DE10344914A1

DE10344914A1 - Steuerungsalgorithmus für eine AC-Maschine ohne Positionssensor

Info

Publication number: DE10344914A1
Application number: DE10344914A
Authority: DE
Inventors: Nitinkumar R. Cypress Patel; Steven E. Torrance Schulz; James M. Cerritos Nagashima; Seung Ki Sul; Yo-Chan Son; Bon-Ho Bae
Original assignee: Motors Liquidation Co
Current assignee: Motors Liquidation Co
Priority date: 2002-10-10
Filing date: 2003-09-26
Publication date: 2004-05-06
Anticipated expiration: 2023-09-27
Also published as: US6894454B2; JP3802894B2; US20040070362A1; JP2004135494A; DE10344914B4

Abstract

Ein Steuerungssystem für einen Elektromotor mit einem Wechselrichter zur Lieferung von Strom an einen Elektromotor, einer Steuereinrichtung für die Steuerung des Wechselrichters, einem ersten Motordrehzahl-Steuerungsblock in der Steuereinrichtung, welcher ein hochfrequentes Signal in den Elektromotor einspeist, um die Drehzahl und Position des Elektromotors zu bestimmen, einem zweiten Motordrehzahl-Steuerungsblock in der Steuereinrichtung, welcher die gegenelektromotorische Kraft erfasst, um die Drehzahl und Position des Elektromotors zu bestimmen, und einem Übergangssteuerungsblock in der Steuereinrichtung, um den Betrieb zwischen dem ersten Motordrehzahl-Steuerungsblock und dem zweiten Motordrehzahl-Steuerungsblock zu variieren.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft die Steuerung von Elektromotoren. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung für die Steuerung eines Elektromotors ohne Positionssensor.
Herkömmliche Motorsteuerungssysteme enthalten normalerweise eine Rückkopplungseinrichtung oder einen Positionssensor, wie beispielsweise einen Koordinatenwandler [Resolver] oder Impulsgeber [Codierer], um Drehzahl- und Positionsinformationen für einen Motor bereitzustellen. Rückkopplungseinrichtungen und zugehörige Schnittstellenschaltungen erhöhen die Kosten eines Motorsteuerungssystems, und diese Kosten können bei Massenfertigungs-Anwendungen, wie beispielsweise Kraftfahrzeuganwendungen, untragbare Höhen erreichen. Außerdem erhöhen ein Positionssensor und sein zugehöriger Kabelbaum die Komplexität und Montagezeit eines Elektroantriebssystems in einem Fahrzeug.
Elektrofahrzeuge, die von Brennstoffzellen, Batterien und Hybridsystemen angetrieben werden, die Elektromotoren enthalten, sind auf dem Kraftfahrzeugmarkt immer häufiger anzutreffen. Da die Produktionsvolumina für Elektrofahrzeuge steigen, werden die Kosten der Rückkopplungseinrichtungen und der zugehörigen Schnittstellenschaltungen signifikant werden. Die Autohersteller unterliegen einem starken Druck des Marktes, die Kosten zu senken und die Anzahl der Teile für ein Fahrzeug zu reduzieren. Die Beseitigung einer Rückkopplungseinrichtung für ein Elektromotorsteuerungssystem wird zu signifikanten Kostenreduzierungen für ein Elektrofahrzeug führen.
Hybrid-Elektro- und Elektrofahrzeuge verwenden heute zahlreiche Technologien für die Steuerung von Elektromotoren, wie beispielsweise die Vektorsteuerung von Elektromotoren. Ein Vektormotorsteuerungsschema ist ein rechenintensives Motorsteuerungsschema, das die Phasenspannungen/-ströme eines Dreiphasenmotors in einem Zwei-Achsen-Koordinatensystem abbildet. Die Struktur, die verwendet wird, um einen Elektromotor anzuregen, der ein Vektorsteuerungsschema verwendet, ist ein typischer Dreiphasen-Stromquellenwechselrichter, der sechs Leistungstransistoren enthält, die die Ausgangsspannung an einen Elektromotor formen. Die Vektorsteuerung benötigt Rotorpositionsinformationen, welche üblicherweise über eine Rückkopplungseinrichtung oder einen Positionssensor erhalten werden. Das Ziel der Steuerung ohne Positionssensor besteht darin, die Rotorpositionsinformationen unter Nutzung der elektromagnetischen Eigenschaften einer AC-Maschine zu erhalten, wobei der Positionssensor und seine zugehörigen Schnittstellenschaltungen beseitigt werden.
