DE102007061905B4

DE102007061905B4 - Hochansprechende Permanentmagnetmotorsteuerung

Info

Publication number: DE102007061905B4
Application number: DE102007061905.9A
Authority: DE
Inventors: Kazuaki Tobari; Yoshitaka Iwaji; Daigo Kaneko; Hajime Uematsu; Masakazu Hase
Original assignee: Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Current assignee: Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Priority date: 2006-12-28
Filing date: 2007-12-21
Publication date: 2015-12-17
Anticipated expiration: 2027-12-22
Also published as: US20080157709A1; JP2008167566A; CN101237209A; JP4284355B2; CN101237209B; DE102007061905A1; US7719226B2

Abstract

Steuerung für einen Permanentmagnetmotor (1), die Vektorsteuerungsberechnungen zum Steuern einer Ausgangsfrequenz und einer Ausgangsspannung eines elektrischen Stromwandlers (2), der einen Permanentmagnetmotor (1) antreibt, durchführt, wobei eine Stromsteuerungsfunktion in der Vektorsteuerungsberechnung enthalten ist, eine Achsenfehlerabschätzungskalkulation zum Abschätzen eines Achsenfehlers (∆θc* – ∆θc), der durch die Berechnung der Differenz der Ausgangsgrößen des Achsenfehlersteuerungsberechnungsteils (15) und des Achsenfehlerabschätzungsteils (5) erhalten wird, und wobei eine Frequenzabschätzungsberechnung zur Steuerung einer Frequenz durchgeführt wird, so dass der geschätzte Achsenfehler (∆θc) mit einem Achsenfehlersteuerwert (∆θc*) zusammenpasst, dadurch gekennzeichnet, dass die Achsenfehlerabschätzungsberechnungsmittel (5) einen Spannungssteuerwertausgang (Vdc*, Vqc*) von den Vektorsteuerungsberechnungsmitteln (12), einen Tiefpassfilterausgangswert (Iq*td, Id*td) eines Stromsteuerwerts (Iq*, Id*), eine Motorkonstante (R*, Lq*) und einen geschätzten Frequenzwert (ω1c) oder Geschwindigkeitssteuerwert (ωr*) verwenden, um den Achsenfehler (∆θc) durch Berechnung abzuschätzen, unter Verwendung der folgenden Gleichung:

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft eine positionssensorlose Vektorsteuerung, angewandt bei einem Permanentmagnetmotor. Eine Steuerung für einen Permanentmagnetmotor nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 ist aus dem Artikel von Sakamoto, K.; Iwaji, Y; Endo, T. und Takakura, T.: "Position and speed sensorless control for PMSM drive using direct position error estimation" in Industrial Electronics Society, 2001, IECON '01, The 27th Annual Conference of the IEEE, Band 3, Digital Object Identifier:
10.1109/IECON.2001.975540, Veröffentlichungsjahr: 2001, Seiten 1680–1685, bekannt.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Bei der Technologie zur Abschätzung eines Achsenfehlers bei einem positionssensorlosen Vektorsteuerverfahren, wie in der JP 2001-251889 A beschrieben, werden Spannungssteuerwerte, erfasste Stromwerte und ein Geschwindigkeitssteuerwert, welche Ausgabewerte bei der Vektorsteuerung sind, verwendet, um einen Achsenfehler durch Berechnung abzuschätzen, und der berechnete Wert wird dann verwendet, um eine Frequenz durch Berechnung abzuschätzen. Die Beschreibung dieses Steuerverfahrens geht davon aus, dass Steuerwerte für Achsenfehler im Wesentlichen auf 0 gesetzt sind.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Das in der JP 2001-251889 A beschriebene Verfahren kann eine hochempfindliche, hochstabile Steuerung für Motoren erzielen, die eine elektrische Zeitkonstante (Verhältnis einer Induktanz zu einem Widerstand) haben, die in gewisser Weise klein ist, d.h. bei Motoren kleiner bis mittlerer Kapazität. Wenn dieses Verfahren jedoch bei Motoren angewandt wird, die eine verhältnismäßig große elektrische Zeitkonstante haben, ist jedoch das Ansprechen bei der Frequenzabschätzung durch Berechnung begrenzt. Es trat ein Problem auf, dass, wenn ein Geschwindigkeitssteuerwert abrupt geändert wurde, ein zu großer Strom durch einen großen Achsenfehler erzeugt wurde, der während einer Beschleunigungs- oder Abbremsoperation hervorgerufen wurde, wodurch die Betriebseffizienz gesenkt ist.
Der eingangs zitierte Artikel von Sakamoto, K. beschreibt eine Steuerung für einen Permanentmagnetmotor, die Vektorsteuerungsberechnungen zum Steuern einer Ausgangsfrequenz und einer Ausgangsspannung eines elektrischen Stromwandlers, der einen Permanentmagnetmotor antreibt, durchführt, wobei eine Stromsteuerungsfunktion in der Vektorsteuerungsberechnung enthalten ist, eine Achsenfehlerabschätzungskalkulation zum Abschätzen eines Achsenfehlers, der durch die Berechnung der Differenz der Ausgangsgrößen des Achsenfehlersteuerungsberechnungsteils und des Achsenfehlerabschätzungsteils erhalten wird, und wobei eine Frequenzabschätzungsberechnung zur Steuerung einer Frequenz durchgeführt wird, so dass der geschätzte Achsenfehler mit einem Achsenfehlersteuerwert zusammenpasst.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine hochansprechende Steuerung für einen Permanentmagnetmotor vorzustellen, die den Achsenfehler während einer Beschleunigung oder Abbremsung auf Null reduzieren kann und einen hocheffizienten Betrieb gewährleistet, selbst bei Motoren mit einer elektrischen Zeitkonstante.
Diese Aufgabe wird mit einer Steuerung, die die Merkmale des Patentanspruchs 1 aufweist, gelöst.
Unteransprüche sind auf Merkmale bevorzugter Ausführungsformen gerichtet.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird ein Stromsteuerwert anstatt eines erfassten Stromwerts verwendet, um einen Achsenfehler durch Berechnung abzuschätzen.
Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung wird ein Steuerwert für einen Achsenfehler erzeugt, der einem Geschwindigkeitssteuerwert entspricht, und eine Differenz zwischen dem Steuerwert für einen Achsenfehler und einem abgeschätzten Achsenfehler wird verwendet, um einen abgeschätzten Frequenzwert zu steuern.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung kann ein Achsenfehler während einer Beschleunigung oder Abbremsung für Motoren mit kleiner elektrischen Zeitkonstante (Verhältnis einer Induktanz zu einem Widerstand) und Motoren mit einer großen elektrischen Zeitkonstante auf 0 reduziert werden, wodurch ein hocheffizienter Betrieb erzielt werden kann.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockdiagramm, welches ein Beispiel eines Aufbaus einer Permanentmagnetmotorsteuerung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
2 zeigt Kurven, die Betriebscharakteristika darstellen, wenn eine Steuerresponsfrequenz F_PLL, die in einem Frequenzabschätzungsbereich 6 festgelegt wird, klein ist.
3 zeigt Kurven, die Betriebscharakteristika zeigen, wenn die Steuerresponsfrequenz F_PLL, die in dem Frequenzabschätzungsbereich 6 festgelegt wird, groß ist.
