JP2017147836A - ステッピングモータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低速回転時のみならず高速回転時においても脱調することなくプルアウトトルクの改善を図り、汎用性を高めたステッピングモータ駆動装置を提供する。
【解決手段】モータが始動時から低速回転時は、リレー回路６ａ，６ｂを導通状態のままハーフブリッジ回路ＨＢ１，ＨＢ２を通じてモータコイルＡ，Ｂの全長を使用して低速運転し、高速回転時はリレー回路６ａ，６ｂを遮断してサブハーフブリッジ回路ＨＢ３へ通電してモータコイルＡ，Ｂの一部Ａ１，Ｂ１を使用して高速運転し、モータが高速運転から低速運転に移行する際に、サブハーフブリッジ回路ＨＢ３を遮断しリレー回路６ａ，６ｂを導通させてハーフブリッジ回路ＨＢ１，ＨＢ２を通じてモータコイルＡ，Ｂの全長を使用して低速運転する。
【選択図】図２

Description

本発明は、例えばステッピングモータをソフトウェアによる電流ベクトル制御を行って低速域から高速域まで安定回転させるステッピングモータ駆動装置に関する。

例えばハイブリッド型ステッピングモータ（以下、「HBステッピングモータ」という）は、BLDC（ブラシレス直流）モータに対して磁極数が非常に多く（２相１．８°HBステッピングモータの場合は５０極）、回転速度に応じた誘起電圧の発生が急激に高まってしまい、例えば24[V]と言った低い電源電圧では、誘起電圧と釣り合ってしまい直ぐに電流を流せなくなってしまう。そこで、電流ベクトルをトルク（ｑ軸）と界磁（ｄ軸）に分けた上で、それぞれを的確に制御する事によって、モータを低速域から高速域まで（誘起電圧がモータ電源電圧を大幅に上回る領域まで）回転させることが行なわれている。

多くのファクトリオートメーション装置（ＦＡ装置）やバッテリ―駆動装置等で使用される電源電圧は２４Ｖで使用することが多い。このため、ステッピングモータの大きな特徴であるプルイントルクと低速回転時の高いプルアウトトルク特性を生かせるところがあるにもかかわらず、回転速度の高い領域では、急速にプルアウトトルクが低下することから、高速回転時にも高いプルアウトトルクが求められる装置においては、ブラシレスＤＣモータが主に採用されて、ステッピングモータの活用範囲が限られているというのが現状である。

図４は、従来のステッピングモータ駆動回路の一例を示す。図４のモータは２相１．８°HBステッピングモータの駆動回路である。ハーフブリッジ回路ＨＢ１〜ＨＢ２は、図示しないゲートドライバに接続されている。また、Ａ相コイル及びＢ相コイルの各相端は高電位Ｈ（＋Ｖ）あるいは低電位Ｌ（ＧＮＤ）に接続される。具体的には各相端はそれぞれハーフブリッジ回路ＨＢ１，ＨＢ２の出力端子（ハイサイドトランジスタＴｒ１，Ｔｒ３とロウサイドトランジスタＴｒ２，Ｔｒ４の接続部）に接続されている。

ステッピングモータを起動する場合、図示しないゲートドライバによりハイサイドトランジスタＴｒ１及びＴｒ３とロウサイドトランジスタＴｒ２及びＴｒ４のオン及びオフ時間をロータの位置や駆動電流に応じて調整することにより、Ａ相コイル及びＢ相コイルに通電してロータの回転速度を増加させる。このとき、Ａ相及びＢ相コイルのすべてに通電して駆動するため、低速時は高いトルクが得られるが、ロータの回転速度が増加するとコイルに発生する誘起電圧が高くなり、モータ電源電圧以上になると、それ以上電流が流れ難くなることでモータの出力トルクが急速に低下する。

尚、複数の駆動電源に対して発熱や振動を抑制したパルスレートを変更して多モードの電源電圧又は回転速度に応じて駆動するステッピングモータが提案されている（特許文献１参照）。

特開平５−４９２９９号公報

上述した特許文献１は、低速モード又は高電圧モードで駆動回路１の駆動トランジスタＴｒ１，Ｔｒ３，Ｔｒ５，Ｔｒ７に印加される２相励磁パルスでコイル全長（Ｌ１，Ｌ３，Ｌ５，Ｌ７）に通電して駆動し、高速モード又はトランジスタＴｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６，Ｔｒ８に印加される２相励磁パルスで一部のコイル（Ｌ２，Ｌ４，Ｌ６，Ｌ８）に通電してユニポーラ駆動することが記載されている。

しかしながら、ユニポーラ駆動であるため、利用できるコイルは最大でも半分に制限される。よって、出力できるトルクはバイポーラ駆動の半分となり、モータ本来のトルク出力性能を発揮できない。なお、バイポーラ駆動に適用できる旨の記載もあるが、特許文献１の回路構成は、コイルに対して双方向に電流を流す回路構成ではなく、駆動回路のダイオードを通じて電源側に電流が流れてしまうためバイポーラ駆動を実現するための具体的な記載はない。また、高速回転途中で切り替えを行った際に脱調する危険性が高くなるが、それに対する対策が講じられていない。

