DE10330791A1

DE10330791A1 - Vektor-orientiertes Steuerungssystem für synchrone Maschinen mit Permanent-Magneten unter Verwendung eines Beobachters für die Parameter eines offenen Regelkreises

Info

Publication number: DE10330791A1
Application number: DE10330791A
Authority: DE
Inventors: Zhenxing Ann Arbor Fu
Original assignee: Visteon Global Technologies Inc
Current assignee: Visteon Global Technologies Inc
Priority date: 2002-07-11
Filing date: 2003-07-07
Publication date: 2004-01-29
Also published as: GB2390767A; FR2843659A1; GB0313164D0; US20040007995A1; GB2390767B

Abstract

Ein Verfahren zur Vektor-Steuerung eines Motors mit Permanent-Magnet wird dargestellt. Ein Drehmoment-Kommando wird von einem Schaltkreis (22) für den Beobachter des offenen Regelkreises abgegeben und so bearbeitet, dass ein Wechselspannungs-Kommando erzeugt wird, das an den Motor angelegt werden kann. Ebenfalls vorgestellt wird ein Verfahren zur Verwendung eines Geräts mit Schaltkreis für den Beobachter des offenen Regelkreises. Dieses Gerät übernimmt dreiphasige Inverter-Pol-Spannungen und verwendet sie, um die elektrischen Parameter des Motors zu bestimmen. Ein Verfahren zur Berechnung der dreiphasigen Inverter-Pol-Spannungen wird ebenfalls vorgestellt, wie sie in dem Schaltkreis (22) für den Beobachter des offenen Regelkreises verwendet werden. Eine Vielzahl von Spannungen wird mit der Gleichspannungs-Bus-Spannung multipliziert, um die dreiphasigen Inverter-Pol-Spannungen zu berechnen. Schließlich wird ein Verfahren zur Ermittlung der elektrischen Parameter dargestellt, wie sie in dem Schaltkreis für den Beobachter des offenen Regelkreises verwendet werden. Magnetische Flüsse und Ströme im synchronen Referenzsystem werden berechnet und diese Werte werden verwendet, um die elektrischen Parameter zu ermitteln.

Description

Synchrone Maschinen mit Permanent-Magneten werden oft in Anwendungen verwendet, wo die Effizienz des Systems, die Größe des Systems, das Verhältnis von Drehmoment und Volumen, und die dynamische Ansprechzeit von Bedeutung sind. Diese Kriterien sind besonders wichtig für Motoren mit geringer Leistungsaufnahme oder mit großem mechanischen Luftspalt. Typische Anwendungen von synchronen Maschinen mit Permanent-Magneten, die auch als bürstenlose Sinus-Gleichstrommotoren (BLDC) bekannt sind, in der Automobilindustrie sind Motoren für elektrische Servolenkung (EPAS), integrierte Starter-Generator-Motoren (ISA), und Antriebsmotoren für hybride elektrische Fahrzeuge (HEV) und elektrische Fahrzeuge (EV). Synchrone Maschinen mit Permanent-Magneten erfordern zur Anregung typischerweise eine Spannungsversorgung mit sinusförmigen Wellenformen. Solche Maschinen sind im allgemeinen mit Hilfe von Vektor-Steuerungstechniken gesteuert, auch bekannt als vektororientierte Steuerungen, um schnelle dynamische Ansprech- und Antwortzeiten, hohe Effizienz, optimale Spitzenleistungs- oder Drehmoment Charakteristiken, und einen großen Bereich von Betriebs-Geschwindigkeiten zu erhalten.
In Anwendungen unter der Motorhaube von Automobilen, wie zum Beispiel elektrische Servolenkung, integrierter Starter-Generator, hybride elektrische Fahrzeuge oder elektrische Fahrzeuge, reichen die typischen Umgebungstemperaturen während des Betriebs der Fahrzeuge von ungefähr –40 Grad Celsius bis ungefähr 125 Grad Celsius. Insbesondere für Systeme mit integrierten Starter-Generator-Motoren und hybride elektrische Fahrzeuge können die Motor-Betriebstemperaturen sogar ungefähr 200 Grad Celsius erreichen, selbst bei erzwungener Flüssigkeitskühlung. Die Anforderung an den großen Bereich von Betriebstemperaturen haben nachteilige Auswirkungen auf die Leistung der Systeme in integrierten Starter-Generator-Systemen oder hybriden elektrischen Fahrzeugen, da die meisten Vektorsteuerungssysteme mit Hilfe von Regelungen der Motorströme mit ungeregelten Drehmoment-Steuerungen aufgebaut sind. Drehmoment-Steuerung oder Steuerung der Geschwindigkeit der Maschine wird erreicht, indem die erforderlichen oder angeforderten Drehmomente in Strom-Kommandos unter Nutzung der Motor-Parameter umgewandelt werden, und die Steuerungen des Drehmoments sind ungeregelt. Da die Motor-Parameter sehr stark von den Betriebsbedingungen der Maschine abhängen, wie zum Beispiel der Umgebungstemperatur und dem Grad der magnetischen Sättigung, ist ein wesentlicher Anteil des zugeordneten Fehlers mit der Umwandlung von Drehmoment-Kommandos in Strom-Kommandos verbunden.
In synchronen Maschinen mit Permanent-Magneten, die zum Beispiel in Anwendungen für integrierte Starter-Generator Systeme, hybride elektrische Fahrzeuge und elektrische Servolenkung verwendet werden, erfordert die Berechnung der Strom-Kommandos aus dem Drehmoment-Kommando die Verwendung des Wertes für die Fluss-Kopplung, die durch die Magneten pro Phase erzeugt wird, λ e / PM, und auch der Motor-Induktivität entlang der direkten Achse und der Querachse, L_d und L_q, wie unten in der Gleichung 1 beschrieben: (Gleichung 1)
In der obigen Gleichung hängt die Fluss-Kopplung λ e / PM, die durch den Magneten erzeugt wird, stark von der Betriebs-Temperatur und dem Grad der magnetischen Sättigung der Maschine ab. Außerdem hängt die Induktivität des Motors stark vom Grad der magnetischen Sättigung im Eisen ab, das für die Maschine verwendet wird. Daher werden wesentliche Fehler in der Berechnung der Strom-Kommandos und dadurch auch in der Steuerung des Drehmoments entstehen, wenn die Fluss-Kopplung und die Motor-Induktivität nicht an die sich dauernd ändernden Betriebsbedingungen der Maschine angeglichen werden. Der gesamte Fehler der Drehmoment Steuerung, gemessen als das angeforderte Drehmoment und verglichen mit dem tatsächlich vom Motor erzeugten Drehmoment, kann plus/minus 20 Prozent überschreiten, wie in der zusammenfassenden Tabelle 1 von Fehlern der Drehmoment-Steuerung dargestellt ist:
Tabelle 1
Abschätzung der Fehler der Drehmoment Steuerung für nicht kompensierte Vektorgesteuerte Motoren mit Permanent-Magneten
Ein solch hoher Fehler der Drehmoment-Steuerung hat nachteiligen Einfluss auf die Leistung des Gesamtsystems, verringert das Fahrgefühl des Fahrers, und reduziert die Zufriedenheit des Kunden mit dem Fahrzeug. Da die hauptsächliche Quelle der Beiträge zu den hohen Fehlern in der Drehmoment-Steuerung die elektrischen Parameter der Maschine sind, wie zum Beispiel λ e / PM und L_q, sind Verbesserungen in der Bestimmung dieser Parameter erforderlich, die die tatsächlichen Betriebsbedingungen der Maschine berücksichtigen.
In einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zur Vektor-Steuerung eines Motors mit Permanent-Magneten vorgestellt. Es werden Maschinen-Parameter geschätzt und bereitgestellt von einem Schaltkreis zur Beobachtung des offenen Regelkreises und verwendet, um ein Strom-Kommando aus einem Drehmoment-Kommando zu berechnen. Das Strom-Kommando wird in ein zweiphasiges Spannungs-Kommando übersetzt, das seinerseits in ein dreiphasiges Spannungs-Kommando umgesetzt wird. Dieses dreiphasige Spannungs-Kommando wird dann in ein dreiphasiges pulsweiten-moduliertes Kommando moduliert. Das dreiphasige pulsweitenmodulierte Kommando wird dann an den Motor mit Permanent-Magnet angelegt.
In einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren vorgestellt, um einen Schaltkreis zur Beobachtung der Maschinen-Parameter im offenen Regelkreis zu verwenden. Aus Gleichspannungen als Eingangsgröße werden dreiphasige Inverter-Pol Spannungen berechnet. Diese Inverter-Pol Spannungen werden dann umgewandelt in dreiphasige Motor-Phasen-Spannungen, die dann umgewandelt werden in zweiphasige Motor Spannungen. Aus diesen zweiphasigen Motor-Spannungen können die elektrischen Parameter des Motors mit Permanent-Magnet ermittelt werden.
In einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren vorgestellt zur Berechnung von dreiphasigen Inverter-Pol-Spannungen mit einem Spannungs-Berechner. Dieser Spannungs-Berechner wird in dem Beobachter des offenen Regelkreises verwendet. Eine Vielzahl von Spannungen und Tastverhältnissen der Puls-Weiten-Modulation, wie sie vom Signalgenerator für die Puls-Weiten-Modulation erzeugt werden, und auch die Spannung des Gleichspannungs-Busses, werden als Eingangsgröße verwendet. Jede der Vielzahl von Spannungen wird mit der Spannung des Gleichspannungs-Busses multipliziert. Die durch Multiplikation erhaltenen Spannungen werden dann als Ausgangsgröße bereitgestellt in Form von dreiphasigen Inverter-Pol-Spannungen.
In einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zur Ermittlung von elektrischen Parametern mit Hilfe eines Beobachters des Flusses im offenen Regelkreis vorgestellt. Dieser Beobachter des Flusses im offenen Regelkreis wird im Schaltkreis zur Beobachtung des offenen Regelkreises verwendet. Die magnetischen Flüsse im stationären Referenzsystem werden berechnet und in Werte des magnetischen Flusses im synchronen Referenzsystem umgewandelt. Währenddessen werden die Ströme im synchronen Referenzsystem gefiltert. Die Werte des magnetischen Flusses im synchronen Referenzsystem und die gefilterten Ströme im synchronen Refe renzsystem werden dann verwendet, um die elektrischen Parameter zu ermitteln.
Andere Aspekte der vorliegenden Erfindung werden in Verbindung mit der nachfolgenden Beschreibung der vorliegenden Erfindung deutlich.
1 ist ein schematisches Diagramm einer bevorzugten Ausführung der Steuerungs-Methode der vorliegenden Erfindung;
2 ist ein schematisches Diagramm einer bevorzugten Ausführung des Schaltkreises für den Beobachter des offenen Regelkreises der vorliegenden Erfindung;
3 ist ein schematisches Diagramm der bevorzugten Ausführung des Algorithmus, der für die Ermittlung der Inverter-Pol-Spannungen verwendet wird, die in dem Spannungs-Berechner des Schaltkreises für den Beobachter des offenen Regelkreises in der vorliegenden Erfindung verwendet werden;
4 ist ein schematisches Diagramm einer bevorzugten Ausführung des Algorithmus für die Ermittlung der elektrischen Parameter der Maschine, die in dem Beobachter des Flusses im offenen Regelkreis im Schaltkreis für den Beobachter des offenen Regelkreises in der vorliegenden Erfindung verwendet wird, und
5 ist ein Flussdiagramm einer bevorzugten Ausführung der Methode der vorliegenden Erfindung.
Die Einrichtung, die die Ausführung der vorliegenden Erfindung verkörpert, enthält vier generelle Elemente: den Synchronmotor mit Permanent-Magneten, einen Positions-Sensor, eine Leistungselektronik mit Spannungs- Wandler und eine Steuerungseinrichtung. Die Leistungs-Elektronik mit Spannungswandler kann eine Vielzahl von Leistungselektronik-Schaltern und Strom-Sensoren enthalten, einen Kondensator zur Filterung des Gleichstrom-Busses, Ansteuerungs-Schaltkreise für die besagten Schalter der Leistungs-Elektronik, einen Kühlkörper, um die genannten Schalter der Leistungs-Elektronik zu kühlen, und ein Gehäuse. Die Steuerungseinrichtung kann eine Anzahl von analogen elektronischen Komponenten auf einer Schaltkreis-Platine, einen Mikroprozessor oder digitalen Signalprozessor, und eine Anzahl von digitalen elektronischen Komponenten enthalten.
