DE112013004694T5

DE112013004694T5 - Verfahren und Vorrichtung zum Messen einer Induktivität eines Permanentmagnetsynchronmotors und Permanentmagnetsynchronmotor

Info

Publication number: DE112013004694T5
Application number: DE112013004694.6T
Authority: DE
Inventors: c/o Nidec Corporation Nishikubo Tokoh; c/o Nidec Corporation Ue Kazumasa
Original assignee: Nidec Corp
Current assignee: Nidec Corp
Priority date: 2012-09-25
Filing date: 2013-09-24
Publication date: 2015-07-02
Also published as: CN105164912B; CN105164912A; WO2014050792A1; JP2014068528A; US20150226776A1

Abstract

Ein Verfahren zum Messen einer Induktivität eines Permanentmagnetsynchronmotors (1), das folgende Schritte aufweist: (a) Anlegen, an einen Stator (111) einer stationären Einheit (11) des Permanentmagnetsynchronmotors (1), einer Messspannung (ν^B _1h) mit einer elektrischen Winkelgeschwindigkeit, mit der eine Dreheinheit (12) nicht gedreht wird; (b) parallel zu Schritt (a), Messen eines Ansprechstroms (i^B _1h), der durch den Stator (111) fließt, durch Verwenden einer statischen Phase (θ_α) der Dreheinheit (12), die bezüglich der stationären Einheit (11) gestoppt bleibt; (c) Finden eines Differenzwerts des Ansprechstroms (i^B _1h) durch Verwenden eines Digitalfilters (241); und (d) Erhalten einer Induktivität des Stators (111) durch Eingeben des Ansprechstroms (i^B _1h) und des Differenzwerts des Ansprechstroms (i^B _1h) in einen Wandler (242), der im Voraus vorbereitet wird.

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Technologie zum Messen einer Induktivität eines Permanentmagnetsynchronmotors.
Stand der Technik
In jüngster Zeit ist, im Hinblick auf eine Reduzierung der Umweltbelastung und eine Verknappung der Energieversorgungsfähigkeit, Energiespartechnologie auf vielen unterschiedlichen Gebieten wünschenswert. Insbesondere ist bei Motoren, auf die etwa 50 % der in Japan verbrauchten elektrischen Leistung entfallen, eine hohe Effizienz erforderlich. Ein Permanentmagnetsynchronmotor (hierin nachfolgend als „PMSM” bezeichnet) kann hohe Effizienz, Weitbereichsantrieb, hohe Leistungsdichte und hohes Drehmoment realisieren. Aus diesem Grund wird der PMSM in vielen Haushalts- und Industrieanwendungsgebieten verwendet. Steuertechnologien, die in dem PMSM verwendet werden, teilen sich in viele Zweige auf. Von diesen Steuertechnologien erfüllt eine Vektorsteuerung gleichzeitig hohes Drehmoment, geringe Schwingung und hohe Effizienz gegenüber Laständerungen in dem PMSM. Somit bildet die Vektorsteuerung einen Kern der Steuertechnologien des PMSM. Außer einem speziellen Fall, in dem eine hoch genaue Positionierung erforderlich ist, braucht die Vektorsteuerung aktuell keinen Positionssensor, wodurch die Kosten reduziert werden und die Zuverlässigkeit verbessert wird. Aus diesem Grund kann davon ausgegangen werden, dass die Vektorsteuerung in der Zukunft weiterentwickelt wird.
Bei der Vektorsteuerung ohne Positionssensor ist es weit bekannt, dass ein Fehler einer Induktivität des PMSM, insbesondere ein Fehler der q-Achseninduktivität eine Phasenschätzcharakteristik stark beeinträchtigt. In jüngster Zeit wird auch ein Bahn- bzw. Trajektorien-ausgerichtetes sensorloses Vektorsteuerverfahren vorgeschlagen. Bei dem Bahn- bzw. Trajektorien-ausgerichteten sensorlosen Vektorsteuerverfahren wird bewirkt, dass eine Induktivität in einem Phasenschätzbeobachter einen absichtlichen Fehler aufweist, wodurch ein Phasenschätzfehler erzeugt wird und eine Stromphase zu einer MTPA-Kurve (MTPA = Maximum Torque Per Ampere = maximales Drehmoment pro Ampere) hin verschoben wird. Ein Induktivitätswert des PMSM, der bei diesem Steuerverfahren verwendet wird, wird durch eine LCR-Messvorrichtung, ein Impedanzverfahren, ein Magnetflussverkettungsverfahren oder dergleichen gemessen. Der Induktivitätswert des PMSM wird häufig von unterschiedlichen Herstellern als ein Nennwert bereitgestellt.
Bei dem Verfahren, das die LCR-Messvorrichtung verwendet, ist ein gemessener Strom kleiner als ein Nennstrom. Ferner muss bei einem Nennbetrieb ein Einfluss einer magnetischen Sättigung oder dergleichen berücksichtigt werden. Aus diesem Grund ist der gemessene Induktivitätswert bei dem Verfahren, das die LCR-Messvorrichtung verwendet, nicht ausreichend, um bei dem Nennbetrieb als wahrer Wert verwendet zu werden. Bei dem Verfahren, das die LCR-Messvorrichtung verwendet, werden Daten benötigt, die einem Zyklus eines elektrischen Winkels entsprechen. Das Impedanzverfahren ist implementiert bezüglich des PMSM in einem Stoppzustand gehalten. Bei dem Impedanzverfahren ist es leicht, eine d-Achseninduktivität zu messen, die keine Drehmomenterzeugung begleitet. Bei dem Impedanzverfahren ist jedoch ein externs Lastelement zum Fixieren eines Rotors mit einer Kraft, die größer ist als ein erzeugtes Drehmoment, erforderlich, um eine q-Achseninduktivität zu messen. Bei dem Magnetflussverkettungsverfahren wird eine Induktivität basierend auf einer Spannungsgleichung in der Nenndrehung des PMSM berechnet. Daher ist bei dem Magnetflussverkettungsverfahren, wie bei dem Impedanzverfahren, ein externes Lastelement erforderlich. Alle oben erwähnten Verfahren erfordern einen Positionssensor, um eine Rotorphase zu erhalten. Bei all den oben erwähnten Verfahren ist zumindest eine Stunde erforderlich für die Messung, einschließlich der Einstellung des Positionssensors.
Ein Messergebnis oder ein Simulationsergebnis eines Prototypmotors wird häufig als ein Nennwert einer Induktivität des PMSM verwendet. Selbst bei einem Nennlastpunkt umfasst der Nennwert der Induktivität einen Herstellungsfehler zwischen dem Prototypmotor und einem tatsächlich verwendeten Motor. Da sich Messbedingungen in dem Prototypmotor und dem tatsächlichen verwendeten Motor unterscheiden, umfasst der Induktivitätsnennwert einen Fehler bezüglich anderer Punkte als dem Nennlastpunkt. Das heißt, bei der Vektorsteuerung ohne Positionssensor erzeugt die Verwendung des Induktivitätsnennwerts einen Phasenschätzfehler.
In der Zwischenzeit wurden auch viele andere Verfahren zum Messen einer Induktivität vorgeschlagen. Beispielsweise findet sich bei dem zweiten Ausführungsbeispiel der japanischen Patentanmeldungsveröffentlichung Nr. H9-285198 eine Differenz zwischen einem d-Achseninduktivitätsschätzwert L_d*** und einem q-Achseninduktivitätsschätzwert L_q*** von einem Ausgangssignal, wenn die Motordrehungszahl 0 ist. Die so gefundene Differenz wird beim Korrigieren eines Drehmoments verwendet. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind die jeweiligen Werte einer d-Achseninduktivität und einer q-Achseninduktivität nicht erforderlich. Die japanische Patentanmeldungsveröffentlichung Nr. 2000-50700 offenbart ein Verfahren zum Finden einer d-Achseninduktivität L_d durch Anlegen einer Spannung, bei der ein Wechselstrom in einer d-Achsenrichtung mit einem Gleichstrom überlappt, und zum Finden einer q-Achseninduktivität L_q durch Anlegen eines Wechselstroms, der in einer q-Achsenrichtung schwingt.
Bei dem Verfahren, das in der japanischen Patentanmeldungsveröffentlichung Nr. H9-285198 offenbart ist, ist es nicht möglich, eine d-Achseninduktivität und eine q-Achseninduktivität einzeln zu finden. Bei der in der japanischen Patentanmeldungsveröffentlichung Nr. 2000-50700 offenbarten Technologie muss die Messarbeit zweimal durchgeführt werden und ist zeitaufwändig.
Ferner erhöht sich bei der Technologie, die in der japanischen Patentanmeldungsveröffentlichung Nr. 2000-50700 offenbart ist, der Strom, der durch eine Statorspule fließt. Aus diesem Grund wird ohne weiteres magnetische Sättigung erzeugt und somit ist die Messgenauigkeit reduziert. Bei dieser Technologie unterscheidet sich die Spannung, bei der ein Wechselstrom mit einem Gleichstrom überlappt, wesentlich von einer Spannung zu der Antriebszeit. Daher kann es sein, dass es nicht möglich ist, eine gewünschte Induktivität zu erhalten. Wenn ein Spulenwiderstandswert gemessen wird, ist es außerdem normalerweise erforderlich, eine niedrige Steuerspannung an den PMSM anzulegen, der in einem Stoppzustand gehalten wird. Dies führt zu einer Reduktion der Genauigkeit. Somit gibt es bei der Technologie, die in der japanischen Patentanmeldungsveröffentlichung Nr. 2000-50700 offenbart ist, wo kein Nennwert als Spulenwiderstandswert verwendet wird, Bedenken, dass es unmöglich sein kann, einen Spulenwiderstandswert mit hoher Genauigkeit zu erhalten.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht es beispielsweise, eine Induktivität ohne weiteres innerhalb einer kurzen Zeitperiode zu messen.
Zusammenfassung der Erfindung
Ein Verfahren zum Messen einer Induktivität eines Permanentmagnetsynchronmotors gemäß einem darstellenden Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfasst folgende Schritte: (a) Anlegen, an einen Stator (111) einer stationären Einheit (11) des Permanentmagnetsynchronmotors (1), einer Messspannung (ν^B _1h) mit einer elektrischen Winkelgeschwindigkeit, mit der eine Dreheinheit (12) nicht gedreht wird; (b) parallel zu Schritt (a), Messen eines Ansprechstroms (i^B _1h), der durch den Stator (111) fließt, durch Verwenden einer statischen Phase (θ_α) der Dreheinheit (12), die bezüglich der stationären Einheit (11) gestoppt bleibt; (c) Finden eines Differenzwerts des Ansprechstroms (i^B _1h) durch Verwenden eines Digitalfilters (241); und (d) Erhalten einer Induktivität des Stators (111) durch Eingeben des Ansprechstroms (i^B _1h) und des Differenzwerts des Ansprechstroms (i^B _1h) in einen Wandler (242), der im Voraus vorbereitet wird.
Ein darstellendes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung kann beispielsweise in einer Vorrichtung zum Messen einer Induktivität eines Permanentmagnetsynchronmotors und in einem Permanentmagnetsynchronmotor verwendet werden.
Gemäß einem darstellenden Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist es möglich, eine Induktivität ohne weiteres innerhalb einer kurzen Zeitperiode zu messen.
Die obigen und andere Merkmale, Elemente, Schritte, Charakteristika und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden von der folgenden detaillierten Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung, mit Bezugnahme auf die angehängten Zeichnungen offensichtlich werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist eine Ansicht, die eine Konfiguration zeigt, bei der ein Ansprechstrom durch ein Abbildungsfilter umgewandelt wird.
2A ist eine Ansicht, die eine Gewinncharakteristik eines Abbildungsfilters darstellt.
2B ist eine Ansicht, die eine Phasencharakteristik eines Abbildungsfilters darstellt.
3A ist eine Ansicht, die einen Messfluss einer Induktivität zeigt.
3B ist eine Ansicht, die schematische Konfigurationen eines PMSM und einer Induktivitätsmessvorrichtung zeigt.
4A ist eine Ansicht, die eine Messspannung und einen Ansprechstrom zeigt.
4B ist eine Ansicht, die eine Messspannung und einen Ansprechstrom zeigt.
5 ist eine Ansicht, die ein erzeugtes Drehmoment, eine Rotorphase und eine elektrische Rotorgeschwindigkeit zeigt.
6 ist eine Ansicht, die ein Induktivitätsmessergebnis darstellt.
7 ist eine Ansicht, die eine Maske zeigt.
8 ist eine Ansicht, die ein Induktivitätsmessergebnis nach der Maskierung darstellt.
9A ist eine Ansicht, die ein Induktivitätsmessergebnis darstellt, wenn eine Frequenz geändert wird.
9B ist eine Ansicht, die ein Induktivitätsmessergebnis darstellt, wenn eine Frequenz geändert wird.
10 ist eine Ansicht, die eine Messspannung und einen Ansprechstrom zeigt.
11 ist eine Ansicht, die ein Induktivitätsmessergebnis darstellt.
12 ist eine Ansicht, die eine Messspannung und einen Ansprechstrom zeigt.
13 ist eine Ansicht, die ein Induktivitätsmessergebnis darstellt.
14 ist eine Ansicht, die eine verbesserte Messspannungsanlegeeinheit, eine Strommesseinheit und eine Induktivitätsberechnungseinheit zeigt.
15A ist eine Ansicht, die einen Sollstrom zeigt.
15B ist eine Ansicht, die eine Sollstromerzeugungseinheit zeigt.
15C ist eine Ansicht, die eine Ansprechstromumwandlungseinheit zeigt.
15D ist eine Ansicht, die eine Messspannungserzeugungseinheit zeigt.
16 ist eine Ansicht, die eine Anfangsphase zeigt.
17A ist eine Ansicht, die eine Messspannung und einen Ansprechstrom zeigt.
17B ist eine Ansicht, die ein Induktivitätsmessergebnis darstellt.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
Falls bei der vorliegenden Beschreibung ein hochgestelltes „B” an einen rechten oberen Abschnitt eines Symbols angehängt ist, zeigt das Symbol einen Vektor oder eine Matrix an. Falls bei einer mathematischen Formel ein Symbol in einem fettgedruckten Buchstaben ausgedrückt ist, zeigt das Symbol einen Vektor oder eine Matrix an.
<1. Vorbereitung des Induktivitätsmessverfahrens>
Bei einem Induktivitätsmessverfahren gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel (hierin nachfolgenden bezeichnet als „vorliegendes Messverfahren”), wird beispielsweise ein dynamisches mathematisches Modell für einen PMSM verwendet, ausgedrückt in der mathematischen Formel 1. Das dynamische mathematische Modell baut auf einem allgemeinen γ-δ-Koordinatensystem auf gemäß Shinji Shinnaka, „Vector Control Technology of Permanent Magnet Synchronous Motor, First Volume (from the Principle to the Forefront)”, Dempa Publications Co., Dezember 2008. (Mathematische Formel 1)
In der mathematischen Formel 1 bezeichnet s einen Differentialoperator. T hochgestellt bedeutet Transposition einer Matrix. ω_γ ist eine Drehgeschwindigkeit eines Koordinatensystems, bei dem eine Richtung, die sich von der γ-Achse zu der δ-Achse erstreckt, positiv ist. ω_2n ist eine Momentangeschwindigkeit eines Rotors. θ_γ ist eine Momentanphase eines N-Pols des Rotors ausgewertet von der γ-Achs. 2 × 2-Vektoren D^B(s, ω_γ), Q^B(θ_γ), I^B und J^B sind ein D-Faktor (D-Matrix), eine Spiegelmatrix, eine Einheitsmatrix beziehungsweise eine alternierende Matrix. 2 × 1-Vektoren ν^B ₁, i^B ₁ und φ^B ₁ sind Spannung, Strom beziehungsweise Magnetflussverkettung des Rotors. φ^B _i ist ein Ankerrückwirkungsmagnetfluss (ein Statorrückwirkungsmagnetfluss) und wird durch einen Statorstrom i^B ₁ erzeugt. φ^B _m ist eine Rotormagnetflussverkettung mit einer Statorspule. Die Statormagnetflussverkettung φ^B _i ist die Summe des Ankerrückwirkungsmagnetflusses φ^B _i und des Rotormagnetflusses φ^B _m. R₁ ist ein Spulenwiderstandswert des PMSM. τ ist ein erzeugtes Drehmoment des PMSM. J_m ist ein Trägheitsmoment des PMSM. D_m ist eine viskose Reibung des PMSM. ω_2m ist eine mechanische Geschwindigkeit und ist ein Wert, der erhalten wird durch Dividieren der Momentangeschwindigkeit ω_2n des Rotors durch eine Polpaarzahl N_p. L_i und L_m sind In-Phase-Induktivität beziehungsweise Spiegelphaseninduktivität. Sowohl die In-Phase-Induktivität L_i als auch die Spiegelphaseninduktivität L_m umfasst eine gegenseitige Induktivität zwischen u-, v- und w-Phasen. Die In-Phase-Induktivität L_i und die Spiegelphaseninduktivität L_m sind verwandt mit einer d-Achseninduktivität L_d und einer q-Achseninduktivität L_q, wie es in der mathematischen Formel 2 ausgedrückt ist. (Mathematische Formel 2)
Die Aufbaubedingungen dieses mathematischen Modells sind wie folgt.

