DE102007061917A1

DE102007061917A1 - Schlaglose Steuerung für einen Permanentmagnetmotor

Info

Publication number: DE102007061917A1
Application number: DE102007061917A
Authority: DE
Inventors: Kazuaki Tobari; Yoshitaka Iwaji; Kiyoshi Sakamoto; Hajime Narashino Uematsu; Masakazu Narashino Hase
Original assignee: Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Current assignee: Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Priority date: 2006-12-28
Filing date: 2007-12-21
Publication date: 2008-08-21
Also published as: JP4988329B2; CN101212196A; JP2008167568A; US7808202B2; US20080157710A1; CN101212196B

Abstract

Bei einem Ansteuersystem für einen Inverter, der eine Diodengleichrichtungsschaltung (2) verwendet, um eine Einphasen- oder Dreiphasenwechselspannung in eine gewünschte Gleichspannung zu wandeln und einen Permanentmagnetmotor (6) ansteuert, wobei eine Gleichspannungspulsierungsfrequenz abgeschätzt wird aus einem Pulsierungsfrequenzeinstellwert, der berechnet wird aus der Stromversorgungsfrequenz einer Wechselspannung und erfassten Stromwerten des Inverters (4), und wobei sich ergebende abgeschätzte Pulsierungsfrequenzwerte und erfasste Stromwerte verwendet werden, um die Ausgangsspannung des Inverters (4) zu korrigieren. Somit kann ein Niederfrequenzstromschlagphänomen, das erzeugt wird durch ein Gleichspannungspulsieren, das der Gleichrichtung durch Dioden zuzurechnen ist, unterdrückt werden, und eine Drehmomentwelligkeit und Geräusche eines Motors (6) können reduziert werden.

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Steuerverfahren, mit dem ein Niederfrequenzstromschlagphänomen, welches ein Gleichspannungspulsieren erzeugt, das der Gleichrichtung durch Dioden zurechenbar ist, unterdrückt wird und somit eine Drehmomentwelligkeit und Motorgeräusche in einem Ansteuersystem für einen Inverter, der einen Diodengleichrichter zum Konvertieren einer Einzel- oder Dreiphasen-Wechselspannung in Gleichspannung verwendet und einen Permanentmagnetmotor ansteuert, reduziert sind.
Hintergrund der Erfindung
Zuerst wird erläutert, warum ein Stromschlagen auftritt. Wenn eine Dreiphasen-Wechselspannung in eine Gleichspannung durch einen Dioden verwendeten Vollwellengleichrichter umgewandelt wird, wird eine pulsierende Welligkeit in der umgewandelten Gleichspannung erzeugt, die eine sechsmal höhere Frequenz hat als ein Stromzufuhrfrequenzeingang des Zweiweggleichrichters.
Die pulsierende Welligkeit kann reduziert werden durch Erhöhen der Kapazität eines Glättungskondensators, der mit dem Ausgang des Gleichrichters verbunden ist. Das Stromzufuhrsystem wird dadurch jedoch vergrößert.
Wenn eine Gleichspannung eine pulsierende Welligkeit aufweist, beinhalten die Dreiphasenausgangsspannung und der Ausgangsstrom des Inverters nicht nur die Betriebsfrequenz des Inverters, sondern auch eine aufsummierte Frequenzkomponente und subtrahierte Frequenzkomponente zwischen der pulsierenden Komponente mit einer Frequenz, die sechsmal größer ist als die Stromzufuhrfrequenz und die Betriebsfrequenz des Inverters.
Wenn die Betriebsfrequenz des Inverters nach der pulsierenden Komponente, d. h. sechsmal so groß wie die Stromzufuhrfrequenz der Wechselspannung ist und wenn der Widerstand im Motor, der durch den Inverter angesteuert wird, klein ist, wird ein großer pulsierender Strom aufgrund der subtrahierten Frequenzkomponenten erzeugt, was wiederum das Schlagphänomen erzeugt, mit dem das Ausgangsdrehmoment des Motors pulsiert.
Bei einem Verfahren zum Unterdrücken des Schlagphänomens, wie zum Beispiel beschrieben in der japanischen Offenlegungsschrift Nr. 2004/104898 wird eine Hochfrequenzkomponente eines γ-δ-Achsenstroms in einem rotierenden Koordinatensystem erfasst, eine Dreiphasenstromschlagkomponente wird berechnet, der berechnete Wert wird verstärkt und ein Dreiphasenspannungssteuer wird korrigiert.
Zusammenfassung der Erfindung
Bei der in der japanischen Offenlegungsschrift Nr. 2004/104898 beschriebenen Methode ist jedoch ein Hochpassfilter notwendig, um die Hochfrequenzkomponente des γ-δ-Achsenstroms in dem rotie renden Koordinatensystem zu extrahieren.
