DE102012223441A1

DE102012223441A1 - Verfahren und System für sensorloses Steuern eines elektrischen Motors

Info

Publication number: DE102012223441A1
Application number: DE201210223441
Authority: DE
Inventors: Yo Chan Son; Leah Dunbar; Silva Hiti
Original assignee: GM Global Technology Operations LLC
Current assignee: GM Global Technology Operations LLC
Priority date: 2012-01-05
Filing date: 2012-12-17
Publication date: 2013-07-11
Also published as: US20130175955A1; US9106177B2; CN103199789A; CN103199789B

Abstract

Es werden verfahren und Systeme für das Steuern eines elektrischen Motors bereitgestellt. Ein geschätzter Rotorfluss-Winkelpositionsfehler wird basierend auf geschätzten Rück-Elektromotorische Kraft-(EMF-)Werten erzeugt, und basierend auf dem geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler können eine geschätzte Rotorfluss-Winkelposition, eine geschätzte elektrische Synchronfrequenz und/oder eine geschätzte Rotorfrequenz erzeugt werden.

Description

TECHNISCHER BEREICH
Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf das Steuern von elektrischen Motoren. Spezieller ausgedrückt, bezieht sich die vorliegende Erfindung auf ein Verfahren und ein System für sensorloses Steuern eines elektrischen Motors, wie z. B. eines, wie er in einem Antriebssystem eines Automobils benutzt wird.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
In den letzten Jahren haben die Fortschritte in der Technologie ebenso wie immer mehr sich ergebende Geschmacksänderungen bezüglich des Stils zu wesentlichen Veränderungen in der Gestaltung von Automobilen geführt. Eine der Änderungen beinhaltet die Komplexität der elektrischen und Antriebssysteme innerhalb der Automobile, speziell von Fahrzeugen mit alternativem Brennstoff, wie z. B. Hybride-, Elektrische- und Brennstoffzellen-Fahrzeuge. Derartige Fahrzeuge mit alternativem Brennstoff benutzen typischerweise einen elektrischen Motor, vielleicht in Kombination mit einem anderen Aktuator, um die Räder anzutreiben.
Herkömmliche Motorsteuersysteme beinhalten normalerweise eine Rückkopplungseinrichtung oder einen Winkelpositionssensor, wie z. B. einen Drehmelder oder Encoder, um eine Winkelfrequenz (oder ”Geschwindigkeit”) und Winkelpositionsinformation über den Motor bereitzustellen. Rückkopplungseinrichtungen und dazugehörige Schnittstellenschaltungen erhöhen die Kosten eines Motor-Steuersystems, und diese Kosten können bei Anwendungen mit hohem Volumen, wie z. B. bei der Produktion von Automobilen, hinderlich werden. Zusätzlich erhöhen ein Winkelpositionssensor und seine dazugehörige Kabelbaumverdrahtung die Komplexität und die Anordnungszeit eines elektrischen Antriebssystems in einem Fahrzeug.
Elektrische Fahrzeuge, welche durch Brennstoffzellen mit Leistung versorgt werden, Batterien bzw. Akkus und Hybridsysteme, welche elektrische Motoren beinhalten, werden auf dem Automobilmarkt immer gebräuchlicher. Da die Produktionsvolumina für elektrische Fahrzeuge zunehmen, werden die Kosten für Ruckkopplungseinrichtungen und dazugehörige Schnittstellenschaltungen immer signifikanter. Autohersteller streben immer danach, die Kosten zu senken und die Anzahl der Teile für ein Fahrzeug zu reduzieren. Das Entfernen einer Rückkopplungseinrichtung für ein elektrisches Motorsteuersystem wird zu signifikanten Kostenreduzierungen für ein elektrisches Fahrzeug führen.
Hybridelektrische- und Elektrische-Fahrzeuge benutzen heute zahlreiche elektrische Motor-Steuertechnologien, wie z. B. die Vektorsteuerung von elektrischen Motoren. Ein Vektor-Motorsteuerungsschema ist ein rechnerisch intensives Motorsteuerungsschema, welches die Phasenspannungen/-ströme eines Dreiphasenmotors in ein Zweiachsen-Koordinatensystem abbildet. Die Struktur, welche benutzt wird, um einen elektrischen Motor anzuregen, wobei ein Vektorsteuersystem benutzt wird, ist ein typischer Dreiphasen-Leistungsquelle-Wechselrichter, welcher sechs Leistungstransistoren beinhaltet, welche die Ausgangsspannung für einen elektrischen Motor gestalten bzw. bilden. Die Vektorsteuerung erfordert Winkelpositionsinformation für den Rotor, welche normalerweise über eine Rückkopplungseinrichtung oder einen Winkelpositionssensor erhalten wird. Die Aufgabe der sensorlosen Steuerung liegt darin, die Rotorwinkel-Positionsinformation zu erhalten, wobei elektromagnetische Charakteristika einer AC-Maschine benutzt werden, wobei der Winkelpositionssensor und dessen zugehörige Schnittstellenschaltungen eliminiert werden.
Verfahren und Systeme für die sensorlose Steuerung eines elektrischen Motors werden in der Patentanmeldungsveröffentlichung der Vereinigten Staaten mit der Nummer 2009/0140676 mit dem Titel ”METHOD AND SYSTEM FOR SENSORLESS CONTROL OF AN ELECTRIC MOTOR”, bzw. „Verfahren und System für sensorloses Steuern eines elektrischen Motors”, eingereicht am 29. November 2007, beschrieben, welche hier als Referenz in ihrer Gesamtheit eingearbeitet ist. Die Verfahren und Systeme für sensorloses Steuern sind für Permanentmagnet-AC-Maschinen anwendbar, wie z. B. einen 3-Phasen-Permanentmagnet-Motor.
Trotz dieser Fortschritte ist es wünschenswert, ein verbessertes Verfahren und System für sensorloses Steuern eines elektrischen Motors bereitzustellen, welche in Verbindung mit elektrischen Maschinen benutzt werden können, wobei wenigstens Permanentmagnet-Maschinen, synchrone elektrische Widerstandsmaschinen und Induktionsmaschinen beinhaltet sind. Außerdem werden andere wünschenswerte Merkmale und Charakteristika der vorliegenden Erfindung aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung und den angehängten Ansprüchen offensichtlich, welche in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen und dem vorhergegangenen technischen Bereich und Hintergrund gegeben werden.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Ein Verfahren für das Steuern eines elektrischen Motors wird bereitgestellt. Basierend auf geschätzten Rück-elektromotorische-Kraft-(EMF-)Werten und eines geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehlers können wenigstens zwei von: einer geschätzten Rotorfluss-Winkelposition, einer geschätzten elektrischen Synchronfrequenz und/oder einer geschätzten Rotorfrequenz erzeugt werden.
BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die vorliegende Erfindung wird hier nachfolgend in Verbindung mit den folgenden gezeichneten Figuren beschrieben, wobei gleiche Ziffern gleiche Elemente bezeichnen, und
1 ein Diagramm ist, welches eine Rück-EMF-Projektion in einem sich synchron drehenden Referenzrahmen darstellt.
2A ein Blockdiagramm eines Beispiels eines sensorlosen vektorgesteuerten Motorantriebssystems ist, entsprechend einer der veröffentlichten Ausführungsformen.
3 eine schematische Ansicht ist, welche eine beispielhafte Implementierung eines Teilbereichs eines elektrischen Motorantriebssystems der 2A in größerem Detail darstellt, wobei ein Dreiphasen-Spannungsquelle-Wechselrichter beinhaltet ist, welcher an einem Dreiphasen-AC-Motor angeschlossen ist.
2B entsprechend einer Ausführungsform einen Teilbereich eines PWM-Signals darstellt, welches durch das Wechselrichtermodul erzeugt ist und beispielhaft das Stromabtasten zeitlich regelt.
4 ein Blockdiagramm ist, welches entsprechend einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ein Hochgeschwindigkeits-sensorloses-Flussbeobachtungsglied darstellt, welches konfiguriert ist, die Rotorwinkelgeschwindigkeit und die Winkelposition eines Motors zu schätzen.
5A ein Strom-Transformationsmodul des Motormodell-Moduls darstellt, welches in 4 dargestellt ist, entsprechend einer beispielhaften Implementierung.
5B ein Spannungs-Transformationsmodul des Motormodell-Modus darstellt, welches in 4 dargestellt ist, entsprechend einer beispielhaften Implementierung.
5C ein Fluss-Inkrement-Berechnungsmodul des Motormodell-Moduls darstellt, welche in 4 dargestellt ist, entsprechend einer beispielhaften Implementierung.
6 eine beispielhafte Implementierung eines Fluss-Modell-Moduls und eines Fluss-Fehlerberechnungs-Moduls darstellen, welche in 4 dargestellt sind.
7 eine beispielhafte Implementierung eines Fluss-Schätzmoduls des Fluss-Beobachtungsglied-Moduls darstellt, welches in 4 dargestellt ist.
8 eine beispielhafte Implementierung eines BEMF-Schätzmoduls des Fluss-Beobachtungsglied-Moduls darstellt, welches in 4 dargestellt ist.
9 eine beispielhafte Implementierung eines Koordinaten-Wandlungsmoduls und eines Winkelgeschwindigkeit- und Winkelposition-Beobachtungsglied-Moduls darstellen, welche in 4 dargestellt sind.
BESCHREIBUNG EINER BEISPIELHAFTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Wie es hier benutzt wird, bedeutet das Wort „beispielhaft” „als ein Beispiel, ein Umstand oder eine Darstellung dienend”. Die folgende detaillierte Beschreibung ist nur von ihrer Art her beispielhaft und es ist nicht beabsichtigt, dass sie die Erfindung oder die Anwendung und das Gebrauchen der Erfindung begrenzt. Jegliche hier als „beispielhaft” beschriebene Ausführungsform ist nicht notwendiger Weise als bevorzugt oder vorteilhaft gegenüber anderen Ausführungsformen zu interpretieren. Alle der Ausführungsformen, welche in dieser Detaillierten Beschreibung beschrieben werden, sind beispielhafte Ausführungsformen, welche geliefert werden, um Fachleute in die Lage zu versetzen, die Erfindung durchzuführen oder zu gebrauchen und nicht, um den Umfang der Erfindung zu begrenzen, welcher durch die Ansprüche definiert ist. Außerdem gibt es keine Absicht, an irgend eine ausgedrückte oder beinhaltete Theorie gebunden zu sein, welche in dem vorausgegangenen technischen Bereich, dem Hintergrund, der kurzen Zusammenfassung oder der folgenden detaillierten Beschreibung zitiert wird.
Bevor im Detail Ausführungsformen beschrieben werden, welche entsprechend der vorliegenden Erfindung sind, sollte beobachtet werden, dass die Ausführungsformen in erster Linie hier in Kombinationen der Verfahrungsschritte und der Gerätekomponenten angesiedelt sind, welche sich auf das Steuern des Betriebs eines Mehrphasensystems beziehen, welches eine Mehrphasen-Wechselstrom-Maschine beinhaltet, ohne einen Winkelgeschwindigkeits- oder Winkelpositionssensor zu benutzen. Es wird gewürdigt werden, dass Ausführungsformen der hier beschriebenen Erfindung implementiert werden können, indem Hardware, Software oder eine Kombination davon benutzt wird. Die Steuerschaltungen, welche hier beschrieben sind, weisen verschiedene Komponenten, Module, Schaltungen und andere Logik auf, welche unter Benutzung einer Kombination von analogen/oder digitalen Schaltungen, diskreten oder integrierten, analogen oder digitalen elektronischen Schaltungen oder Kombinationen davon implementiert werden können. Wie er hier benutzt wird, bezieht sich der Term „Modul” auf eine Einrichtung, eine Schaltung, eine elektrische Komponente und/oder auf eine auf Software basierende Komponente für das Durchführen einer Aufgabe. In einigen Implementierungen können die hier beschriebenen Steuerschaltungen implementiert werden indem eine oder mehrere Anwendungsspezifische Schaltungen (ASICs), eine oder mehrere Mikroprozessoren und/oder einer oder mehrere Digitalsignalprozessor-(DSP-) basierte Schaltungen benutzt werden, wenn ein Teil oder die gesamte Steuerlogik in derartigen Schaltungen implementiert wird. Es wird gewürdigt werden, dass Ausführungsformen der hier beschriebenen Erfindung einen oder mehrere herkömmliche Prozessoren und einzigartig gespeicherte Programminstruktionen aufweisen können, welche einen oder mehrere Prozessoren steuern, um, in Verbindung mit bestimmten Nichtprozessorschaltungen einige, die meisten oder alle der Funktionen zum Steuern des Betriebs eines Mehrphasensystems, welches eine Mehrphasen-Wechselstrom-Maschine beinhaltet, ohne einen Winkelgeschwindigkeits- oder Winkelpositionssensor zu benutzen, wie es hier beschrieben wird, zu implementieren. Demnach können diese Funktionen als Schritte eines Verfahrens für das Steuern des Betriebes eines Mehrphasensystems interpretiert werden, welches eine Mehrphasen-Wechselstrom-Maschine beinhaltet, ohne einen Winkelgeschwindigkeits- oder Winkelpositionssensor zu benutzen. Alternativ können einige oder alle Funktionen durch eine Zustandsmaschine implementiert werden, welche keine gespeicherten Programminstruktionen besitzt, oder in einer oder mehreren anwendungsspezifischen Schaltungen (ASICs), in welchem bzw. welchen jede Funktion oder einige Kombinationen von bestimmten Funktionen als maßgeschneiderte Logik implementiert sind. Natürlich kann eine Kombination der zwei Vorgehensweisen genutzt werden. Demnach werden hier Verfahren und Mittel für diese Funktionen beschrieben. Außerdem wird erwartet, dass ein Fachmann, welcher möglicherweise keine Anstrengung und viele Gestaltungsmöglichkeiten scheut, welche zum Beispiel durch verfügbare Zeit, aktuelle Technologie und ökonomische Betrachtungen motiviert sind, schließlich in der Lage sein wird, wenn er durch die Konzepte und Prinzipien geführt wird, welche hier veröffentlicht sind, derartige Softwareinstruktionen und Programme und ICs mit minimalem Experimentieren zu erzeugen.
Typen von AC-Maschinen und entsprechenden Maschinenparametern
Vor dem Beschreiben der veröffentlichten Ausführungsformen im Detail, werden nun nachfolgend einige Typen von den unterschiedlichen Typen der Wechselstrommaschinen und deren Merkmale beschrieben.
Wie er hier benutzt wird, bezieht sich der Term „Wechselstrom-AC-Maschine” im Allgemeinen auf „eine Einrichtung oder ein Gerät, welches elektrische Energie in mechanische Energie oder umgekehrt wandelt”. Obwohl eine AC-Maschine ein AC-Motor sein kann (z. B. ein Gerät, welches benutzt wird, um elektrische AC-Energieleistung an seinem Eingang zu wandeln, um mechanische Energie oder Leistung herzustellen), ist eine AC-Maschine nicht darauf begrenzt, ein AC-Motor zu sein, sondern kann auch Generatoren umfassen, welche benutzt werden, um mechanische Energie oder Leistung an seinem primären Bewegungsglied in elektrische AC-Energie oder Leistung an seinem Ausgang zu wandeln. Jede der Maschinen kann ein AC-Motor oder AC-Generator sein. Ein AC-Motor ist ein elektrischer Motor, welcher durch einen Wechsel-strom angetrieben wird.
Eine AC-Maschine beinhaltet typischerweise einen stationären Stator, welcher Spulen besitzt, welche mit Wechselstrom beliefert werden, um ein rotierendes magnetisches Feld zu erzeugen, und einen Rotor, welcher an einer Ausgangswelle befestigt ist. Der Rotor erzeugt den magnetischen Fluss und wird durch das Drehmoment angetrieben, welches durch die Beziehung zwischen dem Stator- und dem Rotorfluss bestimmt ist. Der Stator besitzt einen Statorwiderstand (r_s) und eine Induktivität (L_s). Einige der Parameter, welche mit Bezug auf jede Art von AC-Maschine gemessen oder bestimmt werden können, beinhalten Stator-Anschlussspannungen (v_s), welche in d-Achse-Stator-Anschlussspannung (v_sd), q-Achse-Stator-Anschlussspannung (v_sd) aufgeteilt werden können, Statorströme (i_s), welche in d-Achse-Statorstrom (i_sd) und q-Achse-Statorstrom (i_sd) aufgeteilt werden können, Statorfluss (Ψ_s), welcher in d-Achse-Statorfluss (Ψ_sd) und q-Achse-Statorfluss (Ψ_sq) aufgeteilt werden kann, und Rotorfluss (Ψ_f), wie dieser bei der Statorwicklung beobachtet wird.
Einige der Parameter, welche benutzt werden können, um die Leistungsfähigkeit in jeder Art von elektrischer Maschine zu charakterisieren, beinhalten die Rotorfluss-Winkelposition (θ_e), welche an dem Statoranschluss gesehen werden kann, die Rotorwinkelposition (θ_r), welche an dem Statoranschluss gesehen werden kann, und die Rotorfrequenz (ω_r) in Radian/Sekunde. Die Rotorfrequenz (ω_r) in Radian/Sekunde ist gleich zu dem Produkt der Rotorwinkelgeschwindigkeit (ω_rm) in Radian/Sekunde und der Anzahl der Polpaare (PP) der elektrischen Maschine (d. h. ω_r = ω_r × PP).
AC-Maschinen können im Allgemeinen klassifiziert werden, dass sie entweder Synchron-AC-Maschinen oder Asynchron-AC-Maschinen sind.
In einer synchronen Maschine übt das rotierende magnetische Feld des Stators ein Drehmoment auf das Magnetfeld des Rotors aus, was ihn veranlasst, stetig zu drehen. Das Magnetfeld auf dem Rotor wird entweder durch Strom erzeugt, welcher über Schleifringe oder durch einen Permanentmagneten geliefert wird. Es wird synchron genannt, da im Dauerzustand die Winkelgeschwindigkeit des Rotors mit der Winkelgeschwindigkeit des drehenden Magnetfeldes in dem Stator übereinstimmt. Eine Synchronmaschine kann exakt bei der Lieferfrequenz oder einem Unter-Vielfachen der Lieferfrequenz drehen, da es nicht auf Induktion beruht.
Synchron-AC-Maschinen können Permanentmagnet-AC-(PMAC-)Maschinen und synchron-elektrische Widerstandsmaschinen beinhalten. PMAC-Maschinen beinhalten oberflächenbefestigte Permanentmagnet-Maschinen (SMPMMs) und Innen-Permanentmagnet-Maschinen (IPMMs). Synchronmaschinen besitzen eine Stator-Induktivität (L_s), welche in eine d-Achse-Stator-Induktivität (L_d) und eine q-Achse-Stator-Induktivität (L_q) aufgeteilt werden kann. Die Rotorfluss-Winkelposition (θ_e), welche an dem Statoranschluss gesehen wird, ist gleich zu der Rotorwinkelposition (θ_r), welche an dem Statoranschluss gesehen werden kann. In einer Synchronmaschine ist die elektrische Synchronfrequenz (ω_e) in Radian/Sekunde gleich zur Rotorfrequenz (ω_r) in Radian/Sekunde. Zusätzlich wird festgestellt, dass in dem Fall der Permanentmagnet-AC-Maschine der Rotorfluss (Ψ_f), wie er an der Statorwicklung beobachtet wird, durch einen Permanentmagnet verursacht ist.
In einer Asynchron-Maschine wird ein magnetisches Feld auf dem Rotor des Motors durch einen Strom geschaffen, welcher in dem Rotor induziert ist. Um dies durchzuführen, sind Statorwicklungen so angeordnet, dass, wenn sie mit Energie versorgt werden, sie ein rotierendes magnetisches Feld schaffen, welches Strom in den Rotorleitungen induziert. Diese Ströme wechselwirken mit dem rotierenden magnetischen Feld, wobei sie eine Drehbewegung des Rotors auslösen. Eine Asynchronmaschine (z. B. eine Induktionsmaschine) läuft geringfügig langsamer oder schneller als die Lieferfrequenz bzw. zugeführte Frequenz. Das Verhältnis zwischen der Winkelgeschwindigkeit des magnetischen Feldes, wie es durch den Rotor gesehen wird (Schlupfwinkelgeschwindigkeit), und die Winkelgeschwindigkeit des rotierenden Feldes des Stators ist einheitslos und wird als Schlupf bezeichnet. Asynchron-AC-Maschinen beinhalten Induktionsmaschinen.
Eine Asynchron-AC-Maschine besitzt eine Stator-Induktivität (L_s), eine Rotor-Induktivität (L_r) und eine magnetisierende Induktivität (L_m). In einer Asynchron-AC-Maschine wird eine stationäre Stator-Induktivität (σL_s) durch den Ausdruck (1) wie folgt definiert:
Zusätzlich gleicht für eine Asynchronmaschine die Rotorfluss-Winkelposition (θ_e) an dem Statoranschluss nicht immer der Rotorwinkelposition (θ_r) an dem Statoranschluss (θ_e ≠ θ_r). Zusätzlich ist die elektrische Synchronfrequenz (ω_e) in Radian/Sekunde gleich zu der Summe der Rotorfrequenz (ω_r) in Radian/Sekunde und einer Schlupffrequenz (ω_sl) in Radian/Sekunde (d. h. ω_e = ω_r + ω_sl). In dem Fall eines Induktionsmotors (IM) wird der Rotorfluss (Ψ_f) an der Statorwicklung induziert.
Wenn eine d-Achse auf die Rotorfluss-Winkelposition ausgerichtet ist (wie dies an einer Statorwicklung beobachtet wird), können Statorspannungen der AC-Maschinen (ungeachtet des Typs der AC-Maschine) durch Benutzen der Ausdrücke (2) und (3) wie folgt berechnet werden: ν_sd = r_si_sd + d / dtΨ_d – ω_eΨ_sq (2) ν_sq = r_si_sq + d / dtΨ_sq + ω_eΨ_sd (3) wobei Ψ_sd und Ψ_sq die Statorflüsse sind, welche unterschiedlich abhängig von dem Motortyp sind.
Wie in Ausdrücken (4) und (5) gezeigt wird, können jedoch die Statorflüsse (Ψ_sd und Ψ_sq) aufgeteilt werden. Ψ_sd = ψ_d + ψ_f (4) Ψ_sq = ψ_q (5) wobei Ψ_d und Ψ_q als die Stator-Wicklungsflüsse an den d-Achse- und q-Achse-Wicklungen betrachtet werden, ohne das Vorhandensein des jeweiligen Rotorflusses, und Ψ_f ist der Fluss, welcher durch den Rotor erbracht wird (oder, anders ausgedrückt, der Rotorfluss, wie er bei der Statorwicklung beobachtet wird).
Da die d-Achse an dem räumlichen Ort des Rotorflusses ausgerichtet ist, enthält der Ausdruck (5) nicht irgendeinen Term, welcher auf Ψ_f bezogen ist. Tabelle 1 (nachfolgend) fasst unterschiedliche Flusstypen für unterschiedliche AC-Maschinentypen zusammen.

