JP2014158357A - ステッピングモータの電流ベクトル制御装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】ステッピングモータ1のロータ回転速度の増加に伴って誘起される誘起電圧の増加に対して電流ベクトル制御部5が界磁電流Idを制御することでサーボ制御部4の指令トルクに見合った回転トルクに制御する。
【選択図】図1
Description
Vr=Kr×ω×N+Ld×Id×ω×N ・・・ 式(1)
Vr : 誘起電圧[V]
Kr : 誘起電圧定数[V/(rad/s)] (モータを一定速度で回転させて計測)
ω : 電気角速度[rad/s]
N : 磁極数[極]
Ld : D軸インダクタンス(巻線インダクタンス)[H]
Id : 界磁電流[A]
Kr=Vr/(ω×N)
一例として、テスト用のステッピングモータを500rpmで回転した場合に発生する電圧は約12.5V(25Vpp)であり、その場合の誘起電圧Krは
Kr=12.5/(2π×500/60×50)≒0.00478
となる、つまりモータの電源電圧を24[V]とすればモータの最高回転速度は
MaxSpeed=24/0.00478≒5026.55[rad/s]
となり、r/m(rpm)に換算すると
5026.55/(2π×50)×60≒960[rpm]
となる。よって、このモータを24[V]のモータ電源で駆動した場合は960rpm以上に回転速度が上がらない。
ロータの回転に伴って発生する誘起電圧Vrはロータの電気角速度に比例して発生する電圧(式(1)前段)と、界磁インダクタンス・界磁電流・電気角速度で発生する電圧(式(1)後段)の総和であり、界磁電流(Id)にマイナスの電流を流す(弱め界磁する)事により、回転によって発生する誘起電圧を抑制し、より高い回転速度まで回転させることが可能となる。また弱め界磁制御は、電流ベクトル制御によって界磁電流(Id)及びトルク電流(Iq)をそれぞれ独立して制御することによって可能となる。
また、本来の弱め界磁とはロータ側のコイル電流を下げて界磁を弱める制御を指すが、ロータに永久磁石を用いたモータの場合はステータコイルの電流を制御することで等価的に弱め界磁を実現しており、本来の弱め界磁(ロータの界磁を減らす)と区別して「弱め磁束制御」と呼ぶ場合もある。
尚、ステッピングモータではないが、誘導電動機のベクトル制御システムとしては、以下のものが知られている(特許文献1参照)。
また、ロータの回転速度に応じて単純に誘起電圧を打ち消すような弱め界磁では、ロータの回転速度が高まると弱め界磁電流が増えて速度が高まり、更に弱め界磁電流が増えると言うように界磁電流値が正帰還的に増大してしまい、トルク指令(q軸指令)に追従できなくなる(トルク指令とは異なる正帰還のフィードバックで速度が高まり暴走する)。
また、特許文献1のように、界磁制御に何らかの閾値(基準値)を設けるとすれば、閾値(基準値)が妥当であることを実証しなければならないが、適用範囲が限られないFA(ファクトリーオートメーション)用モータドライバにおいては、このような閾値(基準値)を決定することができない。
ステッピングモータのロータに指令トルクを発生させるトルク指令を出力し、ロータの回転で誘起される誘起電圧Vrのモータ電源電圧Vmに対する比率を界磁電流補正係数として出力するサーボ制御部と、前記ロータ回転位置で計測された電流計測値から座標軸変換を行ってモータトルク電流Iq及び界磁電流Idを各々算出し、トルク指令電流QAとモータトルク電流Iqとの偏差Δqを演算処理してトルク電圧指令信号Vqを生成し並びに前記偏差Δqと前記界磁電流補正係数との積により算出される界磁指令電流Qdと界磁電流Idとの偏差を演算処理することにより界磁電圧指令信号Vdを生成する電流ベクトル制御部と、を具備し、前記ステッピングモータのロータ回転速度の増加に伴って誘起される誘起電圧Vrの増加に対して前記電流ベクトル制御部が界磁電流Idを弱めるように前記界磁電圧指令信号Vdを生成することで前記サーボ制御部の指令トルクに見合った回転トルクに制御することを特徴とする。
