JP2020156225A - ステッピングモータの駆動回路およびその制御方法、それを用いた電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】逆起電圧定数ＫＥを測定可能な駆動回路を提供する。【解決手段】逆起電力検出回路２３０は、ステッピングモータ１０２のコイルに生ずる逆起電力ＶＢＥＭＦ１を検出する。回転数検出回路２３２は、ステッピングモータ１０２の回転数を取得する。演算部２９０は、回転数が安定したことを検出すると、そのときの回転数および逆起電力にもとづいて、逆起電力定数ＫＥを算出する。【選択図】図３

Description

本発明は、ステッピングモータの駆動技術に関する。

ステッピングモータは、電子機器、産業機械、ロボットにおいて広く採用される。ステッピングモータは、ホストコントローラが生成する入力クロックに同期して回転する同期モータであり、起動、停止、位置決めに優れた制御性を持っている。さらにステッピングモータは、オープンループでの位置制御が可能であり、またデジタル信号処理に適するという特性を有する。

図１は、従来のステッピングモータとその駆動回路を備えるモータシステムのブロック図である。ホストコントローラ２は、駆動回路４に対して、入力クロックＣＬＫを供給する。駆動回路４は、入力クロックＣＬＫと同期して、励磁位置を変化させる。

図２は、励磁位置を説明する図である。励磁位置は、ステッピングモータ６の２個のコイルＬ１，Ｌ２に流れるコイル電流（駆動電流）Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２の組み合わせとして把握される。図２には、８個の励磁位置１〜８が示されている。１相励磁では、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２に交互に電流が流れ、励磁位置２，４，６，８を遷移する。２相励磁では、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２の両方に電流が流れ、励磁位置１，３，５，７を遷移する。１−２相励磁は、１相励磁と２相励磁の組み合わせであり、励磁位置１〜８を遷移する。マイクロステップ駆動では、さらに励磁位置が細かく制御される。

通常状態において、ステッピングモータのロータは、入力クロックＣＬＫのパルス数に比例したステップ角ずつ同期して回転する。ところが、急な負荷変動や速度変化が生ずると同期が失われる。これを脱調という。ひとたび脱調すると、その後、ステッピングモータを正常に駆動するために特別な処理が必要となるため、脱調を防止することが望まれる。

そこで、脱調の可能性が高い加速時および減速時においては、速度変化に対して脱調が起こらない程度に十分大きい出力トルクが得られるように、駆動電流の目標値Ｉ_ＲＥＦを、固定的な値Ｉ_ＦＵＬＬに設定する（高トルクモード）。

特許文献５には、脱調を防止しつつ、出力トルク（すなわち電流量）をフィードバックし最適化することにより、消費電力を低減して効率を改善する技術が提案されている。

特開平９−１０３０９６号公報 特開２００４−１２０９５７号公報 特開２０００−１８４７８９号公報 特開２００４−１８０３５４号公報 特許第６２５８００４号公報

特許文献５に記載の技術では、コイル電流（駆動電流ともいう）Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２の振幅Ｉ_ＲＥＦを、フィードバック制御によって最適化し、脱調しない範囲で小さくすることにより、消費電力を低減している。より詳しくは、逆起電力にもとづいて負荷角φを推定し、推定した負荷角φが所定の目標値に近づくように、駆動電流の目標値Ｉ_ＲＥＦがフィードバック制御される。

負荷角φと逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦの関係式は、式（１）で与えられる。
Ｖ_ＢＥＭＦ＝ｃｏｓφ・ω・Ｋ_Ｅ …（１）
Ｋ_Ｅは逆起電力定数、ωは角速度（回転数、回転周波数）である。逆起電力定数Ｋ_Ｅはモータに固有の定数であり、予め測定して駆動回路のメモリに保持しておく必要がある。

しかしながらステッピングモータの種類ごと、あるいは固体ごとの逆起電力定数Ｋ_Ｅを予め測定しておくことは容易ではない。また、経年変化によって逆起電力定数Ｋ_Ｅが変化した場合に、負荷角φが誤って推定されることとなる。

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、逆起電力定数Ｋ_Ｅを測定可能な駆動回路の提供にある。

本発明のある態様は、ステッピングモータの駆動回路に関する。駆動回路は、ステッピングモータのコイルに生ずる逆起電力を検出する逆起電力検出回路と、ステッピングモータの回転数を取得する回転数検出回路と、回転数が安定したことを検出すると、そのときの回転数および逆起電力にもとづいて、逆起電力定数Ｋ_Ｅを算出する演算部と、を備える。