Um den Effekt der Unterdrückung des Schlagphänomens zu verbessern, wenn z. B. eine andere Stromzufuhrfrequenz (50 oder 60 Hz) verwendet wird oder wenn ein Frequenzfehler auftritt, muss ein Verstärkungsfaktor, der für den Hochpassfilter festgelegt ist und andere Parameter fein justiert werden.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine schlaglose Steuerung für einen Permanentmagnetmotor anzugeben, die eine schlaglose Steuerung erreichen kann, ohne Justierung, selbst wenn z. B. eine andere Stromversorgungsfrequenz (50 oder 60 Hz) verwendet wird oder wenn ein Frequenzfehler auftritt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Gleichspannungspulsfrequenz abgeschätzt durch eine festgelegte Pulsfrequenz, die berechnet wird aus der Stromzufuhrfrequenz einer Wechselspannung und einem erfassten Stromwert eines Inverters oder der sich ergebende geschätzte Pulsfrequenzwert und der erfasste Stromwert werden verwendet, um die Ausgangsspannung des Inverters zu korrigieren.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, kann ein niederfrequenter Stromschlag, erzeugt aufgrund eines Gleichspannungspulsierens, welches der Gleichrichtung durch Dioden zuzurechnen ist, unterdrückt werden, und dadurch werden eine Drehmomentwilligkeit und die Geräuschentwicklung des Motors reduziert.
Kurzbeschreibung der Zeichnung
1 ist ein Blockdiagramm, welches den Aufbau einer schlaglosen Steuerung für einen Permanentmagnetmotor gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
2 ist ein Diagramm, welches die Stromsteuerungscharakteristik zeigt, wenn kein Spannungspulsieren in einer Gleichspannung vorliegt.
3 zeigt Kurven von Stromsteuerungscharakteristiken, wenn ein Spannungspulsieren in einer Gleichspannung vorliegt.
4 zeigt ein Blockdiagramm des Aufbaus des Teils 14 zum Abschätzen des Pulsierens in der Steuerung gemäß 1.
5 zeigt ein Blockdiagramm eines Pulsierungsunterdrückungsberechnungsteils 15 in der Steuerung gemäß 1.
6 zeigt eine Kurve der Wellenform des Phasensignals, wenn eine Pulsierfrequenz f₀ einer Gleichspannung größer ist als eine festgelegte Pulsierfrequenz f₀*.
7 zeigt eine Kurve, die eine Wellenform eines Phasensignals angibt, wenn die Pulsierfrequenz f₀ der Gleichspannung kleiner ist als die festgelegte Pulsierfrequenz f₀*.
8 zeigt eine Kurve der Stromsteuerungscharakteristika, wenn die vorliegende Erfindung angewendet wird (es liegt ein Pulsieren in der Gleichspannung vor).
9 ist ein Blockdiagramm des Aufbaus, wenn eine phasenstarre Regelung (PLL) bei dem Teil 14 zum Abschätzen der Pulsierfrequenz angewendet wird.
10 ist ein Blockdiagramm des Aufbaus, wenn eine integrale Steuerung bei dem Pulsierungsunterdrückungsberechnungsteil 15 angewendet wird.
11 ist ein Blockdiagramm, welches den Aufbau einer schlaglosen Steuerung für einen Permanentmagnetmotor gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
12 ist ein Blockdiagramm, welches den Aufbau einer schlaglosen Steuerung für einen Permanentmagnetmotor gemäß noch einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden im Folgenden im Detail mit Bezug auf die Zeichnungen erläutert [Erste Ausführungsform]
1 ist ein Blockdiagramm, welches den exemplarischen Aufbau der Permanentmagnetmotorsteuerung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Wechselstromversorgung 1 gibt eine Dreiphasen-Wechselspannung an einen Dioden gleichrichter 2 ab.
Der Diodengleichrichter 2 wandelt die Dreiphasen-Wechselspannung in eine Gleichspannung um.
Der Glättungskondensator 2 glättet die Gleichspannung, die von dem Diodengleichrichter 2 ausgegeben wird.
Der Inverter 4 gibt Spannungen ab, die proportional zu einer Gleichspannung Edc sind, die einer Ausgangsspannung des Glättungskondensators 3 ist und Dreiphasen-Wechselspannungssteuerwerte Vu*, Vv* und Vw* und ändert die Ausgangsspannung und Umdrehungszahl eines Permanentmagnetmotors 6.
Der Stromdetektor 5 erfasst die Dreiphasen-Wechselströme Iu, Iv und Iw des Permanentmagnetmotors 6.
Der Permanentmagnetmotor 6 gibt ein Motordrehmoment ab, welches erhalten wird durch Kombinieren einer Drehmomentkomponente aufgrund des magnetischen Flusses des Permanentmagneten und einer Drehmomentkomponente aufgrund der Induktanz der Ankerwicklung.
Der Positionsdetektor 7 erfasst die Position θ des Permanentmagnetmotors 6 und gibt einen erfassten Phasenwert θc aus.
Der Frequenzberechnungsteil 8 differenziert den erfassten Positionswert θc des Permanentmagnetmotors 6, um einen berechneten Frequenzwert ω₁ zu erhalten.