Synchron-AC-Maschine Asynchron-AC-Maschine

d-Achse-Wicklungsfluss ψ_d L_di_sd σL_si_sd

q-Achse-Wicklungsfluss ψ_q L_qi_sq σL_si_sq

d-Achse-Rotorfluss ψ_f L_mi_f L_mΨ_rd/L_r

Tabelle 1
Spalte 1 der Tabelle 1 führt den d-Achse-Wicklungsfluss (Ψ_d), den q-Achse-Wicklungsfluss (Ψ_q) und den Rotorfluss (Ψ_f) auf, wie sie an der Statorwicklung beobachtet werden. Für jeden Typ von Fluss fasst die Spalte 2 einige der entsprechenden Motorparameter für Synchron-AC-Motore zusammen, und die Spalte 3 fasst einige der entsprechenden Motorparameter für Asynchron-AC-Motoren zusammen. In Spalte 1 der Tabelle 1 ist i_f der Feldstrom in dem Synchronmotor, und er könnte durch den externen Feldregelschaltkreis geliefert werden (wie es bei einer Schleifenrotor-Synchronmaschine der Fall ist), oder durch den Permanentmagneten, wie es bei einer Permanentmagnet-AC-Maschine der Fall ist). In dem Fall eines Synchron-Reluktanzmotors bzw. eines synchronen elektrischen Widerstandsmotors, welcher ein anderer Fall der Synchronmaschine ist, gibt es keinen Magneten für den Rotorfluss, und die Flussaufteilung des Ausdrucks (4) in einem Synchron-Reluktanzmotor kann durch die Ausdrücke (6) und (7) wie folgt definiert werden: i_sd = I_sd0 + ĩ_sd (6) Ψ = ψ_d + ψ_f = L_dI_sd0 + L_dĩ_sd (7)
Für einen Synchron-Reluktanzmotor gibt es einen minimalen d-Achse-Strom I_sd0, welcher erforderlich ist, um den Fluss für die Winkelgeschwindigkeit und die Positionsschätzung zu liefern, sogar bei null Drehmoment, und ĩ_sd kann als i_sd in Tabelle I behandelt werden. I_sd0 entspricht i_f in Tabelle I, und er kann sich bezüglich des Drehmoments ändern, solange er genug Spannung für die Winkelgeschwindigkeit und die Positionsschätzung bereitstellt.
Angenommen, dass sich der d-Achse-Rotorfluss in Tabelle I langsam ändert, werden die Ausdrücke (2) und (3) in den Ausdrücken (8) und (9) wie folgt überschrieben: ν_sd ≅ r_si_sd + d / dtψ_d – ω_eψ_q (8) ν_sq = r_si_sq + d / dtψ_q + ω_eψ_d + ω_eψ_f = r_si_sq + d / dtψ_q + ω_eψ_d + E_sq0 (9)
E_sq0 ist die Rück-EMF als ein Ergebnis des d-Achse-Rotorflusses Ψ_f in Tabelle 1, multipliziert mit der elektrischen Synchronfrequenz ω_e (E_sq0 = ω_e×Ψ_f). Der Ausdruck (8) besitzt keine d-Achse-Wicklungsfluss-(Ψ_d-)Komponente, wenn die d-Achse perfekt auf die Rotorfluss-Winkelposition ausgerichtet ist.
1 ist ein Diagram, welches eine Rück-EMF-Projektion in einem synchron drehenden Referenzrahmen (welcher auch hier als der synchrone Referenzrahmen bezeichnet wird) darstellt, wenn die geschätzte d-Achse nicht exakt auf die richtige Rotorflussposition ausgerichtet ist (Δθ_e ≠ 0).
In 1 sind die d₀-Achse 13 und die q₀-Achse 12 die wahren Achsen, welche auf den aktuellen Rotorfluss ausgerichtet sind. Die d-Achse 14 und die q-Achse 16 sind geschätzte Achsen. Der q-Achse-BEMF-(E_sq0-)Vektor ist auf die d-Achse 14 und die q-Achse 16 projiziert. In 1 sind die d-Achse 14 und die q-Achse 16 um eine Winkel (Δθ_e) 18 bezüglich der d₀-Achse 13 und der q₀-Achse 12 gedreht, was einem geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler entspricht. Wenn in einem Steuersystem implementiert, führt der geschätzte Rotorfluss-Winkelpositionsfehler (Δθ_e) 18 des Rück-EMF-(E_sq0-)Vektors zu einer Nicht-Null-d-Achse-Statoranschlussspannung (v_sd) und einer reduzierten q-Achse-Statoranschlussspannung (v_sd) (wie dies in Gleichung (12) unten gezeigt wird).
Maschinengleichungen der Ausdrücke (8) und (9) können jeweils als Ausdrücke (10) bzw. (11) ausgedrückt werden. ν_sd = r_si_sd + d / dtψ_d – ω_eψ_q – E_sd (10) ν_sq = r_si_sq + d / dtψ_q + ω_eψ_d + E_sq (11), wobei die d-Achse-BEMF (E_sd) 14 und die q-Achse-BEMF (E_sq) 16 in den Ausdrücken (12) und (13) wie folgt repräsentiert werden können: E_sd = E_sq0sinΔθ_e = ω_eψ_fsinΔθ_e (12) E_sq = E_sq0cosΔθ_e = ω_eψ_fcosΔθ_e (13).
Es wird festgestellt, dass die Ausdrücke (10) bis (13) die Maschinengleichungen charakterisieren, mit einer Annahme, dass die drehende Winkelgeschwindigkeit beider Achsen die gleichen sind wie die elektrische Synchronfrequenz (ω_e).
Entsprechend der veröffentlichten Ausführungsformen, Verfahren, Systeme wird ein Gerät für das Steuern des Betriebs eines Mehrphasensystems bereitgestellt, welches eine Mehrphasen-Wechselstrom-Maschine beinhaltet, ohne dabei die Winkelgeschwindigkeit oder einen Positionssensor zu nutzen. Entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen wird ein digital gesteuertes Hochgeschwindigkeits-, sensorloses Fluss-Beobachtungsglied bereitgestellt, um das System während des Hochwinkelgeschwindigkeits-Maschinenbetriebs sensorlos zu steuern.
Basierend auf den befohlenen oder gemessenen Motorspannungen und den gemessenen Strömen berechnet ein Motormodell das Fluss-Inkrement bei jedem Abtastzyklus. Die Motorspannung kann direkt gemessen werden, oder sie kann von dem Ausgangssignal des Stromsteuergliedes hergenommen werden.
Ein Flussmodell berechnet den Wicklungsfluss basierend auf dem Motorstrom. Der geschätzte Fluss kann mit dem gemessenen Fluss verglichen werden, um einen Flussfehler zu erzeugen.
Das berechnete Flussinkrement und der Flussfehler werden in das Fluss-Beobachtungsglied gefügt, welches diese Eingabesignale benutzt, um den Fluss und die Rück-Elektromotorische-Kraft (BEMF) zu schätzen. Zu der Zeit, da die Aktualisierungen für die Fluss- und Rück-Elektromotorische-Kraft-(BEMF)-Messungen durchgeführt wurden, nutzt das Fluss-Beobachtungsglied ein Pulsbreitenmodulations-(PWM-)Signal, welches benutzt wird, um den elektrischen Motor zu treiben.
Die geschätzte BEMF wird benutzt, um einen geschätzten Winkelpositionsfehler der geschätzten BEMF zu bestimmen.
Ein Winkelgeschwindigkeits- und Positions-Beobachtungsglied benutzt den geschätzten Winkelpositionsfehler der geschätzten BEMF, um eine geschätzte Rotorwinkelgeschwindigkeit und/oder geschätzte Rotorwinkelposition zu erzeugen.
Beachtenswert ist, dass die veröffentlichten Ausführungsformen angewendet werden können, um die Motorwinkelgeschwindigkeit und die Rotorwinkelposition für alle Typen von Mehrphasen-Wechselstrom-(AC-)Maschinen zu schätzen, ungeachtet des Maschinentyps (z. B. sowohl Synchron- als auch Asynchron-Maschinen) oder der Anzahl von Maschinenphasen.
2A–9 stellen Ausführungsformen der Verfahren, Systeme und Geräte dar, um den Betrieb eines Mehrphasensystems zu steuern, welches eine Mehrphasen-Wechselstrom-Maschine beinhaltet, ohne das Benutzen der Winkelgeschwindigkeit oder eines Positionssensors.
2A ist ein Blockdiagramm eines Beispiels eines sensorlosen vektorgesteuerten Motorantriebssystems 188 entsprechend einer der veröffentlichten Ausführungsformen. Das System 188 steuert eine Dreiphasen-AC-Maschine 140 über ein Dreiphasenpulsbreiten-modulierten-(PWM-)Wechselrichtermodul 134, welches an die Dreiphasen-AC-Maschine 140 gekoppelt ist, so dass die Dreiphasen-AC-Maschine 140 effizient eine DC-Eingangsspannung (Vdc) nutzen kann, welche an das Dreiphasen-PWM-Wechselrichtermodul 134 geliefert wird, indem die Strombefehle, welche die Dreiphasen-AC-Maschine 140 steuern, justiert werden. In einer speziellen Implementierung kann das sensorlose, vektorgesteuerte Motorantriebssystem 188 benutzt werden, um das Drehmoment in einem Hybrid-Elektrischen-Fahrzeug (HEV) zu steuern.
In der folgenden Beschreibung einer speziellen, nicht eingrenzenden Implementierung wird die Dreiphasen-AC-Maschine 140 als ein Dreiphasen-AC- mit Leistung versorgter Motor 140 beschrieben; jedoch sollte gewürdigt werden, dass die dargestellte Ausführungsform nur ein nicht eingrenzendes Beispiel der Arten von AC-Maschinen ist, an welchen die veröffentlichten Ausführungsform angewendet werden können, und außerdem, dass die veröffentlichten Ausführungsformen an jedem Typ von Mehrphasen-AC-Maschine angeschlossen werden können, welcher weniger oder mehr als drei Phasen beinhaltet.
Der Dreiphasen-AC-Motor 140 ist an das Dreiphasen-PWM-Wechselrichtermodul 134 über drei Wechselrichterpole gekoppelt und erzeugt mechanische Leistung (Drehmoment X Winkelgeschwindigkeit) basierend auf Dreiphasen-Sinusstromsignalen 122...124, welche von dem PWM-Wechselrichtermodul 134 empfangen werden. Wie nachfolgend beschrieben wird, kann eine geschätzte Rotorfluss-Winkelposition (θ ^_e(k)) 173-1 des Dreiphasen-AC-Motors 140 geschätzt werden, ohne eine Winkelgeschwindigkeit oder einen Positionssensor zu benutzen, indem die sensorlosen Schätzungstechniken benutzt werden, wie nachfolgend mit Bezug auf 4–9 beschrieben wird.
Mit Bezug wieder auf 2A beinhaltet das sensorlose Vektor-Steuer-elektrische Motorantriebssystem 188 ein Synchroner-Rahmen-Strom-Regelmodul 189, ein Synchron-zu-Stationär-Transformationsmodul 192, ein Leistungs-Wechselrichtermodul 134, einen abc-Referenzrahmen-zu-αβ-Referenzrahmen (abc-zu-αβ-)Transformationsmodul 194, ein Stationär-zu-Synchron-Transformationsmodul 196 und ein Hochgeschwindigkeitssensorloses Fluss-Beobachtungsglied 162.
Obwohl nicht in 2A dargestellt, empfängt ein Drehmoment-zu-Strom-Abbildungsmodul (nicht dargestellt) typischerweise ein Drehmoment-Befehlssignal (Te*) von einem Hochpegel-Steuerglied, eine geschätzte elektrische Synchronfrequenz (ω ^_e(k)) 173-2, welche bei dem Hochgeschwindigkeit-Sensorlosen-Fluss-Beobachtungsglied-Modul 162 erzeugt wird, und die DC-Eingangsspannung (V_DC) als Eingangssignale (zusammen mit möglicherweise einer Vielzahl von anderen Systemparametern, abhängig von der Implementierung), und benutzt diese Eingangssignale, um einen d-Achse-Strombefehl (i_sd*) 188-1 und einen q-Achse-Strombefehl (i_sq*) 188-2 zu erzeugen. Das d-Achse-Strombefehlssignal (is_d*) 188-1 und das q-Achse-Strombefehlssignal (i_sq*) 188-2 sind Eingangssignale für das 189. Die Synchroner-Referenzrahmen-d-Achse- und -q-Achse-Strombefehlssignale (i_sd*, i_sq*) 188 sind DC-Befehle, welche einen konstanten Wert besitzen, als eine Funktion der Zeit. Idealerweise werden das d-Achse-Strombefehlssignal (is_d*) 188-1 und das q-Achse-Strombefehlssignal (i_sq*) 188-2 den Motor 140 veranlassen, das Befehlsdrehmoment (Te*) bei der geschätzten elektrischen Synchronfrequenz (ω ^_e(k)) 173-2 zu erzeugen.
Das abc-zu-αβ-Transformationsmodul 194 empfängt die gemessenen Dreiphasen-Stationärer-Referenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme (i_sa...i_sc) 122–123, welche von dem Motor 140 rückgekoppelt abgetastet wurden, und transformiert sie in Zweiphasenströme. In einer Ausführungsform führt das abc-zu-αβ-Transformationsmodul 194 eine abc-Referenz-Rahmen-zu-αβ-Referenzrahmen-Transformation durch, um die Dreiphasen-Stationärer-Referenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme (i_sa...I_sc) 122–124 in Zweiphasen-Stationärer-Referenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme (i_α, i_b) 139-1, 139-2 zu transformieren, z. B. durch Berechnen der folgenden Matrizen, welche im Ausdruck (14) gezeigt werden:
Die abc-zu-αβ-Transformation ist in der Fachwelt gut bekannt und wird der Kürze wegen nicht im Detail beschrieben.
Das Stationär-zu-Synchron-Transformationsmodul 196 stellt die Drehtransformation (z. B. stationäre in synchrone Rahmen) bezüglich der Rotorfluss-Winkelposition bereit, um die Zweiphasen-Stationäre-Referenzrahmen-Rückkopplung-Statorströme (i_α, i_β) 139-1, 139-2 in Zweiphasen-DC-Ströme zu wandeln, welche als Strom-Rückkopplung benutzt werden. In einer Ausführungsform empfängt das Stationär-zu-Synchron-Transformationsmodul 196 die Zweiphasen-Stationärer-Referenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme (i_α, i_β) 139-1, 139-2 und die geschätzte Rotorfluss-Winkelposition (θ ^_e(k)) 173-1 und bearbeitet (z. B. transformiert drehförmig oder wandelt) die Zweiphasen-Stationärer-Referenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme (i_α, i_β) 139-1, 139-2, um ein Synchroner-Referenzrahmen-d-Achse-Stromsignal (i_sd) 163-1 und ein Synchroner-Referenzrahmen-q-Achse-Stromsignal (i_sq) 163-2 zu erzeugen. Das Bearbeiten kann durchgeführt werden, beispielsweise durch Berechnen der folgenden Matrizen, welche in Ausdruck (15) gezeigt werden:
Der Prozess der Stationär-zu-Synchron-Wandlung ist in der Fachwelt gut bekannt und wird der Kürze wegen nicht im Detail beschrieben.
Das Synchroner-Rahmen-Strom-Regelmodul 189 beinhaltet ein Stromsteuerglied 190 und Subtrahiermodule 198, 200 und Summiermodule 202, 204.
Das Subtrahiermodul 198 des Synchroner-Rahmen-Strom-Regelmoduls 189 empfängt das Synchroner-Referenzrahmen-d-Achse-Stromsignal (i_sd) 163-1 und den d-Achse-Strombefehl (i_sd*) 188-1 und benutzt diese Signale, um einen Stromsteuerfehler zu erzeugen, welcher dem Stromsteuerglied 190 bereitgestellt wird. In ähnlicher Weise empfängt das Subtrahiermodul 200 des Synchron-Rahmen-Strom-Regelmoduls 189 das Synchroner-Referenzrahmen-q-Achse-Stromsignal (i_sq) 163-2 und den q-Achse-Strombefehl (i_sq*) 188-2 und benutzt diese Signale, um eine Stromsteuerfehler zu erzeugen, welcher dem Stromsteuerglied 190 bereitgestellt wird.
Die Differenz zwischen dem Strombefehl und der Stromrückkopplung treibt das Stromsteuerglied 190, um Spannungsbefehle (ν * / sd und v * / sq ) zu erzeugen, welche auch DC-Beträge sind. In einer Ausführungsform wandelt des Stromsteuerglied 190 diese Eingangssignale in entsprechende Spannungssignale (v*_sd(fb) und v*_sq(fb)), welche an die Summiermodule 202, 204 ausgegeben werden, wobei fb benutzt wird, um zu identifizieren, dass sie die Spannungen von einem Rückkopplungs-Steuerkreis sind (z. B. Stromsteuerglied). Der Prozess der Strom-zu-Spannungs-Wandlung kann implementiert werden, indem ein Proportional-Integral-(PI-)Steuerglied benutzt wird, welches in der Fachwelt bekannt ist und der Kürze wegen nicht im Detail beschrieben wird.
Die Summiermodule 202, 204 summieren ihre jeweiligen Eingangssignale, um ein Synchroner-Referenzrahmen-d-Achse-Spannungsbefehlssignal (ν_sd*) 172-1 und ein Synchroner-Referenzrahmen-q-Achse-Spannungsbefehlssignal (v_sq*) 172-2 jeweils zu erzeugen. In einer Ausführungsform, bei den Summiermodulen 202, 204, werden Vorwärtskopplungsterme (oder Entkoppelungsspannungen) (ν * / sd(ff) , ν * / sq(ff) ) benutzt, um die Spannung zu entkoppeln, welche durch den Fluss innerhalb des Motors bei dem Ausgang des Stromsteuergliedes 190 induziert werden. Die Vorwärtskopplungsterme können aus den Flusstabellen Ψ_d und Ψ_q durch die Ausdrücke (16) und (17) wie folgt berechnet werden: ν * / sd(ff) = –ω_rΨ_q(i_sd, i_sq) (16) ν * / sq(ff) = ω_rΨ_d(i_sd, i_sq) (17)
Obwohl die befohlenen Ströme in den Ausdrücken (16) und (17) benutzt werden können, können die Entkopplungsspannungen, welche berechnet sind, indem die befohlenen Ströme benutzt werden, zu einer oszillierenden Stromsteuerantwort bei hohem Winkelgeschwindigkeitsbetrieb führen.
Die Synchroner-Referenzrahmen-Spannungsbefehlssignale (ν_sd*, ν_sd*) 172 sind DC-Befehle, welche einen konstanten Wert als eine Funktion der Zeit für den Betrieb in stationärem Zustand besitzen. Da die Strombefehle DC-Signale in dem synchronen Referenzrahmen sind, sind sie im Vergleich zu AC-Stationärer-Referenzrahmen-Strombefehlen leichter zu regeln.
Das Synchron-zu-Stationär-Transformationsmodul 192 empfängt das Synchroner-Referenzrahmen-d-Achse-Spannungsbefehlssignal (ν_sd*) 182-1 und das Synchroner-Referenzrahmen-q-Achse-Spannungsbefehlssignal (ν_sd*) 172-2 als Eingangssignale zusammen mit der geschätzten Rotorfluss-Winkelposition (θ ^_e(k)) 173-1 und führt eine dq-zu-αβ-Transformation durch, um ein α-Achse-Stationärer-Referenzrahmen-Spannungsbefehlssignal (ν_α*) 141-1 und ein β-Achse-Stationärer-Referenzrahmen-Spannungsbefehlssignal (ν_β*) 141-2 zu erzeugen. Die Stationärer-Referenzrahmen-α-Achse- und -β-Achse-Spannungsbefehlssignale (ν_α*, ν_β*) 141-1, 141-2 sind in dem stationären Referenzrahmen und besitzen deshalb Werte, welche sich als eine Sinuswelle als Funktion der Zeit verändern. Der Prozess der Synchron-zu-Stationär-Wandlung ist in der Fachwelt gut bekannt und wird der Kürze wegen nicht im Detail beschrieben.
Das Wechselrichtermodul 134 beinhaltet ein αβ-Referenzrahmen-zu-abc-Referenzrahmen (αβ-zu-abc-)Transformationsmodul, ein Pulsbreitenmodulations-(PWM-)Modul und einen Dreiphasen-PWM-Wechselrichter 135.
Das αβ-zu-abc-Transformationsmodul (nicht dargestellt) empfängt die Stationärer-Referenzrahmen-Spannungsbefehlssignale (ν_α*, ν_β*) 141-1, 141-2, und basierend auf diesen Signalen erzeugt es Stationärer-Referenzrahmen-Spannungsbefehlssignale (ν_sa*...ν_sc*) (auch als ”Phasenspannungs-Befehlssignale” bezeichnet), welche zu dem PWM-Modul (nicht dargestellt) gesendet werden. Die αβ-zu-abc-Transformation ist in der Fachwelt gut bekannt und wird der Kürze wegen nicht im Detail beschrieben.
Das PWM-Modul (nicht dargestellt) steuert die Pulsbreitenmodulation der Phasenspannung-Befehlssignale (ν_sa*...ν_sc*). Das PWM-Modul modifiziert die Phasenspannungs-Befehlssignale (ν_sa*ν_sc*) basierend auf Betriebszyklus-Wellenformen (welche intern innerhalb des PWM-Moduls erzeugt sind), um die Schaltvektorsignale zu erzeugen, welche sie dem Dreiphasen-PWM-Wechselrichtermodul 135 bereitstellt, um die Schaltzustände der Schalter in dem PWM-Wechselrichter 135 zu steuern und die Dreiphasen-Spannungsbefehle (ν_sa*...ν_sc*) bei jeder Phase A, B, C zu erzeugen. Der spezielle Modulationsalgorithmus, welcher in dem PWM-Modul implementiert ist, kann irgendein Modulationsalgorithmus sein, wobei Space Vector Pulse Width Modulation- bzw. Raumvektor-Pulsbreitenmodulation-(SVPWM-)Techniken beinhaltet sind, welche gewöhnlich benutzt werden, um die Pulsbreitenmodulation (PWM) zu steuern, um Wechselstrom-(AC-)Wellenformen zu erzeugen, welche die Dreiphasen-AC- mit Leistung versorgte Maschine 140 bei sich ändernden Winkelgeschwindigkeiten basierend auf dem DC-Eingangssignal 122 antreiben.
Das Dreiphasen-PWM-Wechselrichtermodul 135 ist an das PWM-Modul gekoppelt. Das Dreiphasen-PWM-Wechselrichtermodul 135 empfängt die DC-Eingangsspannung (Vdc) 122 und die Schaltvektorsignale, und benutzt sie, um die Dreiphasen-Wechselstrom-(AC-)Spannungssignal-Wellenformen ((ν_sa*...νsc*)) an den Wechselrichterpolen zu erzeugen, welche die Dreiphasen-AC-Maschine 140 bei sich verändernden Winkelgeschwindigkeiten antreiben, entsprechend zu der geschätzten elektrischen Synchronfrequenz (ω ^_e(k)) 173-2. Wie von Fachleuten gewürdigt werden wird, muss das Dreiphasen-PWM-Wechselrichtermodul 135 gesteuert werden, so dass zu keiner Zeit beide Schalter in dem gleichen Wechselrichter-Untermodul oder -”Zweig” eingeschaltet sind, um zu verhindern, dass die DC-Versorgung kurzgeschlossen wird. Demnach werden die Schalter in dem gleichen Wechselrichter-Untermodul so bedient, dass, wenn einer aus ist, der andere ein ist und umgekehrt.
Die Dreiphasen-Maschine 140 empfängt die Dreiphasen-Spannungssignale, welche durch den PWM-Wechselrichter 135 erzeugt sind, und erzeugt ein Motorausgangssignal an dem Befehl-Drehmoment Te*. Obwohl in 2A nicht dargestellt, kann das System 188 auch ein Getriebe beinhalten, welches angekoppelt ist und durch eine Welle der Dreiphasen-AC-Maschine 140 angetrieben wird. Die gemessenen Rückkopplungs-Statorströme (i_a–i_c) 122–124 werden erfasst, abgetastet und dem abc-zu-αβ-Transformationsmodul 194 bereitgestellt, wie oben beschrieben.
Das Hochgeschwindigkeits-Sensorlose-Fluss-Beobachtungsglied 162 empfängt die Stationärer-Referenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme (i_a, i_β) 1391-, 139-2 und die Stationärer-Referenzrahmen-α-Achse- und -β-Achse-Spannungsbefehlssignale (ν_α*, ν_β*) 141-1, 141-2, und basierend auf diesen Eingangssignalen berechnet es die geschätzte Rotorfluss-Winkelposition (θ ^_e(k)) 173-1 und die geschätzte elektrische Synchronfrequenz (ω ^_e(k)) 173-2.
Das Erzeugen und Takten eines PWM-Signals wird nun mit Bezug auf 2B erklärt. 2B stellt einen Teilbereich eines PWM-Signals 202, welches durch das Wechselrichtermodul 134 erzeugt ist, und das beispielhafte Takten des Stromabtastens entsprechend einer Ausführungsform dar. Der Teilbereich des PWM-Signals 202 beinhaltet einen erste Zyklus 204, einen zweiten Zyklus 206 und einen dritten Zyklus 208. Es wird festgestellt, dass in jedem der Symbole, welche in der Beschreibung der 2B und 4–9 benutzt werden, der Wert k einem speziellen Abtastpunkt oder einem speziellen Zyklus des PWM-Signals entspricht. Obwohl die Zyklen in dem Signal 202 im Allgemeinen einer sequenziellen Reihenfolge folgen (d. h. k – 1, k, k + 1, etc.), wird für erläuternde Zwecke der dritte Zyklus 208 beschrieben, dass er sofort vor dem ersten Zyklus 204 auftritt, und der erste Zyklus 204 wird beschrieben, dass er sofort vor dem zweiten Zyklus 206 auftritt.
Das Wechselrichtermodul 134 besitzt eine innewohnende Verzögerung um einen Zyklus, welcher durch die PWM verursacht ist, welche, wenn sie nicht berücksichtigt wird, zu einem Steuerungs- und Schätzfehler führen kann. Die Spannung, welche an der Maschine 140 während des ersten (oder k-ten) Zyklus 204 angelegt ist, wird während des dritten (oder (k – 1)-ten) Zyklus 208 berechnet und zu Beginn des k-ten Zyklus aktualisiert. Für jeden Zyklus wird die neue Spannung an dem Beginn derselben angelegt, und zu der gleichen Zeit wird der Maschinenstrom abgetastet. Beispielsweise bei dem Beginn des ersten Zyklus 204 kann der Maschinenstrom als i_α(k) repräsentiert werden. Die Spannung, welche angelegt ist, um die i_α(k) zu bilden, ist die Spannung (d. h. ν * / α (k – 2)), welche während des dritten (oder (k – 1)-ten) Zyklus 208 angelegt ist, welche während des (k – 2)-ten Zyklus (nicht gezeigt) berechnet wird. Demnach tritt eine Verzögerung von zwei Zyklen zwischen einer befohlenen Spannung und dem Beobachten der befohlenen Spannung durch das Fluss-Beobachtungsglied 162 auf. Zusätzlich, obwohl jede Variable neben der stationären Spannung aktualisiert werden kann, wie dies in 2B gezeigt wird (d. h. am Beginn jedes Zyklus), tritt die aktuelle Durchschnittspannung, welche durch das PWM-Signal 202 gesucht wurde, an dem Mittelpunkt jedes Zyklus (oder Abtastperiode) auf. Dies führt zu einer Verzögerung des Spannungswinkels der Maschine 140, welcher umgekehrt zu einem Spannungsfehler während des Hochfrequenzbetriebs führen kann.
Vor dem Beschreiben der Betriebsdetails des Systems 188 wird eine detailliertere Beschreibung einer beispielhaften Implementierung des Dreiphasen-Spannungsquelle-Wechselrichters 135, und wie dieser an den Dreiphasen-AC-Motor 140 angeschlossen ist, mit Bezug auf 3 bereitgestellt.
3 ist eine schematische Ansicht, welche eine beispielhafte Implementierung eines Teilbereichs eines elektrischen Motorantriebssystems 188 der 2A in größerem Detail darstellt, wobei ein Dreiphasen-Spannungsquelle-Wechselrichter 135 beinhaltet ist, welcher an einen Dreiphasen-AC-Motor 140 angeschlossen ist. Es sollte beachtet werden, dass der Dreiphasen-Spannungsquelle-Wechselrichter 135 und der Dreiphasen-Motor 140 in 3 nicht auf diese Implementierung begrenzt sind; vielmehr ist 3 nur ein Beispiel, wie der Dreiphasen-Spannungsquelle-Wechselrichter 135 und der Dreiphasen-Motor 140 in 2A in einer speziellen Ausführungsform implementiert werden können.
Wie in 3 dargestellt wird, besitzt der Dreiphasen-AC-Motor 140 drei Stator- oder Motorwicklungen, welche an den Motoranschlüssen A, B, C angeschlossen sind. Der Strom in einer Motorwicklung fließt aus den anderen zwei Motorwicklungen. Das Dreiphasen-PWM-Wechselrichtermodul 135 beinhaltet einen Kondensator (nicht dargestellt) und drei Wechselrichter-Untermodule. Die Phasen A, B, C-Wechselrichter-Untermodule sind jeweils an eine der Motorwicklungen gekoppelt. Jedes Wechselrichter-Untermodul weist einen Doppelschalter 150/156, 152/158, 154/160 auf. Insoweit hat der Wechselrichter 135 sechs Festkörper-Steuerbare-Schalteinrichtungen und sechs Dioden, um eine Spannungsquelle (V_DC) 122 richtig zu schalten und eine Dreiphasen-Energieversorgung der Statorwicklungen des Dreiphasen-AC–Motors 140 bereitzustellen.