本発明はこれらの課題を解決すべくなされたものであり、その目的とするところは、低速回転時のみならず高速回転時においても脱調することなくプルアウトトルクの改善を図り、汎用性を高めたステッピングモータ駆動装置を提供することにある。

本発明は上記目的を達成するため、次の構成を備える。
ステッピングモータを閉ループ制御により駆動制御する駆動制御回路と、当該駆動制御回路で生成された指令値に応じてステッピングモータを励磁するドライバー回路とを備えたステッピングモータ駆動装置であって、前記ドライバー回路は、電源とモータコイルとの間にスイッチング素子が直列接続され、前記モータコイルの全長に通電方向を変えて交互に通電する複数のハーフブリッジ回路と、前記モータコイルの一端側に直列接続され、前記ハーフブリッジ回路のいずれかへの通電を遮断可能なリレー回路と、前記電源と前記モータコイルの中途部にスイッチング素子が直列接続され、前記モータコイルの一部に通電方向を変えて交互に通電する複数のサブハーフブリッジ回路と、を備え、前記モータが始動時から低速回転時は、前記リレー回路を導通状態のまま前記ハーフブリッジ回路を通じて前記モータコイルの全長を使用して低速運転し、高速回転時は前記リレー回路を遮断して前記サブハーフブリッジ回路へ通電して前記モータコイルの一部を使用して高速運転し、前記モータが高速運転から低速運転に移行する際に、前記サブハーフブリッジ回路を遮断し、前記リレー回路を導通させて前記ハーフブリッジ回路を通じて前記モータコイルの全長を使用して低速運転することを特徴とする。

上記構成によれば、モータが始動時から低速回転時は、リレー回路を導通状態のままハーフブリッジ回路を通じてモータコイルの全長を使用し、高トルクを維持したまま運転することができる。また、高速回転時はリレー回路を遮断してサブハーフブリッジ回路へ通電してモータコイルの一部を使用して運転することで、回転速度に対する誘起電圧の発生を抑えてプルアウトトルクの落ち込みを防いで高いトルク特性を維持することができる。また、モータが高速運転から低速運転に移行する際には、サブハーフブリッジ回路を遮断しリレー回路を導通させて、ハーフブリッジ回路を通じてモータコイルの全長を使用して低速運転することにより、低速域から高速域まで広い運転領域で十分なトルクを確保したまま運転制御することができる。よって、ステッピングモータの性能を最大限に引き出すことができる。
また、高速回転時はリレー回路を遮断してサブハーフブリッジ回路へ通電するので、駆動に寄与しないモータコイルに発生した誘起電圧が電源若しくはＧＮＤに還流するのを防ぐことができる。

また、前記駆動制御回路は、前記ステッピングモータの回転速度の増加に伴って誘起される誘起電圧Ｖｒとモータ電源電圧Ｖｍとの電圧差が当該モータ電源電圧Ｖｍの−２０％を超えると、前記リレー回路を遮断し前記サブハーフブリッジに通電することにより、前記ドライバー回路を低速運転回路から高速運転回路へ切り換え制御をし、誘起電圧Ｖｒとモータ電源電圧Ｖｍとの電圧差が当該モータ電源電圧Ｖｍの＋２０％を下回ると、前記サブハーフブリッジ回路を遮断し、前記リレー回路を導通することにより前記ドライバー回路を高速運転回路から低速運転回路へ切り換え制御する運転切り換え制御部を有することが好ましい。
この場合、前記運転切り換え制御部は、前記誘起電圧Ｖｒが前記モータ電源電圧Ｖｍを超えると、前記ドライバー回路を低速運転回路から高速運転回路へ切り換え制御し、前記誘起電圧Ｖｒが前記モータ電源電圧Ｖｍを下回ると、前記ドライバー回路を高速運転回路から低速運転回路へ切り換え制御するようにしてもよい。

これにより、ステッピングモータのロータ回転速度が増加して誘起電圧Ｖｒがモータ電源電圧Ｖｍを超えるとモータ電流が流せなくなることによる急速なプルアウトトルクの低下（特にステッピングモータは磁極数が多いためプルアウトトルクの低下が著しくなる）を抑制することができる。
また、ロータ回転速度の増加に伴いモータコイルに発生する誘起電圧Ｖｒは、モータコイルのインダクタンスやモータ構造、ロータ回転速度に依存する。実際にはモータコイルに流れる電流にはコイルのＬＲ時定数による遅れも生ずることから、運転切り換えポイントとなる誘起電圧Ｖｒとモータ電源電圧Ｖｍとの電圧差に当該モータ電源電圧の±２０％の範囲でヒステリシスを持たせ、運転切り換え動作を頻繁に繰り返さないようにすることが望ましい。