(1) Elektrische und magnetische Charakteristika von u-, v- und w-Phasen sind identisch.
(2) Harmonische-Welle-Komponenten eines Stroms und eines Magnetflusses sind vernachlässigbar.
(3) Ein Permanentmagnet des Rotors des PMSM ist mit einer Sinuswelle magnetisiert.
(4) Ein Einfluss einer Magnetflussinterferenz zwischen Achsen ist vernachlässigbar.
(5) Ein Eisenverlust als ein Magnetschaltungsverlust ist vernachlässigbar.

Nachfolgend wird ein Fall betrachtet, wo eine Messspannung ν^B _1h, ausgedrückt in der mathematischen Formel 3, auf einem allgemeinen γ-δ-Koordinatensystem dargestellt ist. In der mathematischen Formel 3 sind ν_h und ω_h die Amplitude und die Winkelfrequenz der Messspannung. (Mathematische Formel 3)
Ein erzeugter Ansprechstrom i^B _1h wird ausgedrückt durch die mathematische Formel 4 unter Verwendung einer Phase Δθ. Die Phase Δθ basiert auf der Messspannung ν^B _1h. In der mathematischen Formel 4 sind i_hγ und i_hδ Stromamplituden der γ-Achsen- beziehungsweise δ-Achsenkomponenten. (Mathematische Formel 4)
Bei dem vorliegenden Messverfahren wird eine Induktivität des PMSM gemessen durch Anlegen der Messspannung, die in der mathematischen Formel 3 ausgedrückt ist, an den PMSM. Unter einer Bedingung, dass die Winkelfrequenz ω_h der angelegten Messspannung ausreichend höher ist als eine mechanische Systemzeitkonstante D_m/J_m (z. B. zehnmal so hoch wie die mechanische Systemzeitkonstante D_m/J_m) wird das erzeugte Drehmoment eine Rotorhaltekraft. Als Folge wird die elektrische Rotorgeschwindigkeit ω₂ der mathematischen Formel 1 0, wodurch die mathematische Formel 5 erhalten wird. (Mathematische Formel 5)
Die mathematische Formel 5 kann umgestellt werden zu der mathematischen Formel 6.
(Mathematische Formel 6)

