出力トルクは数式２によって表され、数式２は、数式１を用いて数式３のように変形することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 但し、Ｐｎ：同期電動機の極対数
　　　　Ψａ：一相あたりの永久磁石による電機子鎖交磁束の実効値
　　　　Ｌｄ：同期電動機のｄ軸インダクタンス
　　　　Ｌｑ：同期電動機のｑ軸インダクタンス
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　数式３の出力トルクＴは、数式４に示すマグネットトルクＴｍと数式５に示すリラクタンストルクＴｒとの和（Ｔ＝Ｔｍ＋Ｔｒ）である。ここで、マグネットトルクＴｍは電機子巻線による回転磁界と回転子の磁極との吸引力または反発力によるものであり、リラクタンストルクＴｒは、ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスとの差によるものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　同期電動機の相電流が一定である場合、各トルクＴ，Ｔｍ，Ｔｒは、電流位相角βに依存して図３のようになる。
　前述した特許文献１等の従来技術において、所定の直流電流を流して引き込み動作を行う場合には、Ｉｑ＝０、かつＩｄ＞０である。数式１から分かるように、このような場合には、電流位相角βが－９０［ｄｅｇ］となる。引き込み電流を通流すると、電流位相角βが－９０［ｄｅｇ］の位置以外に回転子の磁極がある場合は引き込みトルクが発生し、電流位相角βが－９０［ｄｅｇ］の位置に回転子の磁極がある場合は引き込みトルクがゼロとなる。つまり、最終的に、回転子の磁極は電流位相角βが－９０［ｄｅｇ］の位置に引き込まれ、停止する。
　一方、前述したように、同期電動機の出力トルクＴはマグネットトルクＴｍとリラクタンストルクＴｒとの和である。図３から明らかなように、電流位相角βが－９０［ｄｅｇ］の近辺において、マグネットトルクＴｍは電流位相角βの増加に伴って大きくなるのに対して、リラクタンストルクＴｒは電流位相角βの増加に伴って小さくなる。また、引き込み電流の大きさによって出力トルクＴの大きさが変化し、出力トルクＴに占めるマグネットトルクＴｍとリラクタンストルクＴｒとの割合も変化する。
　このため、永久磁石型同期電動機の仕様や特性により、電流位相角βが－９０［ｄｅｇ］の近辺では、出力トルクＴと電流位相角βとの間に単調増加の関係が失われ、出力トルクＴがゼロとなる電流位相角が複数存在する場合がある。
　このような場合、例えば図４に示すように、回転子の磁極は最終的に電流位相角が－９０［ｄｅｇ］となる点Ｐ０に引き込まれず、その前後で出力トルクＴがゼロとなる点Ｐ１または点Ｐ２に引き込まれてしまう。これらの点Ｐ１，Ｐ２では、回転子の磁極位置の原点がｄ軸方向と一致していないため、このときの磁極位置センサのカウンタ値を基準として求めたずれ量を用いて磁極位置合わせを行うと、真の磁極位置との間に大きな誤差を生じることになる。
　そこで、本発明の解決課題は、正確な磁極位置合わせを行って真の磁極位置を検出可能とした、永久磁石型同期電動機の磁極位置検出装置を提供することにある。
　上記課題を解決するため、本発明は、電流引き込み動作により、永久磁石型同期電動機の回転子を構成する永久磁石の磁極位置の原点と磁極位置センサの出力信号の原点との間のずれ量を検出し、このずれ量により磁極位置センサの出力信号を補正して真の磁極位置を検出する磁極位置検出装置を対象としている。
　まず、請求項１に係る発明は、電動機の一相当たりの永久磁石による電機子鎖交磁束の実効値Ψａと、前記電動機のインダクタンスの構成成分であって、仮想の磁束軸方向のｄ軸インダクタンスＬｄと、磁束軸方向に直交する方向のｑ軸インダクタンスＬｑと、を用いて、Ｉａ＜Ψａ／（Ｌｑ－Ｌｄ）となる相電流Ｉａを演算する引き込み電流演算部と、相電流Ｉａからｄ軸電流を演算するＩｄ演算部と、を備えている。