また、前記駆動制御回路は、目標ロータ位置と現在ロータ位置の差、目標ロータ速度と現在ロータ速度の差からロータに出力するトルクを指令するサーボ制御部と、前記ロータ位置と計測されたコイル電流計測値から座標軸変換を行ってモータトルク電流Ｉｑ及び界磁電流Ｉｄを各々算出し、前記サーボ制御部から指令されたトルク指令に基づくトルクをロータに発生させる電流ベクトル制御部と、前記サーボ制御部は、前記ステッピングモータのロータ回転速度の増加に伴って誘起される誘起電圧Ｖｒとモータ電源電圧Ｖｍとの電圧差が当該モータ電源電圧Ｖｍの−２０％を超えると、前記リレー回路を遮断し前記サブハーフブリッジに通電することにより、前記ドライバー回路を低速運転回路から高速運転回路へ切り換え制御し、誘起電圧Ｖｒとモータ電源電圧Ｖｍとの電圧差が当該モータ電源電圧Ｖｍの＋２０％を下回ると、前記サブハーフブリッジ回路を遮断し前記リレー回路を導通することにより、前記ドライバー回路を高速運転回路から低速運転回路へ切り換え制御する運転切り換え制御部と、を具備していてもよい。

これにより、サーボ制御部から出力されたトルク指令に基づいて電流ベクトル制御部がモータトルク電流Ｉｑ及び界磁電流Ｉｄを各々算出して必要なトルクをロータに発生させるので、モータの運転状況に応じて界磁電流を算出し指令トルクに見合った安定したトルク制御が可能となる。
また、運転切り換え制御部は、ステッピングモータの回転速度の増加に伴って誘起される誘起電圧Ｖｒとモータ電源電圧Ｖｍとを監視し低速運転と高速運転とを切り替えるので、低速域から高速域までモータ電源電圧による界磁電流追従特性が改善し、低速運転と高速運転とで運転切り換えによりモータが脱調することなくしかも高速域におけるプルアウトトルクの低下を抑制することができる。

上述したステッピングモータ駆動装置を用いれば、低速回転時のみならず高速回転時においても脱調することなくプルアウトトルクの改善を図り、汎用性を高めたステッピングモータ駆動装置を提供することができる。

ステッピングモータの電流ベクトル制御装置のブロック構成図である。 ドライバー回路の一例を示す回路図である。 ステッピングモータのプルアウトトルクと回転数との関係を示すグラフ図である。 従来のステッピングモータのドライバー回路を示す回路図である。

以下、本発明に係るステッピングモータ駆動装置の実施形態について、添付図面を参照しながら説明する。本実施形態では、一例として二相ステッピングモータについて例示するが、三相以上であってもよい。ステッピングモータは、ＰＭ型、ＶＲ型、ハイブリッド型のいずれであってもよいが、以下ではロータに永久磁石を用いたＰＭ型若しくはハイブリッド型として説明する。

図１のブロック図を参照して、二相ステッピングモータ駆動装置の概略構成について説明する。二相ステッピングモータ駆動装置には、ステッピングモータＭを閉ループ制御により駆動制御する電流ベクトル制御回路１（駆動制御回路）と、当該電流ベクトル制御回路１で生成された指令値に応じてステッピングモータＭを励磁するモータドライバ回路２とを備えている。

二相ステッピングモータＭは、例えばＰＭ型においてはロータヨークに永久磁石を設けた永久磁石ロータと、ステータコアの極歯の回りにモータコイルを巻かれたステータと、モータ軸に連結してロータの回転位置及び回転速度を検出するエンコーダ（回転検出部）を備えている。エンコーダを用いることで、高信頼性（脱調レス）とロータ位置に応じた電流制御を実現している。尚、エンコーダに変えてホールＩＣ等の磁極センサを設けてもよい。本実施例では二相ステッピングモータＭであるため、ステータには電気角で位相が９０度異なるＡ相コイルとＢ相コイルが巻き付けられている。各相コイルには、後述するモータドライバ回路２により所定のタイミングでモータ電流が流れる。

上記ロータ位置及び速度を検出するエンコーダ信号は電流ベクトル制御回路１に入力される。電流ベクトル制御回路１は二相ステッピングモータＭへ励磁信号を出力する。電流ベクトル制御回路１は、二相ステッピングモータをＡＣサーボモータと同様にフルクローズドループでソフトウェアに基づいて電流フィードバック制御を行うことで、ロータ位置と回転速度が制御されるようになっている。

図１に示すように、電流ベクトル制御回路１は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭなどの各種制御素子を備えたサーボ制御部３とモータ電流をベクトル制御する電流ベクトル制御部４を備えている。電流ベクトル制御回路１はステッピングモータＭのロータ回転速度の増加に伴って誘起される誘起電圧Ｖｒの増加に対して電流ベクトル制御部４が界磁電流Ｉｄを制御することでサーボ制御部３の指令トルクに見合った回転トルクに制御する。