L_iI[si_1h + ω_γJi_1h] + L_mQ(θ_γ)[si_1h + ω_γJi_1h] = ν_1h – R₁i_1h

Wie bei si^B _1h der mathematischen Formel 6 kann die Beziehung der mathematischen Formel 7 von der mathematischen Formel 4 erhalten werden. Das heißt, si^B _1h kann erhalten werden durch Vorbewegen der Phase eines Stroms i^B _1h um π/2 und verursachen, dass ω_h als ein Gewinn wirkt. (Mathematische Formel 7)
Folglich werden bei dem vorliegenden Messverfahren Abbildungsfilter verwendet, um si^B _1h zu erhalten. 1 ist eine Ansicht, die eine schematische Konfiguration zeigt, bei der i^B _1h durch Abbildungsfilter F_α(z^–1) und F_β(z^–1) umgewandelt wird. In dem Fall, wo der Steuerzyklus T_s 0,1 ms beträgt, und die Winkelfrequenz ω_h der Messspannung 800 π rad/s beträgt, sind die Abbildungsfilter F_α(z^–1) und F_β(z^–1) Digitalfilter, die in der mathematischen Formel 8 ausgedrückt sind. Δθ_h ist eine normierte Winkelfrequenz, k ist eine Ganzzahl, n ist ein Grad der Filter und r ist ein Parameter, der beim Realisieren von Rekursion der Filter verwendet wird. (Mathematische Formel 8)
2A und 2B zeigen die Winkelfrequenzcharakteristika der Abbildungsfilter der mathematischen Formel 8, wenn eine Abtastfrequenz 10 kHz beträgt. 2A zeigt eine Verstärkungscharakteristik und 2B zeigt eine Phasencharakteristik. Die schwarze Linie zeigt die Charakteristik des Abbildungsfilters F_α(z^–1) an, und die graue Linie zeigt die Charakteristik des Abbildungsfilters F_β(z^–1) an. Das Abbildungsfilter F_α(z^–1) bewirkt, dass die Phase von i^B _1h mit der Winkelfrequenz ω_h von 800 π rad/s sich um π/2 rad vor bewegt. Andererseits bewirkt das Abbildungsfilter F_β(z^–1), dass die Frequenzkomponente von ω_h dadurch verläuft, ohne die Phase von i^B _1h zu ändern. Somit ist das Signal/Rausch-Verhältnis des Ansprechstroms i^B _1h verbessert. Dann werden L_i und L_m gefunden durch Einsetzen von ν^B _1h, i^B _1h und si^B _1h erhalten von der mathematischen Formel 3, 4, 7, in die mathematische Formel 6.
Ein festes d-q-Koordinatensystem ist ein festes d-q-Koordinatensystem, bei dem θ_γ = 0 und ω_γ = ω_2n = 0. Das feste d-q-Koordinatensystem kann als ein Spezialfall des allgemeinen γ-δ-Koordinatensystems angesehen werden. In dem festen d-q-Koordinatensystem kann die mathematische Formel 6 vereinfacht werden, wie es in der mathematischen Formel 9 ausgedrückt ist. Beispielsweise wird ein Nennwert als der Spulenwiderstandswert R₁ verwendet. (Mathematische Formel 9)
3A ist eine Ansicht, die einen Messfluss der Induktivität des PMSM zeigt. 3B ist eine Ansicht, die schematische Konfigurationen des PMSM 1 und einer Induktivitätsmessvorrichtung 2 zeigt. Die Induktivitätsmessvorrichtung 2 kann in dem PMSM 1 installiert sein. In diesem Fall sind die jeweiligen Komponenten der Induktivitätsmessvorrichtung 2, die hierin nachfolgend beschrieben werden, in einer Steuereinheit enthalten, die auf einer Schaltungsplatine des PMSM 1 installiert ist. Der PMSM 1 umfasst eine stationäre Einheit 11 und eine Dreheinheit (einen Rotor) 12. Die stationäre Einheit 11 umfasst einen Stator 111. Die Dreheinheit 12 umfasst einen Permanentmagneten 121. Die stationäre Einheit 11 trägt die Dreheinheit 12, sodass die Dreheinheit 12 drehbar ist.
Die Induktivitätsmessvorrichtung 2 umfasst eine Statische-Phase-Erfassungseinheit 21, eine Messspannungsanlegeeinheit 22, eine Strommesseinheit 23, ein Digitalfilter 241 und einen Wandler 242. Die Statische-Phase-Erfassungseinheit 21 erfasst eine statische Phase (nämlich eine Drehposition in einem Stoppzustand) der Dreheinheit 12, die bezüglich der stationären Einheit 11 des PMSM 1 gestoppt ist. Die statische Phase wird an die Messspannungsanlegeeinheit 22 und an die Strommesseinheit 23 gegeben, bei denen die statische Phase bei der Koordinatenumwandlung einer Spannung und eines Stroms verwendet wird.
Die Messspannungsanlegeeinheit 22 legt eine Messspannung an den Stator 111 an. Wie es nachfolgend beschrieben wird, hat die Messspannung eine elektrische Winkelgeschwindigkeit, mit der die Dreheinheit 12 im Wesentlichen nicht gedreht wird. Die Strommesseinheit 23 misst einen Ansprechstrom, der durch den Stator 111 fließt, an den die Messspannung angelegt ist. Das Digitalfilter 241 umfasst die in 1 gezeigte Konfiguration. Das Digitalfilter 241 findet einen Differenzwert des Ansprechstroms oder führt Rauschentfernung durch. Der Wandler 242 wandelt den Ansprechstrom, die Messspannung und den Differenzwert des Ansprechstroms in eine Induktivität des Stators 111 um. Falls die Messspannung vorbestimmt ist, wandelt der Wandler 242 tatsächlich den Ansprechstrom und den Differenzwert des Ansprechstroms in eine Induktivität um.
3B stellt lediglich eine funktionelle Konfiguration der Induktivitätsmessvorrichtung 2 dar. Praktisch wird die Statische-Phase-Erfassungseinheit 21 realisiert durch einen Inverter des PMSM 1 und eine Steuerschaltung desselben. Die Strommesseinheit 23 ist realisiert durch eine Recheneinheit und dergleichen. Die Messspannungsanlegeeinheit 22 ist realisiert durch einen Inverter, eine Steuerschaltung, eine Recheneinheit und dergleichen. Das Digitalfilter 241 oder der Wandler 242 ist ebenfalls durch eine Recheneinheit und dergleichen realisiert. Es gibt jedoch keinen Bedarf, diese Komponenten so bereitzustellen, dass dieselben physikalisch unterschieden werden können.
Wie es in 3A gezeigt ist, wenn die Induktivität gemessen wird, erfasst die Statische-Phase-Erfassungseinheit 21 anfangs die statische Phase θ_α der Dreheinheit 12, die bezüglich der stationären Einheit 11 gestoppt ist, durch ein Statische-Phase-Schätzverfahren, das magnetische Sättigung verwendet (Schritt S11). Als das Statische-Phase-Schätzverfahren ist es möglich, ein Verfahren zu verwenden, das in Shinji Shinnaka, „Vector Control Technology of Permanent Magnet Synchronous Motor, zweiter Band (Essence of Sensorless Drive Control)”, Dempa Publications Inc., Dezember 2008 dargestellt ist. Andere beliebige Verfahren können als das Statische-Phase-Schätzverfahren verwendet werden. Das Statische-Phase-Schätzverfahren ist nicht auf Berechnung begrenzt. Falls der PMSM 1 einen Positionssensor umfasst, kann die statische Phase unter Verwendung des Positionssensors erfasst werden. Darüber hinaus kann die statische Phase vorbestimmt sein.
Als nächstes legt die Messspannungsanlegeeinheit 22 die Messspannung ν^B _1h, die in der mathematischen Formel 3 ausgedrückt ist, an den Stator 111 an (Schritt S12). Die Messspannung hat eine elektrische Winkelgeschwindigkeit, mit der die Dreheinheit 12 nicht gedreht wird. Parallel zu Schritt S12 misst die Strommesseinheit 23 den Ansprechstrom i^B _1h, der durch den Stator 111 fließt, an den die Messspannung angelegt ist (Schritt S13). Genauer gesagt, in der Messspannungsanlegeeinheit 22 wird eine vorbestimmte Messspannung durch die Verwendung der statischen Phase θ_α von einem festen d-q-Koordinatensystem in ein α-β-Koordinatensystem umgewandelt und wird von zwei Phasen zu drei Phasen umgewandelt. Somit ist die Steuerung eines Inverters implementiert. In der Strommesseinheit 23 wird der Strom, der durch den Stator 111 fließt, durch die Verwendung der statischen Phase θ_α von drei Phasen zu zwei Phasen umgewandelt und wird von einem α-β-Koordinatensystem in ein festes d-q-Koordinatensystem umgewandelt. Folglich werden ein d-Achsenstrom und ein q-Achsenstrom als Ansprechstrom erfasst.
Aufgrund der Verwendung des Digitalfilters 241 wird das Abbildungsfilter F_α(z^–1) der mathematischen Formel 8 an i^B _1h angelegt. Folglich wird si^B _1h erhalten durch Vorbewegen des Differenzwerts des Ansprechstroms, d. h. der Phase des Ansprechstroms, um π/2 rad (Schritt S14). In dem Digitalfilter 241 kann i^B _1h mit einem reduzierten Rauschen auch erhalten werden, wenn das Abbildungsfilter F_β(z^–1) angelegt ist. In dem Wandler 242 werden eine d-Achseninduktivität L_d und eine q-Achseninduktivität L_q berechnet durch Einsetzen der jeweiligen variablen Werte in die mathematische Formel 9 (Schritt S15).
Praktisch wird während eines Zyklus des Ansprechstroms eine Mehrzahl von d-Achsenstromwerten erfasst, und eine Mehrzahl von q-Achsenstromwerten, die den d-Achsenstromwerten entsprechen, wird erfasst. Aus diesem Grund wird bei Schritt S15 eine Mehrzahl von d-Achseninduktivitätswerten, die den d-Achsenstromwerten entsprechen, und eine Mehrzahl von q-Achseninduktivitätswerten, die den q-Achsenstromwerten entsprechen, als die Induktivität erfasst. Auf diese Weise werden die Induktivitätswerte, die den Stromwerten entsprechen, schnell erfasst. Vorzugsweise umfasst der Wandler 242 eine Funktion oder eine Tabelle zum Umwandeln des Ansprechstroms und des Differenzwerts des Ansprechstroms in Induktivitäten. Anders ausgedrückt, der Wandler 242 kann eine Recheneinheit sein, die Induktivitäten findet unter Verwendung einer Funktion, oder kann konfiguriert sein, um Induktivitäten durch Bezugnahme auf eine Tabelle zu finden. Folglich ist es möglich, eine Mehrzahl von Induktivitäten mit hoher Geschwindigkeit zu erfassen.
Die so gefundenen Induktivitäten werden beispielsweise verwendet beim Einstellen der Antriebssteuerung von PMSMs während der Herstellung derselben oder des Durchführens einer Qualitätssicherungsuntersuchung.
<2. Testergebnis>