この態様によると、逆起電力定数Ｋ_Ｅを駆動回路において算出でき、予め測定する必要がなくなる。また経年変化で逆起電力定数Ｋ_Ｅが変化した場合も、変化後の値を取得することができる。

逆起電力定数の算出のために逆起電力を取得する際に、ステッピングモータは、第１所定量の駆動電流で駆動されてもよい。これによりステッピングモータを一定トルクで駆動し、逆起電力および回転数を安定化することができ、逆起電力定数Ｋ_Ｅの検出精度を高めることができる。

第１所定量は、ステッピングモータに始動時に供給される第２所定量の０．４〜０．６倍であってもよい。第１所定量を、負荷角φが所定値となるような値に設定することにより、逆起電力定数Ｋ_Ｅを正確に測定できる。起動時の第２所定量は、フルトルクに対応する電流量であってもよく、この場合、第１所定量はフルトルクの電流の０．４〜０．６倍程度となる。

第１所定量は、ｃｏｓφ＝１となるように規定するとよい。φは負荷角である。これにより逆起電力定数Ｋ_Ｅの計算処理を簡略化でき、ハードウェア構成を簡素化できる。

駆動回路は、コイルに流れるコイル電流の目標量を示す電流設定値を生成する電流値設定回路と、コイルに流れるコイル電流の検出値が電流設定値にもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号を生成する定電流チョッパ回路と、パルス変調信号に応じて、コイルに接続されるブリッジ回路を制御するロジック回路と、をさらに備えてもよい。

電流値設定回路は、ステッピングモータを高効率モードで駆動する際に、逆起電力および逆起電力定数Ｋ_Ｅにもとづいて、電流設定値をフィードバックにより生成してもよい。

電流値設定回路は、逆起電力および逆起電力定数Ｋ_Ｅにもとづいて負荷角を推定する負荷角推定部と、推定された負荷角が所定の目標角に近づくように、電流設定値を生成するフィードバック制御器と、を含んでもよい。

逆起電力定数Ｋ_Ｅは、駆動回路の電源投入のたびに算出されてもよい。

定電流チョッパ回路は、コイル電流の検出値を、電流設定値にもとづくしきい値と比較するコンパレータと、所定の周波数で発振するオシレータと、コンパレータの出力に応じてオフレベルに遷移し、オシレータの出力に応じてオンレベルに遷移するパルス変調信号を出力するフリップフロップと、を含んでもよい。

駆動回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。回路を１つのチップ上に集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、駆動回路により、逆起電力定数Ｋ_Ｅを取得できる。

従来のステッピングモータとその駆動回路を備えるモータシステムのブロック図である。 励磁位置を説明する図である。 実施の形態に係る駆動回路を備えるモータシステムのブロック図である。 図３の駆動回路の動作波形図である。 駆動回路の構成例を示す回路図である。 電流値設定回路の別の構成例を示す図である。 図７（ａ）〜（ｃ）は、駆動回路を備える電子機器の例を示す斜視図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。

（実施の形態）
図３は、実施の形態に係る駆動回路２００を備えるモータシステム１００のブロック図である。駆動回路２００は、ステッピングモータ１０２およびホストコントローラ２とともにモータシステム１００を構成する。ステッピングモータ１０２は、ＰＭ（Permanent Magnet）型、ＶＲ型（Variable Reluctance）型、ＨＢ（Hybrid）型であるとを問わない。

駆動回路２００の入力ピンＩＮには、ホストコントローラ２から入力クロックＣＬＫが入力される。また駆動回路２００の方向指示ピンＤＩＲには、時計回り（ＣＷ）、反時計回り（ＣＣＷ）を指示する方向指示信号ＤＩＲが入力される。

駆動回路２００は、入力クロックＣＬＫが入力されるたびに、方向指示信号ＤＩＲに応じた方向に、ステッピングモータ１０２のロータを所定角、回転させる。

駆動回路２００は、ブリッジ回路２０２＿１，２０２＿２、電流値設定回路２１０、逆起電力検出回路２３０、回転数検出回路２３２、定電流チョッパ回路２５０＿１，２５０＿２、ロジック回路２７０、演算部２９０を備え、ひとつの半導体基板上に一体集積化される。

本実施の形態において、ステッピングモータ１０２は２相モータであり、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２を含む。駆動回路２００の駆動方式は特に限定されず、１相励磁、２相励磁、１−２相励磁、あるいはマイクロステップ駆動（Ｗ１−２相駆動、２Ｗ１−２相駆動など）のいずれであってもよい。