Der Koordinatenkonverter verwendet erfasste Werte Iuc, Ivc and Iwc der Dreiphasen-Wechselströme Iu, Iv und Iw, um erfasste D-Achsen und Q-Achsen Stromwerte Idc und Iqc mit Bezug auf den erfassten Positionswert θc auszugeben.
Der D-Achsen-Stromsteuerberechnungsteil 10 gibt einen zweiten D-Achsen-Stromsteuerwert Id** aus, der berechnet wird als eine Differenz zwischen einem ersten D-Achsen-Stromsteuerwert Id* und dem erfassten Stromwert Idc.
Der Q-Achsen-Stromsteuerberechnungsteil 11 gibt einen zweiten Q-Achsen-Stromsteuerwert Iq** aus, der berechnet ist als eine Differenz zwischen einem ersten Q-Achsen-Stromsteuerwert Iq* und dem erfassten Stromwert Iqc.
Der Vektorsteuerberechnungsteil 12 gibt D-Achsen- und Q-Achsenspannungssteuerwerte Vdc* und Vqc* aus, die zu elektrischen Konstanten des Permanentmagnetmotors 6 gehören, sowie die zweiten Stromsteuerwerte Id** und Iq** sowie den berechneten Frequenzwert ω₁.
Der Pulsierungsfrequenzfestlegungsteil 13 gibt Informationen aus, die angeben, dass z. B. die Dreiphasen-Stromversorgungsfrequenz 50 oder 60 Hz beträgt und gibt eine festgelegte Pulsierungsfrequenz f₀* aus.
Der Pulsierungsfrequenzabschätzungsteil 14 gibt einen geschätzten Pulsierungsfrequenzwert f₀* gemäß der festgelegten Pulsierungsfre quenz f₀* und einer Differenz ΔIq_rip zwischen den Strömen (einer Differenz zwischen dem erfassten Q-Achsen-Stromwert Iqc und dem ersten Stromsteuerwert Iq*) aus.
Der Pulsierungsunterdrückungsberechnungsteil 15 verbindet den abgeschätzten Wert f₀^ und die Differenz ΔIq_rip zwischen den Strömen, um einen Q-Achsen-Pulsierungskompensationswert ΔVq auszugeben.
Der Koordinatenkonverter 16 verwendet den Spannungssteuerwert Vdc* und einen Wert erhalten, durch Addition des Q-Achsen-Pulsierungskompensationswertes ΔVq und des Spannungssteuerwertes Vdc*, um die Dreiphasen-Wechselspannungssteuerwerte Vu*, Vv* and Vw* mit Bezug auf den erfassten Positionswert θc auszugeben.
Zuerst wird ein Grundverfahren zum Steuern der Spannung der Phase beschrieben.
In einem Grundverfahren zur Spannungssteuerung verwenden der d-Achsen-Stromsteuerberechnungsteil 10 und Q-Achsen-Stromsteuerberechnungsteil 11 jeweils erste Stromsteuerwerte Id* und Iq*, die von stromaufwärts geliefert werden und die erfassten Stromwerte Idc und Iqc, um zweite Stromsteuerwerte Id** und Iq** zu berechnen, die Zwischenwerte sind, die bei der Vektorsteuerungsberechnung verwendet werden.
Der Vektorsteuerungsberechnungsteil 12 verwendet die zweiten Stromsteuerwerte Id** und Iq**, den berechneten Frequenzwert ω₁ und festgelegte Motorkonstanten, um Spannungssteuerwerte Vdc* and Vqc* zu berechnen, die in Gleichung (1) angegeben sind und steuert die Spannungssteuerwerte Vu*, Vv* und Vw* des Inverters 4.
wobei

R:: den Widerstand bezeichnet
Ld:: die D-Achsen-Induktanz
Lq:: die Q-Achsen-Induktanz
Ke:: den Koeffizienten induzierter Spannung
*:: einen Einstellwert.

Bei der Phasensteuerung erfasst der Positionsdetektor 7, wie beispielsweise ein Drehmelder oder Messgeber die Position θ des Motors und erhält einen erfassten Positionswert θc. Die Koordinatenkonverter 9 und 16 verwenden diesen erfassten Positionswert θc, um eine Koordinatenumwandlung durchzuführen, wie durch die Gleichungen (2) und (3) angegeben.
Der Frequenzberechnungsteil 8 erhält den berechneten Frequenzwert ω₁ gemäß Gleichung (4).
Dies vervollständigt die Erläuterungen der Grundverfahren zur Spannungs- und Phasensteuerung.
Als nächstes werden die Steuercharakteristika, wenn der Pulsierungsfrequenzstellteil 13, der Pulsierungsfrequenzabschätzteil 14 und der Pulsierungsunterdrückungsberechnungsteil 15, die Merkmale der vorliegenden Erfindung sind, nicht vorhanden sind, beschrieben.
Die 2 und 3 illustrieren wie ein Gleichspannungspulsieren, die Steuercharakteristika der in 1 gezeigten Steuerung beeinträchtigt.