4 zeigt Kurven, die Frequenzcharakteristika in einem Bereich von einem Achsenfehlersteuerwert ∆θc* bis zu einem abgeschätzten Wert ∆θc.
5 zeigt Kurven, die Betriebscharakteristika zeigen, wenn eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung angewandt wird.
6 zeigt ein Blockdiagramm eines beispielhaften Aufbaus einer Permanentmagnetmotorsteuerung gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
7 zeigt Kurven, die Betriebscharakteristika darstellen, wenn das andere Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Im Folgenden werden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung im Detail mit Bezug auf die Zeichnungen näher erläutert.
Erste Ausführungsform
1 ist ein Blockdiagramm, welches den exemplarischen Aufbau der Permanentmagnetmotorsteuerung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Der Permanentmagnetmotor 1 gibt ein Motordrehmoment ab, welches durch die Synthetisierung einer Drehmomentkomponente aufgrund des Magnetflusses eines Permanentmagneten und einer Drehmomentkomponente aufgrund der Induktanz der Windungen einer Armatur erhalten wird. Der elektrische Stromwandler 2 gibt eine Spannung ab, die proportional zu 3-Phasen-Wechselstrom-Spannungssteuerwerten Vu*, Vv* und Vw* sind, um die Ausgangsspannung und die Umdrehungen des Permanentmagnetmotors 1 zu ändern. Die Gleichstromquelle 21 gibt eine Gleichspannung an den elektrischen Stromwandler 2 ab.
Der Stromdetektor erfaßt die 3-Phasen-Wechselströme Iu, Iv und Iw des Permanentmagnetmotors 1. Der Koordinatenkonverter 4 gibt einen erfassten Stromwert Idc der d-Achse und einen erfassten Stromwert Iqc der q-Achse gemäß erfassten Werten Iuc, Ivc und Iwc der 3-Phasen-Wechselströme Iu, Iv und Iw zu einem abgeschätzten Phasenwert θc* ab.
Der Achsenfehlerabschätzungsteil 5 schätzt einen Achsenfehler ab, der eine Differenz ist zwischen dem abgeschätzten Phasenwert θc* und dem Phasenwert θ des Motors ist, indem eine Berechnung angestellt wird entsprechend Spannungssteuerwerten Vdc* und Vqc*, eines abgeschätzten Frequenzwertes ω1c, Tiefpassfilterausgangswerten Id*td und Iq*td von ersten Stromsteuerwerten Id* und Iq* und Motorkonstanten und gibt einen abgeschätzten Wert ∆θc ab.
Der Frequenzabschätzungsteil 6 gibt einen abgeschätzten Frequenzwert ω1c von einer Differenz zwischen dem abgeschätzten Achsenfehler ∆θc und dem Achsenfehlersteuerwert ∆θc* ab, der 0 ist.
Der Phasenabschätzungsteil 7 integriert den abgeschätzten Frequenzwert ω1c und gibt einen abgeschätzten Phasenwert θc* an Koordinatenkonvertern 4 und 13 ab.
Der Geschwindigkeitssteuerungsberechnungsteil 8 gibt einen ersten q-Achsenstromsteuerwert Iq* aus einer Differenz zwischen einem Geschwindigkeitssteuerwert ωr* und dem abgeschätzten Frequenzwert ω1c ab.
Der d-Achsenstrom Festlegungsteil 9 gibt einen ersten d-Achsenstromsteuerwert Id* aus.
Der q-Achsenstromsteuerberechnungsteil gibt einen zweiten q-Achsenstromsteuerwert Iu** entsprechend einer Differenz zwischen dem ersten q-Achsenstromsteuerwert Iq* und dem erfassten Stromwert Iqc ab.
Der d-Achsenstromsteuerberechnungsteil 11 gibt einen d-Achsenstromsteuerwert Id**, entsprechend einer Differenz zwischen dem ersten d-Achsenstromsteuerwert Id* und dem erfassten Stromwert Idc ab.
Der Vektorsteuerungsberechnungsteil 12 gibt d-Achsen- und q-Achsenspannungssteuerwerte Vdc* und Vqc* ab, die den elektrischen Konstanten des Permanentmagnetmotors 1 entsprechen, sowie die zweiten Stromsteuerwerte Id** und Iq**, sowie den abgeschätzten Frequenzwert ω1c.
Der Koordinatenkonverter 13 gibt 3-Phasen-Stromspannungssteuerwerte Vu*, Vv* und Vw* ab, gemäß den Spannungssteuerwerten Vdc* und Vqc* sowie dem abgeschätzten Phasenwert ∆c*.
Der Tiefpassfilter 14 empfängt die ersten d-Achsen- und q-Achsenstromsteuerwerte Id* und Iq* und gibt Stromsteuerwerte Id*td und Iq*td aus, die von dem Achsenfehlerabschätzungsteil 5 verwendet werden.
Ein Basisspannungs- und Phasensteuerverfahren wird zuerst beschrieben.
Bei einer Basisoperation für eine Spannungssteuerung verwenden der d-Achsenstromsteuerberechnungsteil 10 und der q-Achsenstromsteuerberechnungsteil 11 jeweils die ersten Stromsteuerwerte Id* und Iq*, die stromauf geliefert werden, und die erfassten Stromwerte Idc und Iqc, um die zweiten Stromsteuerwerte Id** und Iq** zu berechnen, die Zwischenwerte darstellen, die bei der Vektorsteuerberechnung verwendet werden.
Der Vektorsteuerungsberechnungsteil 12 verwendet die zweiten Stromsteuerwerte Id** und Iq**, den abgeschätzten Frequenzwert ω1c und Motorkonstantenwerte, um den Spannungssteuerwert Vdc* und Vqc*, angegeben in Gleichung (1), zu berechnen, und steuert die 3-Phasen-Wechselspannungssteuerwerte Vu*, Vv* und Vd* des Wandlers. [Gleichung 1]
wobei