　そして、ｄ軸電流を電機子巻線に通流して回転子を磁束軸方向に引き込むことにより、電流引き込み動作を行うものである。
　また、請求項２に係る発明は、前記実効値Ψａとｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとを用いて、Ｉａ＝Ψａ／２（Ｌｑ－Ｌｄ）となる相電流Ｉａを演算する引き込み電流演算部と、相電流Ｉａからｄ軸電流を演算するＩｄ演算部と、を備え、ｄ軸電流を電機子巻線に通流して回転子を磁束軸方向に引き込むことにより、電流引き込み動作を行うものである。
　請求項３に係る発明は、前記実効値Ψａとｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとを用いて、Ｉａ＝Ψａ／２（Ｌｑ－Ｌｄ）となる相電流Ｉａを演算する引き込み電流演算部と、電動機の電機子が許容する最大電流と、電動機の電機子巻線に電流を流すためのインバータが許容する最大電流と、相電流Ｉａの何れか小さい電流値から磁束軸方向のｄ軸電流を演算するＩｄ演算部と、を備え、ｄ軸電流を電機子巻線に通流して回転子を磁束軸方向に引き込むことにより、電流引き込み動作を行うものである。
　更に、請求項４に係る発明は、Ψａ／（Ｌｑ－Ｌｄ）を最大電流値とし、この最大電流値から所定の最小電流値に至る範囲で変化する相電流Ｉａを演算する引き込み電流演算部と、相電流Ｉａからｄ軸電流を演算するＩｄ演算部と、を備えている。
　そして、ｄ軸電流を電機子巻線に通流して相電流Ｉａの位相角に対する回転子のトルクの傾きが最大になる位置に回転子を引き込むことにより、電流引き込み動作を行うものである。
　請求項５に係る発明は、Ψａ／（Ｌｑ－Ｌｄ）を最大電流値とし、この最大電流値から所定の最小電流値に至る範囲で変化する相電流Ｉａを演算する引き込み電流演算部と、電動機の電機子が許容する最大電流と、電動機の電機子巻線に電流を流すためのインバータが許容する最大電流と、相電流Ｉａの何れか小さい電流値から磁束軸方向のｄ軸電流を演算するＩｄ演算部と、を備え、ｄ軸電流を電機子巻線に通流して相電流Ｉａの位相角に対する回転子のトルクの傾きが最大になる位置に回転子を引き込むことにより、電流引き込み動作を行うものである。
　本発明によれば、引き込み電流の大きさを適切に設定することにより、回転子の磁極をｄ軸方向に正確に引き込んで磁極位置合わせを行うことが可能であり、これによって真の磁極位置を高精度に検出することができる。
本発明の実施形態及び従来技術が適用される永久磁石型同期電動機の駆動システムの構成図である。 図１におけるインバータ制御装置の構成を示すブロック図である。 永久磁石型同期電動機の電流位相角と出力トルクとの関係を示す説明図である。 永久磁石型同期電動機の電流位相角と出力トルクとの関係を示す図である。 最大電流値、最適電流値、最小電流値における電流位相角と出力トルクとの関係を示す図である。 本発明の各実施形態の作用を概念的に示す機能ブロック図である。 特許文献１に記載された磁極位置検出方法を示すフローチャートである。
　以下、図に沿って本発明の第１実施形態を説明する。
　前述したように、永久磁石型同期電動機の回転子の磁極は、図４において電流位相角βが－９０［ｄｅｇ］となる点Ｐ０に引き込まれるため、このβ＝－９０［ｄｅｇ］近辺において、出力トルクＴが電流位相角βの単調増加関数であることが必要である。
　出力トルクＴがβ＝－９０［ｄｅｇ］近辺において電流位相角βの単調増加関数になるための条件は、以下の通りである。
　まず、数式３の出力トルクＴの計算式を、β＝－９０［ｄｅｇ］において電流位相角βにより偏微分すると、数式６を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　出力トルクＴが電流位相角βの単調増加関数になる条件は、数式７に示すように、数式６が正の値になることであり、また、数式７から数式８が導かれる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　第１実施形態では、数式８の条件を満たすような引き込み電流Ｉａを永久磁石型同期電動機の電機子巻線に通流することにより、回転子の磁極を引き込む。これにより、電流位相角βが－９０［ｄｅｇ］の近辺で、図４のように出力トルクＴがゼロとなる点が複数存在することがなく、回転子の磁極は電流位相角が－９０［ｄｅｇ］となる位置に引き込まれる。従って、回転子の磁極はｄ軸方向に一致した状態で停止することになる。