また、サーボ制御部は、ロータの回転によって誘起される誘起電圧Vrのモータ電源電圧Vmに対する比率である界磁電流補正係数を出力し、電流ベクトル制御部は、トルク指令電流QAとモータトルク電流Iqとの偏差Δqと界磁電流補正係数との積により算出される界磁指令電流Qdと界磁電流Idとの偏差を演算処理することにより界磁電圧指令信号Vdを生成するので、モータが低速回転時から弱め界磁制御が作用して電力効率が低下するのを防ぎ、低速域から高速域までモータ電源電圧による界磁電流追従特性を改善することができる。
Vr=Kr×ω×N+Ld×Id×ω×N・・・式(1)
Kr : 誘起電圧定数[V/(rad/s)]
ω : 電気角速度[rad/s]
N : 磁極数[極]
Ld : 巻線インダクタンス
で定義される場合であって、
Δq=QA−Iq・・・式(2)
で定義される前記式(2)に基づいて前記トルク指令電流QAとモータトルク電流Idとのトルク電流の偏差Δqが算出され、
Kn=Vr/Vm ・・・ 式(3)
Qd=−|Δq|×Kn・・・式(4)
Vr : 回転速度に比例した誘起電圧[V]
Vm : モータ電源電圧[V]
Kn : 界磁電流補正係数[倍]
で定義される前記式(3)に基づいて算出された前記界磁電流補正係数Knと前記式(2)で算出された前記偏差Δqを用いて前記式(4)に基づいて前記界磁指令電流Qdが算出されて、前記界磁指令電流Qdと前記界磁電流Idとの偏差を比例積分処理することで界磁電圧指令信号Vdが生成されて前記式(1)の界磁電流Idの値が更新され、前記誘起電圧Vrの弱め界磁制御が行なわれることが望ましい。
二相ステッピングモータ1は、例えばPM型においてはロータヨークに永久磁石を設けた永久磁石ロータと、ステータコアの極歯の回りにモータコイルを巻き付けられたステータと、モータ軸に連結してロータの回転位置及び回転速度を検出するエンコーダ2(回転検出部)を備えている。エンコーダ2を用いることで、高信頼性(脱調レス)を実現している。尚、エンコーダ2に変えてホールIC等の磁極センサを設けてもよい。本実施例では二相ステッピングモータ1であるため、ステータには電気角で位相が90度異なるA相コイルとB相コイルが巻き付けられている。各相コイルには、後述するモータドライバ回路により所定のタイミングでモータ電流が流れる。
また、モータ電力制御部6には、モータ駆動電源としてはA/D変換された例えば24V〜48Vのモータ駆動電圧が供給される。また、モータドライバ回路を異常電圧から保護するため過電圧保護回路8が接続されている。
サーボ制御部4は、上位コントローラからの指令により、指令トルクを計算してトルク指令電流QAを電流ベクトル制御部5へ出力する。また、エンコーダから検出されたロータ回転速度から誘起電圧Vrを計算し、電源電圧Vmとの比である界磁電流補正計数Kn(=Vr/Vm)を算出して電流ベクトル制御部5へ出力する。
上記トルク指令電流QA及び界磁電流補正計数Knは電流ベクトル制御部5へ入力される。
ロータの回転によって誘起される誘起電圧Vrが
Vr=Kr×ω×N+Ld×Id×ω×N・・・式(1)
(誘起電圧分) (界磁電流に比例して発生する誘起電圧分)
Kr : 誘起電圧定数[V/(rad/s)]
ω : 電気角速度[rad/s]
N : 磁極数[極]
Ld : 巻線インダクタンス
で定義される。
Δq=QA−Iq・・・式(2)
で定義される式(2)で算出され、
Kn=Vr/Vm ・・・ 式(3)
Qd=−|Δq|×Kn・・・式(4)
Vr : 回転速度に比例した誘起電圧[V]
Vm : モータ電源電圧[V]
Kn : 界磁電流補正係数[倍]
で定義される式(3)に基づいて算出された界磁電流補正係数Knと式(2)で算出された偏差Δqを用いて、式(4)に基づいて界磁指令電流Qdが算出される。
この界磁指令電流Qdと界磁電流Idとの偏差を比例積分処理することで界磁電圧指令信号Vdが生成されて式(1)の界磁電流Idの値が更新され、全体として誘起電圧Vrの値が抑えられる。
