DE10344024B4 - Amplitudendetektionsverfahren und Amplitudendetektionseinrichtung für Sensorlose Hochfrequenz-Impedanznachführungsalgorithmen - Google Patents

Amplitudendetektionsverfahren und Amplitudendetektionseinrichtung für Sensorlose Hochfrequenz-Impedanznachführungsalgorithmen Download PDF

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Abstract

Steuerungssystem für einen Elektromotor (12), umfassend:
einen Wechselrichter (34) zur Lieferung von Strom an den Elektromotor (12);
eine Steuereinrichtung zur Steuerung des Wechselrichters (34);
einen ersten Motordrehzahl-Steuerungsblock in der Steuereinrichtung, der ein hochfrequentes Signal in den Elektromotor (12) einspeist, um die Drehzahl und Position des Elektromotors (12) bei niedriger Drehzahl zu bestimmen;
wobei der erste Motordrehzahl-Steuerungsblock (42) dazu ausgebildet ist, aus den im Elektromotor (12) erzeugten Strömen ein erstes hochfrequentes Stromsignal (Idm) bezüglich einer ersten Testachse und ein zweites hochfrequentes Stromsignal (Iqm) bezüglich einer zur ersten Testachse orthogonalen zweiten Testachse zu ermitteln,
wobei der erste Motordrehzahl-Steuerungsblock (42) einen Gleichrichter (74) zum Gleichrichten jedes der beiden Stromsignale (Idm, Iqm) mittels einer Absolutwertfunktion, ein abgeglichenes Filter mit gleitendem Mittelwert (70) zur Bestimmung eines ersten Spitzenwerts (|Idm|) aus dem ersten Stromsignal (Idm) und eines zweiten Spitzenwerts (|Iqm|) aus dem zweiten Stromsignal (Iqm) und eine Quadratfunktion (72) mit einem...

Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft die Steuerung von Elektromotoren. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung ein Verfahren und eine Einrichtung für die Steuerung eines Elektromotors ohne Positionssensor.
  • Herkömmliche Motorsteuerungssysteme enthalten normalerweise eine Rückkopplungseinrichtung oder einen Positionssensor, wie beispielsweise einen Koordinatenwandler (Resolver) oder Impulsgeber (Codierer), um Drehzahl- und Positionsinformationen für einen Motor bereitzustellen. Rückkopplungseinrichtungen und zugehörige Schnittstellenschaltungen erhöhen die Kosten eines Motorsteuerungssystems, und diese Kosten können bei Massenfertigungs-Anwendungen, wie beispielsweise Kraftfahrzeuganwendungen, untragbare Höhen erreichen. Außerdem erhöhen ein Positionssensor und sein zugehöriger Kabelbaum die Komplexität und Montagezeit eines Elektroantriebssystems in einem Fahrzeug.
  • Elektrofahrzeuge, die von Brennstoffzellen, Batterien und Hybridsystemen angetrieben werden, die Elektromotoren enthalten, sind auf dem Kraftfahrzeugmarkt immer häufiger anzutreffen. Da die Produktionsvolumina für Elektrofahrzeuge steigen, werden die Kosten der Rückkopplungseinrichtungen und der zugehörigen Schnittstellenschaltungen signifikant werden. Die Autohersteller unterliegen einem starken Druck des Marktes, die Kosten zu senken und die Anzahl der Teile für ein Fahrzeug zu reduzieren. Die Beseitigung einer Rückkopplungseinrichtung für ein Elektromotorsteuerungssystem wird zu signifikanten Kostenreduzierungen für ein Elektrofahrzeug führen.
  • Hybrid-Elektro- und Elektrofahrzeuge verwenden heute zahlreiche Technologien für die Steuerung von Elektromotoren, wie beispielsweise die Vektorsteuerung von Elektromotoren. Ein Vektormotorsteuerungsschema ist ein rechenintensives Motorsteuerungsschema, das die Phasenspannungen/-ströme eines Dreiphasenmotors in einem Zwei-Achsen-Koordinatensystem (D- und Q-Achsen) abbildet. Die Struktur, die verwendet wird, um einen Elektromotor anzuregen, der ein Vektorsteuerungsschema verwendet, ist ein typischer Dreiphasen-Stromquellenwechselrichter, der sechs Leistungstransistoren enthält, die die Ausgangsspannung an einen Elektromotor formen. Die Vektorsteuerung benötigt Rotorpositionsinformationen, welche üblicherweise über eine Rückkopplungseinrichtung oder einen Positionssensor erhalten werden. Das Ziel der Steuerung ohne Positionssensor besteht darin, die Rotorpositionsinformationen unter Nutzung der elektromagnetischen Eigenschaften einer AC-Maschine zu erhalten, wobei der Positionssensor und seine zugehörigen Schnittstellenschaltungen beseitigt werden.