第１チャンネルＣＨ１のブリッジ回路２０２＿１は、第１コイルＬ１と接続される。第２チャンネルＣＨ２のブリッジ回路２０２＿２は、ステッピングモータ１０２の第２コイルＬ２と接続される。

ブリッジ回路２０２＿１、２０２＿２はそれぞれ、４つのトランジスタＭ１〜Ｍ４を含むＨブリッジ回路である。ブリッジ回路２０２＿１のトランジスタＭ１〜Ｍ４は、ロジック回路２７０からの制御信号ＣＮＴ１にもとづいてスイッチングされ、それにより、第１コイルＬ１の電圧（第１コイル電圧ともいう）Ｖ_ＯＵＴ１がスイッチングされる。

ブリッジ回路２０２＿２は、ブリッジ回路２０２＿１と同様に構成され、そのトランジスタＭ１〜Ｍ４は、ロジック回路２７０からの制御信号ＣＮＴ２にもとづいてスイッチングされ、それにより、第２コイルＬ２の電圧（第２コイル電圧ともいう）Ｖ_ＯＵＴ２がスイッチングされる。

電流値設定回路２１０は、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを生成する。ステッピングモータ１０２の始動直後は、電流設定値Ｉ_ＲＥＦはある所定値（フルトルク設定値という）Ｉ_ＦＵＬＬに固定される。所定値Ｉ_ＦＵＬＬは、電流設定値Ｉ_ＲＥＦが取り得る範囲の最大値としてもよく、この場合、ステッピングモータ１０２はフルトルクで駆動される。この状態をフルトルクモードと称する。

ステッピングモータ１０２が安定的に回転しはじめると、言い換えると脱調のおそれが低下すると、高効率モードに遷移する。電流値設定回路２１０は高効率モードにおいて、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを、フィードバック制御により調整し、これにより消費電力を削減する。

逆起電力検出回路２３０は、ステッピングモータ１０２のコイルＬ１（Ｌ２）に生ずる逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}（Ｖ_{ＢＥＭＦ２}）を検出する。逆起電力の検出方法は特に限定されず、公知技術を用いればよい。一般的には逆起電力は、ある検出窓（検出区間）を設定し、コイルの両端をハイインピーダンスとし、そのときのコイルの電圧をサンプリングすることにより得ることができる。たとえば１相励磁や１−２相励磁では、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}（Ｖ_{ＢＥＭＦ２}）を、監視対象のコイルの一端（ブリッジ回路の出力）がハイインピーダンスとなる励磁位置（図２の２，４，６，８）ごとに、すなわち所定の励磁位置ごとに測定することができる。

定電流チョッパ回路２５０＿１は、第１コイルＬ１の通電中に、第１コイルＬ１に流れるコイル電流Ｉ_Ｌ１の検出値Ｉ_ＮＦ１が電流設定値Ｉ_ＲＥＦにもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ１を生成する。定電流チョッパ回路２５０＿２は、第２コイルＬ２に通電中に、第２コイルＬ２に流れるコイル電流Ｉ_Ｌ２の検出値Ｉ_ＮＦ２が電流設定値Ｉ_ＲＥＦに近づくようにパルス変調されるパルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ２を生成する。

ブリッジ回路２０２＿１，２０２＿２はそれぞれ、電流検出抵抗Ｒ_ＮＦを含み、電流検出抵抗Ｒ_ＮＦの電圧降下が、コイル電流Ｉ_Ｌの検出値となる。なお、電流検出抵抗Ｒ_ＮＦの位置は限定されず、電源側に設けてもよいし、ブリッジ回路の２つの出力の間に、コイルと直列に設けてもよい。

ロジック回路２７０は、パルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ１に応じて、第１コイルＬ１に接続されるブリッジ回路２０２＿１を制御する。またロジック回路２７０は、パルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ２に応じて、第２コイルＬ２に接続されるブリッジ回路２０２＿２を制御する。

ロジック回路２７０は、入力クロックＣＬＫが入力される度に、励磁位置を変化させ、電流を供給するコイル（もしくはコイルのペア）を切り替える。励磁位置は、第１コイルＬ１のコイル電流と第２コイルＬ２それぞれのコイル電流の大きさと向きの組み合わせとして把握される。励磁位置は、入力クロックＣＬＫのポジエッジのみに応じて遷移してもよいし、ネガエッジのみに応じて遷移してもよいし、それらの両方に応じて遷移してもよい。