Bei den in 2 gezeigten Charakteristika liegt keine Spannungspulsierung (ΔEdc = 0) vor.
Es sind ein Q-Achsenstrom Iq und ein U-Phasenstrom iu bei einer Motordrehfrequenz von 290 Hz angegeben. Die Figur zeigt, dass der Q-Achsenstrom Iq mit dem ersten Q-Achsenstromstromsteuerwert Iq*, 100 A zusammenfällt und stabil gesteuert ist. Der Spitzenwert des Stroms iu ist ebenfalls 100 A.
Bei den in 3 gezeigten Charakteristika liegt eine Spannungspulsierung vor (ΔEdc = ± 2,5 V).
Wenn die Pulsierungsfrequenz der Gleichspannung 300 Hz beträgt (das heißt sechsmal so groß wie die Stromversorgungsfrequenz 50 Hz ist), wird die 300 Hz-Komponente, die gleich der Spannungspulsierungskomponente ist, mit dem Q-Achsenstrom Iq überlagert.
In dem Strom iu wird eine 10-Hz-Komponente erzeugt und die 10-Hz-Frequenz ergibt sich aus der Differenz zwischen der Pulsierungskomponente 300 Hz und der Motordrehfrequenz 290 Hz. Der Spitzenwert überschreitet 100 A und es wird ein Schlagphänomen erzeugt.
Im Folgenden wird der Aufbau des Pulsierungsfrequenzabschätzungsteils 14 und Pulsierungsunterdrückungsberechnungsteils 15, die Merkmale der vorliegenden Erfindung sind, beschrieben.
Der Pulsierungsfrequenzabschätzungsteil 14 wird mit Bezug auf 4 beschrieben.
Ein Pulsierungsfrequenzeinstellwert f₀*, der von dem Pulsierungsfre quenzeinstellteil 13 ausgegeben wird, wird mit einem Verstärkungsfaktor 141 multipliziert, der eine Konstante 2π ist, und der multiplizierte Wert wird einem Integrationsteil 142 eingegeben. Ein Ausgangssignal θ₀* (= 2πf₀* × t) vom Integrationsteil 142 wird in ein Cosinussignalerzeugungsteil 143 eingegeben und in ein Sinussignalerzeugungsteil 144.
Ein Ausgangssignal von dem Cosinussignalerzeugungsteil 143 wird mit einer Hochfrequenzkomponente ΔIq_rip (einer Differenz zwischen dem erfassten Q-Achsenstromwert Iqc und dem ersten Stromsteuerungswert Iq*) multipliziert, der in dem erfassten Q-Achsenstromwert enthalten ist und der multiplizierte Wert wird dann in einen primären Verzögerungsberechnungsteil 145 eingegeben. Ein Ausgangssignal von dem Sinussignalerzeugungsteil 144 wird ebenfalls mit der Hochfrequenzkomponente ΔIq_rip multipliziert und anschließend wird der multiplizierte Wert einem Primärverzögerungsberechnungsteil 146 eingegeben.
Der Arcustangenssignalerzeugungsteil 147 verwendet Ausgangssignale von den primären Verzögerungsberechnungsteilen 145 und 146, um ein Phasensignal Δθ₀^ zu berechnen.
Der Frequenzfehlerberechnungsteil 148 empfangt das Phasensignal Δθ₀^ und gibt Δf aus, was eine Einstellungsabweichung der Pulsierungsfrequenz ist. Das Ausgangssignal wird dann dem Pulsierungsfrequenzeinstellwert f₀* hinzuaddiert, um einen abgeschätzten Pulsierungsfrequenzwert f₀^ zu berechnen.
Der Pulsierungsunterdrückungsberechnungsteil 15 wird anschlie ßend mit Bezug auf 5 beschrieben.
Der abgeschätzte Pulsierungsfrequenzwert f₀^ wird multipliziert mit einem Verstärkungsfaktor 151, der eine Konstante 2π ist, und der multiplizierte Wert wird einem Integrationsteil 152 eingegeben. Ein Ausgangssignal θ₀ ^– (= 2πf₀^ × t) des Integrationsteils 152 wird einem Cosinussignalerzeugungsteil 153 und einem Sinussignalerzeugungsteil 154 eingegeben.
Ein Ausgangssignal von dem Cosinussignalerzeugungsteil 153 wird mit einer Hochfrequenzkomponente ΔIq_rip multipliziert, der in dem erfassten q-Achsenstromwert enthalten ist, und der multiplizierte Wert wird dann einem Primärverzögerungsberechnungsteil 155 eingegeben. Ein Ausgangssignal von dem Sinussignalerzeugungsteil 154 wird ebenfalls mit der Hochfrequenzkomponente ΔIq_rip multipliziert und der multiplizierte Wert wird dann einem primären Verzögerungsberechnungsteil 156 eingegeben.
Ausgangssignale von den primären Verzögerungsberechnungsteilen 155 und 156 werden jeweils mit einem proportionalen Verstärkungsfaktor 157 mit einem konstanten Wert Kpa und einem proportionalen Verstärkungsfaktor 158 mit einem konstanten Wert Kpb multipliziert.