  • Aus S.-K Sul et al. ”Physical understanding of high frequency injection method to sensorless drives of an induction machine” in Industry Applications Conference, 2000, Conf. Rec. of the 2000 IEEE, Vol. 3, 8–12 Oct. 2000, pp 1802–1808 ist ein Steuerungssystem für einen Elektromotor bekannt.
  • S.-K Sul et al. ”Sensorless field-orientation control of an induction machine by high-frequency signal-injection” in IEEE Transactions an Industry Applications, Vol. 35, Issue 1, Jan.-Feb. 1999, pp 45–51 beschreibt ebenfalls ein Steuerungssystem und ein Steuerungsverfahren zur sensorlosen Vektorsteuerung, bei dem ein hochfrequentes Strom- oder Spannungssignal in den Motor eingespeist wird.
  • Aus der US 5 729 113 A ist ein Steuerungssystem und ein dazugehöriges Verfahren bekannt, bei dem Signale mit einer Frequenz zwischen 5 und 30 Hz in einen Motor eingespeist werden, um die Drehgeschwindigkeit des Rotors abzuschätzen.
  • Aus der US 6 163 127 A ist ein Motorsteuerungssystem für einen Elektromotor bekannt, der in einem elektrisch angetriebenen oder einem Hybridfahrzeug verwendet wird. Je nach Drehzahl wird eine andere Methode zur Bestimmung der Position des Rotors verwendet. Bei niedrigen Drehzahlen werden Signale einer Trägerspannung in den Motor eingespeist, um die Rotorposition zu bestimmen.
  • Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein verbessertes Steuerungssystem für einen Elektromotor anzugeben, bei dem die zur Bestimmung der Winkelgeschwindigkeit des Rotors und der Position des Rotors nötige Zeit verringert ist, ohne dass das Einschwingverhalten des Steuerungssystems darunter leidet.
  • Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Weiterbildungen und bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
  • Das Motorsteuerungssystem der vorliegenden Erfindung berechnet die Stromkomponenten auf den dm- und qm-Messachsen, die in dem Rotorpositionsschätzer verwendet werden, indem ein Filter mit gleitendem Mittelwert verwendet wird, der die Ausführungszeit verbessert und eine relativ hohe Bandbreite und ein verbessertes Einschwingverhalten des Motorsteuerungssystems gestattet.
  • 1 ist ein Blockdiagramm eines Steuerungssystems in der vorliegenden Erfindung.
  • 2 ist ein Blockdiagramm des elektrischen Drehzahl-/Positionsschätzverfahrens der vorliegenden Erfindung für einen Rotor mit niedriger Drehzahl.
  • 3 ist ein Blockdiagramm des Stromberechnungsverfahrens der vorliegenden Erfindung.
  • 4 ist eine grafische Darstellung des Einschwingverhaltens der vorliegenden Erfindung als Antwort auf eine Sprungfunktion.
  • 1 ist eine schematische Darstellung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels eines Steuerungssystems 10 der vorliegenden Erfindung. Das Steuerungssystem 10 wird als eine Sequenz von Blockdiagrammen dargestellt, die die Software repräsentieren, die in einer Steuereinrichtung (Controller), einem Mikroprozessor oder einer ähnlichen Einrichtung ausgeführt wird, um einen Elektromotor 12 zu steuern. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist die Steuereinrichtung eine Fahrzeug-Antriebsstrang-Steuereinrichtung, die den Elektromotor 12 steuert, aber jede beliebige andere Motorsteuerungsanwendung wird als im Bereich der vorliegenden Erfindung liegend angesehen. Der Elektromotor kann Motortechnologien wie beispielsweise Synchron-Reluktanzmotoren, Asynchronmotoren und Motoren mit innseitigem Dauermagnet aufweisen. Der Eingang in das Steuerungssystem ist ein Drehmomentsteuersignal Te, das von der Fahrzeugsteuereinrichtung erzeugt wird. Das Drehmomentsteuersignal Te wird von einem Drehmoment-Linearisierungsmodell 14 verarbeitet, um einen entsprechenden Statorstrom Is zu erzeugen, der zur Entwicklung des gewünschten elektromagnetischen Drehmoments in dem Motor 12 benötigt wird. Der Statorstrom, der bei Block 14 erzeugt wird, wird dann an einen Optimales-Drehmoment-pro-Ampere-Block 16 geleitet. Block 16 verarbeitet den steuersignalbezogenen (befohlenen) Statorstrom und zerlegt ihn in die entsprechenden D- und Q-Achsen-Komponenten des Stromsteuersignals (Idse1 und Iqse), um das maximale Drehmoment für die gegebene Statorstromamplitude bereitzustellen.