　このため、例えば従来技術と同様の方法によって実際の磁極位置のずれ量を検出することができ、同期電動機の通常の運転時には、磁極位置センサ２により検出した磁極位置を前記ずれ量により補正して磁極位置合わせを行うことにより、真の磁極位置θを検出することが可能になる。
　なお、電動機によってはＬｑ－Ｌｄが小さくなり、数式８を満たすＩａが電動機の最大許容電流、またはインバータの最大出力電流を超えることも考えられるが、その際はＩａを電動機の最大許容電流及びインバータ最大出力電流に制限すればよい。
　次に、本発明の第２実施形態を説明する。
　回転子の磁極位置を電流位相角βが－９０［ｄｅｇ］の位置に引き込むためには、トルクが発生する必要がある。しかし、－９０［ｄｅｇ］の位置では、引き込むトルクがゼロになるため、厳密に言えば、回転子の磁極位置は電流位相角βが－９０［ｄｅｇ］の近くに停止してしまい、磁極位置合わせの誤差となる。この誤差の大きさは、外部の摩擦トルクやコギングトルク、及び、引き込み電流の大きさによって異なるものである。
　しかしながら、引き込み電流の大きさを最適化すれば、上記の誤差を小さくすることが可能である。
　磁極位置合わせの誤差を小さくするためには、電流位相角βの変化分に対して出力トルクＴの変化分が最大になれば良く、言い換えれば、数式６に示した偏微分値が最大になれば良い。つまり、数式６が最大となるような相電流Ｉａを求めて引き込み電流とすれば良い。
　数式６をＩａにより偏微分した値を０とおくと、数式９が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　よって、最適な相電流Ｉａは数式１０となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　図５は、数式８により計算したＩａの最大値（最大電流値）、数式１０により計算した最適電流値、及び、所定の最小電流値における、電流位相角βと出力トルクＴとの関係を示している。
　図５から明らかなように、数式１０により計算した最適電流値では、電流位相角βが－９０［ｄｅｇ］の位置において出力トルク曲線の傾きが最も大きい。つまり、β＝－９０［ｄｅｇ］付近における電流位相角の変化分に対する出力トルクの変化分が大きいため、磁極位置合わせの誤差が最小になる。よって、数式１０の最適電流値Ｉａを用いて回転子を引き込むことが望ましい。
　なお、電動機によってはＬｑ－Ｌｄが小さくなり、数式１０を満たすＩａが電動機の最大許容電流、またはインバータ最大出力電流を超えることも考えられるが、その際はＩａを電動機の最大許容電流及びインバータ最大出力電流に制限すればよい。
　次いで、本発明の第３実施形態を説明する。
　前述した第２実施形態によれば、磁極位置合わせの誤差を少なくする最適電流値を算出することが可能である。しかし、一般的に、対象とする永久磁石型同期電動機の各種パラメータであるΨａ，Ｌｄ，Ｌｑを正確に測定することは難しいと共に、電機子巻線に引き込み電流を通流するときに、同期電動機の内部に磁気飽和が発生して上記の各種パラメータが変化するおそれもある。このため、数式１０の演算により最適電流値を正確に算出することは困難である。
　そこで、第３実施形態では、引き込み電流の大きさを、所定の最小電流値から、数式８による最大電流値（すなわちΨａ／（Ｌｑ－Ｌｄ））に至る範囲で自動的に少しずつ変化（増加または減少）させ、電流位相角の変化分に対する出力トルクの変化分が最も大きくなった時点の電流値を用いて引き込み電流を決定することにより、最終的に、磁極位置を電流位相角βが－９０［ｄｅｇ］に最も近い位置に引き込むことができる。