Die oben erwähnte Induktivitätsmessung basiert auf einer Voraussetzung, dass die Dreheinheit 12 nicht bewegt wird, selbst wenn die Messspannung an den Stator 111 angelegt wird. Somit erfolgt zunächst eine Beschreibung des Auswertungsergebnisses eines elektrischen Ansprechverhaltens des PMSM 1 an die Messspannung. Diese Auswertung wurde durchgeführt durch Installieren eines Programms an PE-Expert 3 (ein Inverter MWINV-5R022, hergestellt durch Myway Plus Corporation). Der Steuerzyklus Ts war auf 0,1 ms eingestellt. Bei der Messspannung, die anzulegen ist, war die Winkelfrequenz ω_h auf 800 rad/s eingestellt, die Spannungsamplitude ν_h auf 150 V, und die Spannungsanlegezeit t auf 10 ms. Der ausgewertete Motor, der eine Ausprägung aufweist, ist von dem Typ, wie es in Tabelle 1 gezeigt ist. [Tabelle 1]

Spulenwiderstandswert R₁	1,132 Ω
Nennleistung	750 W
Induktivität L_d	12,4 mH
Induktivität L_q	15,6 mH
Nennstrom	3,3 Arms
Nenndrehzahl	1.920 min^–1
Nenndrehmoment	3,73 Nm
Magnetfluss Φ	0,254 Vs/rad
Polpaarzahl N	3
Hersteller	Yaskawa Electric Corp.

4A und 4B sind Ansichten, die die Auswertungsergebnisse darstellen. 4A stellt den Ansprechstrom i^B _1h dar, wenn die Messspannung ν^B _1h an dem PMSM 1 angelegt ist. In 4A zeigen weiße Kreise und weiße Rhomben einen d-Achsenstrom i_d beziehungsweise einen q-Achsenstrom i_q an. In 4A zeigen die schwarzen Kreise und die schwarzen Rhomben eine d-Achsenspannung V_d beziehungsweise eine q-Achsenspannung V_q an. 4B zeigt die Trajektorien des Ansprechstroms i^B _1h und der Messspannung ν^B _1h in einem festen d-q-Koordinatensystem. In 4B zeigen die weißen Kreise, die grauen Kreise und die schwarzen Kreise die Ausgaben F_β(z^–1)i^B _1h und F_α(z^–1)i^B _1h der Abbildungsfilter beziehungsweise die Messspannung ν^B _1h an. In 4B zeigen die durchgezogenen Linien die Positionsbeziehung der jeweiligen Vektoren bei einem bestimmten Steuerzyklus an.
Von dem obigen Ergebnis ist ersichtlich, dass der Ansprechstrom i^B _1h, der durch das Anlegen der perfekt kreisförmigen Messspannung ν^B _1h erzeugt wird, eine elliptische Trajektorie zieht. Dies liegt daran, dass das Verhältnis der Nebenachse zu der Hauptachse der Ellipse, die durch den Ansprechstrom gezogen wird, gleich dem Induktivitätsverhältnis L_d:L_q ist, wie es in Shinji Shinnaka, „Vector Control Technology of Permanent Magnet Synchronous Motor, zweiter Band (Essence of Sensorless Drive Control)”, Dempa Publications Inc., Dezember 2008 gezeigt ist. In 4B ist die Mitte der elliptischen Trajektorie des Ansprechstroms i^B _1h leicht verschoben in der Richtung von i_d > 0. Dies liegt daran dass, wenn i_d > 0, im Vergleich zu einem Fall, wo i_d < 0, die Induktivität aufgrund des Einflusses magnetischer Sättigung reduziert ist. Von den Ausgabeergebnissen F_α(z^–1)i^B _1h und F_β(z^–1)i^B _1h der Abbildungsfilter wird bestätigt, dass das aktuelle Filter die Phase des Ansprechstroms i^B _1h um π/2 rad vorbewegt.
5 stellt die Beziehungen zwischen dem erzeugten Drehmoment τ, der Rotorphase (statische Phase) θ_α und der Drehelektrikgeschwindigkeit ω_2n zum Zeitpunkt des Anlegens der Messspannung dar. Die schwarzen Kreise zeigen das Drehmoment τ an, die grauen Kreise zeigen die statische Phase θ_α an, und die weißen Kreise zeigen die elektrische Rotorgeschwindigkeit ω_2n an. θ_α und ω_2n sind das Ausgabeergebnis eines Codierers (1.024 p/r). Da ein Drehmomentsensor dem erzeugten Drehmoment nicht folgen kann, wird τ berechnet durch die mathematische Formel 10, die erhalten wird durch Entwickeln der Drehmomenterzeugungsformel der mathematischen Formel 1 in einem festen d-q-Koordinatensystem.
(Mathematische Formel 10)

τ = N_pi₁ ^TJϕ₁ = N_p(2L_mi_d + Φ)i_q

Von diesem Ergebnis ist ersichtlich, dass der Rotor nicht mit dem erzeugten Drehmoment τ synchronisiert. Ferner ist zu sehen, dass θ_α konstant wird und ω_2n 0 wird, wodurch die Voraussetzung ω_2n = 0 der mathematischen Formeln 6 und 9 erfüllt wird.
6 ist eine Ansicht, die das Messergebnis der Induktivität eines ausgeprägten PMSM durch das oben erwähnte Messverfahren zeigt. In 6 zeigen die grauen Kreise und die grauen Rhomben d-Achsen- und q-Achsen-Induktivitätsnennwerte an, die auf ein Typenschild des PMSM geschrieben sind. In 6 zeigen die weißen Kreise und die schwarzen Kreise das Messergebnis der d-Achseninduktivität L_d an, falls i_q > 0 beziehungsweise i_q < 0. In 6 zeigen die weißen Rhomben und die schwarzen Rhomben das Messergebnis der q-Achseninduktivität L_q an, falls i_d > 0 beziehungsweise i_d < 0. Von diesem Ergebnis ist ersichtlich, dass aufgrund der Kombination der Polaritäten von i_d und i_q eine Region existiert, wo sich die Induktivität zusammen mit dem Anstieg des d-Achsenstroms oder des q-Ansprechstroms erhöht, und eine Region, wo sich die Induktivität zusammen mit dem Anstieg des d-Ansprechstroms oder des q-Ansprechstroms verringert. Allgemein, falls sich der Strom erhöht, verringert sich die Induktivität des PMSM aufgrund der magnetischen Sättigung. Aus diesem Grund wird in dem Test, wie es in 8 gezeigt wird, die nachfolgend beschrieben wird, eine in 7 gezeigte Maske an das Messergebnis angelegt, wodurch die Region ignoriert wird, wo sich die Induktivität zusammen mit dem Anstieg des Stroms erhöht. Die in 7 gezeigten Symbole sind die gleichen wie diejenigen, die in den nachfolgenden Testergebnissen verwendet werden.
8 ist eine Ansicht, die das Ergebnis darstellt, das erhalten wird durch Anlegen der in 7 gezeigten Maske an das in 6 gezeigte Messergebnis. Die in 8 gezeigten Symbole sind die gleichen wie die in 6 gezeigten. Dieses Ergebnis offenbart, dass ein scharfer Anstieg bei der Induktivität nahe einer Region von i_d = ±5A und i_q = ±3A erscheint. Dies liegt daran, dass si_d und si_q der mathematischen Formel 9 sehr klein werden, wodurch Nulldivision erzeugt wird.
Der Fehler zwischen der d-Achseninduktivität L_d und dem Nennwert (graue Kreise) beträgt 10% oder weniger. Falls somit der Herstellungsfehler und der Messfehler des Nennwerts berücksichtigt werden, kann die d-Achseninduktivität L_d durch das vorliegende Messverfahren ausreichend gemessen werden. Falls jedoch der Einfluss des Signal/Rausch-Verhältnisses von si_d auf die Messgenauigkeit berücksichtigt wird, ist der messbare Bereich ein Bereich von i_d = ±4A, nämlich ein Bereich von ±80% des Ansprechstroms. Im Fall der q-Achseninduktivität L_q ist der Maximalwert des Ansprechstroms etwa 3 A, was nicht in der Lage ist, 4,9 A zu erreichen, die bei dem Nenndrehmoment erforderlich sind. Aus diesem Grund kann die Messung nicht bei einem Nennlastpunkt durchgeführt werden. Wie für die Region gleich oder niedriger als ein Nennlaststrom kann die Induktivität in einem Bereich von i_q = ±2A gemessen werden, nämlich einem Bereich von ±70% des Ansprechstroms. Selbst in diesem Fall ist es erforderlich, das Signal/Rausch-Verhältnis von si_q zu berücksichtigen.
Für die Messzeit sind beim Messen der Induktivität 10 ms erforderlich. Falls die Einstellungszeit zum Zusammenstellen und Herunterladen eines Programms enthalten ist, sind beim Messen der Induktivität etwa 100 s erforderlich. Bei der herkömmlichen LCR-Messvorrichtung, dem herkömmlichen Impedanzverfahren und dem herkömmlichen Mag netflussverkettungsverfahren, die eine Einstellungsoperation umfassen, beträgt die Messzeit etwa 1 Std/PMSM. Daher ist das vorliegende Messverfahren in der Lage, die Messung mit einer etwa 36-fachen Geschwindigkeit durchzuführen.
Wie es oben beschrieben ist, kann in dem Fall des in Tabelle 1 gezeigten PMSM, wenn der Messbereich ±70% des Ansprechstroms bezüglich der angelegten Messspannung ist, die Induktivität des PMSM durch das vorliegende Messverfahren sofort gemessen werden, ohne ein externes Lastelement zu erfordern.
9A und 9B zeigen die Induktivitätsmessergebnisse in den Fällen, wo die Amplitude V_h der Messspannung auf 150 V eingestellt ist, und die Winkelfrequenz ω_h derselben innerhalb eines Bereichs von 400 π bis 800 π rad/s geändert ist. 9A zeigt das Messergebnis der d-Achseninduktivität L_d in dem ersten Quadranten (i_d > 0 und i_q > 0), der in 7 gezeigt ist. 9B zeigt das Messergebnis der q-Achseninduktivität L_q in dem zweiten Quadranten (i_d < 0 und i_q < 0), der in 7 gezeigt ist. In 9A und 9B zeigen die weißen Kreise, die schwarzen Kreise, die weißen Dreiecke, die schwarzen Dreiecke und die weißen Rhomben die jeweiligen Messergebnisse in dem Fall an, wo die Winkelfrequenzen ω_h 400 π, 500 π, 600 π, 700 π und 800 π rad/s sind. Die schwarzen Rhomben zeigen den Nennwert an.
Die normierten Winkelfrequenzen Δθ_h der Abbildungsfilter, die Ganzzahl k und der Grad n der Abbildungsfilter werden zu den in Tabelle 2 gezeigten Werten geändert, abhängig von den Winkelfrequenzen ω_h. Von diesem Ergebnis ist ersichtlich, dass die Amplitude des Ansprechstroms sich zusammen mit der Verringerung der Winkelfrequenz erhöht. Bei allen Winkelfrequenzen tritt ein scharfer Abstieg der Induktivität in der Region von 80% oder mehr des Maximalstroms auf. Daher wird angemerkt, dass die Induktivität in dem Bereich von ±80% des Ansprechstroms gemessen werden kann. In dem Bereich von ω_h ≤ 500 π rad/s tritt jedoch ein Fall auf, wo sich die Dreheinheit über einen erlaubten Bereich hinaus bewegt, zusammen mit dem Anlegen der Messspannung. Hinsichtlich des Vorhergehenden muss die Kompromissbeziehung zwischen der Winkelfrequenz der Messspannung und dem Maximalansprechstrom abhängig von einem zu messenden PMSM erfasst werden. In dem Fall des in Tabelle 1 gezeigten PMSM ist es zu bevorzugen, die Messung bei ω_h ≤ 600 π rad/s durchzuführen. [Tabelle 2]