Die Ausgangssignale des Cosinussignalerzeugungsteils 153 und des Sinussignalerzeugungsteils 154 werden jeweils multipliziert mit proportionalen Verstärkungsfaktoren 157 und 158 (Ausgangssignale) und die Multiplikationsergebnisse werden miteinander addiert. Die addierten Werte werden verdoppelt und als q-Achsen- Pulsierungskompensationswert ΔVq ausgegeben.
Das Prinzip des Betriebs des Pulsierungsfrequenzeinstellteils 13, des Pulsierungsfrequenzabschätzungsteils 14 und des Pulsierungsunterdrückungsberechnungsteils 15, die Merkmale der vorliegenden Erfindung darstellen, wird im Folgenden beschrieben.
Zuerst wird ein Verfahren zur Abschätzung der Gleichspannungspulsierungsfrequenz beschrieben.
Der Pulsierungsfrequenzeinstellteil 13 multipliziert die Stromversorgungswechselspannungsfrequenz (50 oder 60 Hz) mit 6, wie in Gleichung 5 angegeben und stellt den multiplizierten Wert als Pulsierungsfrequenzeinstellwert f₀* fest.
[Gleichung 5]
f0* = 6·fz (5)wobei
fz: die Stromversorgungsfrequenz [Hz] bezeichnet.
Der Pulsierungsfrequenzabschätzungsteil 14 schätzt die Pulsierungsfrequenz durch Berechnung ab.
Die Pulsierungssteuerung ist hochpräzise, wenn zum Beispiel eine unterschiedliche Stromversorgungsfrequenz (50 oder 60 Hz) verwendet wird oder wenn ein Frequenzfehler vorliegt, wobei dann die Pulsierungsfrequenz durch Berechnung abgeschätzt werden muss.
Die Hochfrequenzkomponente ΔIq_rip, die in dem erfassten q-Achsen-Stromwert Iqc enthalten ist, wird durch Gleichung (6) definiert.
[Gleichung 6]
ΔIqrip = ΔIq·sin(2π·f0·t) (6)wobei

ΔIq:: die Amplitude der Pulsierungskomponente ist, und

ΔIq_rip kann erhalten werden als die Differenz zwischen dem erfassten q-Achsen-Stromwert Iqc und dem ersten Stromsteuerwert Iq*, wie durch die Gleichung (7) angegeben ist.
[Gleichung 7]
ΔIqrip = Iqc – Iq* (7)
Wenn der Einstellwert (ursprünglicher Wert) der Pulsierungsfrequenz f₀* ist und wenn die durch Multiplizieren der Ausgangssignale von dem Cosinussignalerzeugungsteil 143 und dem Sinussignalerzeugungsteil 144 mit ΔIq_rip erhaltenen Werte jeweils Ia₁ und Ib₁ bezeichnet werden, gilt Gleichung (8).
Wenn die Signale Ia₁ und Ib₁ jeweils in die primären Verzögerungsberechnungsteile 145 und 146 eingegeben werden und primäre Verzögerungskonstanten (ta und tb), durch die eine summierte Frequenz [2π (f₀ + f₀*)]-Komponente entfernt werden kann, eingestellt werden, kann Gleichung (8) durch Gleichung (9) angenähert werden.
In Gleichung 9 ist Φ ein Phasenverzögerungssignal, hervorgerufen durch einen primären Verzögerungsfilter.
Das Phasensignal Δθ₀^ wird in dem Arcustangenssignalerzeugungsteil 147 erhalten und durch Gleichung (10) wiedergegeben.
Gleichung (10) gibt an, dass wenn eine Differenzfrequenz [2π (f₀ – f₀*)]-Komponente berechnet wird, ein Fehler zwischen der Pulsierungsfrequenz der Gleichspannung und der eingestellten Pulsierungsfrequenz erhalten wird.
Der Frequenzfehlerberechnungsteil 148 wird im Folgenden im Detail beschrieben. 6 zeigt einen Signalverlauf des Phasensignals Δθ₀^, wenn die Pulsierungsfrequenz f₀, der Gleichspannung 315 Hz beträgt, und die eingestellte Pulsierungsfrequenz f₀* 300 Hz beträgt.
Die Figur zeigt, dass der Zyklus T des Signals Δθ₀^ 0,0667 Sekunden (= 1/15 Hz) beträgt.
Man erkennt, dass die Neigung des Signals Δθ₀^ positiv ist und f₀ größer als f₀* ist.
Das heißt, man sieht, dass wenn eine zyklische Form während einer Periode erfasst wird, in der das Signal Δθ₀^ sich von 180° zu –180° ändert (es wird die Zeit gemessen), der Wert des Einstellfehlers erfasst werden kann und wenn die Neigung des Signals Δθ₀^ erfasst wird, kann die Polarität des Einstellfehlers abgeschätzt werden.