In der Nomenklatur der Variablen innerhalb dieser Patentannmeldung werden spezifische Konventionen verwendet. Zum Beispiel bezeichnet eine Variable, die mit einem Stern "*" gekennzeichnet ist, einen Steuerungs-Wert, in anderen Worten einen Wert für die Variable, die eine Eingangsgröße von einem übergreifenden Fahrzeugsteuerungssystem oder einem anderen internen Prozess repräsentiert. Weiterhin bezeichnet eine Variable, an die ein "^" angehängt ist, einen Wert, der aus einer Such-Tabelle bzw. Wertetabelle abgeleitet ist. Außerdem sind die Werte, die in dieser Anwendung verwendet werden, bevorzugt Vektor-Werte. Deswegen bezeichnet eine Variable, die vom Subscript "d" gefolgt ist, den Vektor-Wert in der direkten Achse, also der Richtung des Stromflusses. Diese Koordinate des Vektor-Werts ist für die Erzeugung des magnetischen Feldes und des magnetischen Flusses verantwortlich. Eine Variable, die gefolgt ist vom Subscript "q", bezeichnet den Vektor-Wert in der um 90 Grad gedrehten oder im rechten Winkel verlaufenden Achse. Diese Koordinate des Vektor-Wertes ist für die Erzeugung von Drehmoment verantwortlich.
1 ist ein schematisches Diagramm, das eine Einrichtung zur Implementierung der bevorzugten Ausführung der Steuerungs-Methode gemäß der vorliegenden Erfindung beschreibt.
In 1 berechnet der Geschwindigkeits-Regler 10 die mechanische Geschwindigkeit des Motors in Umdrehungen pro Minute (UpM bzw. RPM), die elektrische Geschwindigkeit in Winkelgraden pro Sekunde (rad/sec), ωr, und das Drehmoment, das erforderlich ist, um ein Geschwindigkeits-Kommando zu erhalten. Das Geschwindigkeits-Kommando, RPM*, ist definiert als die Geschwindigkeit, die durch den Fahrer des Fahrzeugs oder die übergeordnete Steuerung angefordert wird. Geschwindigkeitskommandos können durch konventionelle Methoden gegeben werden, wie zum Beispiel die Position des Fußes des Fahrers auf einem Gaspedal, oder können ein Ergebnis einer eingestellten Geschwindigkeit auf einem Geschwindigkeits-Regel-System sein, oder durch die übergeordnete Steuerung während der Schaltung von Gängen ermittelt werden. Um diese Werte zu berechnen, werden das Geschwindigkeits-Kommando RPM*, die Motor-Position Θ, und die Spannung des Leistungs-Elektronik-Konverters HBusV als Eingangsgrößen verwendet. Die Motor-Position Θ wird bevorzugt durch einen Sensor für die Motor-Position 12 gemessen, der am Motor mit Permanent-Magneten lokalisiert ist, noch mehr bevorzugt ist er an der Rotor-Welle des Motors mit Permanent-Magnet lokalisiert. Die Geschwindigkeits-Steuerung des Geschwindigkeits-Reglers 10 wird bevorzugt mit Hilfe eines konventionellen Proportional-Integral-Derivativ-Reglers (PID-Regler) erhalten, wobei der Integrator mit einem Mechanismus gegen das. Hängenbleiben ausgestattet ist, wie er in Fachkreisen bekannt ist. Bevorzugt verhindern solche Mechanismen gegen das Hängenbleiben, dass Integratoren nach der Sättigung des PID-Reglers hängen bleiben.
Das erforderliche Drehmoment, um das Geschwindigkeits-Kommando zu erhalten, wird dann als ein Eingangssignal auf den Modus-Selektor 14 gegeben. Der Modus-Selektor 14 bestimmt, ob das Gerät im Modus Geschwindigkeits-Steuerung oder Drehmoment-Steuerung läuft, entsprechend der Position eines Betriebsarten- bzw. Modus-Schalters 16. Der Modus-Schalter 16 ist bevorzugt ein digitaler Schalter, der vom Fahrer des Fahrzeugs betätigt werden kann. Die Differenz zwischen seinen zwei Einstellungen ist der gewählte Wert. Der Modus der Geschwindigkeits-Kontrolle wird beispielsweise während der Schaltung von Gängen oder bei Leerlauf der Maschine im Fall von hybriden elektrischen Fahrzeugen bevorzugt, während der Modus der Drehmoment-Kontrolle bei den alltäglichen Fahrten und dem Laden der Batterie bevorzugt werden könnte. Der Modus-Selektor 14 hat als Ausgangs-Signal ein Drehmoment-Kommando. Dieses Drehmoment-Kommando repräsentiert das verlangte Drehmoment, wenn der Modus-Schalter 16 sich im Drehmoment-Kontrollmodus befindet, oder das Drehmoment, das erforderlich ist, um die gewünschte Geschwindigkeit zu erzielen, wenn der Modus-Schalter 16 sich im Geschwindigkeits-Steuerungs-Modus befindet.
Der Fluss-Strom-Stratege 18 ist darauf eingerichtet, den magnetisierenden Strom (in der d-Achse) I_ds ^e* zu berechnen. Der Fluss-Strom-Stratege 40 hat als Eingangsgröße die elektrische Geschwindigkeit des Motors in Winkelgraden/sec (rad/s) ω_r das Drehmoment-Kommando und die Batteriespannung. Indem eine "maximales Drehmoment pro Ampere" – Strategie für den gesamten Bereich der Betriebsgeschwindigkeit verwendet wird, einschließlich Vorgängen mit konstanter Leistung, wie in Fachkreisen bekannt, kann I_ds ^e* ermittelt werden.
Der Strom-Entkoppler 20 berechnet den erforderlichen Strom in der q-Achse, I_q*, für den Motor, so dass dieser das erforderliche Drehmoment-Kommando, auf Basis von Gleichung 1 wie oben, liefert. Der Strom-Entkoppler 20 nimmt I_ds ^e*, das Drehmoment- Kommando, und die Werte von λ e / PM^ und L_q^, die er vom Schaltkreis für den Beobachter des offenen Regelkreises 22 erhält, als Eingangsgröße. Gleichung 1 wird angewendet, um als Ausgangsgröße den erforderlichen Strom in der q-Achse zu erhalten, I_q*. Dieses berechnete Kommando für den Strom in der q-Achse, I_q*, wird durch den Begrenzer 24 limitiert. Es werden die maximalen Strom- und Spannungs-Bereiche der Leistungs-Elektronik des Motorsystems verwendet, um den Bereich zu bestimmen, in dem I_q* durch den Begrenzer 24 gehalten wird. Oft werden die oberen und unteren Grenzen auf Basis von ausgiebigen Modellen und Messungen des physikalischen Systems eingestellt. Diese Überprüfung ist erforderlich, wie oben erläutert, um zu verhindern, dass das System die Grenzen für Strom und Spannung überschreitet und um sicherzustellen, dass das System stabil arbeitet.