  • Das Stromsteuersignal Idse1 wird zu einer Feldschwächungskomponente Idse_fw addiert, die an Summierknotenpunkt 18 erzeugt wird, um das endgültige D-Achsen-Stromsteuersignal Idse zu erzeugen. Die Feldschwächungskomponente Idse_fw wird von einem Feldschwächungsblock 20 unter Verwendung der gemessenen DC-Anschlussspannung Vdc, den steuersignalbezogenen Ausgangsspannungen Vqss und Vdss und der Rotorwinkelgeschwindigkeit ωr erzeugt. Der Summierknotenpunkt 22 subtrahiert den Rückkopplungsstrom Iqse_fb von dem Q-Achsen-Stromsteuersignal Iqse, um den Fehler des Q-Achsen-Stromreglers zu erhalten. Der Summierknotenpunkt 24 subtrahiert den Rückkopplungsstrom Idse-fb von dem D-Achsen-Stromsteuersignal Idse, um den Fehler des D-Achsen-Stromreglers zu erhalten. Die Fehler, die von den Summierknotenpunkten 22 und 24 erzeugt werden, werden von einem Synchronstromreglerblock 26 verwendet, um die synchronen System-Spannungssteuersignale Vdse und Vqse zu steuern.
  • Block 28 verwendet die geschätzte Rotorwinkelposition θr, um die synchronen System-Spannungssteuersignale Vdse und Vqse in die stationären System-Spannungssteuersignale Vdss1 und Vqss1 umzuwandeln. Die hochfrequenten Spannungssignale Vdss_inj und Vqss_inj werden von den Summierknotenpunkten 30 und 32 zu den stationären Referenz-System-Spannungssteuersignalen hinzuaddiert, was zu den endgültigen Spannungssteuersignalen Vdss und Vqss führt. Der Spannungsquellen-Wechselrichter 34 verarbeitet die endgültigen Spannungssteuersignale Vdss und Vqss, um die tatsächlichen Phasenspannungen zu erzeugen, die an Motor 12 angelegt werden. Die Phasenströme Ia, Ib und Ic werden gemessen und von einem Dreiphasen-in-Zweiphasen-Transformationsblock 36 verarbeitet (in der Praxis müssen nur Zweiphasenströme gemessen werden, wenn das Motornullpotential schwebt). Die Ausgänge von Block 36 sind stationäre Systemströme Idss und Iqss. Ein Stationär-in-Rotierend-System-Transformationsblock 40 verwendet die stationären Systemströme Idss und Iqss und die geschätzte Rotorwinkelposition θr, um die synchronen Referenz-Systemrückkopplungsströme Idse_fb und Iqse_fb zu erzeugen.
  • Die vorliegende Erfindung umfasst die sensorlose Steuerung der Rotordrehzahl und -position, die einschließt: ein/einen Winkelpositionsschätzverfahren/-beobachter für einen Rotor mit niedriger Drehzahl bei Block 42; ein Anfangs-Rotorpolaritätsdetektionsverfahren bei Block 43; ein/einen Winkelpositionsschätzverfahren/-beobachter für einen Rotor mit hoher Drehzahl bei Block 44; und einen Übergangsalgorithmus bei Block 46, um die Schätzverfahren für niedrige und hohe Drehzahlen übergangslos zu verschmelzen.