ω_n Δθ_h = ω_h ^Ts k n

400 π rad/s 0,04 π rad 1 25

500 π rad/s 0,05 π rad 1 20

600 π rad/s 0,06 π rad 3 50

700 π rad/s 0,7 π rad 7 100

800 π rad/s 0,08 π rad 2 25

Als nächstes wird eine Beschreibung des Messergebnisses für einen nicht ausgeprägten PMSM gezeigt. Bei dieser Messung wird der in Tabelle 3 gezeigte PMSM verwendet. [Tabelle 3]

Spulenwiderstandswert R₁	4,32 Ω
Nennleistung	387 W
Induktivität L_d	60 mH
Induktivität L_q	60 mH
Nennstrom	1,9 Arms
Nenndrehzahl	1.140 min^–1
Nenndrehmoment	3,24 Nm
Magnetfluss Φ	0,262 Vs/rad
Polpaarzahl N	4
Hersteller	NIDEC TECHNO MOTOR CORP.

10 zeigt das elektrische Ansprechen des PMSM auf die Messspannung. In 10 zeigen die weißen Kreise, die grauen Kreise und die schwarzen Kreise die Ausgaben F_β(z^–1)i^B _1h und F_α(z^–1)i^B _1h der Abbildungsfilter beziehungsweise die Messspannung ν^B _1h an. In 10 zeigen die durchgezogenen Linien die Positionsbeziehungen der jeweiligen Vektoren bei einem bestimmten Steuerzyklus an. 11 zeigt das Messergebnis der Induktivität. In 11 zeigen die grauen Kreise und die grauen Rhomben d-Achsen- beziehungsweise q-Achseninduktivitätsnennwerte an. In 11 zeigen die weißen Kreise und die schwarzen Kreise das Messergebnis der d-Achseninduktivität L_d in den Fällen an, wo i_q > 0 beziehungsweise i_q < 0. In 11 zeigen die weißen Rhomben und die schwarzen Rhomben das Messergebnis der q-Achseninduktivität L_q in den Fällen an, wo i_d > 0 beziehungsweise i_d < 0. Die Amplitude V_h der Messspannung ist auf 230 V eingestellt. Die Winkelfrequenz ω_h ist auf 600 π rad/s eingestellt. Die Winkelfrequenz ω_h ist als ein Wert ausgewählt, durch den die Messbedingungen erfüllt werden und bei dem der Ansprechstrom am größten wird. Die in 10 und 11 gezeigten Symbole sind die gleichen wie diejenigen, die in 4B und 8 gezeigt sind.
Von diesem Ergebnis ist ersichtlich, dass ein perfekt kreisförmiger Ansprechstrom erzeugt wird, ansprechend auf eine perfekt kreisförmige Messspannung. Dies liegt daran, dass der PMSM nicht ausgeprägt ist und dass L_d gleich L_q ist. Das in 11 gezeigte Ergebnis offenbart, dass die Induktivitätsmesswerte (L_d = 59,2 mH und L_q = 59,2 mH), die durch das vorliegende Messverfahren gemessen werden, im Wesentlichen übereinstimmen mit den Nennwerten (L_d = 60 mH und L_q = 60 mH). Folglich kann angemerkt werden, dass die Messgenauigkeit bei dem vorliegenden Messverfahren hoch genug ist. Wie bei dem in 8 gezeigten Messergebnis erscheint ein starker Abfall bei der Induktivität nahe einer Region von i_d = ±2,1 A und i_q = ±2,1 A, wo der Ansprechstrom am größten wird. Das heißt, in dem Fall des in Tabelle 3 gezeigten PMSM kann eine Messung mit ausreichend hoher Genauigkeit durchgeführt werden, falls der Messbereich etwa ±90% des Ansprechstroms beträgt. Von den in 8 und 11 gezeigten Ergebnissen kann gesagt werden, dass unabhängig von der Ausgeprägtheit des PMSM der messbare Bereich der Induktivität etwa ±80% des Ansprechstroms beträgt.

Als nächstes wird das Messergebnis für einen PMSM mit einer extrem kleinen Induktivität von 1 mH oder weniger beschrieben. Bei dieser Messung wird der in Tabelle 4 gezeigte PMSM verwendet. [Tabelle 4]

Spulenwiderstandswert R₁	37,25 mΩ
Nennleistung	250 W
Induktivität L_d	0,22 mH
Induktivität L_q	0,28 mH
Nennstrom	20 Arms
Nenndrehzahl	2.700 min^–1
Nenndrehmoment	0,6 Nm
Magnetfluss Φ	7,27 Vs/rad
Polpaarzahl N	5
Hersteller	NIDEC CORP.