Die resultierenden Phasen- oder Statorströme (i_sa–i_sc) 122–124 fließen durch jeweilige Statorwicklungen. Die Rück-Elektromotorische-Kraft-(EMF-)Spannungen werden in jeder der Statorwicklungen erzeugt. Wie gut bekannt ist, wenn der Dreiphasen-AC-Motor 140 ein Permanentmanget-Motor ist, sind diese Rück-EMF-Spannungen die Spannungen, welche in den jeweiligen Statorwicklungen durch die Drehung des Permanentmagnet-Rotors induziert sind. Obwohl nicht gezeigt, kann der Dreiphasen-AC-Motor 140 an eine Antriebswelle gekoppelt sein.
Obwohl nicht dargestellt, kann ein geschlossenes Regelkreis-Motor-Steuerglied Motorbefehlssignale und Motorbetriebssignale von dem Motor 140 empfangen und Steuersignale für das Steuern des Schaltens der Festkörper-Schalteinrichtungen innerhalb der Wechselrichter-Untermodule erzeugen. Durch das Bereitstellen geeigneter Steuersignale an die einzelnen Wechselrichter-Untermodule steuert das Geschlossener-Regelkreis-Motor-Steuerglied das Schalten der Festkörper-Schalteinrichtungen innerhalb der Wechselrichter-Untermodule und steuert dadurch die Stromausgangssignale der Wechselrichter-Untermodule, welche für die Motorwicklungen bereitgestellt werden. Die Spannungen über den Motorwicklungen fluktuieren über die Zeit, abhängig von den offenen/geschlossenen Zuständen der Schalter in den Wechselrichter-Untermodulen des Wechselrichter-Moduls 135.
Einige beispielhafte Ausführungsformen des Hochgeschwindigkeit-Sensorloses-Fluss-Beobachtungsglieds 162 werden nun unten mit Bezug auf 4–9 beschrieben.
4 ist ein Blockdiagramm, welches ein Hochgeschwindigkeit-Sensorloses-Fluss-Beobachtungsglied 162 darstellt, welches konfiguriert ist, die Winkelgeschwindigkeit (ebenso wie die elektrische Synchronfrequenz) eines Motors 140 und die Rotorflussposition (θ_e) und entsprechend einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zu schätzen.
Das Hochgeschwindigkeit-Sensorloses-Fluss-Beobachtungsglied 162 beinhaltet ein Motormodell-Modul 454, ein Flussmodell-Modul 456, ein Summiermodul 459, ein Fluss-Beobachtungsglied-Modul 464, ein Koordinaten-Wandlungsmodul 470 und ein Winkelgeschwindigkeit- und Positions-Beobachtungsglied-Modul 472.
Das Motormodell-Modul 454 empfängt Motorströme 439, Motorspannungen 441, geschätzte BEMFs 466 von dem Fluss-Beobachtungsglied-Modul 464 und geschätzte Flüsse 469 von dem Fluss-Beobachtungsglied-Modul 464. Jedes Eingangssignal für das Motormodell-Modul 454 besitzt eine d-Achse- und eine q-Achse-Komponente, und in der Beschreibung, welche folgt, werden die Motorströme 439 in Synchron-Referenzrahmen-Zweiphasen-Rückkopplungs-Statorströme (i_sd(k), i_sq(k)) 562-1, 562-2 transformiert (wie dies in 5A gezeigt wird), die Motorspannungen 441 werden in ein Synchroner-Referenzrahmen-d-Achse-Stator-Spannungssignal (ν_sd(k)) 572-1 und das q-Achse-Stator-Spannungssignale (ν_sq(k)) 572-2 transformiert (wie dies in 5B gezeigt wird), und die geschätzten Rück-EMF-Werte 466 können als ein geschätzter d-Achse-BEMF-Wert (E ^_sd(k)) 466-1 und ein geschätzter q-Achse-BEMF-Wert (E ^_sq(k)) 466-2 bezeichnet werden, und der geschätzte Fluss 469 kann auch als ein geschätzter d-Achse-Stator-Wicklungsfluss (Ψ ^_d(k)) 469-1 und ein geschätzter q-Achse-Stator-Wicklungsfluss (Ψ ^_q(k)) 469-2) bezeichnet werden. Das Motormodell-Modul 454 benutzt diese Eingangssignale, um berechnete Fluss-Inkremente 455 für jede Abtastzeit (oder jeden Zyklus des PWM-Signals) zu erzeugen, welche an das Fluss-Beobachtungsglied-Modul 464 gesendet werden. In der Beschreibung, welche folgt, können die berechneten Fluss-Inkremente 455 auch als ein berechnetes d-Achse-Fluss-Inkrement (ΔΨ ^_d(k)) 455-1 und ein berechnetes q-Achse-Fluss-Inkrement (ΔΨ ^_q(k)) 455-2 bezeichnet werden.
Das Flussmodell-Modul 456 empfängt die Motorströme 439, transformiert sie in Synchron-Referenzrahmen-Zweiphasen-Rückkopplungs-Statorströme (i_sd(k), i_sq(k)) 562-1, 562-2, welche dann benutzt werden, um gemessene Statorwicklungsflüsse 458 zu erzeugen welche einer gemessenen Flussmenge für den Motor entsprechen (von z. B. den Flusstabellen). Die gemessenen Stator-Wicklungsflüsse 458 können unten als ein d-Achse-Stator-Wicklungsfluss (Ψ_d(k)) 458-1 und ein q-Achse-Stator-Wicklungsfluss (Ψ_q(k)) 458-2 bezeichnet werden.
Ein Summiermodul 459 subtrahiert die geschätzten Stator-Wicklungsflüsse ( Ψ ^_d(k) und Ψ ^_q(k) 469 von den gemessenen Stator-Wicklungsflüssen ( Ψ ^_d(k) und Ψ ^_q(k) ) 458, um Flussfehler (ε_d(k) und ε_q(k)) 462 zu erzeugen. Der Flussfehler wird aus der Differenz des geschätzten Stator-Wicklungsflusses 469 und des gemessenen Stator-Wicklungsflusses 458 berechnet. Die sich ergebenden Flussfehler 462 werden benutzt, um das Fluss-Beobachtungsglied 464 anzutreiben, was nachfolgend beschrieben wird.
Der Flussfehler 463 und die berechneten Fluss-Inkremente 455 werden an dem Fluss-Beobachtungsglied-Modul 464 bearbeitet. Das Fluss-Beobachtungsglied-Modul 464 benutzt die Flussfehler (ε_d(k) und ε_q(k)) 462, um die BEMF-Abschätzungen ( E ^_sd(k) und (E ^_sq(k) ) 466 zu erzeugen, und benutzt die berechneten Fluss-Inkremente ((ΔΨ ^_d(k)) , (ΔΨ ^_q(k)) 455, um den geschätzten Stator-Wicklungsfluss ((Ψ ^_d(k)) , (Ψ ^_q(k)) 469 zu erzeugen.
In einer Ausführungsform, wenn die Maschine 140 eine Dreiphasen-AC-Maschine ist, bedient der geschätzte Stator-Wicklungsfluss 469 den Fluss, welcher durch die Wicklungen in dem Stator des Motors 140 erzeugt ist, während der Fluss, welcher durch die Permanentmagneten in dem Motor 140 erzeugt ist, ausgeschlossen ist. Die geschätzten Rück-EMF-Werte 466 entsprechen der Spannung, welche durch den Rotorfluss induziert ist.
Der Winkel der geschätzten Rück-EMF-Werte 466 entspricht einem geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler 471.
Das Koordinaten-Wandlermodul 470 bearbeitet die Winkelinformation von den geschätzten Rück-EMF-Werten 466, um den geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler (Δθ_e) 471 zu extrahieren. Wie unten beschrieben wird, empfängt das Koordinaten-Wandlermodul 470 den geschätzten q-Achse-BEMF-Wert (E ^_sq(k – 1)) 466-2 und erzeugt eine begrenzte Version des geschätzten q-Achse-BEMF-Wertes (E ^_sq(k – 1)) 466-2, und bearbeitet dann den geschätzten d-Achse-BEMF-Wert (E ^_sd(k – 1)) 466-1 und die begrenzte Version des geschätzten q-Achse-BEMF-Wertes (E ^_sq(k – 1)) 466-2, um den geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler (Δθ_e) 471 zu erzeugen.
Der geschätzte Rotorfluss-Winkelpositionsfehler 471 wird dann an das Winkelgeschwindigkeit- und Position-Beobachtungsglied-Modul 472 gesendet, um die Rotorwinkelposition und die Winkelgeschwindigkeit zu schätzen, welche hier als die geschätzte Rotorfluss-Winkelposition (θ ^(k)) 473-1 und die geschätzte elektrische Synchronfrequenz (ω ^_e(k)) 473-2 bezeichnet werden. Da die Größe der geschätzten Rück-EMF-Werte 466 nicht bei dem Winkelgeschwindigkeit- und Position-Beobachtungsglied-Modul 472 benutzt werden, um die Winkelgeschwindigkeit und Position zu schätzen, beeinträchtigt die Temperaturveränderung des Rotors, speziell des Permanentmagneten, nicht die Schätzung.
Beispielhafte Implementierung des Motormodells
In einer Implementierung kann das Motormodell-Modul 454 der 4 implementiert werden, indem ein Strom-Transformationsmodul 454-1, ein Spannungs-Transformationsmodul 454-2 und ein Fluss-Inkrement-Berechnungsmodul 454-3 verwendet werden, wie sie jeweils in 5A, 5B und 5C dargestellt werden.
5A stellt ein Strom-Transformationsmodul 454-1 des Motormodell-Moduls 454, welches in 4 dargestellt ist, entsprechend einer beispielhaften Implementierung dar. Das Strom-Transformationsmodul 454-1, welches in 5A gezeigt wird, beinhaltet ein Strom-Kompensationsmodul 556, ein Summierglied 558 und ein Wandlermodul 560. Das Strom-Kompensationsmodul 556 wird benutzt, um eine Verzögerung zu kompensieren, welche durch den Gebrauch eines analogen Filters verursacht ist. Das Strom-Kompensationsmodul 556 empfängt die geschätzte elektrische Synchronfrequenz (ω ^_e(k)) 473-2 und multipliziert sie mit einer Verstärkung (gleich zu dem Produkt eines Stromwinkel-Verzögerungsfaktors (k_i) und der Abtastzeit (T_s)), um ein Kompensationssignal 557 zu erzeugen. Das Kompensationssignal 557 wird von der geschätzten Rotorfluss-Winkelposition (θ ^_e(k)) 473-1 an dem Summierglied 558 subtrahiert, um ein Einstellsignal 559 zu erzeugen. Basierend auf dem Einstellsignal 559 wandelt das Wandlermodul 560 die Stationär-Referenzrahmen-Zweiphasen-Rückkopplungs-Statorströme (i_α(k), i_β(k)) 439-1, 439-2 in die Synchroner-Referenzrahmen-d-Achse- und -q-Achse-Stromsignale (i_sd(k), i_sq(k)) 562-1, 562-2.
5B stellt ein Spannungstransformationsmodul 454-2 des Motormodell-Moduls 454 dar, welches in 4 dargestellt ist, entsprechend einer beispielhaften Implementierung. Das Spannungs-Transformationsmodul 454-2, welches in 5B gezeigt wird, beinhaltet Verzögerungsmodule 564, ein Spannungs-Kompensationsmodul 566, ein Summierglied 568 und ein Koordinaten-Wandlermodul 571.
Die Verzögerungsmodule 564 verzögern die Stationärer-Referenzrahmen-α-Achse- und -β-Achse-Spannungsbefehlssignale (ν_α*(k), ν_β*(k)) 441-1, 441-2 um zwei Zyklen (d. h. z^–2), um eine Zweizyklen-Verzögerung zwischen den befohlenen Spannungen und dem Beobachten des zugehörigen Flusses zu bewirken. Nachdem sie um zwei Zyklen verzögert sind, werden die Stationär-Referenzrahmen-α-Achse- und -β-Achse-Spannungsbefehlssignale (ν_α*(k – 2), ν_β*(k – 2)) 441-1, 441-2 zu dem Koordinaten-Wandlermodul 571 geleitet.
Das Spannungskompensationsmodul 566 kompensiert die Verzögerung des Spannungswinkels und ist proportional zu der Betriebswinkelgeschwindigkeit. Das Spannungs-Kompensationsmodul 566 empfängt die geschätzte elektrische Synchronfrequenz (ω ^_e(k)) 473-2 und multipliziert sie mit einer Verstärkung (gleich zu dem Produkt eines Spannungswinkel-Verzögerungsfaktors (k_ν) und der Abastzeit (T_s)), um ein Kompensationssignal 567 zu erzeugen. Das Kompensationssignal 567 wird von der geschätzten Rotorfluss-Winkelposition (θ ^_e(k)) 473-1 an dem Summierglied 569 subtrahiert, um ein Einstellsignal 569 zu erzeugen.
Das Koordinaten-Wandlermodul 571 bearbeitet die verzögerten Stationärer-Referenzrahmen-α-Achse- und -β-Achse-Spannungsbefehlssignale (ν_α*(k), ν_β*(k)) 441-1, 441-2 und das Einstellsignal 569, um die Stationärer-Referenzrahmen-α-Achse- und -β-Achse-Spannungsbefehlssignale (ν_α*(k), ν_β*(k)) 441-1, 441-2 in das Synchroner-Referenzrahmen-d-Achse-Stator-Spannungssignal (ν_sd(k)) 572-1 und das Synchron-Referenzrahmen-q-Achse-Stator-Spannungssignal (ν_sq(k)) 572-2 zu wandeln.
Nachdem die Ströme und die Spannungen von dem Stationärer-Referenzrahmen zu dem Synchroner-Referenzrahmen gewandelt wurden, können die Ausgangssignale der 5A und 5B dann weiter bearbeitet werden, wie dies in 5C gezeigt wird.
5C stellt ein Fluss-Inkrement-Berechnungsmodul 454-3 des Motormodell-Moduls 454 dar, welches in 4 dargestellt ist, entsprechend einer beispielhaften Implementierung. Das Fluss-Inkrement-Berechnungsmodul 454-3 beinhaltet Summierglieder 576, 577, 579, 582, 585, 588, Stator-Widerstandswert-Module 591, Betriebsfrequenzwert-Module 592 und Abtastzeitwert-Module 595.
Das (gemessene) Synchroner-Referenzrahmen-d-Achse-Stromsignal (i_sd(k)) 562-1 wird mit einem Widerstandswert des Statorwiderstands (r_s) an dem Stator-Widerstandswert-Modul 591 multipliziert, um ein Spannungssignal 574 zu erzeugen, welches einen Spannungsabfall über einen Statorwiderstand bewirkt. Bei dem Summierglied-Modul 577 wird dann das Spannungssignal 574 von dem Synchroner-Referenzrahmen-d-Achse-Stator-Spannungssignal (ν_sd(k)) 572-1 subtrahiert, um ein Netto-Ausgangsspannungssignal 578 zu erzeugen, welches zu dem Statorfluss beiträgt. Der geschätzte q-Achse-Stator-Wicklungsfluss (Ψ ^_q(k – 1)) 469-2 wird mit der elektrischen Synchronfrequenz (ω_e) (des Motors) beim Modul 592 multipliziert, um ein Querkopplungs-Spannungssignal 580 zu erzeugen, welches der Spannung entspricht, welche durch den geschätzten q-Achse-Statorwicklungsfluss Ψ ^_q(k – 1) 469-2 induziert ist. Bei dem Summierglied 579 wird das Spannungssignal 580 mit der Netto-Ausgangsspannung 578 summiert (durch das Summierglied 577), um das Signal 581 zu erzeugen. Bei dem Summierglied 582 wird der geschätzte d-Achse-BEMF-Wert (E ^_sd(k – 1)) 466-1-1 bei der k-ten – 1 Abtastperiode mit dem Signal 581 summiert, um ein Spannungs-Inkrement-Signal 583 zu erzeugen, welches dann mit einer Abtastperiode (T_s) bei dem Abtastzeitwert-Modul 595 multipliziert wird, um ein berechnetes d-Achse-Fluss-Inkrement (ΔΨ ^_d(k)) 455-1 bei der k-ten Abtastperiode zu erzeugen. Das berechnete d-Achse-Flussinkrement (ΔΨ ^_d(k)) 455-1 ist das erwartete d-Achse-Flussinkrement des Wicklungsflusses.