Als nächster Schritt wird der Sensor 12 für die Motor-Position als Eingangsgröße in einen Positions-Konverter 26 verwendet, um die Sinus- und Cosinus-Werte der elektrischen Position des Rotors, sin(Θ) and cos(Θ), zu berechnen. Diese Sinus- und Cosinus-Werte werden in einem Vektor-Rotations-Übersetzer 28 verwendet, um die Motor-Ströme aus stationären Referenz-Koordinaten in synchrone Referenz-Koordinaten zu transformieren und umgekehrt. Bevorzugt würde der Vektor-Rotations-Übersetzer einen Park-Transformations-Algorithmus verwenden, wie in Fachkreisen bekannt. In der bevorzugten Ausführung von 1 ist der Vektor-Rotations-Übersetzer 28 eine Park-Transformation. Der Vektor-Rotations-Übersetzer 28 berechnet die d-Achsen- und q-Achsen-Ströme in synchronen Referenz-Koordinaten I_dse und I_qse aus den Motor-Phasenströmen in den stationären Referenz-Koordinaten i_a und i_b, indem er die entsprechenden Sinus und Cosinus-Werte der elektrischen Position Θ des Rotors verwendet.
Der synchrone Strom-Regler 30 berechnet die Spannungen, die erforderlich sind, um entsprechend den Strom-Kommandos I_ds ^e* und I_qs ^e* die d-Achsen und q-Achsen- Ströme I_ds ^e und I_qse anzusteuern. Als Teil dieser Berechnung ermittelt der synchrone Strom-Regler 30 auch die d-Achsen- und q-Achsen-Strom-Regel-Fehler, ΔId and ΔIq. Sie werden intern in der Berechnung des synchronen Strom-Reglers 30 als Eingangsgrößen für konventionelle PID-Regler verwendet, die die Werte von I_dse und I_qse bestimmen. Wie vorhin schon angewendet, werden Mechanismen gegen das Hängenbleiben bevorzugt in diesem PID-Regler verwendet. Zusätzlich werden bevorzugt Vorsteue rungs-Kompensationen ("feed forward compensation") verwendet, um die Übertragung von Störsignalen durch das nicht gesteuerte System zu reduzieren und um die Dynamik zu verbessern. Vorsteuerungs-Kompensation verringert den Effekt der Koeffizienten, die im Betrieb eines PID-Reglers verwendet werden und verringert dadurch die Übertragung von Störsignalen. Die erforderlichen Spannungen im synchronen Referenzsystem, die zur Ansteuerung der Strom-Kommandos für die d- und q-Achsen-Strom-Kommandos erforderlich sind, werden durch Addieren der Ausgänge von PID-Reglern und der Spannungs-Vorsteuerungs-Kompensationen erhalten. Nach der Einstellung von geeigneten Spannungs-Grenzen werden in den synchronen Referenz-Koordinaten die Spannungs-Kommandos V_ds ^e* und V_qs ^e* bestimmt.
Ein zweiter Vektor-Rotations-Übersetzer 32 wird dann verwendet, um die synchronen Referenz-Koordinaten, die mathematische Seite der vorliegenden Erfindung, zurück in stationären Referenz-Koordinaten zu übersetzen, die für die physikalische Seite der vorliegenden Erfindung repräsentativ sind. Der Strom-Kommando-Vektor, der definiert ist durch I_ds ^e* und I_q*, ist eine rein mathematische Konstruktion – er hat keine spezifische Bedeutung in der physikalischen Welt. Stattdessen entkoppelt die Konstruktion bloß den Effekt der Motor-Phasen-Ströme entsprechend ihrer Beiträge zum magnetischen Fluss und Drehmoment. Diese Darstellung des Strom-Kommando-Vektors führt zu einer schnellen und effizienten Steuerung des Motors. Andererseits ist die physikalische Ausführung eines synchronen Motors mit Permanent-Magneten ein Multi-Phasen-System. Bevorzugt ist dies ein dreiphasiges System. Die jeweilige Spannung, die in jeder dieser Phasen benötigt wird, wird durch das Strom-Kommando dargestellt und sollte bevorzugt berechnet werden, um tatsächlich den Strom-Kommando-Vektor auf den physikalischen Motor mit Permanent-Magneten anzuwenden bzw. abzubilden.
In einer bevorzugten Ausführung, wie in 1 dargestellt, ist der zweite Vek tor-Rotations-Übersetzer 32 eine inverse Park-Transformation. Der zweite Vektor-Rotations-Übersetzer 32 übersetzt die erforderliche Spannung in synchronen mathematischen Referenz-Koordinaten in solche, die in stationären physikalischen Referenz-Koordinaten erforderlich sind. Die erforderlichen Spannungen in stationären Referenz-Koordinaten werden bezeichnet als va*, vb* and vc* in 1.
Die Spannungen, ausgedrückt im stationären Referenz-Koordinaten, stellen die tatsächlichen Spannungen dar, die an den Motor mit Hilfe der Leistungs-Elektronik angelegt werden sollen, wobei diese durch die Strom-Kommandos gesteuert wird, und damit durch das Drehmoment-Kommando. Bevorzugt ist die Wellenform der erforderlichen Spannungen Sinusförmig, oder ein Wechselstrom. Die erforderlichen Sinusförmigen Spannungen werden bevorzugt erzeugt, indem sinusförmige pulsweiten-modulierte Signale (PWM) an die Steuereingänge der Leistungs-Elektronik angelegt werden. Die Steuereingänge der Leistungs-Elektronik steuern diese so, dass sie Sinus-förmige pulsweiten-modulierte Signale an den Motor übergeben. Ein pulsweiten-Modulations-(PWM) Signal Generator 34 ist darauf eingerichtet, um die erforderlichen PWM Signale auf Grund der Spannung zu erzeugen, die in den stationären Referenz-Koordinaten erforderlich ist.