  • Block 42 von 1 stellt das Schätzverfahren für niedrige Drehzahlen der vorliegenden Erfindung dar. 2 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm der Implementierung von Block 42, um die elektrische Position des Rotors während des Betriebs mit niedriger Drehzahl zu schätzen, wie oben beschrieben. Das Schätzverfahren für niedrige Drehzahlen wird verwendet, um die elektrische Position des Rotors während eines Betriebes mit Null und mit niedriger Drehzahl (vorzugsweise < 10% der Maschinennenndrehzahl, aber jede beliebige Maschinendrehzahl wird innerhalb des Bereichs des Schätzverfahrens für niedrige Drehzahlen der vorliegenden Erfindung berücksichtigt) zu schätzen. Die Schätzung der elektrischen Position des Rotors wird ausgeführt, indem ein hochfrequentes Spannungssignal auf einer geschätzten D-Achse der Maschine eingespeist wird, wie in der grafischen Darstellung 51 gezeigt ist. Das fluktuierende hochfrequente Signal in einem synchron rotierenden Referenzsystem mit der Statorgrundfrequenz wird verwendet, um eine Asymmetrie der räumlichen Impedanz in der AC-Maschine zu erfassen. Die vorliegende Erfindung erfasst die Größe der hochfrequenten Ströme in zwei orthogonalen Testachsen Idm und Iqm, welche manipuliert werden können, um den minimalen (oder maximalen, in Abhängigkeit vom Maschinentyp) räumlichen Impedanzpunkt der Maschine, entsprechend der D-Achse, zu bestimmen.
  • Es wird auf 2 Bezug genommen; die Dreiphasenstromkomponenten Ia, Ib und Ic werden in einem stationären System von Block 36 in ein Zweiphasenkoordinatensystem umgewandelt. Block 50 transformiert die stationären Systemströme in ein synchron rotierendes Messsystem mit einem Winkeleingang von dem Summierknotenpunkt 52. Der Eingang von Summierknotenpunkt 52 entspricht der geschätzten Rotorwinkelposition minus 45 Grad. Bei alternativen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung können andere Messsysteme verwendet werden.
  • Ein Bandpassfilterblock 54 entfernt alle Komponenten bis auf die Einspeisungsfrequenzkomponenten, wobei Grund-, Schalt- und andere unerwünschten Frequenzkomponenten eliminiert werden. Die Größe der Idm- und Iqm-Komponenten wird in Block 56 berechnet und wird unter Bezugnahme auf 3 detaillierter diskutiert. Block 58 berechnet die Fehlerfunktion unter Verwendung der Formel |Idm|2 – |Iqm|2. Es kann gezeigt werden, dass die Fehlerfunktion einen Wert ergibt, der proportional zu dem Winkelfehler zwischen der realen und der geschätzten D-Achse ist. Der Fehlerterm wird von dem Proportional-Integral(PI)-Block 60 verwendet, um ein Ausgangssteuerungssignal zu erzeugen, welches den Positionsschätzfehler auf Null reduziert (Ausrichten der geschätzten Rotorwinkelposition an der realen D-Achse der Maschine). Der Ausgang des PI-Steuerungsblocks 60 ist die geschätzte Winkelgeschwindigkeit der Maschine und wird in Bezug auf die Zeit bei Block 62 integriert, um einen Positionsschätzeingang für den Summierknotenpunkt 52 und die Vektorsteuerungstransformationsblöcke 28 und 40 zu erzeugen. Der Steuerungsblock 60 muss nicht auf ein einfaches PI begrenzt werden, sondern kann auch ein Beobachter höherer Ordnung sein.
  • Der in 2 gezeigte Block 66 berechnet die hochfrequente Spannung, die auf der geschätzten D-Achse einzuspeisen ist. Vinj ist die Größe des eingespeisten Signals und finj ist die Frequenz des eingespeisten Signals. Die Multiplizierer 68 und 69 führen an dem Einspeisungssignal eine Systemtransformation von synchron in stationär aus, um die stationären Systemsignale Vdss_inj und Vqss_inj zu erzeugen. Diese Signale werden von den Summierknotenpunkten 30 und 32 zu den stationären Systemspannungssteuersignalen hinzuaddiert.
  • 3 ist eine detailliertere Version von Block 56 in 2 und stellt das Verfahren mit gleitendem Mittelwert der vorliegenden Erfindung dar. Block 74 ist die Absolutwertfunktion, welche die ankommende Sinuswelle im Wesentlichen gleichrichtet, Block 70 ist ein abgeglichener Filter mit gleitendem Mittelwert, der verwendet wird, um die Größeninformationen aus der gleichgerichteten Sinuswelle zu extrahieren, und Block 72 ist eine Quadratfunktion mit einem Verstärkungsfaktor k, die zur Berechnung des Ausgangssignals |Idm|2 verwendet wird, welches in Block 58 zur Berechnung der Fehlerfunktion verwendet werden kann. Bei alternativen Ausführungsbeispielen können Idm und Iqm einzeln oder in Kombination verwendet werden, um das Ausgangssignal von Block 56 zu berechnen.