R:: einen Widerstand
Ld:: eine d-Achseninduktanz,
Lq:: eine q-Achseninduktanz,
Ke:: einen induzierten Spannungskoeffizienten,
*:: einen festgelegten Wert

Bei der Basisoperation zur Phasensteuerung verwendet der Achsenfehlerabschätzungsteil 5 die Spannungssteuerwerte Vdc* und Vdq*, die Tiefpassfilterausgangswerte Id*td und Iq*td der ersten Stromsteuerwerte Id* und Iq*, den abgeschätzten Frequenzwert ω1c, und den motorkonstanten Wert um den Achsenfehler ∆θ (= θc* – ∆) abzuschätzen, der eine Differenz zwischen dem abgeschätzten Phasenwert θc* und dem Motorphasenwert θ darstellt aus Gleichung (2) [Gleichung 2]
Der Frequenzabschätzungsteil 6 steuert den abgeschätzten Frequenzwert ω1c durch Berechnung gemäß Gleichung 3, so dass der abgeschätzte Achsenfehler ∆θc 0 wird.
[Gleichung 3]

ω_1c = –Δθc·[Kp Ki / S] (3)

wobei

Kp:: die proportionale Verstärkung,
Ki:: die integrale Verstärkung

Die proportionale Verstärkung Kp und die integrale Verstärkung Ki sind, wie in Gleichung 4 festgelegt [Gleichung 4]
wobei

N:: das Verhältnis der Abbruchpunkte für die proportionale Verstärkung zu der integralen Verstärkung im Frequenzabschätzungsteil 6 ist,
F_PLL:: die Steuerresponsfrequenz des Frequenzabschätzungsteils 6 [Hz]

Der Phasenabschätzungsteil 7 verwendet den abgeschätzten Frequenzwert ω1c, um den abgeschätzten Phasenwert θc* abzuschätzen durch die in Gleichung (5) angegebene Rechnung.
[Gleichung 5]

θc* = ω₁c· 1 / s (5)