Der PWM-Signalgenerator 34 verwendet eine Raumvektor-Modulations-Technik, um sinusförmige Spannungs-Wellenformen zu synthetisieren, und dabei harmonische Frequenzen der Spannungen zu minimieren und eine verbesserte Nutzung der effektiven Versorgungsspannung zu ermöglichen. Eine solche Raumvektor-Modulationstechnik ist Fachleuten bekannt. Batterie oder Gleichspannung ist die geeignete Eingangsgröße für den PWM-Signalgenerator 34, und sie wird für die PWM Signale verwendet. Die individuellen PWM Signale werden an die Steuereingänge übergeben, um das Einund Ausschalten der Leistungs-Elektronik (Inverter) zu steuern. Dadurch ist die Leistungs-Elektronik in der Lage, eine gesteuerte elektrische Versorgung mit der richtigen Größe und Frequenz an den Motor mit Permanent-Magneten zu übergeben, und damit die geforderte Größe von Motor-Strom und/oder Drehmoment zu erzeugen.
In einer bevorzugten Ausführung werden die Werte für die Induktivität und den magnetischen Fluss λ e / PM , die den Betriebsbedingungen der Maschine entsprechen, durch den Schaltkreis für den Beobachter des offenen Regelkreises 22 berechnet. Die Mathematik des Beobachters des offenen Regelkreises 22 entspricht der Äquivalenz zwischen den zwei Referenz- Koordinaten-Systeme des Systems – dem stationären Bezugssystem (dem System, wie es der von außen beobachtende Beobachter sieht) und dem synchron rotierenden Referenzsystem (dem System, wie es durch einen Beobachter gesehen wird, der mit dem Rotor des Motors mit Permanent-Magnet rotiert). Es ist die Äquivalenz zwischen diesen Referenz Koordinaten Systemen, die die geeigneten bestimmenden Gleichungen liefert.
Mit Bezug auf das synchrone rotierende Referenzsystem sind die bestimmenden Gleichungen einer synchronen Maschine mit Permanent-Magnet wie folgt:
Die Werte λ_qse , λ_dse und T_e sind durch die nachfolgenden Gleichungen definiert:
in den obigen Gleichungen bedeuten die anderen Variablen (mit den Maßeinheiten der jeweiligen Variablen in Klammern):
R_s = Widerstand der Motor-Phasen, [Ohm],
L_d = d-Achsen-Induktivität, [Henry],
L_q = q-Achsen-Induktivität, [Henry],
☐_r = elektrische Winkel-Geschwindigkeit des Motors, [rad/s],
P = Anzahl der magnetischen Pole,
T_e = entwickeltes elektromagnetisches Drehmoment, [Nm],
T_i = Drehmoment der Last, [Nm],
T_f = Reibungs-Drehmoment, [Nm],
B_m = viskoser Dämpfungs-Koeffizient, [Nm/rad/s],
J = Trägheitsmoment des Motors, [Nm/radsec2],
i_dse = d-Achsen-Strom im synchronen Referenz-Koordinaten System, [Amp],
i_qse = q-Achsen-Strom im synchronen Referenz-Koordinaten System, [Amp],
v_dse = d-Achsen-Spannung im synchronen Referenz-Koordinaten System, [Volt],
v_qse = q-Achsen-Spannung im synchronen Referenz-Koordinaten System, [Volt],
☐_dse = d-Achsen- Fluss-Kopplung im synchronen Referenz-Koordinaten System, [V/sec],
☐_qse = q-Achsen-Fluss-Kopplung im synchronen Referenz-Koordinaten System, [V/sec] und
☐_PM = Permanent-Magnet – Fluss-Kopplung im synchronen Referenz-Koordinaten System, [V/sec].
Die bestimmenden Gleichungen im stationären Referenz-Koordinaten System sind
Die korrespondierenden dynamischen Gleichungen in Form von Zustands-Variablen sind:
und die Fluss-Vektoren des Stators sind definiert als: λqss = Lqiqss (Gleichung 4) λdss = Ldidss + λPMss (Gleichung 5) wobei die Variablen darstellen:
i_dss = d-Achsen-Strom im stationären Referenz-Koordinaten System, [Amp],
i_qss = q-Achsen-Strom im stationären Referenz-Koordinaten System, [Amp],
v_dss = d-Achsen-Spannung im stationären Referenz-Koordinaten System, [Volt], v_qss = q-Achsen-Spannung im stationären Referenz-Koordinaten System, [Volt],
☐_dss = d-Achsen-Fluss-Kopplung im stationären Referenz-Koordinaten System, [V/sec],
☐_qss = q-Achsen-Fluss-Kopplung im stationären Referenz-Koordinaten System, [V/sec] und
☐_PMss = Permanent-Magneten-Fluss-Kopplung im stationären Referenz-Koordinaten System, [V/sec].
Aus den obigen Gleichungen können die magnetische Fluss Kopplung und die Induktivitäten der Maschine, die den aktuellen Betriebsbedingungen entsprechen, abgeleitet werden, wobei angenommen wird, dass die Rotor-Position, die Phasen-Ströme und die Phasen-Spannungen bekannt sind, und zwar bevorzugt über Sensor-Mechanismen. Für Maschinen mit hohen Betriebs-Spannungen, wie bei solchen Motoren, die in hybriden elektrischen Fahrzeugen und elektrischen Fahrzeugen eingesetzt werden, sind die Messungen der Phasen-Spannungen mit hohen Kosten verbunden. In einer bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung werden die Phasen-Spannungen über die gemessene Spannung auf dem Gleichspannungs-Bus des Spannungswandlers der Leistungs-Elektronik ermittelt, zusammen mit den Kommandos zum Tastverhältnis der Puls-Weiten-Modulation, die intern durch die Software des Signal-Generators 34 für das Puls-Weiten-Modulations-(PWM)-Signal berechnet werden. Diese Messtechnik führt zu einer Lösung für die Bestimmung der Phasen-Spannungen der Maschine, die mit geringen Kosten verbunden ist.
Der Schaltkreis für den Beobachter des offenen Regelkreises 22, der in 1 gezeigt ist, verwendet diesen Ansatz, um mit geringen Kosten die Phasen-Spannungen zu ermitteln. Der Beobachter des offenen Regelkreises 22 nimmt die Spannung auf den Gleichspannungs-Bus, die Motor-Phasen-Ströme, wie sie durch den Vektor-Rotations-Übersetzer 28 transformiert werden, und den Sinus- und Cosinus-Wert der gemessenen elektrischen Po sition des Rotors, wie sie durch den Positions-Konverter 26 gemessen werden, als Eingangsgröße. Auf Basis der Gleichungen 2, 3, 4 und 5 bestimmt der Beobachter des offenen Regelkreises dann die elektrischen Parameter, die den aktuellen Betriebsbedingungen der Maschine entsprechen. Die ermittelten elektrischen Parameter enthalten bevorzugt diejenigen, die vom Strom-Entkoppler 20 benötigt werden, um in der richtigen Weise die Drehmoment-Kommandos in Kommandos für den Maschinen-Strom in Echtzeit umzuwandeln, noch mehr bevorzugt um die Werte der magnetischen Fluss-Kopplung λ_PM und die q-Achsen Induktivität L_q zu erhalten. Weitere Details des Schaltkreises für den Beobachter des offenen Regelkreises 22 werden in den 2, 3 und 4 dargestellt.