Das (gemessene) Synchroner-Referenzrahmen-q-Achse-Stromsignal (i_sq(k)) 562-2 wird mit einem Widerstandswert des Statorwiderstands (r_s) an dem Stator-Widerstandswert-Modul 591 multipliziert, um ein Spannungssignal 575 zu erzeugen, welches einen Spannungsabfall über einen Statorwiderstand bewirkt. Bei dem Summierglied-Modul 576 wird dann das Spannungssignal 575 von dem Synchroner-Referenzrahmen-q-Achse-Stator-Spannungssignal (ν_sq(k)) 572-2 subtrahiert, um ein Netto-Ausgangsspannungssignal 584 zu erzeugen. Die Netto-Ausgangsspannung (welche von dem Summierglied-Modul ausgegeben ist) trägt zu dem Statorfluss bei. Der geschätzte d-Achse-Stator-Wicklungsfluss (Ψ ^_q(k – 1)) 469-1 wird mit der elektrischen Synchronfrequenz (ω_e) (des Motors) beim Betriebsfrequenzwert-Modul 592 multipliziert, um ein Querkopplungs-Spannungssignal 586 zu erzeugen, welches der Spannung entspricht, welche durch den geschätzten d-Achse-Statorwicklungsfluss (Ψ ^_d(k – 1)) 469-1 induziert ist. Bei dem Summierglied 585 wird das Spannungssignal 586 von der Netto-Ausgangsspannung 584 von dem Summierglied 576 subtrahiert, um das Signal 587 zu erzeugen. Bei dem Summierglied 588 wird der geschätzte q-Achse-BEMF-Wert (E ^_sq(k – 1)) 466-2-1 (bei der k-ten – 1 Abtastperiode) von dem Signal 587 subtrahiert, um ein Spannungs-Inkrement-Signal 589 zu erzeugen, welches dann mit einer Abtastperiode (T_s) bei dem Abtastzeitwert-Modul 595 multipliziert wird, um ein berechnetes q-Achse-Fluss-Inkrement (ΔΨ ^_q(k)) 455-2 bei der k-ten Abtastperiode zu erzeugen. Das berechnete q-Achse-Flussinkrement (ΔΨ ^_q(k)) 455-2 ist das erwartete q-Achse-Flussinkrement der Wicklungsflüsse.
Beispielhafte Implementierung des Flussmodells
6 stellt eine beispielhafte Implementierung des Flussmodell-Moduls 456 und des Summierglied-Moduls 459 dar, welches in 4 dargestellt ist. Obwohl nicht in 6 dargestellt, wird bemerkt, dass das Flussmodell-Modul 456 ein Strom-Transformationsmodul 454-1 beinhalten kann, welches in 5A dargestellt ist, welches die Motorströme 439 empfängt und sie in Synchron-Referenzrahmen-Zweiphasen-Rückkopplungs-Statorströme (i_sd(k), i_sq(k)) 562-1, 562-2 transformiert, welche von dem Flussmodell-Modul 456 benutzt werden.
Das Flussmodell-Modul 456 beinhaltet die Fluss-Tabelle-Module 692, 694, 696 und das Summierglied-Modul 698. Abhängig von der Motoreigenschaft können der d-Achse-Statorfluss (Ψ_sd) und der q-Achse-Statorfluss (Ψ_sd) nichtlineare Funktionen des Statorstromes aufgrund der magnetischen Sättigung sein. In einer Ausführungsform wird jede der Flusstabellen 692, 694, 696 implementiert, indem zweidimensionale Flusstabellen benutzt werden, ähnlich zu jenen, welche für das Entkoppeln in einem gesättigten Motor benutzt werden. In einem derartigen Fall können die 2-dimensionalen Tabellen benutzt werden, die Synchron-Referenzrahmen-d-Achse- und -q-Achse-Stromsginale (i_sd(k), i_sq(k)) 562-1, 562-2 an den d-Achse-Stator-Wicklungsfluss (Ψ_d(k) 458-1 und den q-Achse-Stator-Wicklungsfluss (Ψ_q(k)) 458-2 anzupassen.
Die Flusstabelle-Module 692 und 694 benutzen die gleiche d-Achse-Tabelle mit unterschiedlichen eingegebenen Eingangssignalen.
Das erste d-Achse-Statorfluss (Ψ_sd)-Flusstabelle-Modul 692 empfängt die Synchroner-Referenzrahmen-d-Achse- und -q-Achse-Stromsignale (i_sd(k), i_sq(k)) 562-1, 562-2 als seine Eingangssignale und gibt den d-Achse-Statorfluss 693 an dem Betriebspunkt (i_sd, i_sq) aus.
Das zweite d-Achse-Statorfluss (Ψ_sd)-Fluss-Tabelle-Modul 694 empfängt das Synchroner-Referenzrahmen-q-Achse-Stromsignal (i_sq(k)) 562-2 als sein Eingangssignal und gibt den Rotorfluss (Ψ_f), wie er an der Statorwicklung 695 beobachtet wird, aus. Der Rotorfluss (Ψ_f), wie er an der Statorwicklung 695 beobachtet wird, entspricht dem d-Achse-Statorfluss, wenn es keinen d-Achse-Strom in dem Fall der Permanentmagnet-Maschine gibt. Mit anderen Worten, in dem Kontext einer Permanentmagnetmaschine gibt es keinen d-Achse-Strom, und es wird angenommen, dass der d-Achse-Fluss der Permanentmagnet-Fluss ist, so dass der Rotorfluss (Ψ_f) 695 von dem d-Achse-Flusstabelle Ψ_sd trennbar ist.
Bei dem Summierglied-Modul 698 wird der Rotorfluss (Ψ_f), wie er an der Statorwicklung 695 beobachtet wird, von dem d-Achse-Statorfluss 693 subtrahiert, um einen d-Achse-Stator-Wicklungsfluss (Ψ_d(k)) 458-1 zu erzeugen. Damit wird durch das Subtrahieren des Rotorflusses (Ψ_f), wie er an der Statorwicklung 695 beobachtet wird, von dem d-Achse-Statorfluss 693 an dem Summierglied 698 der d-Achse-Stator-Wicklungsfluss (Ψ_d(k)) 458-1 erhalten.
Das q-Achse-Statorfluss (Ψ_sq)-Fluss-Tabelle-Modul 696 empfängt die Synchroner-Referenzrahmen-d-Achse- und -q-Achse-Stromsignale (i_sd(k), i_sq(k)) 562-1, 562-2 als seine Eingangssignale und gibt einen q-Achse-Stator-Wicklungsfluss (Ψ_q(k)) 458-2 aus. In dem Kontext einer Permanentmagnet-Maschine kann Ψ_q direkt aus dem q-Achse-Statorfluss (Ψ_sq)-Fluss-Tabelle-Modul 696 erhalten werden, da der Permanentmagnet keine Wirkung auf den q-Achse-Fluss besitzt (z. B. der q-Achse-Fluss ist unabhängig von dem Permanentmagnet-Fluss).
Das Summiermodul 459 beinhaltet zwei Summier-Untermodule 459-1, 459-2. Das Summier-Untermodul 459-1 subtrahiert den geschätzten d-Achse-Stator-Wicklungsfluss (Ψ ^_d(k)) 469-1 von dem d-Achse-Statorwicklung-Fluss (Ψ_d(k)) 458-1, um den Flussfehler (ε_d(k)) 462-1 zu erzeugen. Das Summier-Untermodul 459-2 subtrahiert den geschätzten q-Achse-Stator-Wicklungsfluss (Ψ ^_q(k)) 469-2 von dem q-Achse-Stator-Wicklungsfluss (Ψ_q(k)) 458-2, um den Flussfehler (ε_q(k)) 462-2 zu erzeugen. Die resultierenden Flussfehler (ε_d(k), ε_q(k)) 462-1, 462-2 werden benutzt, um das Fluss-Beobachtungsglied 464 zu treiben, wie dies unten mit Bezug auf 7 und 8 beschrieben wird.
Es wird bemerkt, dass, wenn die Maschine 140 nicht gesättigt ist, das Bearbeiten, welches bei 456 (den Blöcken 692 bis 698) durchgeführt wird, durch die Gleichungen (18) und (19) ersetzt werden kann. ψ_d = L_di_sd (18) ψ_q = L_qi_sq (19)
Zusätzlich wird bemerkt, dass, wenn die Maschine eine Asynchron-Maschine ist, die Ausdrücke (18) und (19) modifiziert werden würden, indem L_d und L_q in Gleichung (18) und (19) durch die Stator-Übergangsinduktivität (σL_s) ersetzt werden würden, wie dies in Tabelle 1 gezeigt wird.
Beispielhafte Implementierung des Fluss-Schätzmoduls
7 stellt eine beispielhafte Implementierung des Fluss-Schätzmoduls 464-1 des Fluss-Beobachtungsglied-Moduls 464 dar, welches in 4 dargestellt ist, und 8 stellt eine beispielhafte Implementierung des BEMF-Schätzmoduls 464-2 des Fluss-Beobachtungsglied-Moduls 464 dar, welches in 4 dargestellt ist.
Das Fluss-Schätz-Modul 464-1 beinhaltet die Fluss-Beobachtungsglied-Verstärkungsmodule 708, 710, 712, 714, die Abtastzeitmodule 720, die Verzögerungsmodule 722 und die Summierglieder 728, 730.
Das Fluss-Schätzmodul 464-1 empfängt das berechnete d-Achse-Fluss-Inkrement (ΔΨ ^_d(k)) 455-1 und das berechnete q-Achse-Fluss-Inkrement (ΔΨ ^_q(k)) 455-2 (für die k-te Abtastperiode) von dem Motormodell-Modul 454 und die Flussfehler (ε_d(k), ε_q(k)) 462-1, 462-2 von dem Flussmodell-Modul 456. Die Flussfehler (ε_d(k), ε_q(k)) 462-1, 462-2 werden durch die Fluss-Beobachtungsglied-Verstärkungen l₁₁ und l₁₂ an den Fluss-Beobachtungsglied-Verstärkungsmodulen 708, 710 jeweils multipliziert, und die sich ergebenden Produkte werden dann an dem Summierglied 724 addiert. In ähnlicher Weise werden die Flussfehler (ε_d(k), ε_q(k)) 462-1, 462-2 mit den Fluss-Beobachtungsglied-Verstärkungen l₂₁ und l₂₂ bei den Fluss-Beobachtungsglied-Verstärkungsmodulen 712, 714 multipliziert, und die sich ergebenden Produkte werden dann an dem Summierglied 726 addiert.
Die Ausgangssignale der Summierglieder 124 und 126 werden mit der Abtastzeit (T_s) an den Abtastzeit-Modulen 720 multipliziert, bevor sie an die Summierglieder 728 und 730 gesendet werden. Das berechnete d-Achse-Fluss-Inkrement (ΔΨ ^_d(k)) 455-1 und das berechnete q-Achse-Fluss-Inkrement (ΔΨ ^_q(k)) 455-2 werden auch durch die Summierglieder 728 und 730 jeweils empfangen. Die geschätzten Stator-Wicklungsflüsse Ψ ^_d(k) und Ψ ^_q(k) werden in die Summierglieder 728 und 730 zurückgeführt, nachdem sie um einen PWM-Zyklus durch die Verzögerungsmodule 722 verzögert wurden, als der geschätzte d-Achse-Stator-Wicklungsfluss (Ψ ^_d(k – 1)) 469-1 und der geschätzte q-Achse-Stator-Wicklungsfluss (Ψ ^_q(k – 1)) 469-2 bei der k – 1-ten Abtastperiode.
Das berechnete d-Achse-Fluss-Inkrement (ΔΨ ^_d(k)) 455-1, das Ausgangssignal des Abtastmoduls 720 und der geschätzte d-Achse-Stator-Wicklungsfluss (Ψ ^_d(k – 1)) 469-1 werden dann an dem Summiermodul 728 summiert, um den geschätzten d-Achse-Stator-Wicklungsfluss (Ψ ^_d(k – 1)) 469-1 bei der k-ten Abtastperiode zu erzeugen. In ähnlicher Weise werden dann das berechnete q-Achse-Fluss-Inkrement ( ΔΨ ^_d(k)) 455-2, das Ausgangssignal des anderen Abtastmoduls 720 und der geschätzte q-Achse-Stator-Wicklungsfluss (Ψ ^_q(k – 1)) 469-2 an dem Summiermodul 728 summiert, um den geschätzten q-Achse-Stator-Wicklungsfluss (Ψ ^_q(k)) 469-2 bei der k-ten Abtastperiode zu erzeugen.
Beispielhafte Implementierung des BEMF-Schätzmoduls
Mit Bezug nun auf 8 beinhaltet das BEMF-Schätzmodul 464-2 Verstärkungsmodule 731, 733, Verzögerungsmodule 722 und Summierglieder 732, 734.
Das Verstärkungsmodul 731 multipliziert den Flussfehler (ε_d(k)) 462-1 mit einer Verstärkung (l₃₁T_s), um ein erstes Produkt zu erzeugen. Die Verstärkung ist das Produkt der Fluss-Beobachtungsglied-Verstärkung (l₃₁) und der Abtastzeit (T_s). Die BEMF-Schätzung wird zurück in das Summierglied 732 geführt, nachdem sie um einen PWM-Zyklus durch das Verzögerungsmodul 722 verzögert worden ist. Demnach verzögert das Verzögerungsmodul 722 den geschätzten d-Achse-BEMF-Wert (E ^_sd(k – 1)) 466-1 bei der k – 1-ten Abtastperiode um einen Zyklus, um eine verzögerte Rückkopplungsversion des geschätzten d-Achse-BEMF-Wertes (E ^_sd(k)) 466-1 bei der k-ten Abtastperiode zu erzeugen. Das Summierglied 732 addiert das erste Produkt (welches durch das Verstärkungsmodul 731 erzeugt wurde) zu der verzögerten Rückkopplungsversion des geschätzten d-Achse-BEMF-Wertes (E ^_sd(k – 1) 466-1 (bei der k – 1-ten Abtastperiode), um den geschätzten d-Achse-BEMF-Wert (E ^_sd(k)) 466-1 bei der k-ten Abtastperiode zu erzeugen.
In ähnlicher Weise multipliziert das Verstärkungsmodul 733 den geschätzten q-Achse-BEMF-Wert (E ^_sq(k – 1)) 402-2 mit einer Verstärkung (l₄₂T_s), um ein zweites Produkt zu erzeugen. Die Verstärkung ist das Produkt der Fluss-Beobachtungsglied-Verstärkung (l₄₂) und der Abtastzeit (T_s). Die q-Achse-BEMF-Schätzung (E ^_sq(k)) 466-2 wird zurück in das Summierglied 734 geführt, nachdem sie um einen PWM-Zyklus durch das Verzögerungsmodul 722 verzögert wurde. Demnach verzögert das Verzögerungsmodul 722 den geschätzten q-Achse-BEMF-Wert (E ^_sq(k – 1)) 466-2 bei der k – 1-ten Abtastperiode um einen Zyklus, um eine verzögerte Rückkopplungsversion des geschätzten q-Achse-BEMF-Wertes (E ^_sq(k – 1)) 466-2 bei der k-ten Abtastperiode zu erzeugen. Das Summierglied 734 addiert das zweite Produkt (welches durch das Verstärkungsmodul 733 erzeugt wurde) zu der verzögerten Rückkopplungsversion des geschätzten q-Achse-BEMF-Wertes (E ^_sq(k – 1)) 466-2 (bei der k – 1-ten Abtastperiode), um den geschätzten q-Achse-BEMF-Wert (E ^_sq(k)) 466-2 bei der k-ten Abtastperiode zu erzeugen.