　なお、図６は、本発明の各実施形態の作用を概念的に示す機能ブロック図であり、例えば図１のインバータ制御装置３が所定のプログラムを実行することにより実現されるものである。
　図６において、引き込み電流演算部１０１は、Ψａ，Ｌｄ，Ｌｑを用いて、第１実施形態における数式８により、Ψａ／（Ｌｑ－Ｌｄ）より小さい引き込み電流Ｉａ１を求める。また、引き込み電流演算部１０２は、Ψａ，Ｌｄ，Ｌｑを用いて、第２実施形態における数式１０により、最適電流値としての引き込み電流Ｉａ２（＝Ψａ／２（Ｌｑ－Ｌｄ））を求める。更に、引き込み電流演算部１０３は、第３実施形態にて説明したように、Ψａ／（Ｌｑ－Ｌｄ）を最大値とし、Ｉａｍｉｎを最小電流値とする範囲内で引き込み電流の大きさを変化させ、電流位相角βに対する出力トルクＴの傾きが最も大きくなる電流値を引き込み電流Ｉａ３として決定する。
　引き込み電流選択部１０４では、上記の引き込み電流Ｉａ１，Ｉａ２，Ｉａ３の何れかを選択し、選択した引き込み電流Ｉａ（Ｉａ１，Ｉａ２，Ｉａ３の何れか）から、Ｉｄ演算部１０４ａが前記数式１によりｄ軸電流を求めてその指令値Ｉｄ ＊通りのｄ軸電流を電機子巻線に流すように、インバータ４の半導体スイッチング素子を制御する。
　図６に示した構成により、所望の実施形態に応じたｄ軸電流を電機子巻線に通流させ、電流引き込み動作を行わせることができる。
　なお、電動機によってはＬｑ－Ｌｄが小さくなり、Ｉａが電動機の最大許容電流、またはインバータ最大出力電流を超えることも考えられるが、その際はＩａを電動機の最大許容電流及びインバータ最大出力電流に制限すればよい。
　各実施形態では、仮想のｄ軸を固定して引き込み電流を通流する場合について説明したが、ｄ軸を一定の速度で回転させた状態で引き込み電流を通流する場合やその他の電流引き込み方式に対しても、本発明を利用することができる。
１：永久磁石型同期電動機
２：磁極位置センサ
３：インバータ制御装置
３０，３５，３６：電流調節器
３１：速度調節器
３２：電流指令演算器
３３，３４：減算器
３７，３８：座標変換器
３９：微分演算器
４：ＰＷＭインバータ
４２，４３：電流検出器
１０１，１０２，１０３：引き込み電流演算部
１０４：引き込み電流選択部
１０４ａ：Ｉｄ演算部

Claims (5)

  1. 　電流引き込み動作により、永久磁石型同期電動機の回転子を構成する永久磁石の磁極位置の原点と磁極位置センサの出力信号の原点との間のずれ量を検出し、このずれ量により前記磁極位置センサの出力信号を補正して真の磁極位置を検出する永久磁石型同期電動機の磁極位置検出装置において、
    　前記電動機の一相当たりの前記永久磁石による電機子鎖交磁束の実効値Ψａと、前記電動機のインダクタンスの構成成分であって、仮想の磁束軸方向のｄ軸インダクタンスＬｄと、前記磁束軸方向に直交する方向のｑ軸インダクタンスＬｑと、を用いて、Ｉａ＜Ψａ／（Ｌｑ－Ｌｄ）となる相電流Ｉａを演算する引き込み電流演算部と、
    　前記相電流Ｉａから前記磁束軸方向のｄ軸電流を演算するＩｄ演算部と、
    　を備え、
    　前記Ｉｄ演算部により演算した前記ｄ軸電流を前記電動機の電機子巻線に通流して前記回転子を前記磁束軸方向に引き込むことにより、前記電流引き込み動作を行うことを特徴とする永久磁石型同期電動機の磁極位置検出装置。
  2. 　電流引き込み動作により、永久磁石型同期電動機の回転子を構成する永久磁石の磁極位置の原点と磁極位置センサの出力信号の原点との間のずれ量を検出し、このずれ量により前記磁極位置センサの出力信号を補正して真の磁極位置を検出する永久磁石型同期電動機の磁極位置検出装置において、
    　前記電動機の一相当たりの前記永久磁石による電機子鎖交磁束の実効値Ψａと、前記電動機のインダクタンスの構成成分であって、仮想の磁束軸方向のｄ軸インダクタンスＬｄと、前記磁束軸方向に直交する方向のｑ軸インダクタンスＬｑと、を用いて、Ｉａ＝Ψａ／２（Ｌｑ－Ｌｄ）となる相電流Ｉａを演算する引き込み電流演算部と、
    　前記相電流Ｉａから前記磁束軸方向のｄ軸電流を演算するＩｄ演算部と、