  • Zur Erläuterung der Signalverarbeitung betrachte man das auf der dm-Achse gemessene Signal Idm. Das Signal von Interesse ist eine Sinuswelle bei der Einspeisungsfrequenz finj mit einer Größe Ipk. Idm = Ipksin(2πfinjt) |Idm| = Ipk
  • Das Signal wird zuerst durch die Absolutwertfunktion von Block 74 gleichgerichtet. Wenn der Originalsinus eine Frequenz von finj hat, dann ist die Fourier-Reihe des gleichgerichteten Signals:
    Figure 00100001
  • Iavg ist definiert als der Mittel(DC)-Wert der gleichgerichteten Sinuswelle, Ipk repräsentiert den Spitzenwert oder die Größe der Eingangswellenform Idm, und n ist die Ordnungszahl der Harmonischen.
  • Dementsprechend ist das gleichgerichtete Signal aus einer DC-Komponente und den geradzahligen Harmonischen zusammengesetzt. Um |Idm| zu messen, wird zuerst die DC-Komponente durch Eliminierung der Harmonischen extrahiert. Ein entsprechend ausgelegter Filter mit gleitendem Mittelwert 70, der in Block 56 von 3 dargestellt ist, kann eine Antwort bereitstellen, die relativ schnell ist und null Welligkeit bei dem resultierenden Größenmesswert von Idm aufweist. Der Filter mit gleitendem Mittelwert 70 wird definiert als: Y(z) = 1 / N(1 + z–1 + z–2 + ... z–(N-1))X(z)
  • Der Filter mit gleitendem Mittelwert weist spektrale Minima oder Nullstellen auf. Die Nullstellen des Filters können unter Bezug auf die Abtastfrequenz durch die Auswahl der Anzahl der Gewichtungen N wie folgt platziert werden:
    Figure 00110001
    k = 1, 2, 3 ...
  • Wenn die Nullstellen des Filters mit gleitendem Mittelwert genau bei den bekannten Harmonischen des gleichgerichteten Signals platziert werden, geht nur die DC-Komponente durch den Filter 70 hindurch. Der gefilterte Ausgang weist null Welligkeit auf. Die Zahl der Gewichtungen wird so ausgewählt, um die Nullstellen bei den bekannten Harmonischen des gleichgerichteten Signals zu platzieren. Die erste Nullstelle sollte bei der zweiten Harmonischen der Einspeisungsfrequenz platziert werden:
    Figure 00120001
  • Die Auswahl einer geringen Anzahl von Gewichtungen minimiert die Gruppenlaufzeit (Zeitverzögerung des Filters). Der gleitende Mittelwert ist ein FIR- oder Linearphasenfilter und weist eine konstante Gruppenlaufzeit auf, wie in der folgenden Gleichung gezeigt wird:
    Figure 00120002
  • Wenn der Mittelwert extrahiert ist, wird die gewünschte Größe wie folgt berechnet:
    Figure 00130001
  • Für ein Anwendungsbeispiel der vorliegenden Erfindung betrachte man den folgenden Fall:
    finj = 500 Hz
    fs = 10 kHz
  • Das gleichgerichtete Signal weist bei 1 kHz, 2 kHz etc. Harmonische auf. Ein Filter mit gleitendem Mittelwert mit N = 10 hat bei 1 kHz, 2 kHz etc. Nullstellen, was die gewünschten Filtereigenschaften bereitstellt. Die Gruppenlaufzeit beträgt 500 μSekunden, während die Phasenlaufzeit bei 50 Hz 9 Grad beträgt.
  • Die vorliegende Erfindung reduziert die Ausführungszeit für ein sensorloses Rückkopplungssystem und gestattet dennoch eine relativ hohe Bandbreite und ein gutes Einschwingverhalten des sensorlosen Steuerungssystems. 4 stellt eine Simulation des Rotorflusspositionsbeobachters aufgrund einer Sprungeingabe des Rotorflusswinkels dar. Der Beobachter stellt ein schnelles Einschwingverhalten ohne Überschwingen und mit geringen Überschwingweiten bereit.
  • Ein Steuerungssystem für einen Elektromotor mit einem Wechselrichter zur Lieferung von Strom an den Elektromotor, einer Steuereinrichtung zur Steuerung des Wechselrichters und einem ersten Motordrehzahl-Steuerungsblock in der Steuereinrichtung, welcher ein hochfrequentes Signal in den Elektromotor einspeist, um die Drehzahl und Position des Elektromotors zu bestimmen, wobei der erste Motordrehzahl-Steuerungsblock einen abgeglichenen Filter mit gleitendem Mittelwert zur Bestimmung der Größe des hochfrequenten Stroms in dem Elektromotor enthält.