Dies vervollständigt die Erklärung der Basisoperation für die Basensteuerung.
Im Folgenden werden die Effekte beschrieben, die durch die Verwendung der ersten Stromsteuerwerte Id* und Iq*, in dem Achsenfehlerabschätzungsteil 5 hervorgerufen werden, welche Merkmale der vorliegenden Erfindung sind.
Zuerst werden Steuercharakteristika bei einem konventionellen Steuerverfahren beschrieben, bei dem die erfassten Stromwerte Idc und Iqc verwendet werden.
2 zeigt Operationscharakteristika, wenn die Steuerresponsfrequenz F_PLL, die in dem Frequenzabschätzungsteil festgelegt wird, niedrig ist.
Die Figur zeigt, dass der abgeschätzte Achsenfehler ∆θc bis –50 Grad im Bereich A beträgt, während eine Beschleunigung ausgeführt wird ausgehend von einem Punkt "a" niedriger Geschwindigkeit bis zu einem Punkt "b" einer maximalen Geschwindigkeit, und wobei der Motorstrom L1 8 Ampere beträgt.
3 zeigt Operationscharakteristika, wenn die Steuerresponsfrequenz F_PLL groß ist.
Die Zeichnung zeigt, dass der abgeschätzte Achsenfehler ∆θc auf –20 Grad im Bereich A reduziert ist und dadurch der Motorstrom L1 von 8 Ampere auf 4,5 Ampere reduziert ist.
Im Bereich B, in dem die Drehzahl maximal gehalten wird, ist der berechnete Wert ∆θc immer 50 Grad und in der Motorgeschwindigkeit ωr wird ein Pulsieren generiert.
Dieses Pulsieren ist problematisch, da es Lärm erzeugt und den Betrieb aufgrund eines Überstroms stoppt.
Zunächst, wenn eine niedrige Steuerresponsfrequenz F_PLL in dem Frequenzabschätzungsteil 6 gesetzt wird, wird ein großer Achsenfehler erzeugt, was den Motorstrom L1 ansteigen lässt und die Motoreffizienz reduziert.
Wenn F_PLL groß ist, tendiert der Achsenfehler dazu, unterdrückt zu werden, er kann jedoch unstabil werden.
Die Ursache, warum die ∆θc unstabil wird, wenn F_PLL groß eingestellt ist, wird weiter unten beschrieben.
Wenn es eine Differenz zwischen dem abgeschätzten Phasenwert θc* und dem Phasenwert θ des Motors gibt, d.h. einen Achsenfehler ∆θ (= θc* – θ), wird eine Konversionsmatrix von der Steuerseite (cd – qc) zur Motorachse (d–q) erhalten durch Gleichung (6). [Gleichung 6]
Die d-Achsen und q-Achsenspannungen Vd und Vq sind durch Gleichung (7) gegeben. [Gleichung 7]
Gleichung 7 zeigt an, dass die d-Achsenspannung Vd Information über den q-Achsenspannungssteuerwert Vqc* enthält.
Wenn sich die Spannung Vd ändert, ändern sich auch der d-Achsenstrom Id, die q-Achsenspannung Vq und der q-Achsenstrom Iq ändert sich auch in dieser Reihenfolge. Da der Achsenfehlerabschätzungsteil 5 die erfassten Stromwerte Idc und Iqc für Rechnungen verwendet, wird eine unstabile Schleife bezüglich des abgeschätzten Achsenfehlers ∆θc erzeugt.
Eine Schleifentransferfunktion G∆θ(s) von dem Achsenfehlersteuerwert ∆θc* zu dem abgeschätzten Achsenfehler ∆θc wird wie folgt erhalten: [Gleichung 8]
wobei

ωr:: die mittlere Motorgeschwindigkeit ist.

4 zeigt die Frequenzcharakteristik, die erhalten wird durch Festlegen der mittleren Motorgeschwindigkeit ωr auf eine maximale Drehzahl (8) und Einsetzen der Steuerresponsfrequenz F_PLL, die für die Charakteristika in den 2 und 3 festgelegt wurde, in Gleichung (8).
Die in 2 festgelegten Charakteristika und die in 3 festgelegten Charakteristika sind durch eine gestrichelte Linie und eine durchgezogene Linie dargestellt.
Die in 4 angegebenen Charakteristika zeigen, dass an einem Punkt c (= –180 Grad) in der Phasencharakteristik die in 2 festgelegte Charakteristik (gestrichelte Linie) bei 0 dB (= 1) oder weniger stabil ist, und die in 3 festgelegte Charakteristika bei 0 dB (= 1) oder mehr unstabil ist.
Das heißt, wenn die erfassten Stromwert Idc und Iqc verwendet werden, um eine Frequenz abzuschätzen, wird der Achsenfehler ∆θc unstabil, wenn F_PLL groß ist.
Um den abgeschätzten Achsenfehler ∆θc stabil zu machen, werden abgeschätzte Stromwerte verwendet, um eine Frequenz abzuschätzen.
Es werden die ersten Stromsteuerwerte Id* und Iq* verwendet anstatt der erfassten Stromwerte Idc und Iqc, um erste Verzögerungssignale Id*td und Iq*td durch Berechnung zu erhalten, wie in Gleichung (9) angegeben. [Gleichung 9]
wobei

Tacr:: die Verzögerung im Stromsteuerrespons ist.