Beispielhafte Implementierung des Koordinaten-Wandler-Moduls und des Winkelgeschwindigkeit- und Position-Beobachtungsglied-Moduls
9 stellt eine beispielhafte Implementierung des Koordinaten-Wandler-Moduls 470 und des Winkelgeschwindigkeits- und Positions-Beobachtungsglied-Moduls 472 dar, welche in 4 dargestellt sind.
Das Koordinaten-Wandler-Modul 470 beinhaltet ein BEMF-Begrenzungsglied-Modul 962 und ein Winkelpositionsfehler-Modul 964.
Das Winkelpositionsfehler-Modul 964 empfängt den geschätzten d-Achse-BEMF-Wert (E ^_sd(k)) 466-1 und die begrenzte Version des geschätzten q-Achse-BEMF-Wertes (E ^_sq(k)) 466-2 und gibt einen geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler (Δθ_e) 471 an das Winkelpositions-Beobachtungsglied-Modul 472 aus. In einer Ausführungsform berechnet das Winkelpositionsfehler-Modul 964 den geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler (Δθ_e) 471 abhängig von der Polarität der geschätzten elektrischen Synchronfrequenz (ω ^_e) , wobei eine zweidimensionale Arcustangens-Funktion benutzt wird, welche durch die Ausdrücke (20) und (21) wie folgt repräsentiert werden kann: Δθ_e = tan^–1(E ^_sq, E ^_ds) if ω ^_e > 0 (20) Δθ_e = tan^–1(–E ^_sq, –E ^_ds) if ω ^_e < 0 (21)
Wenn die geschätzte elektrische Synchronfrequenz (ω ^_e) genau null ist, dann kann das System nicht beobachtet werden, und der geschätzte Rotorfluss-Winkelpositionsfehler (Δθ_e) 471 kann nicht bestimmt werden.
Bei niedrigen Winkelgeschwindigkeiten kann der geschätzte q-Achse-BEMF-Wert (E ^_sq(k)) 466-2 zu niedrig sein, um benutzt zu werden, und damit kann er durch das BEMF-Begrenzungsglied-Modul 962 unterhalb einer bestimmten Winkelgeschwindigkeit begrenzt sein, abhängig von dem magnetischen Fluss des Motors 140. Das BEMF-Begrenzungsglied-Modul 962 empfängt den geschätzten q-Achse-BEMF-Wert (E ^_sq(k)) 466-2 und gibt eine begrenzte Version des geschätzten q-Achse-BEMF-Wertes (E ^_sq(k)) 466-2 an das Winkelpositionsfehler-Modul 964 aus. Das Begrenzen kann durch den Ausdruck (22) wie folgt repräsentiert werden:
Wenn die Winkelgeschwindigkeit zu niedrig ist, kann die Qualität der Rück-EMF-Abschätzung schlecht sein, aufgrund der Spannungszerstörung, welche durch den PWM-Wechselrichter verursacht ist. Demnach kann bei derartigen Betriebsszenarien der geschätzte q-Achse-BEMF-Wert (E ^_sq(k)) 466-2 in den Gleichungen (20) und (21) mit einem konstanten Wert ersetzt werden, so dass der geschätzte Rotorfluss-Winkelpositionsfehler (Δθ_e) 471 auf einen finiten Wert begrenzt ist. Wenn die Maschine 140 eine Permanentmagnet-Maschine ist, außer bei niedrigen Winkelgeschwindigkeiten, bei welchen der absolute Wert von E ^_sq durch das BEMF-Begrenzungsglied-Modul 962 begrenzt ist, stellt das Winkelpositionsfehler-Modul 964 ein robustes Signal bereit, um die Winkelgeschwindigkeit und die -position des Motors unabhängig von der Größe des Permanentmagneten, welche durch die Betriebstemperatur beinträchtig wird, und von der Winkel-Betriebsgeschwindigkeit zu ziehen. Demnach ist es möglich, die Winkelposition und die Winkelgeschwindigkeit der Maschine 140 ungeachtet der Betriebszustände der Maschine 140 zu schätzen.
Sobald der geschätzte Rotorfluss-Winkelpositionsfehler (Δθ_e) 471 bestimmt ist, wobei entweder der Ausdruck (20) oder (21) benutzt wird, kann ein Beobachtungsglied 472 eine geschätzte elektrische Synchronfrequenz für den nächsten PWM-Zyklus (ω ^_e(k + 1)) 473-2 und eine geschätzte Rotorfluss-Winkelposition für den nächsten PWM-Zyklus (θ ^_e(k + 1)) 473-1 erzeugen.
Das Winkelgeschwindigkeit- und Positions-Beobachtungsglied 472 beinhaltet die Verstärkungsmodule 966, 968 und 970, die Verzögerungsmodule 972, die Abtastzeit-Module 974, ein Winkelpositions-Begrenzungsglied-Modul 976 und die Summierglied-Module 987–986. Das Winkelgeschwindigkeits- und Positions-Beobachtungsglied 472 stellt die geschätzte elektrische Synchronfrequenz und die Rotorfluss-Winkelposition ein, um eventuell oder idealerweise den geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler (Δθ_e) 471 zu treiben, welcher auf null eingegeben ist.
Die Verstärkungsmodule 966, 968, 970 (g₁, g₂, g₃T_s) bestimmen das dynamische Verhalten des Winkelgeschwindigkeits- und Positions-Beobachtungsgliedes 472. Das erste Verstärkungsmodul 966 multipliziert den geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler (Δθ_e) 471 mit einer ersten Verstärkung (g₃T_s), um ein erstes Produkt zu erzeugen. Das erste Verzögerungsmodul 972 erzeugt eine um einen Zyklus verzögerte Version einer ersten Summe, und das erste Summierglied-Modul 978 summiert das erste Produkt und die um einen Zyklus verzögerte Version der ersten Summe, um eine erste Summe zu erzeugen. Das zweite Verstärkungsmodul 968 (g₂) multipliziert den geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler (Δθ_e) 471 um eine zweite Verstärkung (g₃T_s), um ein zweites Produkt zu erzeugen. Das zweite Summierglied-Modul 980 summiert das zweite Produkt mit der ersten Summe, um eine zweite Summe zu erzeugen. Bei dem ersten Abtastzeit-Modul 974 wird die zweite Summe dann mit dem Abtastzeit-Intervall (T_s) multipliziert, um ein drittes Produkt zu erzeugen. Das zweite Verzögerungsmodul 972 erzeugt eine um einen Zyklus verzögerte Version der dritten Summe, und das dritte Summierglied-Modul 982 summiert das dritte Produkt mit der um einen Zyklus verzögerten Version des dritten Produktes, um die dritte Summe zu erzeugen. Das dritte Verstärkungsmodul 970 multipliziert den geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler (Δθ_e) 471 durch eine dritte Verstärkung (g₁), um ein viertes Produkt zu erzeugen. Das vierte Summierglied-Modul 984 summiert das vierte Produkt mit der dritten Summe, um eine vierte Summe zu erzeugen. Die vierte Summe ist eine geschätzte Rotorfrequenz für den nächsten PWM-Zyklus (ω ^_r(k + 1)) .
Wie oben festgestellt, kann das Winkelgeschwindigkeits- und -Positionsbeobachtungsglied-Modul 472 in Verbindung mit sowohl synchronen als auch asynchronen Maschinen benutzt werden. Im Falle der Asynchron-Maschine (z. B. Induktionsmaschine) ist die Rotor-Winkelgeschwindigkeit nicht die gleiche wie die Winkelgeschwindigkeit des drehenden Flusses (oder die Fluss-Winkelgeschwindigkeit) (ω_e). Um die Fluss-Winkelgeschwindigkeit für eine asynchrone Maschine zu erhalten, sollte eine Schlupffrequenz (ω_s1) addiert werden. Die Schlupffrequenz kann durch den Ausdruck (23) unten berechnet werden, und die Summe der Rotor-Winkelgeschwindigkeit und der Schlupffrequenz gibt die Fluss-Winkelgeschwindigkeit durch den Ausdruck (24) nachfolgend:
Im Gegensatz dazu kann für eine Synchronmaschine (z. B. eine Oberflächen-Montierten-Permanentmagneten-(SMPM-)Motor, ein Innen-Permanentmagnet-(IPM-)Motor oder ein Synchroner-Reluktanz-Motor) die Schlupffrequenz (ω_s1) des Ausdrucks (24) auf null gesetzt werden.
Demnach summiert das fünfte Summierglied-Modul 985 die geschätzte Rotorfrequenz für den nächsten PWM-Zyklus (ω ^_r(k + 1)) mit einer geschätzten Schlupffrequenz für den nächsten PWM-Zyklus (ω ^_sl(k + 1)) , um die geschätzte elektrische Synchronfrequenz für den nächsten PWM-Zyklus (ω ^_e(k + 1)) 473-2 zu erzeugen. Für eine Asynchron-Maschine ist die elektrische Synchronfrequenz (ω_e) in Radian/Sekunde gleich der Summe der Rotorfrequenz (ω_r) in Radian/Sekunde und einer Schlupffrequenz (ω_s1) in Radian/Sekunde (d. h. ω_e = ω_r + ω_s1). Demnach muss, wenn die Maschine 140 eine Asynchron-Maschine ist, die geschätzte Schlupffrequenz für den nächsten PWM-Zyklus (ω ^_sl(k + 1)) berücksichtigt werden. Wenn die Maschine 140 eine Synchronmaschine ist, wird die geschätzte Schlupffrequenz für den nächsten PWM-Zyklus (ω ^_sl(k + 1)) notwendigerweise gleich zu null (0).
Das zweite Abtastzeit-Modul 974, das sechste Summierglied-Modul 986, das Winkelpositions-Begrenzungsglied-Modul 976, das dritte Verzögerungsmodul 972 bilden gemeinsam ein Integrierglied, welches die geschätzte elektrische Synchronfrequenz für den nächsten PWM-Zyklus (ω ^_e(k + 1)) 473-2 integriert, um die geschätzte Rotorfluss-Winkelposition für den nächsten PWM-Zyklus (θ ^_e(k + 1)) 473-1 zu erzeugen.
Um es weiter zu erklären, multipliziert das zweite Abtastzeit-Modul 974 die geschätzte elektrische Synchronfrequenz für den nächsten PWM-Zyklus (ω ^_e(k + 1)) 473-2 mit dem Abtastzeit-Intervall (T_s), um ein fünftes Produkt zu erzeugen. Das dritte Verzögerungsmodul 972 erzeugt eine um einen Zyklus verzögerte Version der geschätzten Rotorfluss-Winkelposition für den nächsten PWM-Zyklus (θ ^_e(k + 1)) 473-1, und das sechste Summierglied-Modul 986 summiert das fünfte Produkt mit der um einen Zyklus verzögerten Version der geschätzten Rotorfluss-Winkelposition für den nächsten PWM-Zyklus (θ ^_e(k + 1)) 473-1, um eine fünfte Summe zu erzeugen (d. h. einen integrierten Wert der geschätzten Rotorfluss-Winkelposition für den nächsten PWM-Zyklus (θ ^_e(k + 1)) 473-1). Das Winkelpositions-Begrenzungsglied-Modul 976 begrenzt die fünfte Summe innerhalb ±180° des elektrischen Winkels. Die geschätzte elektrische Synchronfrequenz für den nächsten PWM-Zyklus (ω ^_e(k + 1)) 473-2 und die geschätzte Rotorfluss-Winkelposition für den nächsten PWM-Zyklus (ω ^_e(k + 1)) 473-1 werden dann während der nächsten Abtastperiode benutzt, um die zeitliche Folge einzuhalten.
In einer beispielhaften Implementierung kann die Mehrphasen-Maschine in Betriebsumgebungen implementiert sein, wie z. B. einem Hybriden/Elektrischen Fahrzeug (HEV). In den beispielhaften Implementierungen, welche nun beschrieben werden, werden die Steuertechniken und Technologien beschrieben, wie sie an einem Hybriden/Elektrischen Fahrzeug angewendet werden. Es wird jedoch von Fachleuten gewürdigt werden, das die gleichen oder ähnlichen Techniken und Technologien im Kontext anderer Systeme angewendet werden können, in welchen es wünschenswert ist, den Betrieb eines Mehrphasensystems zu steuern, welches eine Mehrphasen-Wechselstrom-Maschine beinhaltet, ohne einen Winkelgeschwindigkeits- oder Positionssensor zu benutzen. In dieser Hinsicht kann jedes der hier veröffentlichten Konzepte im allgemeinen für ”Fahrzeuge” angewendet werden, und, wie es hier benutzt wird, bezieht sich der Term ”Fahrzeug” in breitem Maße auf einen nicht lebenden Transportmechanismus, welcher eine AC-Maschine besitzt. Zusätzlich ist der Term ”Fahrzeug” nicht durch irgendwelche spezielle Antriebstechnologie, wie z. B. Benzin- oder Diesel-Kraftstoff, begrenzt. Vielmehr beinhalten die Fahrzeuge auch Hybridfahrzeuge, Akku-elektrische Fahrzeuge, Wasserstofffahrzeuge und Fahrzeuge, welche arbeiten, indem verschiedene andere alternative Kraftstoffe benutzt werden.
Zusätzlich können die elektrische Maschine, welche oben beschrieben ist, und der Leistungswechselrichter unterschiedliche Anzahlen von Phasen besitzen, wie z. B. zwei oder mehr. Andere Formen von Leistungsquellen können benutzt werden, wie z. B. Stromquellen und Lasten, wobei Dioden-Gleichrichter, Thyristorwandler, Brennstoffzellen, Induktivitäten, Kondensatoren und/oder jegliche Kombination davon beinhaltet sind.
Während wenigstens eine beispielhafte Ausführungsform in der vorausgegangenen detaillierten Beschreibung präsentiert wurde, sollte gewürdigt werden, dass eine große Anzahl von Variationen existiert. Es sollte gewürdigt werden, dass die beispielhafte Ausführungsform oder beispielhafte Ausführungsformen nur Beispiele sind und dass es nicht beabsichtigt ist, dass diese den Umfang, die Anwendbarkeit oder die Konfiguration der Erfindung in irgendeiner Weise eingrenzen. Vielmehr wird die vorausgegangene detaillierte Beschreibung Fachleuten eine bequeme Anleitung für das Implementieren der beispielhaften Ausführungsform oder beispielhafter Ausführungsformen geben. Es sollte davon ausgegangen werden, dass verschiedene Änderungen in der Funktion und in der Anordnung der Elemente durchgeführt werden können, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen, wie er in den angehängten Ansprüchen und den gesetzlichen Äquivalenten davon dargelegt ist.
WEITERE AUSFÜHRUNGSFORMEN