サーボ制御部３には、図示しない上位コントローラ（例えばプログラマブルロジックコントローラ（programmable logic controller；ＰＬＣ））からモータの回転指令や位置指令などの信号が入力される。サーボ制御部３は、ステッピングモータＭのロータに指令トルクを発生させるトルク指令電流Ｑａを出力し、ロータの回転に伴い発生する誘起電圧Ｖｒのモータ電源電圧Ｖｍに対する比率を算出して界磁電流補正係数Ｋｎとして出力する。また、サーボ制御部３は、モータドライバ回路２を低速運転回路から高速運転回路へ切り換え制御する運転切り換え制御部８を有する。運転切り換え制御部８は、ステッピングモータＭのロータ回転速度の増加に伴って誘起される誘起電圧Ｖｒとモータ電源電圧Ｖｍとの電圧差が、後述するように所定値を超えるとモータドライバ回路２を低速運転回路から高速運転回路へ切り換え、所定値を下回るとモータドライバ回路２を高速運転回路から低速運転回路へ切り換えるようになっている。

また、電流ベクトル制御部４はモータ電流をベクトル制御する。具体的にはロータ回転位置で計測される電流計測値から座標軸変換を行ってモータトルク電流Ｉｑ及び界磁電流Ｉｄを各々算出し、トルク指令電流Ｑａとモータトルク電流Ｉｑとの偏差Δｑ並びに当該偏差Δｑと界磁電流補正係数Ｋｎとの積により算出される界磁指令電流Ｑｄと界磁電流Ｉｄとの偏差を各々演算処理することによりトルク電圧指令信号Ｖｑ及び界磁電圧指令信号Ｖｄを各々生成する。

モータトライバ回路２は、電流ベクトル制御部４で生成されたＰＷＭ指令値、及びリレーオン／オフ信号及びＦＥＴゲート制御信号に基づいてモータコイルを駆動する。

次に図２にモータドライバ回路２の一例を示す。モータドライバ回路２は、ＰＷＭゲート駆動パルスを生成してＡ相ゲートドライバ（図示せず）をＯＮ／ＯＦＦしてハーフブリッジ回路ＨＢ１，ＨＢ２を通じてモータコイルのＡ相（Ａ１コイル及びＡ２コイル）に通電する。同様にＰＷＭゲート駆動パルスを生成してＢ相ゲートドライバ（図示せず）をＯＮ／ＯＦＦしてハーフブリッジ回路ＨＢ１，ＨＢ２を通じてモータコイルのＢ相（Ｂ１コイル及びＢ２コイル）に通電する。また、Ａ相コイル及びＢ相コイルの各相端は高電位Ｈ（＋Ｖ）あるいは低電位Ｌ（ＧＮＤ）に接続される。具体的にはモータコイルＡ，Ｂの各相端はそれぞれハーフブリッジ回路ＨＢ１，ＨＢ２の出力端子（ハイサイドトランジスタＴｒ１，Ｔｒ３とロウサイドトランジスタＴｒ２，Ｔｒ４の接続部）に接続されている。ハーフブリッジ回路ＨＢ１，ＨＢ２は、電源側とモータコイルＡ，Ｂの各相端との間にスイッチング素子（MOSFET：Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４）が直列接続され、通電方向を変えて交互に通電するようになっている（低速運転回路）。各ハーフブリッジ回路ＨＢ１，ＨＢ２を構成する部品として、例えば高性能ゲートドライバとMOSFETを用いることにより、低発熱で高効率化を実現することができる。各相コイルに流れる電流量は、電流センサ５ａ，５ｂ（図１参照）により検出される。

また、図２において、モータコイルＡ，Ｂの一端にリレー回路６ａ，６ｂが直列に接続されている。リレー回路６ａ，６ｂは、低速運転時にハーフブリッジ回路ＨＢ２へ導通し、高速運転時にはモータコイルＡ，Ｂの一部（コイルＡ２，Ｂ２）及びこれに接続するハーフブリッジ回路ＨＢ２への通電を遮断する。リレー回路６ａ，６ｂとしては、MOSFETリレーが好適に用いられる。MOSFETリレーを用いることで、例えばトライアックを使用する場合に比べて電力損失の少ない安定したスイッチを実現している。

また電源とモータコイルＡ，Ｂの中途端子（中間タップ）Ｃにスイッチング素子（MOSFET：Ｔｒ５，Ｔｒ６）が各々直列接続されている（サブハーフブリッジ回路ＨＢ３）。サブハーフブリッジ回路ＨＢ３は、モータコイルＡ，Ｂの残りの一部（コイルＡ１，Ｂ１）に通電方向を変えて交互に通電するために設けられている（高速運転回路）。具体的にはモータコイルＡ，Ｂの中途端子Ｃはそれぞれハーフブリッジ回路ＨＢ３の出力端子（ハイサイドトランジスタＴｒ５とロウサイドトランジスタＴｒ６の接続部）に接続されている。サブハーフブリッジ回路ＨＢ３を構成するスイッチング素子（Ｔｒ５，Ｔｒ６）としては、例えば高性能ゲートドライバとＭＯＳＦＥＴが用いられる。