2 ist ein schematisches Diagramm einer bevorzugten Ausführung des Schaltkreises für den Beobachter des offenen Regelkreises für die Maschinen-Parameter 22 der vorliegenden Erfindung dargestellt. Der Spannungs-Berechner 36 bestimmt die Pol-Spannungen der Inverter an den drei Leistungs-Schaltern auf der Seite des niedrigen Potenzials. Der Spannungs-Berechner erstellt seine Abschätzungen auf Basis der gemessenen Gleichspannungs-Bus Spannung des Inverters und der Spannungssignale, wie sie berechnet sind durch und empfangen werden von dem PWM-Signal-Generator 34. Ein Spannungswandler 38, wie unter Fachleuten bekannt, übersetzt die dreiphasigen Inverter-Pol-Spannungen, die durch den Spannungs-Berechner 36 ermittelt sind, in entsprechende dreiphasige Motor-Phasen-Spannungen. Der Spannungs-Berechner 36 und der Spannungswandler 38 sind in der Lage, die Motor-Phasen-Spannungen mit geringen Kosten und relativ hoher Genauigkeit zu bestimmen. Diese Werte sind für die nachfolgenden Operationen erforderlich, um die elektrischen Parameter der Maschine zu bestimmen, und sie müssen deswegen verlässlich bei minimalen Kosten berechnet werden.
Die dreiphasigen Motor-Spannungen im stationären Referenz-System wer den danach in eine äquivalente zweiphasige Motor-Spannung mit Hilfe eines Spannungs-Wandlers 40 umgewandelt. Bevorzugt wird diese Transformation durchgeführt mit Hilfe eines Spannungs-Wandlers 40 über den Algorithmus einer Clark-Transformation, wie unter Fachleuten bekannt. Diese sich daraus ergebenden zweiphasigen Motor-Phasen-Spannungen werden in 2 und Gleichung 3 als v_dss und v_qss bezeichnet.
Der Beobachter des Flusses im offenen Regelkreis 42 nimmt v_dss und v_qss als Eingang, zusammen mit den transformierten elektrischen Strömen des Motors und der Positionsinformation, die berechnet oder sensorisch erfasst ist durch das Gerät mit der Steuerungs-Methode aus 1, wie weiter oben diskutiert. Diese Eingänge werden von dem Beobachter des Flusses im offenen Regelkreis 42 verwendet, um sowohl die magnetische Fluss-Kopplung λ e / PM^, als auch die q-Achsen Induktivität L_q^ zu bestimmen.
Die bevorzugte Ausführung des Schaltkreises für den Beobachter des offenen Regelkreises 22 der vorliegenden Erfindung bestimmt nicht die d-Achsen-Induktivität L_d. Der Wert der Induktivität L_d wird in dieser bevorzugten Ausführung nicht ermittelt, da der Wert relativ wenig schwankt, verglichen mit der größeren Schwankung der Werte für die magnetische Fluss-Kopplung und der Werte für die q-Achsen-Induktivität. Der Wert der Induktivität L_d wird nur minimal beeinflusst durch Änderungen in den Betriebsbedingungen der Maschine, im Gegensatz zu den Werten von λ e / PM^, und L_q^. Während die Veränderungen der Ausführung des Schaltkreises für den Beobachter im offenen Regelkreis in 2 dahingehend, dass ein Schaltkreis zur Ermittlung von L_d hinzugefügt wird, für Fachleute offensichtlich wäre, ist die Ausführung von 2 auf die genaue Ermittlung von magnetischer Fluss-Kopplung und Induktivität in der q-Achse fokussiert.
3 ist ein schematisches Diagramm einer bevorzugten Ausführung eines Gerätes, das den Ermittlungs-Algorithmus ausführt, der vom Spannungs- Berechnet 36 verwendet wird, um die Pol-Spannungen des Inverters für den Motor zu ermitteln. Die Signale für das Tastverhältnis der pulsweitenmodulierten (PWM-) Signale, die intern durch die Software des PWM-Signal-Generator 34 erzeugt werden, werden als Eingangs-Größe für den Spannungs-Berechnet 36 verwendet, zusammen mit der gemessenen Spannung auf dem Gleichspannungs-Bus. Jedes PWM-Signal wird mit der Gleichspannungs-Bus-Spannung in einem Verstärker 44 multipliziert. Das Ergebnis des Verstärkers 44 sind die dreiphasigen Spannungen an den Inverter-Polen. Diese werden dann an den Spannungswandler 38 gegeben, wie es schon weiter oben diskutiert wurde.
4 ist ein schematisches Diagramm einer bevorzugten Ausführung eines Geräts, das den Ermittlungs-Algorithmus durchführt, der durch den Beobachter des Flusses im offenen Regelkreis 42 verwendet wird, um die magnetische Fluss-Kopplung und q-Achsen-Induktivität λ^e _PM^ und L_q^ zu ermitteln. Der Algorithmus, der mit dem Gerät aus 4 durchgeführt wird, verwendet die fundamentalen Gleichungen, die in den Gleichungen 2, 3, 4 und 5 beschrieben sind.
Gleichung 3 zeigt, dass die magnetischen Fluss-Kopplungen entlang der dund q-Achse in den stationären Referenz-Koordinaten durch Integration der Differenz zwischen den transformierten zweiphasigen Motor-Spannungen im stationären Referenz-System V_dss und V_qss und dem korrespondierenden Spannungs-Abfall an den Widerständen erhalten werden. Die Spannungsabfälle an den Widerständen werden bestimmt durch Multiplikation der des Wicklungswiderstandes R_s mit den entsprechenden zweiphasigen Strömen im stationären Referenzsystem i_dss und i_qss . Diese Multiplikation wird in den Verstärkern 46 durchgeführt. Die Komparatoren bzw. Vergleicher 48 subtrahieren die Spannungsabfälle an den Widerständen, oder den verstärkten Strom-Ausgangs-Wert der Verstärkers 46, in Richtung jeder Achse von der korrespondierenden Spannung. Das Ergebnis, das aus den Vergleichern 48 erhalten wird, ist die Änderungsrate der magnetischen Fluss-Kopplungen über der Zeit in jeder Achsen-Richtung, wie in Gleichung 3 definiert.