    　を備え、
    　前記Ｉｄ演算部により演算した前記ｄ軸電流を前記電動機の電機子巻線に通流して前記回転子を前記磁束軸方向に引き込むことにより、前記電流引き込み動作を行うことを特徴とする永久磁石型同期電動機の磁極位置検出装置。
  3. 　電流引き込み動作により、永久磁石型同期電動機の回転子を構成する永久磁石の磁極位置の原点と磁極位置センサの出力信号の原点との間のずれ量を検出し、このずれ量により前記磁極位置センサの出力信号を補正して真の磁極位置を検出する永久磁石型同期電動機の磁極位置検出装置において、
    　前記電動機の一相当たりの前記永久磁石による電機子鎖交磁束の実効値Ψａと、前記電動機のインダクタンスの構成成分であって、仮想の磁束軸方向のｄ軸インダクタンスＬｄと、前記磁束軸方向に直交する方向のｑ軸インダクタンスＬｑと、を用いて、Ｉａ＝Ψａ／２（Ｌｑ－Ｌｄ）となる相電流Ｉａを演算する引き込み電流演算部と、
    　前記電動機の電機子が許容する最大電流と、前記電動機の電機子巻線に電流を流すためのインバータが許容する最大電流と、前記相電流Ｉａの何れか小さい電流値から前記磁束軸方向のｄ軸電流を演算するＩｄ演算部と、
    　を備え、
    　前記Ｉｄ演算部により演算した前記ｄ軸電流を前記電動機の電機子巻線に通流して前記回転子を前記磁束軸方向に引き込むことにより、前記電流引き込み動作を行うことを特徴とする永久磁石型同期電動機の磁極位置検出装置。
  4. 　電流引き込み動作により、永久磁石型同期電動機の回転子を構成する永久磁石の磁極位置の原点と磁極位置センサの出力信号の原点との間のずれ量を検出し、このずれ量により前記磁極位置センサの出力信号を補正して真の磁極位置を検出する永久磁石型同期電動機の磁極位置検出装置において、
    　前記電動機の一相当たりの前記永久磁石による電機子鎖交磁束の実効値Ψａと、前記電動機のインダクタンスの構成成分であって、仮想の磁束軸方向のｄ軸インダクタンスＬｄと、前記磁束軸方向に直交する方向のｑ軸インダクタンスＬｑと、を用いて演算したΨａ／（Ｌｑ－Ｌｄ）を最大電流値とし、この最大電流値から所定の最小電流値に至る範囲で変化する相電流Ｉａを演算する引き込み電流演算部と、
    　前記相電流Ｉａから前記磁束軸方向のｄ軸電流を演算するＩｄ演算部と、
    　を備え、
    　前記ｄ軸電流を前記電機子巻線に通流して前記相電流Ｉａの位相角に対する前記回転子のトルクの傾きが最大になる位置に前記回転子を引き込むことにより、前記電流引き込み動作を行うことを特徴とする永久磁石型同期電動機の磁極位置検出装置。
  5. 　電流引き込み動作により、永久磁石型同期電動機の回転子を構成する永久磁石の磁極位置の原点と磁極位置センサの出力信号の原点との間のずれ量を検出し、このずれ量により前記磁極位置センサの出力信号を補正して真の磁極位置を検出する永久磁石型同期電動機の磁極位置検出装置において、
    　前記電動機の一相当たりの前記永久磁石による電機子鎖交磁束の実効値Ψａと、前記電動機のインダクタンスの構成成分であって、仮想の磁束軸方向のｄ軸インダクタンスＬｄと、前記磁束軸方向に直交する方向のｑ軸インダクタンスＬｑと、を用いて演算したΨａ／（Ｌｑ－Ｌｄ）を最大電流値とし、この最大電流値から所定の最小電流値に至る範囲で変化する相電流Ｉａを演算する引き込み電流演算部と、
    　前記電動機の電機子が許容する最大電流と、前記電動機の電機子巻線に電流を流すためのインバータが許容する最大電流と、前記相電流Ｉａの何れか小さい電流値から前記磁束軸方向のｄ軸電流を演算するＩｄ演算部と、
    　を備え、
    　前記ｄ軸電流を前記電機子巻線に通流して前記相電流Ｉａの位相角に対する前記回転子のトルクの傾きが最大になる位置に前記回転子を引き込むことにより、前記電流引き込み動作を行うことを特徴とする永久磁石型同期電動機の磁極位置検出装置。
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