モータが始動時から低速回転時は、リレー回路６ａ，６ｂを導通状態のままハーフブリッジ回路ＨＢ１，ＨＢ２を通じてモータコイルＡ，Ｂの全長を使用して運転する。例えば、モータコイルＡについては、ハーフブリッジ回路ＨＢ１が出力する電圧を高く、ハーフブリッジ回路ＨＢ２が出力する電圧を低くしてモータコイルＡに正方向通電し、ハーフブリッジ回路ＨＢ１が出力する電圧を低く、ハーフブリッジ回路ＨＢ２が出力する電圧を高くしてモータコイルＡに逆方向に通電する動作を繰り返す。モータコイルＢについても同様である（低速運転）。

またモータが高速回転時はリレー回路６ａ，６ｂを遮断してハーフブリッジ回路ＨＢ１とサブハーフブリッジ回路ＨＢ３へ通電してモータコイルＡ，Ｂの一部（コイルＡ１，Ｂ１）のみを使用して運転する。例えば、モータコイルＡ１については、ハーフブリッジ回路ＨＢ１が出力する電圧を高く、サブハーフブリッジ回路ＨＢ３が出力する電圧を低くしてモータコイルＡ１に正方向通電し、ハーフブリッジ回路ＨＢ１が出力する電圧を低く、サブハーフブリッジ回路ＨＢ３が出力する電圧を高くしてモータコイルＡ１に逆方向に通電する動作を繰り返す。モータコイルＢ１についても同様である（高速運転）。
尚、モータドライバ回路２には、モータ駆動電源としては直流の例えば２４Ｖのモータ駆動電圧が供給される。また、モータドライバ回路２を異常電圧から保護するため過電圧保護回路（図示せず）を接続してもよい。

次にステッピングモータの電流ベクトル制御回路１のブロック構成と制御動作について図１を参照して説明する。
サーボ制御部３は、上位コントローラからの位置指令と、エンコーダからのロータ位置信号により、第１演算器７において指令トルクを計算してトルク指令電流Ｑａを電流ベクトル制御部４へ出力する。また、エンコーダから検出されたロータ回転速度から誘起電圧Ｖｒを計算し、電源電圧Ｖｍとの比である界磁電流補正係数Ｋｎ（＝Ｖｒ／Ｖｍ）を算出して電流ベクトル制御部４へ出力する。
上記トルク指令電流Ｑａ及び界磁電流補正係数Ｋｎは電流ベクトル制御部４へ入力される。また、速度指令やロータ回転速度に基づいて運転切り替え制御部８からドライバー回路２にリレー回路６ａ，６ｂのリレーオンオフ信号やサブハーフブリッジ回路ＨＢ３のＴＲ５，Ｔｒ６に対してＦＥＴゲート制御信号が出力される。

電流ベクトル制御部４において、第１の座標軸変換部９には、エンコーダから検出されたステッピングモータのロータ位置信号（電気角θ）やＡ相、Ｂ相に流れるＡ相電流、Ｂ相電流の電流センサによる電流計測値Ｉα，Ｉβが入力される。第１の座標軸変換部９に入力された電流計測値Ｉα，Ｉβは絶対座標系から回転座標系に座標軸変換したモータトルク電流Ｉｑと界磁電流Ｉｄに変換（α，β→ｄ，ｑ変換；クラーク変換）されて、指令電圧生成部１０へ各々出力される。

指令電圧生成部１０は、第２の演算器１１及びトルクＰＩ演算器（比例積分器）１３と乗算器１４、第３の演算器１２及び界磁ＰＩ演算器（比例積分器）１５を備えている。第２の演算器１１には、サーボ制御部３のトルク指令に基づいて出力されたトルク指令電流Ｑａが入力され、第１の座標軸変換部９で得られたモータトルク電流Ｉｑとの偏差Δｑ（＝Ｑａ−Ｉｑ）が算出される。このトルク電流の偏差ΔｑはトルクＰＩ演算器１３において演算処理（比例積分）されてトルク電圧指令信号Ｖｑが生成される。