12 zeigt das elektrische Ansprechen des PMSM auf die Messspannung. In 12 zeigen die weißen Kreise, die grauen Kreise und die schwarzen Kreise die Ausgaben F_β(z^–1)i^B _1h und F_α(z^–1)i^B _1h der Anbbildungsfilter beziehungsweise die Messspannung ν^B _1h an. In 12 zeigen die durchgezogenen Linien die Positionsbeziehungen der jeweiligen Vektoren bei einem bestimmten Steuerzyklus an. 13 zeigt das Messergebnis der Induktivität. In 13 zeigen die grauen Kreise und die grauen Rhomben d-Achsenbeziehungsweise q-Achseninduktivitätsnennwerte an. In 13 zeigen die weißen Kreise und die schwarzen Kreise das Messergebnis der d-Achseninduktivität L_d in den Fällen an, wo i_d > 0 beziehungsweise i_q < 0. In 13 zeigen die weißen Rhomben und die schwarzen Rhomben das Messergebnis der q-Achseninduktivität L_q in den Fällen an, wo i_d > 0 beziehungsweise i_d < 0. Die Amplitude V_h der Messspannung ist auf 11 V eingestellt. Die Winkelfrequenz ω_h ist auf 600 rad/s eingestellt. Die Winkelfrequenz ω_h ist als ein Wert gewählt, durch den die Messbedingungen erfüllt sind und bei dem der Ansprechstrom am höchsten wird. Die in 12 und 13 gezeigten Symbole sind die gleichen wie diejenigen, die in 4B und 8 gezeigt sind.
Wie es in 13 gezeigt ist, ist in dem Fall der d-Achseninduktivität L_d der Messwert für den Nennwert 0,22 mH 0,221 mH. Daher ist bei der d-Achseninduktivität L_d der Fehler zwischen dem Messwert und dem Nennwert so klein wie 0,5%. In dem Fall der q-Achseninduktivität L_q ist der Messwert für den Nennwert 0,28 mH 0,276 mH. Daher ist bei der q-Achseninduktivität L_q der Fehler zwischen dem Messwert und dem Nennwert so klein wie 1,4%. Unter Berücksichtigung des Herstellungsfehlers und des Messfehlers des Nennwerts kann gesagt werden, dass sowohl die d-Achseninduktivität L_d als auch die q-Achseninduktivität L_q durch das vorliegende Messverfahren ausreichend gemessen werden können.
Obwohl dies in den Zeichnungen nicht gezeigt ist, war das Messergebnis unter Verwendung eines Magnetflussverkettungsverfahrens L_d ≒ 0,20 mH (i_d = 7 bis 10 A) und L_q ≒ 0,24 mH (i_q = 7 bis 10 A). Dies bedeutet, dass das vorliegende Messverfahren eine Messleistungsfähigkeit aufweist, die äquivalent ist zu denjenigen der herkömmlichen Verfahren. In 13, wie bei den in 8 und 11 gezeigten Ergebnissen, verringert sich die Induktivität stark nahe einer Region von i_d = ±25 A und i_q = ±20 A. Daher ist der messbare Bereich des Ansprechstroms ±80% des Ansprechstroms. Wie es oben beschrieben wurde, hat selbst für den PMSM mit einer extrem kleinen Induktivität von 1 mH oder weniger das vorliegende Messverfahren Messcharakteristika, die so gut sind wie diejenigen des Magnetflussverkettungsverfahrens. Außerdem, für die Regionen außer dem Nennlastpunkt, kann das vorliegende Messverfahren eine Messung zu einem Zeitpunkt durchführen.
<3. Verbesserte Messspannungsanlegeeinheit>
Bei dem vorliegenden Messverfahren kann es abhängig von den Motorparametern des PMSM einen Fall geben, wo es unmöglich ist, den Ansprechstrom im Wesentlichen gleich dem Nennstrom zu erzeugen. Wie es in 4B gezeigt ist, zieht der Ansprechstrom eine elliptische Trajektorie. Somit besteht die Möglichkeit, dass ein unnötig großer Ansprechstrom in dem ausgeprägten PMSM fließen kann. Bezüglich der Amplitude der Messspannung, wie es in 4B und 10 gezeigt ist, muss die Amplitude V_h der Messspannung 100 V oder mehr sein, falls die Induktivität des PMSM groß ist. Als ein Ergebnis wird die Antriebsschaltung des PMSM größer. Bezüglich der Amplitude des Ansprechstroms wird in dem Fall des PMSM mit einer kleinen Induktivität, der in 12 gezeigt ist, ein Überstrom erzeugt, wenn eine übermäßige Messspannung an den PMSM angelegt wird. Dies kann möglicherweise Schäden an dem Inverter und dem PMSM verursachen. Um das vorliegende Messverfahren an unterschiedliche Arten von PMSMs anzulegen, ist es zu bevorzugen, eine Stromsteuerung zu installieren, die die Messspannung abhängig von den Motorparametern einstellt.
14 ist eine Ansicht, die eine verbesserte Messspannungsanlegeeinheit 22, eine Strommesseinheit 23 und eine Induktivitätsberechnungseinheit 24 zeigt. Wenn die Induktivitätsmessvorrichtung 2 in dem PMSM 1 installiert ist, wie es oben angeführt wurde, wird es bevorzugt, dass die Induktivitätsmessvorrichtung 2 als ein Teil einer Steuereinheit 20 des PMSM 1 installiert ist.
Die Strommesseinheit 23 umfasst eine Stromerfassungseinheit 231, einen Dreiphase/Zweiphase-Wandler 232 und einen Vektorrotator 233. Die Messspannungsanlegeeinheit 22 umfasst einen Vektorrotator 221, einen Zweiphase/Dreiphase-Wandler 222 und einen Inverter 223. Die verbesserte Messspannungsanlegeeinheit 22 umfasst ferner eine Sollstromerzeugungseinheit 224, eine Ansprechstromumwandlungseinheit 225, eine Messspannungserzeugungseinheit 226 und einen Subtrahierer 227. Die Ansprechstromumwandlungseinheit 225, die Messspannungserzeugungseinheit 226 und der Subtrahierer 227 bilden eine Spannungssteuereinheit 220. Die Spannungssteuereinheit 220 steuert eine Messspannung basierend auf einem Sollstrom und einem Ansprechstrom. Folglich ist es möglich, einen Stromwert so zu steuern, dass derselbe in einen geeigneten Bereich fällt.
Der Dreiphase/Zweiphase-Wandler 232, angezeigt durch S^BT wandelt Signale von drei Phasen (u-, v- und w-Phase), die durch die Stromerfassungseinheit 231 erfasst werden, in ein α-β-Koordinatensystem um. Unter Verwendung einer statischen Phase θ_α wandelt der Vektorrotator 233, angezeigt durch R^BT, die Signale des α-β-Koordinatensystems in ein festes d-q-Koordinatensystem um, nämlich ein d-q-Koordinatensystem, bei dem die Dreheinheit 12 stationär gehalten wird. Unter Verwendung der statischen Phase θ_α wandelt der Vektorrotator 221, angezeigt durch R^B, die Signale des festen d-q-Koordinatensystems in ein α-β-Koordinatensystem um. Der Zweiphase/Dreiphase-Wandler 222, angezeigt durch S^B, wandelt die Signale des α-β-Koordinatensystems in die Signale von drei Phasen (u-, v- und w-Phase) um, die in den Inverter 223 eingegeben werden. Die Messspannungsanlegeeinheit 22 erzeugt eine Messspannung unter Verwendung der statischen Phase θ_α.
Die Induktivitätsberechnungseinheit 24 entspricht dem Digitalfilter 241 und dem Wandler 242, die in 3B gezeigt sind.
In dem Fall, wo die Sollstromerzeugungseinheit 224 und die Spannungssteuereinheit 220 nicht bereitgestellt sind, wird ein Messspannungssignal, das in dem festen d-q-Koordinatensystem eine vorbestimmte Trajektorie zieht, in den Vektorrotator 221 eingegeben. Im Gegensatz dazu wird in der verbesserten Messspannungsanlegeeinheit 22 eine Messspannung erzeugt durch die Sollstromerzeugungseinheit 224 und die Spannungssteuereinheit 220, in welchem Fall eine ideale Trajektorie des Ansprechstroms als ein Befehlswert verwendet wird.
Das feste d-q-Koordinatensystem gehört zu dem allgemeinen γ-δ-Koordinatensystem. Daher können die Vektorrotatoren 233 und 221 Umwandlungen durchführen zwischen dem α-β-Koordinatensystem und dem allgemeinen γ-δ-Koordinatensystem. In diesem Fall führt die Induktivitätsberechnungseinheit 24 Berechnung in dem allgemeinen γ-δ-Koordinatensystem durch.
Im Allgemeinen ist in dem festen d-q-Koordinatensystem die Trajektorie einer Messspannung ein Kreis oder eine Ellipse, die einen Ursprung umgibt. In dem festen d-q-Koordinatensystem ist die Trajektorie eines Sollstroms, der als ein Befehlswert dient, auch ein Kreis oder eine Ellipse, der/die einen Ursprung umgibt. Das Koordinatensystem zum Zeigen der Trajektorie der Messspannung und der Trajektorie des Sollstroms ist nicht auf das feste d-q-Koordinatensystem beschränkt. In einem Koordinatensystem für den Ausdruck von zwei Phasen ist die Trajektorie der Messspannung ein Kreis oder eine Ellipse, die einen Ursprung umgibt, und die Trajektorie des Sollstroms ist auch ein Kreis oder eine Ellipse, die einen Ursprung umgibt. In der Trajektorie des Sollstroms, wie es in 15A gezeigt ist, ist die Amplitude der Ellipsenhauptachse des Sollstroms definiert als i_dmax*, die Amplitude der Ellipsennebenachse derselben ist definiert als i_qmax* und die Phase der Ellipsenhauptachse, gemessen von der d-Achse, ist definiert als Δθ*. Die tief gestellten Zeichen d und q bezeichnen eine d-Achsenkomponente beziehungsweise eine q-Achsenkomponente.
15B ist eine Ansicht, die die Konfiguration der Sollstromerzeugungseinheit 224 zeigt. Unter Verwendung des Vektorrotators R^B(Δθ*) erzeugt die Sollstromerzeugungseinheit 224 als den Sollstrom einen positiven Phasenbefehlswert i^B _hp ^* und einen negativen Phasenbefehlswert I^B _hn* von i_dmax*, i_qmax* und Δθ*. 15C ist eine Ansicht, die die Konfiguration der Ansprechstromumwandlungseinheit 225 zeigt. In der Ansprechstromumwandlungseinheit 225 wird die positive Phasenkomponente des Ansprechstroms i^B _1h durch den Vektorrotator R^BT in eine Gleichsignalkomponente umgewandelt. Dann wird die negative Phasenkomponente durch ein Bandsperrfilter (BSF) (mit einer Mittenfrequenz von 2ω_h und einer Bandbreite von ω_h/3) entfernt. Folglich wird eine positive Phasenkomponente i^B _hp erhalten. Gleichartig dazu wird in der Ansprechstromumwandlungseinheit 225 die negative Phasenkomponente des Ansprechstroms i^B _1h durch den Vektorrotator R^B in eine Gleichsignalkomponente umgewandelt. Dann wird die positive Phasenkomponente durch das gleiche BSF entfernt. Folglich wird eine negative Phasenkomponente i^B _hn erhalten. In 15C wird für die Zweckmäßigkeit der Berechnung eine Anfangsphase θ_i in die gedrehte Phase aufgenommen. Wie es nachfolgend beschrieben wird, ist jedoch die Anfangsphase θ_i ein extrem kleiner Wert, der eingestellt ist, um die Messgenauigkeit zu verbessern. Dies gilt in 15D.
15D ist eine Ansicht, die die Konfiguration der Messspannungserzeugungseinheit 226 zeigt. Die positive Phasenkomponente (i^B _hp ^* – i^B _hp) und die negative Phasenkomponente (i^B _hn ^* – i^B _hn), die von dem Subtrahierer 227 erhalten werden, werden in primäre PI-Steuerungen eingegeben, sowohl für die d-Achsenkomponente als auch die q-Achsenkomponente. Die Bandbreite von jeder der primären PI-Steuerungen ist z. B. 3.000 rad/s. Dann werden die Ausgaben der primären PI-Steuerungen umgewandelt in Befehlswerte ν_hpd* und ν_hpq* (d. h. ν^B _hp*) von positiven Phasenkomponenten und Befehlswerte ν_hnd* und ν_hpq* (d. h. ν^B _hn*) von negativen Phasenkomponenten durch die Vektorrotatoren R^B(ω_h t + θ_i) und R^BT(ω_h t + θ_i). Eine endgültige Messspannung ν^B _h* wird erhalten durch Zusammenfügen dieser Befehlswerte. Auf die oben erwähnte Weise steuert die Spannungssteuereinheit 220 die Messspannung basierend auf dem Sollstrom und dem Ansprechstrom.
Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist, wie es von den in 9A und 9B gezeigten Ergebnissen zu sehen ist, die Winkelfrequenz ω_h der Messspannung auf 600 π rad/s eingestellt. Abhängig von dem Wert der Winkelfrequenz ω_h sind die Koeffizienten der Abbildungsfilter eingestellt, wie es in Tabelle 2 gezeigt ist. Bezüglich auf den Befehlswert des Sollstroms ist die Amplitude i_dmax* der Ellipsenhauptachse auf 5,5 A eingestellt, die Amplitude i_gmax* der Ellipsennebenachse ist auf 4,5 A eingestellt und die Phase Δθ* der Ellipsenhauptachse, gemessen von der d-Achse, ist auf 0 rad eingestellt. Wie es in 16 gezeigt ist, ist die Anfangsphase θ_i auf –0,0175 rad eingestellt. Somit wird der Ansprechstrom i^B _1h zu jedem Moment des Steuerzyklus daran gehindert, auf der d-Achse und der q-Achse positioniert zu werden, wodurch eine Nulldivision der mathematischen Formel 9 verhindert wird.
17A ist eine Ansicht, die die Beziehung zwischen der Messspannung und dem Ansprechstrom des in Tabelle 1 gezeigten PMSM in dem Fall des Verwendens der verbesserten Messspannungsanlegeeinheit 22 zeigt. 17B zeigt ein Induktivitätsmessergebnis. Im Vergleich zu dem Ergebnis vor der in 4B gezeigten Verbesserung kann angemerkt werden, dass Nebenachsen/Hauptachsen-Verhältnis des Ansprechstroms, der der Ausgeprägtheit zuzuweisen ist, korrigiert ist, um einen Ansprechstrom nahe einem perfekten Kreis zu erhalten, der zum Messen einer Induktivität geeignet ist. In 17B können die d-Achseninduktivität L_d und die q-Achseninduktivität L_q funktionsapproximiert sein, wie es durch durchgezogene Linien angezeigt ist. Beispielsweise kann ein Verfahren der kleinsten Quadrate als das Funktionsapproximationsverfahren verwendet werden. Eine Formel der Funktionsapproximation, die das Verfahren der kleinsten Quadrate verwendet, ist in der mathematischen Formel 11 ausgedrückt.
(Mathematische Formel 11)