Die vorliegende Erfindung stellt ein Verfahren und eine Vorrichtung für ein Steuerungssystem ohne Sensor bereit, das in Anwendungen von Elektro- und Hybrid-Elektrofahrzeug-Antriebssträngen verwendet wird. Das Motorsteuerungssystem der vorliegenden Erfindung nutzt vorzugsweise die räumliche Änderung der Maschineninduktivität, die aus der Einspeisung eines hochfrequenten Signals bei einer relativ niedrigen Drehzahl (< 10% der Maschinennenndrehzahl) und einer gegenelektromotorischen Kraft (Gegen-EMK) einer AC-Maschine bei einer relativ hohen Drehzahl (> 5% der Maschinennenndrehzahl) resultiert. Während die Grenzen der Maschinendrehzahlbereiche unter Bezugnahme auf eine niedrige Drehzahl und eine hohe Drehzahl beschrieben worden sind, wird es als im Rahmen der vorliegenden Erfindung liegend betrachtet, die auf der räumlichen Änderung und der Gegen-EMK basierenden Verfahren der vorliegenden Erfindung bei jeder beliebigen Drehzahl eines Elektromotors zu nutzen.
Das vorliegende System umfasst ferner ein Anfangs-Rotorpolaritätsdetektionsverfahren, das verwendet wird, um die Polarität des Rotormagneten während statischer und dynamischer Zustände zu erfassen. Die vorliegende Erfindung ist über der gesamten Drehmoment/Drehzahl-Betriebsebene wirksam, einschließlich eines Stillstands- und Null-Statorfrequenz-Zustands. Der Niedrig-Drehzahl-Rückkopplungsbeobachter verfolgt die absolute Differenz zwischen den D- und Q-Achsen-Hochfrequenz-Impedanzen, um die Empfindlichkeit gegenüber erzeugten Harmonischen während der kurzzeitigen Statorstromstöße zu vermeiden. Bei hoher Drehzahl verwendet die vorliegende Erfindung einen Drehzahlbeobachter mit vollständig geschlossenem Regelkreis (full order closed loop speed observer). Die Rotordrehzahl für die Verfolgung hoher Drehzahlen wird unter Verwendung einer Steuereinrichtung oder eines Controllers des Proportional-Integral(PI)-Typs geschätzt. Die geschlossene Form dieses Beobachters macht ihn weniger empfindlich gegenüber Parameterabweichungen und gestattet eine schnellere dynamische Ausführung. Ein Übergangsalgorithmus stellt eine Steuerung auf hoher Ebene bereit, um den Betrieb der sensorlosen Steuerungsverfahren/-beobachter der vorliegenden Erfindung für niedrige und hohe Drehzahlen zu überwachen.
1 ist ein Blockdiagramm eines Steuerungssystems in der vorliegenden Erfindung.
2 ist ein Blockdiagramm des elektrischen Drehzahl/Positionsschätzverfahrens der vorliegenden Erfindung für einen Rotor mit niedriger Drehzahl.
3 ist ein Blockdiagramm des Anfangs-Polaritätsdetektionsverfahrens der vorliegenden Erfindung.
4 ist ein Blockdiagramm des elektrischen Drehzahl/Positionsschätzverfahrens der vorliegenden Erfindung für einen Rotor mit hoher Drehzahl.
5 ist ein Zustandsdiagramm des Übergangsverfahrens der vorliegenden Erfindung.