また、界磁電圧指令信号Ｖｄによりモータトルク電流（界磁電流）Ｉｄを制御（弱める）して、弱め界磁制御を行うことができる。上記トルク指令電流Ｑａとトルク電流の偏差Δｑは、乗算器１４へ入力される。乗算器１４には、サーボ制御部３から出力された界磁電流補正係数Ｋｎ（＝Ｖｒ／Ｖｍ）が乗数として入力される。これにより、乗算器１４において、偏差Δｑの絶対値|Δｑ｜と界磁電流補正係数Ｋｎ並びに‐１が乗算処理された界磁指令電流Ｑｄ（＝−|Δｑ｜×Ｋｎ）が算出される。第３の演算器１２には、界磁指令電流Ｑｄが入力され、第１の座標軸変換部９で得られた界磁電流Ｉｄとの偏差が算出される。この偏差は界磁ＰＩ演算器１３において演算処理（比例積分）されて界磁電圧指令信号Ｖｄが生成される。上述したようにトルク電流に関する偏差Δｑを弱め界磁制御に用いるのは、偏差Δｑの大きさは、トルク指令に追従するために足りないトルク電流であることに注目し、この偏差Δｑを弱め界磁指令（ｄ軸指令）電流とすれば、誘起電圧が抑制されてトルク電流が流れるようになり、指令トルクとの偏差が少なくなって弱め界磁指令電流も減少するというように安定した負帰還ループを形成できるからである。

上記指令電圧生成部１０で生成されたトルク電圧指令信号Ｖｑ及び界磁電圧指令信号Ｖｄは、第２の座標軸変換部１６に入力される。第２の座標軸変換部１６に入力された、トルク電圧指令信号Ｖｑ及び界磁電圧指令信号Ｖｄは、回転座標系から絶対座標系である各相電圧指令値へ各々座標軸変換（ｄ，ｑ→α，β変換；逆クラーク変換）される。

ドライバー回路２は、第２の座標軸変換部１６で得られた電圧指令値に基づいてロータ回転位置に応じてステッピングモータＭの各コイルへ指令電圧を出力（ＰＷＭ制御）する。

以上説明した弱め界磁制御電流の算出過程を以下に示す。
ロータの回転によって誘起される誘起電圧Ｖｒが
Ｖｒ＝Ｋｒ×ω×Ｎ＋Ｌｄ×Ｉｄ×ω×Ｎ・・・式（１）
（誘起電圧分） （界磁電流に比例して発生する誘起電圧分）
Ｋｒ ： 誘起電圧定数［V/(rad/s)］
ω ： 電気角速度[rad/s]
Ｎ ： 磁極数［極］
Ｌｄ ： 巻線インダクタンス
で定義される。

また、トルク指令電流Ｑａと界磁電流Ｉｄとのトルク電流の偏差Δｑは、
Δｑ＝Ｑａ−Ｉｑ・・・式（２）
で定義される式（２）で算出され、
Ｋｎ＝Ｖｒ／Ｖｍ ・・・ 式（３）
Ｑｄ＝−｜Δｑ｜×Ｋｎ・・・式（４）
Ｖｒ ： 回転速度に比例した誘起電圧［Ｖ］
Ｖｍ ： モータ電源電圧［Ｖ］
Ｋｎ ： 界磁電流補正係数［倍］
で定義される式（３）に基づいて算出された界磁電流補正係数Ｋｎと式（２）で算出された偏差Δｑを用いて、式（４）に基づいて界磁指令電流Ｑｄが算出される。
この界磁指令電流Ｑｄと界磁電流Ｉｄとの偏差を比例積分処理することで界磁電圧指令信号Ｖｄが生成されて式（１）の界磁電流Ｉｄの値が更新され、全体として誘起電圧Ｖｒの値が抑えられる。

以上のように、トルク電流の偏差Δｑの絶対値と界磁補正指令により算出された界磁指令電流Ｑｄと界磁電流Ｉｄとの偏差を演算処理することで界磁電圧指令信号Ｖｄが生成されて界磁電流Ｉｄの値が更新されるので、モータ回転速度が上昇して誘起電圧Ｖｒが大きくなっても、界磁電流Ｉｄが弱められるので誘起電圧Ｖｒが抑制されて電圧が飽和し難くなるので、ロータの回転速度を高めることが可能になる。
また、電流ベクトル制御部４が界磁指令電流Ｑｄを算出する際に、トルク指令電流Ｑａとモータトルク電流Ｉｑとの偏差Δｑの絶対値を用いることで、例えばモータトルク電流Ｉｑがトルク指令電流Ｑａより小さくなると、弱め界磁電流Ｉｄが増えて速度が高まり、更に弱め界磁電流Ｉｄが増えると言うように界磁電流値が正帰還的に増大してしまい、指令トルクに追従できなくなるのを防ぐことができる。

尚、弱め界磁制御は、誘起電圧Ｖｒが界磁電流Ｉｄと回転速度に比例することから界磁電流Ｉｄを負の値とすることによって誘起電圧Ｖｒを抑制し、誘起電圧Ｖｒがモータ電源電圧Ｖｍを超える領域でも回転速度を向上させる制御であるが、界磁電流Ｉｄを弱めるとモータのトルク特性が低下してしまう。