電流値設定回路２１０は、モータの始動直後は、コイル電流の振幅を規定する電流設定値Ｉ_ＲＥＦを、フルトルクに相当する大きな値に固定し、モータが安定的に回転しはじめると、言い換えると脱調のおそれが低下すると、その後、高効率モードに遷移し、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを、フィードバック制御により調整する。

逆起電力検出回路２３０は、ステッピングモータ１０２のコイルＬ１（Ｌ２）に生ずる逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}（Ｖ_{ＢＥＭＦ２}）を検出する。

回転数検出回路２３２は、ステッピングモータ１０２の回転数（ω）を取得し、回転数ωを示す検出信号を生成する。たとえば回転数検出回路２３２は、回転数ωの逆数に比例する周期Ｔ（＝２π／ω）を測定し、周期Ｔを検出信号として出力してもよい。脱調が生じていない状況では、入力クロックＣＬＫの周波数（周期）は、ステッピングモータ１０２の回転数（周期）と比例する。したがって回転数検出回路２３２は、入力クロックＣＬＫ、またはそれにもとづいて生成される内部信号の周期を測定し、検出信号としてもよい。

演算部２９０は、回転数ω（周期Ｔ）が安定したことを検出すると、そのときの回転数ωおよび逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦにもとづいて、逆起電力定数Ｋ_Ｅを算出する。式（１）を変形すると、式（２）を得る。
Ｋ_Ｅ＝Ｖ_ＢＥＭＦ・ω^−１・（ｃｏｓφ）^−１
＝Ｖ_ＢＥＭＦ・Ｔ／２π・（ｃｏｓφ）^−１ …（２）
逆起電力定数Ｋ_Ｅの算出に必要な量Ｖ_ＢＥＭＦおよびＴは、負荷角φが所定値となるような状況において測定するとよい。周期Ｔを用いることで、除算を乗算に置き換えることができ、回路を簡素化できる。

好ましくは負荷角φ＝０°、すなわちｃｏｓφ＝１の状況において、逆起電力定数Ｋ_Ｅを算出するとよい。この場合、式（２）は式（３）に簡略化される。
Ｋ_Ｅ＝Ｖ_ＢＥＭＦ・Ｔ／２π …（３）

負荷角φ＝０°とするためには、ある程度大きなトルクでステッピングモータ１０２を駆動すればよい。そのために、定電流チョッパ回路２５０＿１，２５０＿２は、逆起電力定数Ｋ_Ｅを取得するための期間（パラメータ測定モードという）において、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを、逆起電力定数Ｋ_Ｅの取得用の第１所定量（検出用設定値という）Ｉ_ＭＥＡＳに設定するとよい。この値Ｉ_ＭＥＡＳは、始動時に使用される第２所定量（フルトルク設定値という）Ｉ_ＦＵＬＬより小さく定めればよい。たとえばＩ_ＭＥＡＳは、Ｉ_ＦＵＬＬの０．４〜０．６倍とすることができ、Ｉ_ＭＥＡＳ＝０．５×Ｉ_ＦＵＬＬとしてもよい。

演算部２９０が算出した逆起電圧定数Ｋ_Ｅは、高効率モードでステッピングモータ１０２を駆動するときのパラメータとして用いてもよい。また駆動回路２００は、逆起電圧定数Ｋ_Ｅを、ホストコントローラ２やその他の回路に出力可能であってもよい。

以上が駆動回路２００の構成である。続いて、その動作を説明する。図４は、図３の駆動回路２００の動作波形図である。駆動回路２００は、電源投入のたびに、逆起電力定数Ｋ_Ｅを測定してもよい。あるいはホストコントローラからの指示に応じて、逆起電力定数Ｋ_Ｅを測定するモードに移行してもよい。

時刻ｔ_０に、ホストコントローラ２から、入力クロックＣＬＫが供給される。入力クロックＣＬＫの周波数は、０から、ステッピングモータ１０２の目標回転数に応じた値に向かって増大していく（これを台形波駆動ともいう）。

ステッピングモータ１０２の始動直後において、フルトルクモードが選択され、電流値設定回路２１０は、電流設定値Ｉ_ＲＥＦをフルトルク設定値Ｉ_ＦＵＬＬとする。これにより、ステッピングモータ１０２がフルトルクで駆動され、入力クロックＣＬＫの周波数ｆの増加にともなって、ステッピングモータ１０２の回転数も増加していく。