1 ist eine schematische Zeichnung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels eines Steuerungssystems 10 der vorliegenden Erfindung. Das Steuerungssystem 10 wird als eine Sequenz von Blockdiagrammen dargestellt, die die Software repräsentieren, die in einer Steuereinrichtung, einem Mikroprozessor oder einer ähnlichen Einrichtung ausgeführt wird, um einen Elektromotor 12 zu steuern. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist die Steuereinrichtung eine Fahrzeug-Antriebsstrang-Steuereinrichtung, die den Elektromotor 12 steuert, aber jede beliebige andere Motorsteuerungsanwendung wird als im Bereich der vorliegenden Erfindung liegend angesehen. Der Elektromotor kann Motortechnologien wie beispielsweise Synchron-Reluktanzmotoren, Asynchronmotoren und Motoren mit innseitigem Dauermagnet umfassen. Der Eingang in das Steuerungssystem ist ein Drehmomentsteuersignal T_e, das von der Fahrzeugsteuereinrichtung erzeugt wird. Das Drehmomentsteuersignal T_e wird von einem Drehmo ment-Linearisierungsmodell 14 verarbeitet, um einen entsprechenden Statorstrom I_S zu erzeugen, der zur Entwicklung des gewünschten elektromagnetischen Drehmoments in dem Motor 12 benötigt wird. Der Statorstrom, der bei Block 14 erzeugt wird, wird dann an einen Optimales-Drehmoment-pro-Ampere-Block 16 geleitet. Block 16 verarbeitet den steuersignalbezogenen oder befohlenen Statorstrom und zerlegt ihn in die entsprechenden D- und Q-Achsen-Komponenten des Stromsteuersignals (I_dse1 und I_qse), um das maximale Drehmoment für die gegebene Statorstromamplitude bereitzustellen.
Das Stromsteuersignal I_dse1 wird zu einer Feldschwächungskomponente I_{dse_fw} addiert, die an Summierknotenpunkt 18 erzeugt wird, um das endgültige D-Achsen-Stromsteuersignal I_dse zu erzeugen. Die Feldschwächungskomponente I_{dse_fw} wird von einem Feldschwächungsblock 20 unter Verwendung der gemessenen DC-Anschlussspannung V_dc, den steuersignalbezogenen Ausgangsspannungen V_qss und V_dss und der Rotorwinkelgeschwindigkeit ω_T erzeugt. Der Summierknotenpunkt 22 subtrahiert den Rückkopplungsstrom I_{qse_fn} von dem Q-Achsen-Stromsteuersignal I_qse, um den Fehler des Q-Achsen-Stromreglers zu erhalten.
Der Summierknotenpunkt 24 subtrahiert den Rückkopplungsstrom I_{dse_fb} von dem D-Achsen-Stromsteuersignal I_dse, um den Fehler des D-Achsen-Stromreglers zu erhalten. Die Fehler, die von den Summierknotenpunkten 22 und 24 erzeugt werden, werden von einem Synchronstromreglerblock 26 verwendet, um die synchronen System-Spannungssteuersignale V_dse und Vase zu steuern.
Block 28 verwendet die geschätzte Rotorwinkelposition θ_r, um die synchronen System-Spannungssteuersignale V_dse und V_qse in die stationären System-Spannungssteuersignale V_dss1 und V_qss1 umzuwan deln. Die hochfrequenten Spannungssignale V_{dss_inj} und V_{qss_inj} werden von den Summierknotenpunkten 30 und 32 zu den stationären Referenz-System-Spannungssteuersignalen hinzuaddiert, was zu den endgültigen Spannungssteuersignalen V_dss und V_qss führt. Der Spannungsquellen-Wechselrichter 34 verarbeitet die endgültigen Spannungssteuersignale V_dss und V_qss, um die tatsächlichen Phasenspannungen zu erzeugen, die an Motor 12 angelegt werden. Die Phasenströme werden gemessen und von einem Dreiphasen-in-Zweiphasen-Transformationsblock 36 verarbeitet. Die Ausgänge von Block 36 sind stationäre Systemströme I_dss und I_qss. Ein Stationär-in-Rotierend-System-Transformationsblock 40 verwendet die stationären Systemströme I_dss und I_qss und die geschätzte Rotorwinkelposition θ_r, um die synchronen Referenz-Systemrückkopplungsströme Idse_fb und I_{qse_fb} zu erzeugen.
Die vorliegende Erfindung umfasst die sensorlose Steuerung der Rotordrehzahl und -position, die einschließt: ein/einen Winkelpositionsschätzverfahren/-beobachter für einen Rotor mit niedriger Drehzahl bei Block 42; ein Anfangs-Rotorpolaritätsdetektionsverfahren bei Block 43; ein/einen Winkelpositionsschätzverfahren/-beobachter für einen Rotor mit hoher Drehzahl bei Block 44; und einen Übergangsalgorithmus bei Block 46, um die Schätzverfahren für niedrige und hohe Drehzahlen nahtlos zu verschmelzen.