7 zeigt eine Kurve des Phasensignals Δθ₀^, wenn die Pulsierungsfrequenz f₀ der Gleichspannung 285 Hz beträgt und die eingestellte Pulsierungsfrequenz f₀* Hz ist.
Wie in 6, erkennt man, dass der Zyklus T des Signals Δθ₀^ 0,0667 Sekunden (= 1/15 Hz) beträgt, die Neigung des Signals Δθ₀^ negativ ist und f₀ kleiner als f₀* ist.
Das heißt, Δf, was eine Einstellungsabweichung in der Pulsierungsfrequenz bezeichnet, ist mit Information berechnet, wie oben beschrieben wurde, und die zu dem Pulsierungsfrequenzeinstellwert f₀* addiert wird, um den abgeschätzten Pulsierungsfrequenzwert f₀^ zu berechnen.
Wenn der geschätzte Wert f₀^ anstelle des eingestellten Pulsierungsfrequenzwertes f₀* eingesetzt wird und wenn Δf, was einen Ausgang des Frequenzfehlerberechnungsteils 148 darstellt, für einen vorbestimmten Zeitraum gleich 0 ist, wird der abgeschätzte Wert f₀^ in einem Speicher eines Mikroprozessors gespeichert. Der gespeicherte, abgeschätzte Wert f₀^ kann ausgelesen und als Ausgangswert des Pulsierungsfrequenzabschätzungsteils 14 bei den darauffolgenden Aktivitäten (Steueroperation) verwendet werden, ohne dass die Pulsierungsfrequenzeinstellteile 13 und 14 Berechnungen anstellen.
Der Pulsierungsunterdrückungsberechnungsteil 15 steuert die Unterdrückung der Pulsierung.
Wenn Resultate erhalten werden durch Multiplizieren der Ausgangs signale von dem Cosinussignalerzeugungsteil 153 und dem Sinussignalerzeugungsteil 154, die berechnet werden, indem der abgeschätzte Pulsierungsfrequenzwert f₀^ verwendet wird, mit dem Signal ΔIq_rip und die Ergebnisse bezeichnet werden als Ia₃ und Ib₃, gilt Gleichung (11).
Wenn die Signale Ia₃ und Ib₃ jeweils in die primären Verzögerungsberechnungsteile 155 und 156 eingegeben werden und die primären Verzögerungskonstanten (ta und tb) durch die die aufsummierte Frequenz[2π (f₀ – f₀*)]-Komponente entfernt werden können, eingestellt sind, kann Gleichung 11 durch Gleichung (12) angenähert werden.
In Gleichung (12) ist Φ4 eine Phasenverzögerung, hervorgerufen durch den primären Verzögerungsfilter.
Die Signale Ia₄ und Ib₄ werden mit einem proportionalen Verstärkungsfaktor Kp (Kp = Kpa = Kpb) und einer Berechnung wie in Gleichung (13) gezeigt, ausgeführt.
Man erkennt, dass die Pulsierungsfrequenz f₀ Komponente [ΔIq × sin (2π × f₀ × t – Φ4)] durch den proportionalen Verstärkungsfaktor Kp verstärkt wird.
Wenn der berechnete Wert ΔVq dem q-Achsenspannungssteuerwert Vq* hinzuaddiert wird und eine Rückkoppelungsregelung zur Berechnung der Inverterausgangsspannung durchgeführt wird, kann das Schlagphänomen unterdrückt werden.
8 zeigt Charakteristika, wenn eine Kompensation durchgeführt wird, um das Schlagphänomen zu unterdrücken.
Die Figur zeigt, dass, da eine Kompensation zur Unterdrückung hinzugefügt wird, das Schlagphänomen unterdrückt wird, selbst wenn eine Spannungspulsierung vorhanden ist (ΔEdc = ± 2,5 V), anders als die Charakteristika gemäß 2 (wo eine Kompensation zur Unterdrückung nicht durchgeführt wird).
Obwohl bei dieser Ausführungsform der Frequenzfehlerberechnungsteil 148 vorgesehen ist und der Pulsierungsfrequenzabschätzungsteil 14 die Pulsierungsfrequenz durch Berechnung abgeschätzt hat, kann ein Phase-Locked-Loop(PLL)-Steuerberechnungsteil eingefügt werden, um die Abschätzung durch Berechnung auszuführen.
9 zeigt den Aufbau eines Pulsierungsfrequenzabschätzungsteils 14a, welcher den Pulsierungsfrequenzabschätzungsteil 14 ersetzt.
In dem Pulsierungsfrequenzabschätzungsteil 14a wird ein später beschriebener Pulsierungsfrequenzeinstellwert f₀^ anstelle des Pulsierungsfrequenzeinstellwertes f₀* mit einem Verstärkungsfaktor 14a1 multipliziert, der eine Konstante 2π ist, und der multiplizierte Wert wird einem Integrationsteil 14a2 eingegeben.
Ein Ausgangssignal θ₀* (= 2πf₀^ × t) des Integrationsteils 14a2 wird dem Cosinussignalerzeugungsteil 14a3 und einem Sinussignalerzeugungsteil 14a4 eingegeben.