時刻ｔ_１以降、入力クロックＣＬＫの周波数ｆが一定となる。演算部２９０は、回転数検出回路２３２によって検出される周期Ｔ（回転数）が一定であるか否かを判定する。たとえば連続して測定される複数Ｎ個の周期Ｔの誤差が所定範囲に含まれるときに、周期Ｔが一定と判定し、キャプチャ信号ＣＡＰＴＵＲＥをアサート（ハイ）する。時刻ｔ_２に、周期Ｔが一定であると判定されると、電流値設定回路２１０は電流設定値Ｉ_ＲＥＦを、検出用設定値Ｉ_ＭＥＡＳに切り替える。これによりｃｏｓφが１近傍に維持される。

演算部２９０は、このときの周期Ｔ（回転数ω）と逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦをキャプチャし、式（３）にもとづいて逆起電力定数Ｋ_Ｅを算出する。演算部２９０は、連続して測定される複数個の逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦの平均値を用いて、逆起電力定数Ｋ_Ｅを算出してもよい。

以上が駆動回路２００の動作である。この駆動回路２００によれば、逆起電力定数Ｋ_Ｅを高い精度で算出でき、予め測定する必要がなくなる。このことは、モータシステム１００の設計者の負担の軽減を意味する。

また経年変化で逆起電力定数Ｋ_Ｅが変化した場合も、変化後の値を取得することができる。後述のように逆起電力定数Ｋ_Ｅを利用して、負荷角φを推定する駆動回路においては、この利点は特に重要である。

図５は、駆動回路２００の構成例を示す回路図である。図５には、第１コイルＬ１に関連する部分のみが示される。

ロジック回路２７０は、入力クロックＣＬＫと同期して励磁位置を変化させる。ロジック回路２７０において、いくつかの中間信号が生成される。それらのうち、タイミング信号ＰＨＡＳＥ＿Ａ、ＰＨＡＳＥ＿Ｂは、出力ＯＵＴ１Ａがハイインピーダンスとなる期間あるいはタイミング、出力ＯＵＴ１Ｂがハイインピーダンスとなる期間あるいはタイミングを示す信号として利用できる。

逆起電力検出回路２３０は、タイミング信号ＰＨＡＳＥ＿Ａ，ＰＨＡＳＥ＿Ｂに応答して、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}を測定する。

回転数検出回路２３２は、カウンタ２３４を含む。カウンタ２３４は、タイミング信号ＰＨＡＳＥ＿Ａ、ＰＨＡＳＥ＿Ｂの少なくとも一方の周期Ｔを測定する。タイミング信号ＰＨＡＳＥ＿Ａ，ＰＨＡＳＥ＿Ｂの周期Ｔは、ステッピングモータ１０２の回転数に反比例する。

演算部２９０は、判定部２９１、メモリ２９３、平均回路２９５、演算器２９７を含む。判定部２９１は、回転数検出回路２３２による検出値Ｔを監視し、一定値に安定化したか否かを判定し、検出値Ｔの安定を検出すると、判定信号ＤＥＴをアサートする。判定信号ＤＥＴは、電流値設定回路２１０に供給される。電流値設定回路２１０は、この判定信号ＤＥＴのアサートをトリガーとして、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを、Ｉ_ＦＵＬＬからＩ_ＭＥＡＳに切り替える。また、安定化したときの検出値Ｔを、検出値Ｔｓとして出力する。

判定信号ＤＥＴのアサートをトリガーとして、所定回数分の逆起電力の検出信号Ｖ_{ＢＥＭＦ１}がメモリ２９３に取り込まれる。メモリ２９３は、たとえば３回分の検出信号Ｖ_{ＢＥＭＦ１}を保持してもよい。平均回路２９５は、メモリ２９３に格納される３個の検出信号Ｖ_{ＢＥＭＦ１}の平均値Ｖ_{ＢＥＭＦ１（ＡＶＥ）}を算出する。演算器２９７は、検出信号Ｖ_{ＢＥＭＦ１}の平均値Ｖ_{ＢＥＭＦ１（ＡＶＥ）}と判定部２９１において取得される周期Ｔｓにもとづいて、逆起電力定数Ｋ_Ｅを算出する。
Ｋ_Ｅ＝Ａ×Ｖ_{ＢＥＭＦ（ＡＶＥ）}・Ｔｓ …（３）
Ａは適切にスケーリングするための定数である。

電流値設定回路２１０は、フィードバックコントローラ２２０、フィードフォワードコントローラ２４０、マルチプレクサ２１２を含む。フィードフォワードコントローラ２４０は、始動開始直後のフルトルクモード、あるいはパラメータ測定モードにおいて使用される固定的な電流設定値Ｉｘ（＝Ｉ_ＦＵＬＬ or Ｉ_ＭＥＡＳ）を出力する。フィードフォワードコントローラ２４０は、判定部２９１からの判定信号ＤＥＴに応じて、出力Ｉｘの値をＩ_ＦＵＬＬからＩ_ＭＥＡＳに切り替える。