Block 42 von 1 stellt das Schätzverfahren für niedrige Drehzahlen der vorliegenden Erfindung dar. 2 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm der Implementierung von Block 42, um die elektrische Position des Rotors während der Betriebe mit niedriger Drehzahl zu schätzen, wie es oben beschrieben ist. Das Schätzverfahren für niedrige Drehzahlen wird verwendet, um die elektrische Position des Rotors während eines Betriebes mit Null und mit niedriger Drehzahl (vorzugsweise < 10% der Maschinennenndrehzahl, aber jede beliebige Maschinendrehzahl wird innerhalb des Bereichs des Schätzverfahrens für niedrige Drehzahlen der vorliegenden Erfindung berücksichtigt) zu schätzen. Die Schätzung der elektrischen Position des Rotors wird ausgeführt, indem ein hochfrequentes Spannungssignal auf einer geschätzten D-Achse der Maschine eingespeist wird. Das fluktuierende hochfrequente Signal in einem synchron rotierenden Referenzsystem mit der Statorgrundfrequenz wird verwendet, um eine Asymmetrie der räumlichen Impedanz in einer AC-Maschine zu erfassen. Eine Asymmetrie der räumlichen Impedanz wird durch eine ausgeprägte Konstruktion des Rotors der Maschine oder eine induzierte magnetische Sättigung in der Maschine verursacht.
Wenn das hochfrequente Spannungssignal auf der geschätzten D-Achse eingespeist wird, kann die orthogonale Komponente des = Stroms, der an dem geschätzten Referenzsystem gemessen wird, als ein Fehlersignal verwendet werden, wie in Gleichung (1) gezeigt.
Wenn das Spannungssignal auf der geschätzten D-Achse eingespeist wird,
dann verschwindet in dem Stromsignal der Q-Achse die diagonale Komponente und die nichtdiagonale Komponente erscheint, wie in Gleichung (2) gezeigt. Wenn ohmsche Komponenten viel kleiner als induktive Komponenten bei der hohen Frequenz sind
und auch die Impedanzdifferenz der Blindkomponente viel größer als die der ohmschen Komponente ist
dann kann Gleichung (2) vereinfacht werden, wie in Gleichung (3) quasistationär gezeigt wird.
Das Multiplizieren des orthogonalen Signals bezüglich des eingespeisten Signals führt zu der DC-Größe des Fehlersignals für die Verfolgungssteuereinrichtung. Nach dem Tiefpassfiltern kann die DC-Größe erhalten werden, wie in Gleichung (4) gezeigt.
Es wird auf 2 Bezug genommen; Block 50 wandelt die stationären Systemströme I_qss und I_dss in den geschätzten synchronen Referenzsystemstrom I_qsm, um. Block 52 weist einen Bandpassfilter zweiter Ordnung auf, damit nur die Verarbeitung des hochfrequenten Einspeisungssignals (vorzugsweise im Bereich von 300 bis 1000 Hz) am Multiplizierknotenpunkt 54 gestattet wird. Knotenpunkt 54 multipliziert den Ausgang des BPF von Block 52 mit dem Term -cos(ω_injt), um die DC- Komponente des Fehlersignals zu extrahieren. Block 56 weist einen Tiefpassfilter zweiter Ordnung auf, um die hochfrequenten Harmonischen aus dem Signal zu entfernen und den Term ε auszugeben. ε ist ein Fehlersignal, das in Gleichung (4) definiert wird.
Block 58 ist ein Positionsbeobachter dritter Ordnung, der den Fehlerterm ε verarbeitet. ε wird durch Proportionalsteuerungsblock 60, Integralsteuerungsblock 62 und Optimalwertsteuerungsblock 64 (feedforward control block) verarbeitet, um Ausgaben zu erzeugen. Die Integralund Proportionalausgänge von Blöcken 60 und 62 werden bei Summierknotenpunkt 66 addiert und von Block 68 verarbeitet, um die Drehzahl ω_r _{_low} zu erzeugen und zu schätzen. Der Ausgang von Optimalwertverstärkungsblock 64 wird von einem Begrenzungsblock 70 verarbeitet und dann vorwärts zum Summierknotenpunkt 72 geführt, damit er zur Drehzahl- ausgabe von Block 68 hinzuaddiert wird. Block 74 verarbeitet den Ausgang von Summierknotenpunkt 72, um den Term θ_r _{_low} zu erzeugen, welcher die geschätzte Winkelposition des Rotors bei niedriger Drehzahl darstellt.