Ein Ausgangssignal von dem Cosinussignalerzeugungsteil 14a3 wird mit einer Hochfrequenzkomponente ΔIq_rip (einer Differenz zwischen dem erfassten q-Achsen-Stromwert Iqc und dem ersten Stromsteuerwert Iq*), der in dem erfassten q-Achsen-Stromwert enthalten ist multipliziert, und der multiplizierte Wert wird dann einem primären Verzögerungsberechnungsteil 14a5 eingegeben. Ein Ausgangssignal von dem Sinussignalerzeugungsteil 14a4 wird ebenfalls mit der Hochfrequenzkomponente ΔIq_rip multipliziert und der multiplizierte Wert wird dann einem primären Verzögerungsberechnungsteil 14a6 eingegeben.
Der Arcustangenssignalerzeugungsteil 14a7 verwendet die Ausgangssignale der primären Verzögerungsberechnungsteile 14a5 und 14a6, um ein Phasensignal Δθ₀^ zu berechnen.
Der PLL-Steuerberechnungsteil 14a8 führt eine proportionale Berechnung und Integration der Ausgangswerte Δf durch, die eine Pulsierungsfrequenzeinstellungsabweichung darstellen, so dass Δθ₀^ zu 0 wird.
In 9 ist K_PLL ein proportionaler Verstärkungsfaktor und K_ILL ist ein integraler Verstärkungsfaktor. Das Signal Δf wird zu dem Pulsierungsfrequenzeinstellwert f₀* addiert, um den geschätzten Pulsierungsfrequenzwert f₀^ berechnen.
Bei dieser Ausführungsform führt der Pulsierungsunterdrückungsberechnungsteil 15 eine proportionale Steuerung durch, es sollte jedoch verstanden sein, dass eine integrale Steuerung anstatt dessen verwendet werden kann, um das Schlagphänomen zu unterdrücken.
10 zeigt den Aufbau eines Unterdrückungsberechnungsteils 15a, das den Pulsierungsunterdrückungsberechnungsteil 15 ersetzt.
Der abgeschätzte Pulsierungsfrequenzwert f₀^ wird multipliziert mit einem Verstärkungsfaktor 15a1, der eine Konstante 2π ist, und der multiplizierte Wert wird einem Integrationsteil 15a2 eingegeben. Das Ausgangssignal des Integrationsteils 15a2 wird einem Cosinussignalerzeugungsteil 15a3 und einem Sinussignalerzeugungsteil 15a4 eingegeben.
Ein Ausgangssignal von dem Cosinussignalerzeugungsteil 15a3 wird multipliziert mit einer Hochfrequenzkomponente ΔIq_rip, die in dem erfassten q-Achsen-Stromwert inbegriffen ist, und der multiplizierte Wert wird dann dem Primärverzögerungsberechnungsteil 15a5 eingegeben. Ein Ausgangssignal des Sinussignalerzeugungsteils 15a4 wird ebenfalls multipliziert mit der Hochfrequenzkomponente ΔIq_rip und die multiplizierten Werte werden dann in primäre Verzögerungsberechnungsteile 15a5 und 15a6 eingegeben.
Ein Ausgangssignal des primären Verzögerungsberechnungsteils 15a5 wird dem Integrationsteil 15a7 eingegeben, der einen integralen Verstärkungsfaktor, der eine Konstante Kia ist, aufweist, und ein Ausgangssignal des primären Verzögerungsberechnungsteils 15a6 wird einem Integrationsteil 15a8 eingegeben, der einen integralen Verstärkungsfaktor aufweist, der eine Konstante Kib ist. Die Ausgangssignale von dem Cosinussignalerzeugungsteil 15a3 und dem Sinussignalerzeugungsteil 15a4 werden jeweils multipliziert mit den Ausgangssignalen der Integrationsteile 15a7 und 15a8 und die Multiplikationsergebnisse werden miteinander addiert. Der addierte Wert wird verdoppelt und als ein q-Achsen-Pulsierungskompensationswert ΔVq ausgegeben.
Bei dieser Ausführungsform wurde der erfasste q-Achsen-Stromwert verwendet, um den q-Achsen-Pulsierungskompensationswert ΔVq zu berechnen und um den q-Achsen-Spannungssteuerwert Vq* zu kompensieren, es sollte jedoch verstanden sein, dass der erfasste d-Achsen-Stromwert Idc anstelle dessen verwendet werden kann, um den d-Achsen-Pulsierungskompensationswert ΔVd zu berechnen, um den d-Achsen-Spannungssteuerwert Vd* zu kompensieren.
Die Pulsierungsunterdrückung kann gleichzeitig auf der d-Achse und auf der q-Achse ausgeführt werden.
[2. Ausführungsform]
Obwohl bei dem Verfahren gemäß der ersten Ausführungsform eine Drei-Phasen-Wechselspannung einer Diodengleichrichtungsschaltung zugeführt wurde, kann die vorliegende Erfindung ebenfalls auf ein Verfahren angewendet werden, bei dem eine einphasige Wechselspannung eingeführt wird.