そこで、ステッピングモータＭのロータ回転速度の増加に伴って誘起される誘起電圧Ｖｒがモータ電源電圧Ｖｍを超える（またはモータ電源電圧Ｖｍに対して所定値を超える）と、運転切り換え制御部８は、リレー回路６ａ，６ｂ（図２参照）の導通を遮断しサブハーフブリッジ回路ＨＢ３へ通電して、モータドライバ回路２を低速運転回路から高速運転回路へ切り換える。逆に、誘起電圧Ｖｒがモータ電源電圧Ｖｍを下回る（またはモータ電源電圧Ｖｍに対して所定値を下回る）と、サブハーフブリッジ回路ＨＢ３を遮断しリレー回路６ａ，６ｂを導通することにより、モータドライバ回路２を高速運転回路から低速運転回路へ切り換える。

その目的は、ステッピングモータＭのロータ回転速度が増加して誘起電圧Ｖｒがモータ電源電圧Ｖｍを超えるとモータ電流が流せなくなり、特にステッピングモータＭは磁極数が多いためプルアウトトルクが低下する。このため、サーボ制御部３は、運転切り換え制御部８からドライバー回路２へ制御信号を出力する。具体的には、リレー回路６ａ，６ｂの導通を遮断し、サブハーフブリッジ回路ＨＢ３のＴｒ５，Ｔｒ６（ＭＯＳＦＥＴ）のゲートドライバを通じてオンオフ制御する。これにより駆動されるコイル長が減って（Ａ１及びＢ１のみとなり）コイルインダクタンスが減少し、それに伴い増加していた誘起電圧Ｖｒが低下するので、高速域におけるプルアウトトルクの低下を抑制することができる。

具体的には、運転切り換え制御部８は、ロータの回転によって発生する誘起電圧Ｖｒとモータ電源電圧Ｖｍとの電圧差が、例えばモータ電源電圧Ｖｍの−２０％を超えると（若しく誘起電圧Ｖｒがモータ電源電圧Ｖｍを超える）と、リレー回路６ａ，６ｂの導通を遮断しサブハーフブリッジ回路ＨＢ３に通電する。また、誘起電圧Ｖｒとモータ電源電圧Ｖｍとの電圧差が、例えばモータ電源電圧Ｖｍの＋２０％を下回る（若しくは誘起電圧Ｖｒがモータ電源電圧Ｖｍを下回る）と、サブハーフブリッジ回路ＨＢ３を遮断しリレー回路６ａ，６ｂを導通する。

図３は、ステッピングモータを、モータコイルの全巻線を使用して駆動した場合と、半分の巻線を使用して駆動した場合のトルク（Ｎｍ）と回転数（ｒｐｍ）との関係（プルアウトトルク特性）を示すグラフ図である。
このプルアウトトルク特性図から分ることは、例えば６００ｒｐｍ以下の低速回転領域では、全巻線を使用して高トルクで駆動し、回転数が６００ｒｐｍに達したところで、電流ベクトル制御回路１は、リレー回路６ａ，６ｂを遮断して半巻線を使用した駆動に切り替えることで、誘起電圧の増大によりモータ電流が流れ難くなりプルアウトトルクが急激に落ち込むことがなく、高速回転域でもプルアウトトルク特性が改善することがわかる。

また、ロータ回転速度の増加に伴いモータコイルＡ，Ｂに発生する誘起電圧Ｖｒは、モータコイルＡ，Ｂのインダクタンスやモータ構造、ロータ回転速度に依存する。実際にはモータコイルのＬＲ時定数による遅れも生ずることから、運転切り換えポイントでは、ロータ回転速度に例えば±５０ｒｐｍ程度のヒステリシスを持たせることが好ましい。具体的には、ロータ回転速度が増加する場合には例えば６５０ｒｐｍを超えると低速運転回路から高速運転回路に切り換え（リレー回路６ａ，６ｂ遮断、サブハーフブリッジ回路ＨＢ３通電）を行い、ロータ回転速度が減速する場合には、例えば５５０ｒｐｍを下回ると高速運転回路から低速運転回路（リレー回路６ａ，６ｂ導通、サブハーフブリッジ回路ＨＢ３遮断）に切り換える。これにより、リレー回路６ａ，６ｂ及びサブハーフブリッジ回路ＨＢ３による運転切り換え動作を頻繁に繰り返さないようにすることが望ましい。

このように、モータ駆動装置が、電流ベクトル制御回路１を備える場合には、 モータの運転状況に応じて界磁電流を算出し指令トルクに見合った安定したトルク制御が可能となるうえに、運転切り換え制御部８がステッピングモータの回転速度の増加に伴って誘起される誘起電圧Ｖｒとモータ電源電圧Ｖｍとを監視し低速運転と高速運転とを切り替えるので、低速域から高速域までモータ電源電圧による界磁電流追従特性が改善し、低速運転と高速運転とで運転切り換えによりモータが脱調することなくしかも高速域におけるプルアウトトルクの低下を抑制することができる。

尚、駆動制御回路は電流ベクトル制御回路１を例示したが、これ以外の界磁電流制御をともなったフィードバック制御回路等であってもよい。また、運転切り換えの条件は、ロータ回転数のみならず、トルク指令値との誤差、トルク指令値と回転数の関係等であっても良く、電源電圧に対する誘起電圧の増減率等であってもよい。
また、モータコイルＡ，Ｂの使用量は、巻線長の半分（５０％）に限らずそれ以上であっても以下であってもよい。