Die Integratoren 50 integrieren die Änderungsraten des magnetischen Flusses, die Ausgang der Vergleicher 48 sind, um die entlang den d- und q-Achsen im stationären Referenz-Koordinaten vorliegenden magnetischen Fluss-Kopplungen λ_dss und λ_qss zu erhalten. Diese Werte werden dann mit einem dritten Vektor-Rotations-Übersetzer 52 in die synchronen Referenz-Koordinaten übersetzt. Bevorzugt verwendet dieser dritte Vektor-Rotations-Übersetzer 52 einen Algorithmus zur Park-Vektor-Transformation, wie unter Fachleuten bekannt. Die magnetischen Fluss-Kopplungen entlang den dund q-Achse ☐☐_dse und ☐_qse im synchronen Referenz-Koordinaten-System, sind Ausgangs-Signale des dritten Vektor-Rotations-Übersetzers 52.
Unterdessen werden die Motor-Ströme, ausgedrückt in synchronen Referenz- Koordinaten i_dse und i_qse, verarbeitet. Es ist nicht gewünscht, übermäßige Störsignale bei der Verarbeitung dieser Ströme zu übermitteln. Um die Übertragung von unerwünschten Störsignalen zu reduzieren, werden i_dse und i_qse über Filter 54 geleitet. Filter, die in der Lage sind, diese Ströme zu verarbeiten und die Störsignale effektiv zu reduzieren, sind in Fachkreisen gut bekannt. Bevorzugt sind solche Filter 54 Tiefpassfilter.
Nach der Filterung wird i_dse mit L_d, der Induktivität in der d-Achse, mit Hilfe des Verstärkers 56 multipliziert. Durch Subtraktion dieses Wertes vom Wert von ☐_dse, der durch den dritten Vektor-Rotations-Übersetzer 54 im Vergleicher 58 berechnet wird, erhält man die ermittelte magnetische Fluss Kopplung λ e / PM^. Wie weiter oben diskutiert, wird ein Begrenzer 60 verwendet, um die Übertragung von ungültigen Werten von ☐_dse zu verhindern. Der Begrenzer 60 hat als Ausgangs-Signal die ermittelte magnetische Fluss-Kopplung λ e / PM^, die in dem Gerät mit der Steuerungs-Methode von 1 anzuwenden ist.
Unterdessen wird der gefilterte Wert von i_qse in der Bestimmung der Induktivität in der q-Achse L_q^, verwendet. Der gefilterte Wert i_qse wird zuerst durch einen Absolutwert-Berechner 62 geführt, der den absoluten Wert des Q-Achsen-Stroms im synchronen Referenzsystem berechnet, wie unter Fachleuten bekannt. Wie oben wird dann i_qse durch einen Begrenzer geführt, um die Übertragung von ungültigen Werten zu verhindern. Im Teiler 66 wird der Wert für die magnetische Fluss-Kopplung in der q-Achse ☐_qse, der vorher schon durch einen zweiten Absolutwert-Berechner 68 gegangen ist, dividiert durch den begrenzten Absolutwert von i_qse, der vom Begrenzer 64 übernommen wird. Dieses Verhältnis zwischen den Absolutwerten von ☐_qse und i_qse ist die ermittelte Induktivität in Richtung der q-Achse L_q^, wie durch Gleichung 2 definiert.
L_q^ wird auch durch einen Begrenzer 70 geleitet. Wie oben schon ist der Zweck dieses Begrenzers, die Übertragung von ungültigen Werten von L_q^ zu verhindern. Die Ausgangsgröße des Begrenzers 70, die ermittelte Induktivität in der q-Achse L_q^, wird dann in dem Gerät mit der Steuerungs-Methode aus 1 verwendet.
Wie es oben schon diskutiert worden ist, sind die dominierenden Faktoren, die die Genauigkeit der Drehmoment-Steuerung nach dem Stand der Technik verringern, (die Aufzählung ist nicht erschöpfend) die Material-Toleranzen des Magneten, Schwankungen der Betriebs-Temperatur, magnetische Sättigung und Schwankungen des Luftspalts. Der Schaltkreis für den Beobachter des offenen Regelkreises 22 gemäß der vorliegenden Erfindung ist in der Lage, den Einfluss dieser Faktoren auf die Genauigkeit zu minimieren, da er die elektrischen Parameter in Echtzeit ermittelt mit Hilfe von aktueller Information über das elektrische Verhalten der Maschine. Während die erwarteten Fehler nach dem heutigen Stand der Technik bis auf über +/– 28 Prozent hinausgehen können, können die erwarteten Fehler in der Drehmoment-Steuerung für ein Vektor-Steuerungssystem, wie es die moment-Steuerung für ein Vektor-Steuerungssystem, wie es die bevorzugte Ausführung der vorliegenden Erfindung in 1 darstellt, mit Hilfe eines Schaltkreises für den Beobachter des offenen Regelkreises 22 abgeschätzt werden auf weniger als +/– 5 Prozent. Die Fehlerquelle, die beim Gebrauch des Schaltkreises für den Beobachter des offenen Regelkreises 22 noch verbleibt, stammt hauptsächlich von Material-Toleranzen der Sensoren, digitalen Quantifizierungs-Fehlern während der Wechselstrom/Gleichstrom Umsetzung (AC/DC) und von Fehlern auf Grund der Tiefpass-Filterung.