フィードバックコントローラ２２０は、高効率モードにおいてアクティブとなり、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦにもとづいてフィードバック制御される電流設定値Ｉｙを出力する。図５の駆動回路２００において、逆起電力定数Ｋ_Ｅは、高効率モードにおける電流設定値Ｉ_ＲＥＦの生成に利用される。

マルチプレクサ２１６は、駆動回路２００の動作モードに応じて、２つの信号Ｉｘ，Ｉｙの一方を選択し、電流設定値Ｉ_ｒｅｆとして出力する。

フィードバックコントローラ２２０は、負荷角推定部２２２、減算器２２４、ＰＩ制御器２２６を含む。

負荷角推定部２２２は、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}にもとづいて負荷角φを推定する。負荷角φは、第１コイルＬ１に流れる駆動電流で定まる電流ベクトル（つまり位置指令）と、ロータ（可動子）の位置の差に相当する。上述のように、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}は、以下の式で与えられる。
Ｖ_{ＢＥＭＦ１}＝Ｋ_Ｅ・ω・ｃｏｓφ
Ｋ_Ｅは逆起電力定数、ωは回転数である。したがって、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦを測定することで、負荷角φと相関を有する検出値を生成することができる。たとえば、ｃｏｓφを検出値としてもよく、この場合、検出値は式（４）で表される。
ｃｏｓφ＝Ｖ_{ＢＥＭＦ１}・ω^−１／Ｋ_Ｅ
＝Ｖ_{ＢＥＭＦ１}・（Ｔ／２π）・Ｋ_Ｅ ^−１ …（４）

フィードバックコントローラ２２０は、推定された負荷角φが所定の目標角φ_ＲＥＦに近づくように、電流設定値Ｉｙを生成する。具体的には減算器２２４は、負荷角φにもとづく検出値ｃｏｓφとその目標値ｃｏｓ（φ_ＲＥＦ）の誤差ＥＲＲを生成する。ＰＩ（比例・積分）制御器２３６は、誤差ＥＲＲがゼロとなるようにＰＩ制御演算を行い、電流設定値Ｉｙを生成する。ＰＩ制御器に代えて、Ｐ（比例）制御演算を行うＰ制御器、ＰＩＤ（比例・積分・微分）制御演算を行うＰＩＤ制御器を用いてもよい。あるいはフィードバックコントローラ２２０の処理は、誤差増幅器を用いたアナログ回路でも実現可能である。

定電流チョッパ回路２５０＿１は、Ｄ／Ａコンバータ２５２、ＰＷＭコンパレータ２５４、オシレータ２５６、フリップフロップ２５８を含む。Ｄ／Ａコンバータ２５２は、電流設定値Ｉ_ＲＥＦをアナログ電圧Ｖ_ＲＥＦに変換する。ＰＷＭコンパレータ２５４は、フィードバック信号Ｉ_ＮＦ１を基準電圧Ｖ_ＲＥＦと比較し、Ｉ_ＮＦ１＞Ｖ_ＲＥＦとなると、オフ信号Ｓ_ＯＦＦをアサート（ハイ）する。オシレータ２５６は、チョッピング周波数を規定する周期的なオン信号Ｓ_ＯＮを生成する。フリップフロップ２５８は、オン信号Ｓ_ＯＮに応じてオンレベル（たとえばハイ）に遷移し、オフ信号Ｓ_ＯＦＦに応じてオフレベル（たとえばロー）に遷移するＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭ１を出力する。

以上が図５の駆動回路２００の構成である。経年変化にかかわらず、常に同じ値の逆起電力定数Ｋ_Ｅを用いると、負荷角φが誤って計算されるため、トルク不足による脱調が生じたり、反対に過トルクとなって消費電力が増加し、効率が低下する可能性がある。これに対して、図５の駆動回路２００によれば、実測した逆起電力定数Ｋ_Ｅをパラメータとして利用して、高効率モードにおける電流設定値Ｉ_ＲＥＦを生成するため、脱調や効率低下を抑制できる。

図６は、電流値設定回路２１０の別の構成例を示す図である。フィードバックコントローラ２２０は、高効率モードにおいてアクティブとなり、負荷角φが目標値φ_ＲＥＦに近づくように値が調節される電流補正値ΔＩを生成する。電流補正値ΔＩは、フルトルクモードおよびパラメータ測定モードにおいてゼロである。