Claims (9)

  1. Steuerungssystem für einen Elektromotor (12), umfassend: einen Wechselrichter (34) zur Lieferung von Strom an den Elektromotor (12); eine Steuereinrichtung zur Steuerung des Wechselrichters (34); einen ersten Motordrehzahl-Steuerungsblock in der Steuereinrichtung, der ein hochfrequentes Signal in den Elektromotor (12) einspeist, um die Drehzahl und Position des Elektromotors (12) bei niedriger Drehzahl zu bestimmen; wobei der erste Motordrehzahl-Steuerungsblock (42) dazu ausgebildet ist, aus den im Elektromotor (12) erzeugten Strömen ein erstes hochfrequentes Stromsignal (Idm) bezüglich einer ersten Testachse und ein zweites hochfrequentes Stromsignal (Iqm) bezüglich einer zur ersten Testachse orthogonalen zweiten Testachse zu ermitteln, wobei der erste Motordrehzahl-Steuerungsblock (42) einen Gleichrichter (74) zum Gleichrichten jedes der beiden Stromsignale (Idm, Iqm) mittels einer Absolutwertfunktion, ein abgeglichenes Filter mit gleitendem Mittelwert (70) zur Bestimmung eines ersten Spitzenwerts (|Idm|) aus dem ersten Stromsignal (Idm) und eines zweiten Spitzenwerts (|Iqm|) aus dem zweiten Stromsignal (Iqm) und eine Quadratfunktion (72) mit einem Verstärkungsfaktor zur Bestimmung eines ersten Ausgangssignals (|Idm|2) und eines zweiten Ausgangssignal (|Iqm|2) aufweist, wobei das erste Ausgangssignal (|Idm|2) dem Quadrat des ersten Spitzenwerts (|Idm|2) und das zweite Ausgangssignal |Iqm|2) dem Quadrat des zweiten Spitzenwerts (|Iqm|) entspricht, und wobei der erste Motordrehzahl-Steuerungsblock (42) dazu ausgebildet ist, die Differenz zwischen dem ersten Ausgangssignal (|Idm|2) und dem zweiten Ausgangssignal (|Iqm|2) zu bilden und anhand der Differenz die Position und Drehzahl des Elektromotors (12) zu bestimmen.
  2. Steuerungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Elektromotor (12) ein Asynchronmotor ist.
  3. Steuerungssystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Elektromotor (12) ein Motor mit innenseitigem Dauermagnet ist.
  4. Steuerungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Elektromotor (12) ein Dreiphasenmotor ist.
  5. Steuerungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das eingespeiste hochfrequente Signal im Bereich von im Wesentlichen 300 bis 1000 Hz liegt.
  6. Steuerungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Motordrehzahl-Steuerungsblock (42) arbeitet, wenn der Elektromotor (12) zehn Prozent unter der Maschinennenndrehzahl liegt.
  7. Verfahren zur Steuerung eines Elektromotors mit einem Steuerungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das hochfrequente Signal in den Elektromotor eingespeist wird, das erste hochfrequente Stromsignal (Idm) bezüglich der ersten Testachse und das zweite hochfrequente Stromsignal (Iqm) bezüglich der zweiten Testachse ermittelt werden; der erste Spitzenwert (|Iqm|) aus dem ersten Stromsignal (Idm) und der zweite Spitzenwert (|Iqm|) aus dem zweiten Stromsignal (Iqm) ermittelt werden das erste Ausgangssignal (|Idm|2) und das zweite Ausgangssignal (|Iqm|2) bestimmt werden; die Differenz zwischen dem ersten Ausgangssignal (|Idm|2) und dem zweiten Ausgangssignal (|Iqm|2) gebildet und anhand der Differenz die Position und Drehzahl des Elektromotors (12) bestimmt wird.
  8. Antriebsstrang für ein Fahrzeug mit einem Steuerungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 6, einem Elektromotor (12), der funktionell mit wenigstens einem Rad in dem Fahrzeug gekoppelt ist; wobei der Wechselrichter (34) des Steuerungssystems mit dem Elektromotor (12) und mit einer DC-Spannungsquelle elektrisch gekoppelt ist.
  9. Antriebsstrang nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch ein Anfangs-Rotorpolaritätsdetektionsmodul (43) in dem Steuerungssystem, um die Polarität des Rotors mit innenseitigem Dauermagnet des Elektromotors (12) zu bestimmen.
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