Der Achsenfehlerabschätzungsteil 5 berechnet ∆θc wie von der oben aufgeführten Gleichung (3) erhalten.
5 zeigt Charakteristika, wenn Signale Id*td und Iq*td, die von dem Tiefpassfilter (14) ausgegeben werden, verwendet werden, um den ersten Fehler abzuschätzen (der gleiche Wert wie F_PLL in 3 wird festgelegt).
Obwohl die Verwendung der erfassten Stromwerte Idc und Iqc den Betrieb unstabil gemacht haben, stellt die Verwendung der Signale Id*td und Iq*td, die von dem Tiefpassfilter 14 ausgegeben werden, einen stabilen Betrieb selbst im Bereich B sicher.
Obwohl bei dieser Ausführungsform der Achsenfehlerabschätzungsteil 5 die Signale verwendet, die von dem Tiefpassfilter 14 ausgegeben werden, können Id* und Iq* anstelle von Id*td und Iq*td verwendet werden, um durch Berechnen ∆θc abzuschätzen, wenn die Steuerverstärkungen im d-Achsenstromsteuererzeugungsteil 9 und im Geschwindigkeitssteuerberechnungsteil niedrig sind und die Bewegungen von Id* und Iq*, die deren Ausgangssignale sind, niedrig sind.
Zweite Ausführungsform
Im ersten Ausführungsbeispiel ist der Achsenfehler ∆θc* auf 0 gesetzt worden, um den Achsenfehler während Beschleunigung oder Abbremsung zu reduzieren, und die Stromsteuerwerte Id*td und Iq*td, die von dem Tiefpassfilter ausgegeben werden, wurden verwendet, um den Achsenfehler abzuschätzen. Bei dieser Ausführungsform wird ein Achsenfehlersteuerwert ∆θc* von dem Geschwindigkeitssteuerwert ωr* ausgehend erzeugt, um den Achsenfehler weiter zu reduzieren.
6 zeigt diese Ausführungsform.
Die Elemente mit den Bezugszeichen 1 bis 14 und 21 in der Figur sind identisch zu den Elementen mit denselben Bezugszeichen in 1.
Der Achsenfehlersteuerungsberechnungsteil 15 verwendet den Geschwindigkeitssteuerwert ωr*, um den Achsenfehlersteuerwert ∆θc* auszugeben.
Das Prinzip des Betriebs des Achsensteuerungsberechnungsteils 15, welches ein Merkmal der vorliegenden Erfindung ist, wird beschrieben.
Zuerst wird der Wert des Achsenfehlers ∆θ (= abgeschätzter Wert ∆θc) beschrieben, der im Beschleunigungs- oder Abbremsungsbereich erzeugt wird, wenn der Achsenfehlersteuerungsberechnungsteil 15 nicht vorgesehen ist (∆θc* = 0).
Der Frequenzabschätzungsteil 6 verwendet den abgeschätzten Achsenfehler ∆θc, um einen abgeschätzten Frequenzwert ω1c aus Gleichung (3) zu berechnen.
Die Beziehung zwischen einer Änderung ∆ωr der Motorgeschwindigkeit und eine Änderung des Drehmoments ∆τ zwischen dem Motordrehmoment und dem Lastdrehmoment wird durch Gleichung (10) dargestellt.
[Gleichung 10]

∆ωr = Δt· 1 / J·S·Pm (10)

wobei

Pm:: die Anzahl der Polpaare des Motors ist und
J:: das synthetisierte Trägheitsmoment des Motors und der Maschine (kgm²).