フィードフォワードコントローラ２４０は、高効率モードにおいて、所定の高効率設定値Ｉ_ＬＯＷを出力する。Ｉ_ＦＵＬＬ＞Ｉ_ＭＥＡＳ＞Ｉ_ＬＯＷの関係が成り立っていてもよい。電流値設定回路２１０は、図５のマルチプレクサ２１２に代えて加算器２１４を含み、加算器２１４は、フィードフォワードコントローラ２４０が生成する高効率設定値Ｉ_ＬＯＷに、電流補正値ΔＩを加算する。これにより負荷角φが目標値φ_ＲＥＦに近づくように、電流設定値Ｉ_ＲＥＦ＝Ｉ_ＬＯＷ＋ΔＩが調節される。

最後に、駆動回路２００の用途を説明する。駆動回路２００は、さまざまな電子機器に利用される。図７（ａ）〜（ｃ）は、駆動回路２００を備える電子機器の例を示す斜視図である。

図７（ａ）の電子機器は、光ディスク装置５００である。光ディスク装置５００は、光ディスク５０２と、ピックアップ５０４、を備える。ピックアップ５０４は、光ディスク５０２にデータを書き込み、読み出すために設けられる。ピックアップ５０４は、光ディスク５０２の記録面上を、光ディスクの半径方向に可動となっている（トラッキング）。また、ピックアップ５０４と光ディスクの距離も可変となっている（フォーカシング）。ピックアップ５０４は、図示しないステッピングモータにより位置決めされる。駆動回路２００は、ステッピングモータを制御する。この構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、ピックアップ５０４を高精度に位置決めできる。

図７（ｂ）の電子機器は、デジタルスチルカメラやデジタルビデオカメラ、携帯電話端末など、撮像機能付きデバイス６００である。デバイス６００は、撮像素子６０２、オートフォーカス用レンズ６０４を備える。ステッピングモータ１０２は、オートフォーカス用レンズ６０４の位置決めを行う。駆動回路２００はステッピングモータ１０２を駆動するこの構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、オートフォーカス用レンズ６０４を高精度に位置決めできる。オートフォーカス用レンズの他、手ぶれ補正用のレンズの駆動に駆動回路２００を用いてもよい。あるいは駆動回路２００は、絞り制御に用いてもよい。

図７（ｃ）の電子機器は、プリンタ７００である。プリンタ７００は、ヘッド７０２、ガイドレール７０４を備える。ヘッド７０２は、ガイドレール７０４に沿って位置決め可能に支持されている。ステッピングモータ１０２は、ヘッド７０２の位置を制御する。駆動回路２００は、ステッピングモータ１０２を制御する。この構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、ヘッド７０２を高精度に位置決めできる。ヘッド駆動用のほか、用紙送り機構用のモータの駆動に、駆動回路２００を用いてもよい。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（変形例１）
ロジック回路２７０は、負荷角φが目標角φ_ＲＥＦに近づくように、パルス変調信号Ｓ２のデューティ比を調節することに代えて、あるいはそれと組み合わせて、ブリッジ回路２０２に供給される電源電圧Ｖ_ＤＤを調節してもよい。電源電圧Ｖ_ＤＤを変化させることにより、ステッピングモータ１０２のコイルＬ１、Ｌ２に供給される電力を変化させることができる。

（変形例２）
実施の形態では、ブリッジ回路２０２がフルブリッジ回路（Ｈブリッジ）で構成される場合を説明したが、それには限定されず、ハーフブリッジ回路で構成されてもよい。またブリッジ回路２０２は、駆動回路２００とは別チップであってもよいし、ディスクリート部品であってもよい。

（変形例３）
高効率モードにおける電流設定値Ｉ_ＲＥＦ（Ｉｙ）の生成方法は、実施の形態で説明したものに限定されない。たとえば逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}の目標値Ｖ_{ＢＥＭＦ（ＲＥＦ）}を定めておき、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}が目標値Ｖ_{ＢＥＭＦ（ＲＥＦ）}に近づくように、フィードバックループを構成してもよい。

（変形例４）
図２では、励磁位置にかかわらず、２つのコイルの電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２が一定であるが、励磁位置に応じて、トルクが一定となるように電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２を修正してもよい。たとえば１−２相励磁では、励磁位置２，４，６，８における電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２の量を、励磁位置１，３，５，７における電流の量の√２倍としてもよい。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。