3 ist ein detailliertes Blockdiagramm der Implementierung des Blocks 43, der zur Feststellung der Anfangs-Rotormagnetpolarität verwendet wird. Der Stationär-in-Rotierend-Referenzsystemblock 80 wandelt die stationären Systemströme I_dss und I_qss unter Verwendung von θ_r in die synchronen Referenzsystemströme I_dse und I_qse um. Nur der D-Achsen-Strom I_dse wird im Anfangs-Rotorpolaritätsdetektionsverfahren verwendet. I_dse wird durch einen Bandpassfilter 82 geführt, welcher alle Harmonischen außer der zweiten Harmonischen der Einspeisungsfrequenz des I_dse-Stroms herausfiltert. Der Ausgang des Bandpassfilters 82 ist I_{dse_bp}. Das Signal I_{dse_bp} wird demoduliert, indem es unter Verwendung des Multiplizierblocks 84 mit dem Term sin(2ω_injt – ϕ) multipliziert wird. Das resultierende Signal I_d1 enthält eine DC-Komponente und eine Hochfrequenzkomponente. Der Tiefpassfilterblock 86 filtert die Hochfrequenzkomponenten von I_d1 heraus, und es bleibt nur der DC-Anteil I_d übrig. Das Signal I_d enthält die Informationen über die Polarität des Rotormagneten hinsichtlich der geschätzten D-Achse der Maschine. Zustandsblock 88 bestimmt unter Verwendung des Vorzeichens des Signals I_d die Polarität der geschätzten Position. Diese Bedingung kann nur einmal während der Startsequenz bewertet werden. Wenn das Vorzeichen von I_d negativ ist, werden 180 Grad zur geschätzten Rotorposition hinzuaddiert.
4 ist ein detailliertes Blockdiagramm der Implementierung des Schätzverfahrens für hohe Drehzahlen von Block 44, wie es in 1 zu sehen ist. Block 89 ist eine Schätzeinrichtung für die Spannungen der Gegen-EMK E_dq der D- und Q-Achsen, die gemessene synchrone Systemströme I_dqse und steuersignalbezogenene synchrone Systemspannungen V_dqse verwenden. Steuersignalbezogenene Spannungen V_dqse werden mit Block 90 multipliziert, welcher in der folgenden Gleichung 5 die Matrix „B" repräsentiert. Blöcke 94, 98 und 108 repräsentieren die Matrix „A" in Gleichung 5. Der Ausgang von Summierknotenpunkt 92 wird von Block 96 integriert, was zu einem geschätzten synchronen Referenzsystemstrom I_{dqse_hat} führt. Der Ausgang von Integrationsblock 96 wird an Block 94, Knotenpunkt 100 und Block 102 bereitgestellt. Multiplizierknotenpunkt 100 multipliziert den Ausgang von Block 96 mit der geschätzten Rotorwinkelgeschwindigkeit ω_r und stellt seinen Ausgang an Block 98 bereit. Summierknotenpunkt 102 vergleicht die gemessenen und geschätzten Ströme, um ein Fehlersignal zu erzeugen, welches dann wieder an Block 104 bereitgestellt wird. Block 104 ist eine Verstärkungsmatrix, die Matrix „G" in Gleichung 5 repräsentiert. Block 106 integriert den Ausgang von 104, um die geschätzten Spannungen der Gegen-EMK der D- und Q-Achsen zu erzeugen. Summierknotenpunkt 92 addiert die Ausgänge der Blöcke 90, 94, 98, 104 und 108, um die Zustandsmatrix „x" in Gleichung 5 zu vervollständigen.
Ein Gesamtzustandsbeobachter mit geschlossenem Regelkreis von Block 89 kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:
Die geschätzte Gegen-EMK E_dq wird verwendet, um die Drehzahl und elektrische Rotorposition unter Verwendung der Blöcke 110-118 zu erzeugen. Block 110 wird verwendet, um die ordnungsgemäße Skalierung und Polarität des Fehlersignals für den PI-Block 112 zu erzeugen. Wenn die Schätzung richtig ist, ist E_d gleich null. Wenn jedoch E_d ungleich null ist, kann sie als das Fehlersignal für den PI-Block 112 verwendet werden, was zu einer geschätzten Rotorwinkelgeschwindigkeit ω_r führt.