1. Verfahren, welches aufweist: Erzeugen eines geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehlers, basierend auf geschätzten Rück-Elektromotorische-Kraft-(EMF-)Werten; und Erzeugen, basierend auf dem geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler, wenigstens zwei von: einer geschätzten Rotorfluss-Winkelposition, einer geschätzten Rotorfrequenz und einer geschätzten elektrischen Synchronfrequenz.
2. Verfahren nach Ausführungsform 1, welches ferner aufweist: Erzeugen von geschätzten Stator-Wicklungs-Flusswerten basierend auf berechneten Fluss-Inkrementen; und Erzeugen der geschätzten Rück-EMF-Werte, basierend auf Flussfehlern, wobei ein Winkel der geschätzten Rück-EMF-Werte dem geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler entspricht.
3. Verfahren nach Ausführungsform 2, welches ferner aufweist: Subtrahieren der geschätzten Statorwicklungs-Flusswerte von den gemessenen Statorwicklungs-Flusswerten, um die Flussfehler zu erzeugen.
4. Verfahren nach Ausführungsform 3, welches ferner aufweist: Erzeugen der gemessenen Statorwicklungs-Flusswerte, basierend auf Motorströmen.
5. Verfahren nach Ausführungsform 4, welches ferner aufweist: Erzeugen der berechneten Fluss-Inkremente, basierend auf den Motorströmen und Motorspannungen, den geschätzten Rück-EMF-Werten und den geschätzten Statorwicklungs-Flusswerten.
6. Verfahren nach Ausführungsform 5, wobei die Motorströme Synchroner-Referenzrahmen-Zweiphasen-Rückkopplungs-Statorströme sind, wobei die Motorspannungen Synchroner-Referenzrahmen-d-Achse- und -q-Achse-Stator-Spannungssignale sind, wobei die geschätzten BEMF-Werte geschätzte d-Achse- und q-Achse-BEMF-Werte sind, wobei die geschätzten Statorwicklungs-Flusswerte ein geschätzter d-Achse- und ein q-Achse-Stator-Wicklungsfluss sind, wobei die berechneten Fluss-Inkremente für jede Abtastzeit berechnete d-Achse- und q-Achse-Fluss-Inkremente sind, und wobei die gemessenen Statorwicklungs-Flusswerte ein d-Achse-Statorwicklungsfluss und ein q-Achse-Statorwicklungsfluss sind.
7. Verfahren nach Ausführungsform 1, wobei die geschätzten BEMF-Werte geschätzte d-Achse- und q-Achse-BEMF-Werte sind, und wobei das Erzeugen eines geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehlers, basierend auf geschätzten Ruck-Elektromotorische-Kraft-(EMF-)Werten, aufweist: Begrenzen des geschätzten q-Achse-BEMF-Wertes, wenn der geschätzte q-Achse-BEMF-Wert unterhalb eines Schwellwerts ist, um eine begrenzte Version des geschätzten q-Achse-BEMF-Wertes zu erzeugen; und Berechnen einer zweidimensionalen Arcustangens-Funktion, welche von der Polarität einer elektrischen Synchronfrequenz (ω_e) abhängt, wobei der geschätzte d-Achse-BEMF-Wert und der geschätzte q-Achse-BEMF-Wert benutzt werden, um den geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler zu erzeugen.
8. Verfahren nach Ausführungsform 1, wobei das Erzeugen, basierend auf dem geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler, einer geschätzten Rotorfluss-Winkelposition und einer geschätzten elektrischen Synchronfrequenz aufweist: Anwenden einer komplexen Verstärkung an dem geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler, um eine geschätzte elektrische Synchronfrequenz für einen nächsten PWM-Zyklus zu erzeugen, wobei die geschätzte elektrische Synchronfrequenz für den nächsten PWM-Zyklus entweder ist: eine geschätzte Rotorfrequenz für den nächsten PWM-Zyklus, oder eine Summe der geschätzten Rotorfrequenz für den nächsten PWM-Zyklus und einer geschätzten Schlupffrequenz für den nächsten PWM-Zyklus; und Erzeugen, basierend auf der elektrischen Synchronfrequenz für den nächsten PWM-Zyklus, der geschätzten Rotorfluss-Winkelposition für den nächsten PWM-Zyklus.
9. Sensorloses Fluss-Beobachtungsglied, welches aufweist: ein Koordinaten-Wandlungsmodul, welches konfiguriert ist, einen geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler basierend auf geschätzten Rück-Elektromotorische-Kraft-(EMF-)Werten zu erzeugen; und ein Winkelgeschwindigkeits- und Positions-Beobachtungsgliedmodul, welches konfiguriert ist, basierend auf dem geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler, wenigstens zwei zu erzeugen von: eine geschätzte Rotorfluss-Winkelposition, eine geschätzte Rotorfrequenz und eine geschätzte elektrische Synchronfrequenz.
10. Sensorloses Fluss-Beobachtungsglied nach Ausführungsform 9, wobei die geschätzten BEMF-Werte geschätzte d-Achse- und q-Achse-BEMF-Werte sind, und wobei k ein Abtastindex für jeden Zyklus eines Pulsbreitenmodulations-(PWM-)Signals ist.
11. Sensorloses Fluss-Beobachtungsglied nach Ausführungsform 9, welches ferner aufweist: ein Fluss-Beobachtungsglied-Modul, welches konfiguriert ist, geschätzte Statorwicklungs-Flusswerte zu erzeugen, basierend auf berechneten Fluss-Inkrementen, und um die geschätzten Rück-EMF-Werte basierend auf Flussfehlern zu erzeugen, wobei ein Winkel der geschätzten Rück-EMF-Werte dem geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler entspricht.
12. Sensorloses Fluss-Beobachtungsglied nach Ausführungsform 11, wobei die geschätzten Statorwicklungs-Flusswerte ein geschätzter d-Achse- und q-Achse-Stator-Wicklungsfluss sind, wobei die berechneten Fluss-Inkremente für jede Abtastzeit berechnete d-Achse- und q-Achse-Fluss-Inkremente sind.
13. Sensorloses Fluss-Beobachtungsglied nach Ausführungsform 11, welches ferner aufweist: ein Summierglied-Modul, welches konfiguriert ist, die geschätzten Statorwicklungs-Flusswerte von gemessenen Statorwicklungs-Flusswerten abzuziehen, um Flussfehler zu erzeugen.
14. Sensorloses Fluss-Beobachtungsglied nach Ausführungsform 13, wobei die gemessenen Statorwicklungs-Flusswerte ein d-Achse-Stator-Wicklungsfluss und ein q-Achse-Stator-Wicklungsfluss sind.
15. Sensorloses Fluss-Beobachtungsglied nach Ausführungsform 13, welches ferner aufweist: ein Fluss-Modellmodul, welches konfiguriert ist, die gemessenen Stator-Windungsflusswerte basierend auf Motorströmen zu erzeugen.
16. Sensorloses Fluss-Beobachtungsglied nach Ausführungsform 15, wobei die Motorströme Synchroner-Referenzrahmen-Zweiphasen-Rückkopplungs-Statorströme sind.
17. Sensorloses Fluss-Beobachtungsglied nach Ausführungsform 11, welches ferner aufweist: ein Motormodell-Modul, welches konfiguriert ist, die berechneten Fluss-Inkremente basierend auf Motorströmen und Motorspannungen, die geschätzten Rück-EMF-Werte und geschätzten Statorwicklungs-Flusswerte von dem Fluss-Beobachtungsglied-Modul zu erzeugen.
18. Sensorloses Fluss-Beobachtungsglied nach Ausführungsform 17, wobei die Motorströme Synchroner-Referenzrahmen-Zweiphasen-Rückkopplungs-Statorströme sind, wobei die Motorspannungen Synchroner-Referenzrahmen-d-Achse und -q-Achse-Stator-Spannungssignale sind, wobei die geschätzten BEMF-Werte geschätzte d-Achse- und q-Achse-BEMF-Werte sind, wobei die geschätzten Stator-Wicklungs-Flusswerte ein geschätzter d-Achse- und q-Achse-Stator-Wicklungsfluss sind, wobei die berechneten Fluss-Inkremente für jede Abtastzeit berechnete d-Achse- und q-Achse-Fluss-Inkremente sind.
19. Hochgeschwindigkeits-Sensorloses-Fluss-Beobachtungsglied, welches aufweist: ein Motormodell-Modul, welches konfiguriert ist, berechnete Fluss-Inkremente basierend auf Motorströmen und Motorspannungen, geschätzte Rück-EMF-Werte und geschätzte Statorwicklungs-Flusswerte zu erzeugen; Flussmodell-Modul, welches konfiguriert ist, gemessene Statorwicklungs-Flusswerte basierend auf den Motorströmen zu erzeugen; ein Summierglied-Modul, welches konfiguriert ist, die geschätzten Statorwicklungs-Flusswerte und die gemessenen Statorwicklungs-Flusswerte zu subtrahieren, um die Flussfehler zu erzeugen; ein Fluss-Beobachtungsglied-Modul, welches konfiguriert ist, die geschätzten Statorwicklungs-Flusswerte basierend auf den berechneten Fluss-Inkrementen zu erzeugen und um die geschätzten Rück-EMF-Werte basierend auf den Flussfehlern zu erzeugen, wobei ein Winkel der geschätzten Ruck-EMF-Werte einem geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler entspricht; ein Koordinaten-Wandlungsmodul, welches konfiguriert ist, den geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler basierend auf dem geschätzten Rück-EMF-Werten zu erzeugen; und ein Winkelgeschwindigkeits- und Positions-Beobachtungsglied-Modul, welches konfiguriert ist, basierend auf dem geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler wenigstens zwei zu erzeugen von: eine geschätzte Rotorfluss-Winkelposition, eine geschätzte Rotorfrequenz und eine geschätzte elektrische Synchronfrequenz.
20. Hochgeschwindigkeits-Sensorloses-Fluss-Beobachtungsglied nach Ausführungsform 19, wobei die Motorströme Synchroner-Referenzrahmen-Zweiphasen-Rückkopplungs-Statorströme sind, wobei die Motorspannungen Synchroner-Referenzrahmen-d-Achse- und -q-Achse-Stator-Spannungssignale sind, wobei die geschätzten BEMF-Werte geschätzte d-Achse- und q-Achse-BEMF-Werte sind, wobei die geschätzten Statorwicklungs-Flusswerte ein geschätzter d-Achse- und ein q-Achse-Statorwicklungsfluss sind, wobei die berechneten Fluss-Inkremente für jede Abtrastzeit berechnete d-Achse- und q-Achse-Fluss-Inkremente sind, wobei die gemessenen Statorwicklungs-Flusswerte ein d-Achse-Statorwicklungsfluss und ein q-Achse-Statorwicklungsfluss sind.