L_d = 11.8 – 0.00337 i_d – 0.0309 i_d ² (mH)
L_q = 21.0 + 0.0195 i_q – 0.202 i_q ² (mH)

Diesbezüglich wurde bestätigt, dass, selbst wenn die Frequenz ω_h der Messspannung gleich 100 π rad/s eingestellt ist, was etwa die Hälfte der Nenngeschwindigkeit ist, wird eine Haltekraft gleichermaßen an die Dreheinheit 12 angelegt, und ferner, dass die Induktivität mit einer Messspannungsamplitude ν_h ≒ 10 V gemessen werden kann. Zu diesem Zeitpunkt hat der Ansprechstrom mit der gleichen Winkelfrequenz einen Maximalwert, der viermal so groß ist wie der Nennstrom. Selbst in diesem Fall ist es möglich, die Induktivität zu messen, ohne Schäden an dem PMSM 1 zu verursachen. Wie es oben beschrieben ist, ist bei einem Beispiel des vorliegenden Messverfahrens die Frequenz der Messspannung eingestellt, um innerhalb eines Bereichs von 50 bis 400% der Nenngeschwindigkeit zu sein, und die verbesserte Messspannungsanlegeeinheit 22 wird verwendet. Folglich kann die Induktivität mit einer Minimalspannung gemessen werden, die bei der Messung erforderlich ist, ohne von den Motorparametern abzuhängen. Darüber hinaus ist es bei einem Beispiel des vorliegenden Messverfahrens möglich, die Induktivität über einen weiten Bereich zu messen, wo die Maximalwerte des d-Achsenstroms und des q-Achsenstroms größer werden als die Nennwerte.
<4. Andere>

Tabelle 5 zeigt ein Vergleichsergebnis der Leistungsfähigkeit des vorliegenden Messverfahrens und der herkömmlichen Verfahren. Die Zeit, die beim Messen der Stromwerte von 17 Punkten erforderlich ist, die bei dem vorliegenden Messverfahren zu einem Zeitpunkt gemessen werden können, wie es in 17B gezeigt ist, wird als die Messzeit der herkömmlichen Verfahren verwendet. Das vorliegende Messverfahren ist sehr viel besser in der Leistungsfähigkeit als die herkömmlichen Verfahren bei einer Vielzahl von Aspekten, einschließlich Messbereich des Ansprechstroms, Messzeit, Bereich der gemessenen Winkelfrequenz, Vorliegen oder Abwesenheit eines externen Lastelements, Notwendigkeit eines Positionssensors, Messgenauigkeit, Reproduzierbarkeit und dergleichen. [Tabelle 5]

	LCR-Messvorrichung	Impedanzverfahren	Magnetflussverkettungsverfahren	Vorliegendes Messverfahren
Strombereich (Nennverhältnis)	≒ 0	0 bis 1	0 bis 1	0 bis 4,0
Frequenzbereich (Nennverhältnis)	0 bis 1	0 bis 1	0 bis 1	0,5 bis 4,1
Externes System	Positionssteuerung	Lastsystem Positionssensor (z. B. Codierer)		Nicht notwendig
Messzeit	10⁵ (100 s)	17 (170 ms)	17 (170 ms)	1 (10 ms)
Gesamtprüfzeit	> 30 (z. B. 1 Stunde/PMSM, einschließlich Einstellungszeit)			1 (10 ms)
Temperaturabhängigkeit	Gut	Gut	Schlecht	Gut
Messbereich	Impedanz Z > 1 Ω	Abhängig von Stromsensor und Spannungssensor		Abhängig von Stromsensor
Genauigkeit	±20%	±10%		±5%

Gemäß dem vorliegenden Messverfahren ist es möglich, die Induktivität ohne weiteres innerhalb einer kurzen Zeitperiode zu messen. Die Einzelheiten sind wie folgt.

(1) Das vorliegende Messverfahren erfordert kein externes Lastelement und keinen Positionssensor.
(2) Bei dem vorliegenden Messverfahren ist es möglich, eine automatische Gesamtprüfung in einem Massenherstellungsprozess innerhalb einer Messzeit von 10 ms durchzuführen, und innerhalb einer Gesamtprüfzeit von 100 s. Es ist auch möglich, die Zuverlässigkeit des PMSM zu verbessern.
(3) Bei dem vorliegenden Messverfahren kann die Messung innerhalb einer kurzen Zeitperiode durchgeführt werden. Es ist daher möglich, eine Induktivität innerhalb eines Bereichs eines 0 bis 4-fachen eines Nennlaststroms sofort zu messen, ohne Schäden an einem Testmotor zu verursachen.
(4) Bei der herkömmlichen trajektorieausgerichteten Vektorsteuerung ist der wahre Wert einer Induktivität unklar, sodass keine genaue Achsenverschiebung realisiert werden kann, was zu einer Effizienzreduzierung führt. Im Gegensatz dazu ermöglicht es die Nutzung des vorliegenden Messverfahrens, eine optimale Induktivität zu verwenden.
(5) Die Verwendung des vorliegenden Messverfahrens ermöglicht es, eine Induktivität zu verwenden, die geeignet ist für einen Beobachter in einer Hochgeschwindigkeitsdrehregion, und um einen Phasenschätzfehler zu reduzieren, wodurch die Effizienz verbessert wird.
(6) Gemäß dem vorliegenden Messverfahren ist es möglich, die dringende Beschleunigungs- und Verzögerungsfähigkeit bei der Vektorsteuerung ohne Positionssensor zu verbessern. Während der dringenden Beschleunigungs- und Verzögerungsoperation des PMSM wird momentan ein Drehmoment erzeugt, das eine Nennlast überschreitet. Folglich unterscheidet sich der Induktivitätswert von dem Nennwert. Bei dem herkömmlichen Steuerverfahren, das den Nennwert verwendet, wird ein Phasenschätzfehler erzeugt, und daher wird die Effizienz des PMSM reduziert. Andererseits ist bei dem vorliegenden Messverfahren möglich, eine Induktivität innerhalb eines Bereichs zu messen, der um ein Mehrfaches größer ist als ein Nennlaststromwert. Aus diesem Grund ist es möglich, eine Reduzierung bei der Effizienz des PMSM zu verhindern.
(7) Alle Signale, die beim Messen einer Induktivität erforderlich sind, finden sich durch Verwenden der Ausgaben eines Spannungssensors und eines Stromsensors, die in einer Treiberschaltung installiert sind. Somit kann eine Induktivitätsmessfunktion ohne zusätzliche Kosten zu einer bestehenden Steuerschaltung hinzugefügt werden.