Integrationsblock 114 erzeugt basierend auf der geschätzten Rotorwinkelgeschwindigkeit ω_r die geschätzte Rotorposition θ_r. Die Korrektursteuereinrichtung 118 für die elektrische Rotorposition wird verwendet, um jegliche Fehler in der Schätzung aufgrund der Nichtlinearität des Systems durch Summierknotenpunkt 116 zu kompensieren.
5 stellt ein Zustands-Flussdiagramm für den Übergangsverfahrensblock 46 der vorliegenden Erfindung dar, der einen reibungslosen Übergang zwischen den Schätzverfahren für Rotorwinkelposition und -drehzahl bei niedrigen und hohen Drehzahlen gewährleistet. Der in 5 beschriebene Übergangsalgorithmus stellt eine Steuerung auf hoher Ebene bereit, um den Betrieb der sensorlosen Steuerungsverfahren für niedrige und hohe Drehzahlen zu überwachen. Beim Einschalten der Steuereinrichtung beginnt der Algorithmus mit dem Startmodul 120, welches allgemeine Initialisierungsfunktionen ausführt. Im Fall einer _ Dauermagnet-Maschine wird Block 122 verwendet, um die Anfangspolarität des Rotormagneten zu bestimmen (d.h. Nord-/Südorientierung). Wenn die Anfangs-Rotorpolaritätsdetektion abgeschlossen ist, tritt der Algorithmus in einen Niedrigdrehzahlmodus 124 ein und bleibt dort, bis die Bedingungen, die in Bedingungsblock 126 beschrieben sind, erfüllt worden sind. Wenn der Bedingungsblock 126 wahr (true) ist, wird die Steuerung an den Hochdrehzahlmodus 132 weitergegeben. Die Steuerung bleibt im Hochdrehzahlmodus, bis die Bedingungen, die in Bedingungsblock 130 beschrieben sind, erfüllt worden sind. Wenn der Bedingungsblock 130 wahr ist, wird die Steuerung an den Niedrigdrehzahlmodus 124 zurückgegeben. Die Schwellendrehzahlen ω_LH und ω_HL, werden mit ausreichendem Abstand ausgewählt, um mehrfache Rückwärts- und Vorwärtsübergänge zwischen den Modi zu verhindern. Die Größe der Einspeisungsspannung bei Block 128 ist als eine Funktion der Rotordrehzahl programmiert. Bei niedriger Drehzahl wird die Einspeisungsspannung konstant gehalten. Wenn die Drehzahl eine vorher festgelegte Schwelle überschreitet, wird die Einspeisungsspannung bezüglich der Drehzahl linear reduziert. Die Einspeisungsspannung wird während des Hochdrehzahlmodus an Null angeklemmt.
Ein Steuerungssystem für einen Elektromotor mit einem Wechselrichter zur Lieferung von Strom an einen Elektromotor, einer Steuereinrichtung für die Steuerung des Wechselrichters, einem ersten Motordrehzahl-Steuerungsblock in der Steuereinrichtung, welcher ein hochfrequentes Signal in den Elektromotor einspeist, um die Drehzahl und Position des Elektromotors zu bestimmen, einem zweiten Motordrehzahl-Steuerungsblock in der Steuereinrichtung, welcher die gegenelektromotorische Kraft erfasst, um die Drehzahl und Position des Elektromotors zu bestimmen, und einem Übergangssteuerungsblock in der Steuerin- richtung, um den Betrieb zwischen dem ersten Motordrehzahl-Steuerungsblock und dem zweiten Motordrehzahl-Steuerungsblock zu variieren.

Claims

Steuerungssystem für einen Elektromotor, umfassend: einen Wechselrichter zur Lieferung von Strom an den Elektromotor; eine Steuereinrichtung zur Steuerung des Wechselrichters; einen ersten Motordrehzahl-Steuerungsblock in der Steuereinrichtung, der ein hochfrequentes Signal in den Elektromotor einspeist, um die Drehzahl und Position des Elektromotors zu bestimmen; einen zweiten Motordrehzahl-Steuerungsblock in der Steuereinrichtung, der die gegenelektromotorische Kraft erfasst, um die Drehzahl und Position des Elektromotors zu bestimmen; und einen Übergangssteuerungsblock in der Steuereinrichtung, um den Betrieb zwischen dem ersten Motordrehzahl-Steuerungsblock und dem zweiten Motordrehzahl-Steuerungsblock zu variieren
Steuerungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Elektromotor ein Asynchronmotor ist.
Steuerungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Elektromotor ein Motor mit innseitigem Dauermagnet ist.
Steuerungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Elektromotor ein Synchron-Reluktanzmotor ist.
Steuerungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Elektromotor ein Dreiphasenmotor ist.
Steuerungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das eingespeiste hochfrequente Signal im Bereich von im Wesentlichen 300 bis 1000 Hz liegt.
Steuerungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Übergangsblock den ersten Motordrehzahl-Steuerungsblock unterhalb von zehn Prozent der Maschinennenndrehzahl betreibt.
Steuerungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Übergangsblock den zweiten Motordrehzahl-Steuerungsblock oberhalb von fünf Prozent der Maschinennenndrehzahl betreibt.
Verfahren zur Steuerung eines Elektromotors, umfassend: Einspeisen eines hochfrequenten Signals in den Motor bei einer ersten Drehzahl; Verarbeiten der durch das eingespeiste hochfrequente Signal erzeugten Rückkopplung, um die Position eines Rotors in dem Elektromotor bei der ersten Drehzahl zu bestimmen; Bestimmen der Drehzahl des Elektromotors; und Bestimmen der Position des Rotors in dem Elektromotor, basierend auf der gegenelektromotorischen Kraft bei einer zweiten Drehzahl.
Verfahren nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch den Schritt: Übergehen zwischen der Verarbeitung der durch das eingespeiste hochfrequente Signal erzeugten Rückkopplung, um die Position des Rotors bei einer ersten Drehzahl zu bestimmen, und Bestimmen der Position des Rotors, basierend auf der gegenelektromotorischen Kraft bei einer zweiten Drehzahl
Verfahren nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch den Schritt: Bestimmen der Rotorposition des Elektromotors in einem statischen Zustand.
Antriebsstrang für ein Fahrzeug, umfassend: einen Elektromotor, der funktionell mit wenigstens einem Rad in dem Fahrzeug gekoppelt ist; einen Wechselrichter, der mit dem Elektromotor elektrisch gekoppelt ist; eine DC-Spannungsquelle, die mit dem Wechselrichter elektrisch gekoppelt ist; eine Steuereinrichtung zur Steuerung des Ausgangs des Wechselrichters zur Lieferung von elektrischem Strom an den Elektromotor; ein erstes Motorsteuerungsmodul in der Steuereinrichtung, das ein hochfrequentes Signal in den Elektromotor einspeist, um die Drehzahl und Position des Elektromotors zu bestimmen; ein zweites Motorsteuerungsmodul in der Steuereinrichtung, das die gegenelektromotorische Kraft erfasst, um die Drehzahl und Position des Elektromotors zu bestimmen; und ein Übergangssteuerungsmodul in der Steuereinrichtung, um den Betrieb zwischen dem ersten Motorsteuerungsmodul und dem zwei ten Motorsteuerungsmodul basierend auf der Motordrehzahl zu variieren.
Antriebsstrang nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Elektromotor ein Asynchronmotor ist.
Antriebsstrang nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Elektromotor ein Motor mit innseitigem Dauermagnet ist.
Antriebsstrang nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Elektromotor ein Synchron-Reluktanzmotor ist.
Antriebsstrang nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Elektromotor ein Dreiphasenmotor ist.
Antriebsstrang nach einem der Ansprüche 12 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Übergangsmodul den Betrieb zwischen dem ersten Steuerungsmodul und dem zweiten Steuerungsmodul basierend auf der Drehzahl des Elektromotors variiert.
Antriebsstrang nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Elektromotor einen Rotor mit innseitigem Dauermagnet enthält.
Antriebsstrang nach Anspruch 18, gekennzeichnet durch ein Rotorwinkelpositionsschätzmodul in der Steuereinrichtung, um die Polarität des Rotors mit innseitigem Dauermagnet des Elektromotors in einem statischen Zustand zu bestimmen.