Wenn die Gleichung (3) mit der Gleichung (10) gleichgemacht wird, wird die Gleichung (4) ihnen zugeordnet und die sich daraus ergebende Gleichung ist um den geschätzten Wert ∆θc umgeschrieben, so dass Gleichung (11) erhalten wird. [Gleichung 11]
Diese Gleichung gibt an, dass der abgeschätzte Wert ∆θc in Beziehung zu dem Verhältnis N der Abbruchpunkte für die proportionale Verstärkung und die integrale Verstärkung im Frequenzabschätzungsteil 6 und zur Steuerresponsfrequenz F_PLL steht.
Wenn ωr* mit ωr gleichgemacht wird und Gleichung (10) differenziert wird, wird Gleichung (12) erhalten.
[Gleichung 12]

Δω_r*·S = Δt· 1 / J·Pm (12)

Gleichung (12) ist dann Gleichung 11 zugeordnet, und ein Achsenfehlersteuerwert ∆θc* der in Gleichung (13) angegeben ist, der den geschätzten Wert ∆θc eliminiert, wird erzeugt. [Gleichung 13]
[Gleichung 14]
[Gleichung 15]
[Gleichung 16]
Die Frequenzabschätzung wird so gesteuert, dass der abgeschätzte Wert ∆θc zu dem Steuerwert ∆θc* passt.
7 zeigt Charakteristika, wenn der Achsenfehlersteuerwert ∆θc* verwendet wird (der F_PLL-Wert, der in 3 verwendet wird, wird festgesetzt).
Die Figur zeigt, dass der Achsenfehlersteuerwert ∆θc*, angegeben durch eine gestrichelte Linie, der im Bereich A berechnet ist, einen Wert von 20 Grad auf der positiven Seite hat, so dass der ∆θc-Wert in 5 eliminiert ist.
In diesem Fall ist der geschätzte Wert ∆θc (der aktuelle Achsenfehler ∆θ hat ebenfalls den gleichen Wert) 0, selbst im Bereich A und der Motorstrom L1 wird auf 4 Ampere reduziert, was ergibt, dass ein hocheffizienter Betrieb erfolgen kann.
Obwohl der Achsenfehlersteuerwert ∆θc* bei dieser Ausführungsform mit der Gleichung (13) berechnet wird, kann der Achsenfehler ebenfalls durch eine Näherungsberechnung reduziert werden, die durch die Gleichung (14) angegeben ist.
Bei den ersten und zweiten Ausführungsformen der Erfindung wurden die ersten Stromsteuerwerte Id* und Iq* und die erfassten Stromwerte Idc und Iqc verwendet, um die zweiten Stromsteuerwerte Id** und Iq** zu erzeugen, und die erzeugten Stromsteuerwerte wurden verwendet, um eine Berechnung für eine Vektorsteuerung durchzuführen. Es ist jedoch auch möglich, diese Ausführungsform anzuwenden bei:

1) einem Verfahren zur Berechnung einer Vektorsteuerung, bei der die ersten Stromsteuerwerte Id* und Iq* und die erfassten Stromwert Idc und Iqc verwendet werden, um spannungskompensierte Werte ∆Vd* und ∆Vq* zu erzeugen, und die erzeugten spannungskompensierten Werte und die ersten Stromsteuerwerte Id* und Iq*, der geschätzte Frequenzwert ω1c, und die elektrischen Konstanten des Permanentmagnetmotors 1 werden verwendet, um die Spannungssteuerwerte Vdc* und Vqc* gemäß Gleichung (15) zu berechnen, und
2) ein Steuerberechnungsverfahren, in dem der erste d-Achsenstromsteuerwert Id* (= 0), das primäre Verzögerungssignal Iqccd des erfassten q-Achsenstromwertes Iqc, der Geschwindigkeitssteuerwert ωr* und die elektrischen Konstanten des Permanentmagnetmotors 1 verwendet werden, um die Spannungssteuerwerte Vdc* und Vqc* gemäß Gleichung (16) zu berechnen.