Ｌ１ 第１コイル
Ｌ２ 第２コイル
２ ホストコントローラ
１００ モータシステム
１０２ ステッピングモータ
２００ 駆動回路
２０２ ブリッジ回路
２１０ 電流値設定回路
２１２ マルチプレクサ
２１４ 加算器
Ｒ_ＮＦ 検出抵抗
２２０ フィードバックコントローラ
２２２ 負荷角推定部
２２４ 減算器
２２６ 制御器
２３０ 逆起電力検出回路
２３２ 回転数検出回路
２３４ カウンタ
２４０ フィードフォワードコントローラ
２５０ 定電流チョッパ回路
２５２ Ｄ／Ａコンバータ
２５４ ＰＷＭコンパレータ
２５６ オシレータ
２５８ フリップフロップ
２７０ ロジック回路
２８０ インタフェース回路
２８８ Ｄ／Ａコンバータ
２９０ 演算部
２９１ 判定部
２９３ メモリ
２９５ 平均回路
２９７ 演算器

Claims (13)

1. ステッピングモータの駆動回路であって、
   前記ステッピングモータのコイルに生ずる逆起電力を検出する逆起電力検出回路と、
   前記ステッピングモータの回転数を取得する回転数検出回路と、
   前記回転数が安定したことを検出すると、そのときの回転数および前記逆起電力にもとづいて、逆起電力定数Ｋ_Ｅを算出する演算部と、
   を備えることを特徴とする駆動回路。
2. 前記逆起電力定数の算出のために前記逆起電力を取得する際に、前記ステッピングモータは、第１所定量の駆動電流で駆動されることを特徴とする請求項１に記載の駆動回路。
3. 前記第１所定量は、前記ステッピングモータに始動時の駆動電流である第２所定量の０．４〜０．６倍であることを特徴とする請求項２に記載の駆動回路。
4. 前記コイルに流れるコイル電流の目標値を示す電流設定値を生成する電流値設定回路と、
   前記コイルに流れるコイル電流の検出値が前記電流設定値にもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号を生成する定電流チョッパ回路と、
   前記パルス変調信号に応じて、前記コイルに接続されるブリッジ回路を制御するロジック回路と、
   をさらに備えることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の駆動回路。
5. 前記電流値設定回路は、前記ステッピングモータを高効率モードで駆動する際に、前記逆起電力および前記逆起電力定数Ｋ_Ｅにもとづいて、前記電流設定値をフィードバックにより生成することを特徴とする請求項４に記載の駆動回路。
6. 前記電流値設定回路は、
   前記逆起電力および前記逆起電力定数Ｋ_Ｅにもとづいて負荷角を推定する負荷角推定部と、
   推定された前記負荷角が所定の目標角に近づくように、前記電流設定値を生成するフィードバック制御器と、
   を含むことを特徴とする請求項５に記載の駆動回路。
7. 前記逆起電力定数Ｋ_Ｅは、前記駆動回路の電源投入のたびに算出されることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の駆動回路。
8. 前記定電流チョッパ回路は、
   前記コイル電流の検出値を、前記電流設定値にもとづくしきい値と比較するコンパレータと、
   所定の周波数で発振するオシレータと、
   前記コンパレータの出力に応じてオフレベルに遷移し、前記オシレータの出力に応じてオンレベルに遷移する前記パルス変調信号を出力するフリップフロップと、
   を含むことを特徴とする請求項４から６のいずれかに記載の駆動回路。
9. ひとつの半導体基板に一体集積化されたことを特徴とする請求項１から８のいずれかに記載の駆動回路。
10. ステッピングモータと、
    前記ステッピングモータを駆動する請求項１から９のいずれかに記載の駆動回路と、
    を備えることを特徴とする電子機器。
11. ステッピングモータの制御方法であって、
    前記ステッピングモータの回転数が安定した状態を検出するステップと、
    前記回転数が安定した状態において、前記ステッピングモータのコイルに生ずる逆起電力を検出するステップと、
    安定した前記回転数および前記逆起電力にもとづいて、逆起電力定数Ｋ_Ｅを算出するステップと、
    を備えることを特徴とする制御方法。
12. 前記ステッピングモータの通常駆動時において、前記逆起電力定数Ｋ_Ｅを用いて、前記ステッピングモータの負荷角を算出するステップをさらに備えることを特徴とする請求項１１に記載の制御方法。
13. 前記ステッピングモータの通常駆動時において、前記負荷角が所定の目標値に近づくように電流設定値を生成するステップと、
    前記コイルに流れるコイル電流を、前記電流設定値に基づく目標量に安定化するステップと、
    をさらに備えることを特徴とする請求項１２に記載の制御方法。

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