Claims

Sensorloses Fluss-Beobachtungsglied, welches aufweist: ein Koordinaten-Wandlungsmodul, welches konfiguriert ist, einen geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler basierend auf geschätzten Rück-Elektromotorische-Kraft-(EMF-)Werten zu erzeugen; und ein Winkelgeschwindigkeits- und Positions-Beobachtungsgliedmodul, welches konfiguriert ist, basierend auf dem geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler, wenigstens zwei zu erzeugen von: eine geschätzte Rotorfluss-Winkelposition, eine geschätzte Rotorfrequenz und eine geschätzte elektrische Synchronfrequenz.
Sensorloses Fluss-Beobachtungsglied nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die geschätzten BEMF-Werte geschätzte d-Achse- und q-Achse-BEMF-Werte sind, und wobei k ein Abtastindex für jeden Zyklus eines Pulsbreitenmodulations-(PWM-)Signals ist.
Sensorloses Fluss-Beobachtungsglied nach einem der vorherigen Ansprüche, welches ferner aufweist: ein Fluss-Beobachtungsglied-Modul, welches konfiguriert ist, geschätzte Statorwicklungs-Flusswerte zu erzeugen, basierend auf berechneten Fluss-Inkrementen, und um die geschätzten Rück-EMF-Werte basierend auf Flussfehlern zu erzeugen, wobei ein Winkel der geschätzten Rück-EMF-Werte dem geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler entspricht.
Sensorloses Fluss-Beobachtungsglied nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die geschätzten Statorwicklungs-Flusswerte ein geschätzter d-Achse- und q-Achse-Stator-Wicklungsfluss sind, wobei die berechneten Fluss-Inkremente für jede Abtastzeit berechnete d-Achse- und q-Achse-Fluss-Inkremente sind.
Sensorloses Fluss-Beobachtungsglied nach einem der vorherigen Ansprüche, welches ferner aufweist: ein Summierglied-Modul, welches konfiguriert ist, die geschätzten Statorwicklungs-Flusswerte von gemessenen Statorwicklungs-Flusswerten abzuziehen, um Flussfehler zu erzeugen.
Sensorloses Fluss-Beobachtungsglied nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die gemessenen Statorwicklungs-Flusswerte ein d-Achse-Stator-Wicklungsfluss und ein q-Achse-Stator-Wicklungsfluss sind.
Sensorloses Fluss-Beobachtungsglied nach einem der vorherigen Ansprüche, welches ferner aufweist: ein Fluss-Modellmodul, welches konfiguriert ist, die gemessenen Stator-Windungsflusswerte basierend auf Motorströmen zu erzeugen.
Sensorloses Fluss-Beobachtungsglied nach einem der vorherigen Ansprüche, welches ferner aufweist: ein Motormodell-Modul, welches konfiguriert ist, die berechneten Fluss-Inkremente basierend auf Motorströmen und Motorspannungen, die geschätzten Rück-EMF-Werte und geschätzten Statorwicklungs-Flusswerte von dem Fluss-Beobachtungsglied-Modul zu erzeugen.
Sensorloses Fluss-Beobachtungsglied nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die Motorströme Synchroner-Referenzrahmen-Zweiphasen-Rückkopplungs-Statorströme sind, wobei die Motorspannungen Synchroner-Referenzrahmen-d-Achse und -q-Achse-Stator-Spannungssignale sind, wobei die geschätzten BEMF-Werte geschätzte d-Achse- und q-Achse-BEMF-Werte sind, wobei die geschätzten Stator-Wicklungs-Flusswerte ein geschätzter d-Achse- und q-Achse-Stator-Wicklungsfluss sind, wobei die berechneten Fluss-Inkremente für jede Abtastzeit berechnete d-Achse- und q-Achse-Fluss-Inkremente sind.
Hochgeschwindigkeits-Sensorloses-Fluss-Beobachtungsglied, welches aufweist: ein Motormodell-Modul, welches konfiguriert ist, berechnete Fluss-Inkremente basierend auf Motorströmen und Motorspannungen, geschätzte Ruck-EMF-Werte und geschätzte Statorwicklungs-Flusswerte zu erzeugen; Flussmodell-Modul, welches konfiguriert ist, gemessene Statorwicklungs-Flusswerte basierend auf den Motorströmen zu erzeugen; ein Summierglied-Modul, welches konfiguriert ist, die geschätzten Statorwicklungs-Flusswerte und die gemessenen Statorwicklungs-Flusswerte zu subtrahieren, um die Flussfehler zu erzeugen; ein Fluss-Beobachtungsglied-Modul, welches konfiguriert ist, die geschätzten Statorwicklungs-Flusswerte basierend auf den berechneten Fluss-Inkrementen zu erzeugen und um die geschätzten Ruck-EMF-Werte basierend auf den Flussfehlern zu erzeugen, wobei ein Winkel der geschätzten Ruck-EMF-Werte einem geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler entspricht; ein Koordinaten-Wandlungsmodul, welches konfiguriert ist, den geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler basierend auf dem geschätzten Ruck-EMF-Werten zu erzeugen; und ein Winkelgeschwindigkeits- und Positions-Beobachtungsglied-Modul, welches konfiguriert ist, basierend auf dem geschätzten Rotorfluss-Winkelpositionsfehler wenigstens zwei zu erzeugen von: eine geschätzte Rotorfluss-Winkelposition, eine geschätzte Rotorfrequenz und eine geschätzte elektrische Synchronfrequenz.