Bei dem Verfahren gemäß der ersten und zweiten Ausführungsform wurde ein teurer Stromdetektor 3 verwendet, um die 3-Phasen-Wechselströme Iu, Iv und Id zu erfassen. Diese Ausführungsformen können jedoch auch bei einem Niedrigpreissystem angewendet werden, bei dem Gleichstrom in einen Shunt-Widerstand fließt, der angeordnet ist, um einen Überstrom im elektrischen Stromkonverter 2 zu messen und verwendet wird, um 3-Phasen-Motorströme Iu^, Iv^ und Iw^, und die reproduzierten Stromwerte werden verwendet. Wie oben beschrieben kann die vorliegende Erfindung einen Achsenfehler während Beschleunigung oder Verzögerung auf 0 reduzieren für Motoren mit kleiner elektrischen Zeitkonstante (Verhältnis einer Induktanz zu einem Widerstand) und bei Motoren mit einer großen elektrischen Zeitkonstante, wodurch ein hocheffizienter Betrieb gewährleistet wird.
Die vorliegende Erfindung kann ebenfalls eine hochansprechende Permanentmagnetmotorsteuerung liefern, die ebenfalls in einem kostengünstigen Stromerfassungssystem angewendet wird.

Claims

Steuerung für einen Permanentmagnetmotor (1), die Vektorsteuerungsberechnungen zum Steuern einer Ausgangsfrequenz und einer Ausgangsspannung eines elektrischen Stromwandlers (2), der einen Permanentmagnetmotor (1) antreibt, durchführt, wobei eine Stromsteuerungsfunktion in der Vektorsteuerungsberechnung enthalten ist, eine Achsenfehlerabschätzungskalkulation zum Abschätzen eines Achsenfehlers (∆θ_c* – ∆θ_c), der durch die Berechnung der Differenz der Ausgangsgrößen des Achsenfehlersteuerungsberechnungsteils (15) und des Achsenfehlerabschätzungsteils (5) erhalten wird, und wobei eine Frequenzabschätzungsberechnung zur Steuerung einer Frequenz durchgeführt wird, so dass der geschätzte Achsenfehler (∆θ_c) mit einem Achsenfehlersteuerwert (∆θ_c*) zusammenpasst, dadurch gekennzeichnet, dass die Achsenfehlerabschätzungsberechnungsmittel (5) einen Spannungssteuerwertausgang (Vdc*, Vqc*) von den Vektorsteuerungsberechnungsmitteln (12), einen Tiefpassfilterausgangswert (Iq*_td, Id*_td) eines Stromsteuerwerts (Iq*, Id*), eine Motorkonstante (R*, Lq*) und einen geschätzten Frequenzwert (ω_1c) oder Geschwindigkeitssteuerwert (ω_r*) verwenden, um den Achsenfehler (∆θ_c) durch Berechnung abzuschätzen, unter Verwendung der folgenden Gleichung:
Steuerung für einen Permanentmagnetmotor nach Anspruch 1, wobei der Tiefpassfilterausgangswert (Iq*_td, Id*_td) des Stromsteuerwerts (Id*, Iq*) erzeugt wird durch Verwendung eines primären Verzögerungssignals entsprechend einer Steuerresponsfrequenz (F_PLL) oder einer Steuerverstärkung, die bei der Stromsteuerung festgelegt ist.
Steuerung für einen Permanentmagnetmotor nach Anspruch 1, wobei der Achsenfehlersteuerwert (∆θ_c*) entsprechend einem Tiefpassfilterwert eines differenzierten Wertes eines Geschwindigkeitssteuerwertes (ω_r*) erzeugt wird.
Steuerung eines Permanentmagnetmotors nach Anspruch 3, wobei im Tiefpassfilter (14) der Wert des differenzierten Wertes des Geschwindigkeitssteuerwertes (ω_r*) erzeugt wird durch Verwendung eines primären Verzögerungssignals (Iqccd) entsprechend einer Steuerresponsfrequenz (F_PLL) oder einer Steuerverstärkung, die bei der Frequenzabschätzung festgelegt werden.