Herkömmlicherweise wurde in einem Versuchsherstellungsprozess die Induktivität des PMSM nur in einer extrem begrenzten Region nahe einem Nennlastpunkt gemessen. Der so gemessene Induktivitätswert wird als der Nennwert von Massenproduktionsgütern verwendet. Als Folge wird eine Abweichung erzeugt zwischen dem Nennwert und dem wahren Wert der Induktivität. Da die Berechnung für die Steuerung des PMSM unter Verwendung des abgeleiteten Nennwerts durchgeführt wird, ist nicht nur die Vektorsteuercharakteristik, sondern auch andere Steuercharakteristika verschlechtert. Ferner ist es bei der Steuerung, die nur den Nennwert verwendet, nicht möglich, mit der Änderung bei dem Induktivitätswert zurechtzukommen, der durch die Verschlechterung des PMSM über der Zeit verursacht wird.
Bei dem vorliegenden Messverfahren wird eine Induktivität durch Anlegen einer Messspannung gemessen, mit der ein PMSM nicht wesentlich synchronisiert werden kann, an den PMSM, der stationär gehalten wird. Folglich ist es möglich, die Induktivitätsmessung über einen großen Strombereich durchzuführen, der einen Nennlaststrom überschreitet. Es ist auch möglich, die Induktivitätsmessung sofort und genau durchzuführen, ohne den PMSM Schaden zuzufügen.
Das Induktivitätsmessverfahren und die Induktivitätsmessvorrichtung gemäß dem oben erwähnten Ausführungsbeispiel können auf viele unterschiedliche Weisen modifiziert werden.
Falls die Trajektorie der Messspannung ein Kreis auf einem festen d-q-Koordinatensystem ist, ist es möglich, eine statische Phase θ_α von der Ellipsenhauptachsenrichtung der Trajektorie des Ansprechstroms zu schätzen. In diesem Fall wird die statische Phase θ_α nach der Messung des Ansprechstroms erhalten. Die Messspannung kann an dem Stator 111 angelegt ohne die statische Phase θ_α zu verwenden.
Die Berechnung der Induktivität und die Steuerung der Messspannung müssen nicht notwendigerweise auf dem festen d-q-Koordinatensystem durchgeführt werden, sondern können auf anderen Zweiphase-Koordinatensystemen durchgeführt werden, wie zum Beispiel einem allgemeinen γ-δ-Koordinatensystem und dergleichen. In all den Fällen umgeben die Trajektorien der Messspannung und des Ansprechstroms einen Ursprung, sodass es möglich ist, Induktivitäten, die einer Mehrzahl von Stromwerten entsprechen (z. B. Stromwerten über einen Zyklus) schnell zu erfassen.
Bei dem oben erwähnten Ausführungsbeispiel werden die Abbildungsfilter als ein Beispiel des Digitalfilters dargestellt. Andere Digitalfilter können verwendet werden.
Das oben erwähnte Ausführungsbeispiel basiert auf einer Voraussetzung, dass während der Messung die Dreheinheit 12 bezüglich der stationären Einheit 11 gestoppt bleibt. Wenn jedoch berücksichtigt wird, dass die Messspannung an den Stator 111 angelegt wird, zeigt der Begriff „gestoppt” während der Messung kein physikalisches Stoppen im engeren Sinne an, sondern zeigt einen Zustand an, der als ein Stoppen bezüglich der Berechnung angesehen werden kann. Solange die Dreheinheit 12 in einem elektrischen Winkel von weniger als 12 Grad gestoppt bleibt, ist es möglich, die Messung wie bei den herkömmlichen Verfahren durchzuführen, selbst wenn die Dreheinheit 12 nicht im engeren Sinne gestoppt wird. Es wird bevorzugt, dass es der Dreheinheit 12 erlaubt wird, eine feine Bewegung mit einem elektrischen Winkel von weniger als 5 Grad durchzuführen. Selbst wenn ein Berechnungsfehler berücksichtigt wird, ist es in diesem Fall möglich, eine Induktivität genauer zu messen als die herkömmlichen Verfahren. Bei der oben beschriebenen Beschreibung bezeichnet die statische Phase θ_α eine durchschnittliche Drehposition der Dreheinheit 12.
Der PMSM kann entweder ein Innenrotortyp-Motor oder ein Außenrotortyp-Motor oder ein anderer Motortyp sein. Die Spannungsgleichung, die in der mathematischen Formel 1 ausgedrückt ist, kann auf verschiedene Weisen geändert werden. Beispielsweise kann die Spannungsgleichung eine Formel sein, die magnetische Sättigung, zwischenaxiale Magnetflussinterferenz und harmonische Wellen einer induzierten Spannung reflektiert.
Die Konfigurationen des Ausführungsbeispiels und der modifizierten Beispiele, die oben beschrieben sind, können auf geeignete Weise kombiniert werden, es sei denn, ein gegenseitiger Konflikt tritt auf.
Die vorliegende Erfindung kann beim Messen einer Induktivität in PMSMs mit unterschiedlichen Strukturen und Nutzungsmöglichkeiten verwendet werden.
Obwohl oben bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung beschrieben wurden, ist klar, dass Variationen und Modifikationen für Fachleute auf diesem Gebiet offensichtlich sind, ohne von dem Schutzbereich und der Wesensart der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Der Schutzbereich der vorliegenden Erfindung ist daher lediglich durch die folgenden Ansprüche bestimmt.

Claims

Ein Verfahren zum Messen einer Induktivität eines Permanentmagnetsynchronmotors (1), das folgende Schritte aufweist: (a) Anlegen, an einen Stator (111) einer stationären Einheit (11) des Permanentmagnetsynchronmotors (1), einer Messspannung (ν^B _1h) mit einer elektrischen Winkelgeschwindigkeit, mit der eine Dreheinheit (12) nicht gedreht wird; (b) parallel zu Schritt (a), Messen eines Ansprechstroms (i^B _1h), der durch den Statur (111) fließt, durch Verwenden einer statischen Phase (θ_α) der Dreheinheit (12), die bezüglich der stationären Einheit (11) gestoppt bleibt; (c) Finden eines Differenzwerts des Ansprechstroms (i^B _1h) durch Verwenden eines Digitalfilters (241); und (d) Erhalten einer Induktivität des Stators (111) durch Eingeben des Ansprechstroms (i^B _1h) und des Differenzwerts des Ansprechstroms (i^B _1h) in einen Wandler (242), der im Voraus vorbereitet wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 1, das ferner folgenden Schritt aufweist: einen Schritt des Erfassens der statischen Phase (θ_α) der Dreheinheit (12) vor Schritt (b).
Das Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem ein d-Achsenstrom (i_d) und ein q-Achsenstrom (i_q) als der Ansprechstrom (i^B _1h) erfasst werden, und eine Mehrzahl von d-Achseninduktivitätswerten, die einer Mehrzahl von Werten des d-Achsenstroms (i_d) entspricht, und eine Mehrzahl von q-Achseninduktivitätswerten, die einer Mehrzahl von Werten des q-Achsenstroms (i_q) entspricht, als die Induktivität erfasst werden.
Das Verfahren gemäß Anspruch 3, bei dem der d-Achsenstrom (i_d) und der q-Achsenstrom (i_q) einen Maximalwert aufweisen, der größer ist als ein Nennwert.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem der Wandler (242) eine Funktion oder eine Nachschlagtabelle zum Umwandeln des Ansprechstroms (i^B _1h) und des Differenzwerts des Ansprechstroms (i^B _1h) in die Induktivität umfasst.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem der Wandler (242) die folgende Funktion umfasst:
wobei ν_d eine d-Achsenspannung der Messspannung (ν^B _1h) ist, ν_q eine q-Achsenspannung der Messspannung (ν^B _1h) ist, i_d ein d-Achsenstrom des Ansprechstroms (i^B _1h) ist, i_q ein q-Achsenstrom des Ansprechstroms (i^B _1h) ist, si_d ein Differenzwert des d-Achsenstroms (i_d) ist, si_q ein Differenzwert des q-Achsenstroms (i_q) ist, und R₁ ein Spulenwiderstandswert des Stators (111) ist.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem in Schritt (a) die Messspannung (ν^B _1h) durch Verwenden der statischen Phase (θ_α) der Dreheinheit (12) erzeugt wird.
Eine Vorrichtung zum Messen einer Induktivität eines Permanentmagnetsynchronmotors, der folgende Merkmale aufweist: eine Messspannungsanlegeeinheit (22), die konfiguriert ist, um an einen Stator (111) einer stationären Einheit (11) des Permanentmagnetsynchronmotors (1) eine Messspannung (ν^B _1h) mit einer elektrischen Winkelgeschwindigkeit anzulegen, mit der eine Dreheinheit (12) nicht gedreht wird; eine Strommesseinheit (23), die konfiguriert ist, um einen Ansprechstrom (i^B _1h) zu messen, der durch den Stator (111) fließt, an den die Messspannung (ν^B _1h) angelegt ist, durch Verwenden einer statischen Phase (θ_α) der Dreheinheit (12), die bezüglich der stationären Einheit (11) gestoppt bleibt; ein Digitalfilter (241), das konfiguriert ist, um einen Differenzwert des Ansprechstroms (i^B _1h) zu finden; und einen Wandler (242), der konfiguriert ist, um den Ansprechstrom (i^B _1h) und den Differenzwert des Ansprechstroms (i^B _1h) in eine Induktivität des Stators (111) umzuwandeln.
Die Vorrichtung gemäß Anspruch 8, die ferner folgendes Merkmal aufweist: eine Statische-Phase-Erfassungseinheit (21), die konfiguriert ist, um die statische Phase (θ_α) der Dreheinheit (12) zu erfassen.
Die Vorrichtung gemäß Anspruch 8 oder 9, bei der der Wandler (242) eine Funktion oder eine Tabelle zum Umwandeln des Ansprechstroms (i^B _1h) und des Differenzwerts des Ansprechstroms (i^B _1h) in die Induktivität umfasst.
Die Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 8 bis 10, bei der die Messspannungsanlegeeinheit (22) eine Sollstromerzeugungseinheit (242) zum Finden eines Sollstroms, und eine Spannungssteuereinheit (220) zum Steuern der Messspannung (ν^B _1h) basierend auf dem Sollstrom und dem Ansprechstrom (i^B _1h) umfasst.
Ein Permanentmagnetsynchronmotor, der folgende Merkmale aufweist: eine stationäre Einheit (11), die mit einem Stator (111) versehen ist; eine Dreheinheit (12), die mit einem Permanentmagnet versehen ist; und eine Steuereinheit (20), wobei die Steuereinheit (20) folgende Merkmale umfasst: eine Messspannungsanlegeeinheit (22), die konfiguriert ist, um an den Stator (111) eine Messspannung (ν^B _1h) mit einer elektrischen Winkelgeschwindigkeit anzulegen, mit der die Dreheinheit (12) nicht gedreht wird; eine Strommesseinheit (23), die konfiguriert ist, um einen Ansprechstrom (i^B _1h) zu messen, der durch den Stator (111) fließt, an den die Messspannung (ν^B _1h) angelegt ist, durch Verwenden einer statischen Phase (θ_α) der Dreheinheit (12), die bezüglich der stationären Einheit (11) gestoppt bleibt; ein Digitalfilter (241), das konfiguriert ist, um einen Differenzwert des Ansprechstroms (i^B _1h) zu finden; und einen Wandler (242), der konfiguriert ist, um den Ansprechstrom (i^B _1h) und den Differenzwert des Ansprechstroms (i^B _1h) in eine Induktivität des Stators (111) umzuwandeln.
Der Motor gemäß Anspruch 12, der ferner folgendes Merkmal aufweist: eine Statische-Phase-Erfassungseinheit (21), die konfiguriert ist, um die statische Phase (θ_α) der Dreheinheit (12) zu erfassen.
Der Motor gemäß Anspruch 12 oder 13, bei dem der Wandler (242) eine Funktion oder eine Tabelle zum Umwandeln des Ansprechstroms (i^B _1h) und des Differenzwerts des Ansprechstroms (i^B _1h) in die Induktivität umfasst.
Der Motor gemäß einem der Ansprüche 12 bis 14, bei dem die Messspannungsanlegeeinheit (22) eine Sollstromerzeugungseinheit (242) zum Finden eines Sollstroms, und eine Spannungssteuereinheit (220) zum Steuern der Messspannung (ν^B _1h) basierend auf dem Sollstrom und dem Ansprechstrom (i^B _1h) umfasst.