5 ist ein übersichtliches Flussdiagramm einer Ausführung des Vektor-Steuerungs-Prozesses, der von der bevorzugten Ausführung in 1 oder einer anderen Ausführung der vorliegenden Erfindung durchgeführt wird. Zuerst wird dort ein Drehmoment- oder Geschwindigkeits-Kommando an das System übergeben und durch den Geschwindigkeits-Regler 10 in Schritt 100 verarbeitet. Dieses Drehmoment- oder Geschwindigkeits-Kommando kann ein Kommando sein, das vom Fahrer des Fahrzeugs gegeben wird, oder eines, das von einem Fahrzeug-System gefordert wird, wie z. B. dem integrierten Starter-Generator oder dem elektrischen Servolenkungssystem, um die Leistung des Fahrzeugs zu erbringen. Das Drehmoment- oder Geschwindigkeits-Kommando wird dann durch den Modus-Selektor 14 in Schritt 110 verarbeitet, um ein Kommando für das erforderliche Drehmoment zu erzeugen. Das Kommando für das erforderliche Drehmoment ist der Eingang für den Fluss-Strom-Strategen 18 in Schritt 120, der als Ausgang ein Strom-Kommando ausgibt. Inzwischen werden die Betriebsbedingungen des Motors, wie die Motor-Temperatur, Position und Geschwindigkeit, in Schritt 130 ermittelt, und einem Schaltkreis für den Beobachter des offenen Regelkreises 22 in Schritt 140 übergeben. Die ermittelten Werte werden an den Strom-Entkoppler 20 gesendet, wo der sich auf das Drehmoment beziehende Teil des Strom-Kommandos I_q* in Schritt 150 bestimmt wird. Der synchrone Strom-Regler 30 überträgt in Schritt 160 die Stromkommandos in Spannungskommandos. Die Spannung wird in Schritt 170 aus einer zweidimen sionalen synchronen Vektor-Darstellung in eine dreiphasige physikalische Darstellung im zweiten Vektor-Rotations-Übersetzer 32 transformiert. Die dreiphasige Darstellung der Spannung wird mittels des PWM-Signal-Generators 34 in Schritt 180 in eine Wechselspannung umgesetzt, bevor sie an den Motor mit Permanent-Magnet angelegt wird. Die Veränderungen in den Betriebsbedingungen des Motors durch das Anlegen des Drehmoment-Kommandos an den Motor mit Permanent-Magnet werden in den Schritten 130 und 140 erfasst, und die neuen Bedingungen werden als Eingang für eine nachfolgende Iteration verwendet.
Obwohl die hier beschriebenen Erfindung in Verbindung mit einer bevorzugten Ausführung beschrieben ist, werden Fachleute erkennen, dass Zusätze, Veränderungen, Modifikationen, und Streichungen, die nicht spezifisch beschrieben sind, gemacht werden können, ohne vom Geist und Umfang der Erfindung ab zu gehen, wie er in den nachfolgenden Patentansprüchen definiert ist.

Claims

Ein Verfahren zur Steuerung eines Motors mit Permanent-Magnet unter Verwendung eines Geräts mit Schaltkreis (22) für einen Beobachter eines offenen Regelkreises, wobei das Verfahren folgende Verfahrensschritte aufweist: – Berechnung der dreiphasigen Pol-Spannungen eines Inverters aus einer Vielzahl von Eingangs Spannungen und Signalen mit Pulweitenmodulations-Tastverhältnissen; – Umwandlung der besagten dreiphasigen Pol-Spannungen des Inverters in dreiphasige Motor-Phasen-Spannungen; – Umwandlung der dreiphasigen Motor-Phasen-Spannungen in zweiphasige Motor-Spannungen; und – Ermittlung der elektrischen Parameter des besagten Motors mit Permanent-Magnet aus dem besagten zweiphasigen Motor-Spannungen.
Das Verfahren nach Patentanspruch 1, wobei die besagte Vielzahl von Eingangs-Spannungen aufweist: – die Signale mit Pulsweitenmodulations-Tastverhältnis, die von einem PWM-Signal-Generator (34) an den Motor mit Permanent-Magnet angelegt werden; und – die Spannung des Gleichspannungs-Busses des Motors mit Permanent-Magnet.
Das Verfahren nach Patentanspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt der Berechnung der dreiphasigen Inverter-Pol-Spannungen durch einen Spannungs-Berechner (36) durchgeführt wird.
Das Verfahren nach Patentanspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt der Berechnung der dreiphasigen Inverter-Pol-Spannungen durch einen Spannungs-Wandler (38) durchgeführt wird.
Das Verfahren nach einem der Patentansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt der Umwandlung der dreiphasigen Motor-Phasen-Spannungen durch einen Spannungs-Wandler (40) durchgeführt wird.
Das Verfahren nach einem der Patentansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt der Ermittlung der elektrischen Parameter durch einen Beobachter des Flusses im offenen Regelkreis durchgeführt wird.
Ein Verfahren zur Ermittlung von elektrischen Parametern mittels eines Beobachters des Flusses im offenen Regelkreis zur Steuerung eines Motors mit Permanent-Magnet mit Hilfe eines Schaltkreises (22) für den Beobachter des offenen Regelkreises, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: – Berechnung der magnetischen Flüsse im stationären Referenz-System; – Umwandlung der magnetischen Flüsse im stationären Referenz-System in magnetische Flüsse im synchronen Referenz-System; – Filterung der Ströme im synchronen Referenz-System; und – Berechnung der besagten elektrischen Parameter aus den magnetischen Flüssen im synchronen Referenz-System und den Strömen im synchronen Referenz-System.
Das Verfahren nach Patentanspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt der Berechnung der magnetischen Flüsse im stationären Referenz-System aufweist: Bereitstellung von Strömen im stationären Referenz-System als Eingangsgröße; – Berechnung von Spannungsabfall an jeweiligen Widerständen aus den Strömen im stationären Referenz-System; – Berechnung der Änderungsrate der magnetischen Flüsse im stationären Referenz-System aus den Spannungs-Abfällen am Widerstand und von den Spannungen im stationären Referenz-System; und – Integration der Änderungsraten der magnetischen Flüsse im stationären Referenz-System, um die magnetischen Flüsse im stationären Referenz-System zu bestimmen.
Das Verfahren nach Patentanspruch 8, wobei der Schritt der Berechnung der Spannungsabfälle an jeweiligen Widerständen durch einen Verstärker (46) ausgeführt wird.
Das Verfahren nach Patentanspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt der Berechnung von Änderungsraten der magnetischen Flüsse im stationären Referenz-System durch einen Komparator (48) ausgeführt wird.
Das Verfahren nach Patentanspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt der Integration der Änderungsraten der magnetischen Flüsse im stationären Referenz-System durch einen Integrator (50) ausgeführt wird.
Das Verfahren nach einem der Patentansprüche 7 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt der Umformung der magnetischen Flüsse im stationären Referenz-System mit Hilfe eines Vektor-Rotations-Übersetzers (52) durchgeführt wird.
Das Verfahren nach Patentanspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Vektor-Rotations-Übersetzer (52) einen Park-Transformations-Algorithmus verwendet.
Das Verfahren nach einem der Patentansprüche 7 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt der Filterung von Strömen im synchronen Referenzsystem durch ein Tiefpassfilter durchgeführt wird.
Das Verfahren nach einem der Patentansprüche 7 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt der Berechnung der elektrischen Parameter weiterhin aufweist: – Berechnung der ermittelten magnetischen Fluss-Kopplung; und – Berechnung der ermittelten Induktivität.