また、電流ベクトル制御部5が界磁指令電流Qdを算出する際に、トルク指令電流QAとモータトルク電流Iqとの偏差Δqの絶対値を用いることで、例えばモータトルク電流Iqがトルク指令電流QAより小さくなると、弱め界磁電流Idが増えて速度が高まり、更に弱め界磁電流Idが増えると言うように界磁電流値が正帰還的に増大してしまい、指令トルクに追従できなくなるのを防ぐことができる。
以上の結果から今回開発した電流ベクトル制御装置3によって、低速から高速までトルク指令のみで安定してステッピングモータの電流ベクトル制御ができることが証明できた。
Claims (3)
- ステッピングモータのロータに指令トルクを発生させるトルク指令を出力し、ロータの回転で誘起される誘起電圧Vrのモータ電源電圧Vmに対する比率を界磁電流補正係数として出力するサーボ制御部と、
前記ロータ回転位置で計測された電流計測値から座標軸変換を行ってモータトルク電流Iq及び界磁電流Idを各々算出し、トルク指令電流QAとモータトルク電流Iqとの偏差Δqを演算処理してトルク電圧指令信号Vqを生成し並びに前記偏差Δqと前記界磁電流補正係数との積により算出される界磁指令電流Qdと界磁電流Idとの偏差を演算処理することにより界磁電圧指令信号Vdを生成する電流ベクトル制御部と、を具備し、
前記ステッピングモータのロータ回転速度の増加に伴って誘起される誘起電圧Vrの増加に対して前記電流ベクトル制御部が界磁電流Idを弱めるように前記界磁電圧指令信号Vdを生成することで前記サーボ制御部の指令トルクに見合った回転トルクに制御することを特徴とするステッピングモータの電流ベクトル制御装置。 - 前記電流ベクトル制御部は、
前記ステッピングモータのロータ位置を検出し各相モータコイルに流れる絶対座標系の電流計測値が回転座標系のモータトルク電流Iqと界磁電流Idに座標軸変換される第1の座標軸変換部と、
前記サーボ制御部のトルク指令に基づいて出力されたトルク指令電流QAと前記第1の座標変換部で得られたモータトルク電流Iqとの偏差Δqを用いて演算処理することでトルク電圧指令信号Vqが生成されると共に、前記偏差Δqの絶対値と前記界磁補正指令により算出された界磁指令電流Qdと前記第1の座標変換部で得られた界磁電流Idとの偏差を演算処理することで界磁電圧指令信号Vdが生成される指令電圧生成部と、
前記指令電圧生成部で生成された前記トルク電圧指令信号Vq及び前記界磁電圧指令信号Vdが回転座標系から絶対座標系へ各々座標軸変換される第2の座標軸変換部と、
前記第2の座標軸変換部で得られた電圧指令値に基づいて前記ロータ回転位置に応じて指令電圧を出力するモータ電力制御部と、を具備している請求項1記載のステッピングモータの電流ベクトル制御装置。 - 前記電流ベクトル制御部は、ロータの回転によって誘起される誘起電圧Vrが
Vr=Kr×ω×N+Ld×Id×ω×N・・・式(1)
Kr : 誘起電圧定数[V/(rad/s)]
ω : 電気角速度[rad/s]
N : 磁極数[極]
Ld : 巻線インダクタンス
で定義される場合であって、
Δq=QA−Iq・・・式(2)
で定義される前記式(2)に基づいて前記トルク指令電流QAとモータトルク電流Idとのトルク電流の偏差Δqが算出され、
Kn=Vr/Vm ・・・ 式(3)
Qd=−|Δq|×Kn・・・式(4)
Vr : 回転速度に比例した誘起電圧[V]
Vm : モータ電源電圧[V]
Kn : 界磁電流補正係数[倍]
で定義される前記式(3)に基づいて算出された前記界磁電流補正係数Knと前記式(2)で算出された前記偏差Δqを用いて前記式(4)に基づいて前記界磁指令電流Qdが算出されて、前記界磁指令電流Qdと前記界磁電流Idとの偏差を比例積分処理することで界磁電圧指令信号Vdが生成されて前記式(1)の界磁電流Idの値が更新され、前記誘起電圧Vrの弱め界磁制御が行なわれる請求項1又は請求項2記載のステッピングモータの電流ベクトル制御装置。
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