更には、本実施例では二相ステッピングモータについて説明したが、この三相以上の多相ステッピングモータであっても良いし、モータはインナーロータ型であってもアウターロータ型であってもいずれでもよい。

Ｍ 二相ステッピングモータ Ａ，Ｂ モータコイル Ｃ 中途端子（中間タップ）１ 電流ベクトル制御回路 ２ ドライバー回路 ３ サーボ制御部 ４ 電流ベクトル制御部 ５ａ，５ｂ 電流センサ ６ａ，６ｂ リレー回路 ７ 第１の演算器 ８ 運転切り換え制御部 ９ 第１の座標軸変換部 １０ 指令電圧生成部 １１ 第１の演算器 １２ 第２の演算器１３ トルクＰＩ演算器 １４ 乗算器 １５ 界磁ＰＩ演算器 １６ 第２の座標軸変換部

Claims (4)

1. ステッピングモータを閉ループ制御により駆動制御する駆動制御回路と、当該駆動制御回路で生成された指令値に応じてステッピングモータを励磁するドライバー回路とを備えたステッピングモータ駆動装置であって、
   前記ドライバー回路は、
   電源とモータコイルとの間にスイッチング素子が直列接続され、前記モータコイルの全長に通電方向を変えて交互に通電する複数のハーフブリッジ回路と、
   前記モータコイルの一端側に直列接続され、前記ハーフブリッジ回路のいずれかへの通電を遮断可能なリレー回路と、
   前記電源と前記モータコイルの中途部にスイッチング素子が直列接続され、前記モータコイルの一部に通電方向を変えて交互に通電する複数のサブハーフブリッジ回路と、を備え、
   前記モータが始動時から低速回転時は、前記リレー回路を導通状態のまま前記ハーフブリッジ回路を通じて前記モータコイルの全長を使用して低速運転し、高速回転時は前記リレー回路を遮断して前記サブハーフブリッジ回路へ通電して前記モータコイルの一部を使用して高速運転し、前記モータが高速運転から低速運転に移行する際に、前記サブハーフブリッジ回路を遮断し、前記リレー回路を導通させて前記ハーフブリッジ回路を通じて前記モータコイルの全長を使用して低速運転するステッピングモータ駆動装置。
2. 前記駆動制御回路は、前記ステッピングモータの回転速度の増加に伴って誘起される誘起電圧Ｖｒとモータ電源電圧Ｖｍとの電圧差が当該モータ電源電圧Ｖｍの−２０％を超えると、前記リレー回路を遮断し前記サブハーフブリッジに通電することにより、前記ドライバー回路を低速運転回路から高速運転回路へ切り換え制御をし、誘起電圧Ｖｒとモータ電源電圧Ｖｍとの電圧差が当該モータ電源電圧Ｖｍの＋２０％を下回ると、前記サブハーフブリッジ回路を遮断し、前記リレー回路を導通することにより前記ドライバー回路を高速運転回路から低速運転回路へ切り換え制御する運転切り換え制御部を有する請求項１記載のステッピングモータ駆動装置。
3. 前記運転切り換え制御部は、前記誘起電圧Ｖｒが前記モータ電源電圧Ｖｍを超えると、前記ドライバー回路を低速運転回路から高速運転回路へ切り換え制御し、前記誘起電圧Ｖｒが前記モータ電源電圧Ｖｍを下回ると、前記ドライバー回路を高速運転回路から低速運転回路へ切り換え制御する請求項２記載のステッピングモータ駆動装置。
4. 前記駆動制御回路は、
   目標ロータ位置と現在ロータ位置の差、目標ロータ速度と現在ロータ速度の差からロータに出力するトルクを指令するサーボ制御部と、
   前記ロータ位置と計測されたコイル電流計測値から座標軸変換を行ってモータトルク電流Ｉｑ及び界磁電流Ｉｄを各々算出し、前記サーボ制御部から指令されたトルク指令に基づくトルクをロータに発生させる電流ベクトル制御部と、
   前記サーボ制御部は、前記ステッピングモータのロータ回転速度の増加に伴って誘起される誘起電圧Ｖｒとモータ電源電圧Ｖｍとの電圧差が当該モータ電源電圧Ｖｍの−２０％を超えると、前記リレー回路を遮断し前記サブハーフブリッジに通電することにより、前記ドライバー回路を低速運転回路から高速運転回路へ切り換え制御し、誘起電圧Ｖｒとモータ電源電圧Ｖｍとの電圧差が当該モータ電源電圧Ｖｍの＋２０％を下回ると、前記サブハーフブリッジ回路を遮断し前記リレー回路を導通することにより、前記ドライバー回路を高速運転回路から低速運転回路へ切り換え制御する運転切り換え制御部と、を具備する請求項１又は請求項２記載のステッピングモータ駆動装置。