11 zeigt eine Ausführungsform für dieses Verfahren. Die Elemente mit den Bezugszeichen 3 bis 16 in der Zeichnung sind identisch zu den Elementen mit gleichen Bezugszeichen in 1.
Die Wechselstromversorgung 1a gibt eine einphasige Wechselspannung an den Diodengleichrichter 2a ab.
Der Diodengleichrichter 2a wandelt die einphasige Wechselspannung in eine Gleichspannung um.
Der Pulsierungsfrequenzeinstellteil 13a verdoppelt die Stromversorgungsfrequenz (50 oder 60 Hz) der Wechselspannung und stellt den doppelten Wert als Pulsierungsfrequenzeinstellwert f₀* ein, wie durch die Gleichung (14) angegeben.
[Gleichung 14]
f0* = 2·fz (14)
Ebenfalls wird in der Ausführungsform, in der eine Einphasen-Wechselspannungsstromversorgung verwendet wird, offensichtlich, dass der Effekt erzielt wird, dass das Schlagphänomen unterdrückt wird.
[3. Ausführungsform]
Obwohl bei dem Verfahren nach der ersten Ausführungsform der Positionsdetektor 7 verwendet wurde, um die Position des Permanentmagnetmotors 6 zu erfassen, kann die vorliegende Erfindung auch bei einer Steuerung angewendet werden, die einen solchen Positionssensor nicht aufweist.
12 zeigt eine Ausführungsform dieses Typs einer Steuerung.
Die Elemente mit den Bezugszeichen 1 bis 6 und 9 bis 16 in den Zeichnungen sind identisch mit den Elementen, die die gleichen Bezugszeichen in 1 haben.
Der Phasenfehler-Abschätzungsteil 17 verwendet den d-Achsen-Spannungssteuerwert Vdc*, eine Summe aus dem q-Achsen-Spannungssteuerwert Vqc* und dem q-Achsen-Pulsierungskompensierungswert ΔVq und die erfassten d-Achsen- und q-Achsen-Stromwerte Idc und Iqc, um einen Achsenfehler Δθ (= θc* – θ) zwischen dem geschätzten Positionswert θc* und der Position des Motors θ gemäß 15 abzuschätzen und gibt den abgeschätzten Phasenfehler Δθc aus.
Der Frequenzabschätzungsteil 18 berechnet einen geschätzten Frequenzwert ω₁c, so dass der geschätzte Phasenfehler Δ ω₁c 0 wird.
Der Phasenberechnungsteil 19 integriert den geschätzten Frequenzwert ω₁c, um einen Phasensteuerwert zu erzeugen.
Obwohl diese Art eines Systems ohne Positionssensor eine kostengünstige Struktur aufweist, kann das System auch auf die gleiche Weise arbeiten wie die oben beschriebenen Ausführungsformen und denselben Effekt liefern.
Bei den ersten und dritten Ausführungsformen wurden die ersten Stromsteuerwerte Id* und Iq* und die erfassten Stromwerte Idc und Iqc verwendet, um zweite Stromsteuerwerte Id** und Iq** zu erzeugen und die erzeugten Stromsteuerwerte wurden verwendet, um eine Berechnung für die Vektorsteuerung durchzuführen. Obwohl es ebenfalls möglich ist, die vorliegende Erfindung anzuwenden bei:

1) Einer Vektorsteuerberechnungsmethode, bei der die ersten Stromsteuerwerte Id* und Iq* und die erfassten Stromwerte Idc und Iqc verwendet werden, um spannungskompensierte Werte ΔVd* und ΔVq* zu erzeugen sowie die erzeugten spannungskompensierten Werte ΔVd* und ΔVq*, die ersten Stromsteuerwerte Id* und Iq*, den Frequenzberechnungswert ω₁ und die elektrischen Konstanten des Motors 6 werden verwendet, um die Spannungssteuerwerte Vdc* und Vqc* gemäß Gleichung (16) zu berechnen, und
2) bei einem Vektorsteuerberechnungsverfahren, in dem der erste d-Achsen-Stromsteuerwert Id* (= 0), das primäre Verzögerungssignal Iqc_td des erfassten q-Achsen-Stromwertes, der Geschwindigkeitssteuerwert ω_r* und elektrische Konstanten des Motors verwendet werden, um die Spannungssteuerwerte Vd* und Vq* gemäß Gleichung (17) zu berechnen.

Bei dem Verfahren gemäß der ersten bis dritten Ausführungsformen wird ein teurer Stromdetektor 5 verwendet, um die Dreiphasen-Wechselströme Iu, Iv, und Iw zu berechnen. Die vorliegende Erfindung kann jedoch auch bei einem niederpreisigen System angewendet werden, bei dem ein Gleichstrom in einen Shunt-Widerstand fließt, der installiert ist, um einen Überstrom in dem Inverter 4 zu erfassen, um Dreiphasen-Motorströme Iu^, Iv^ und Iw^ zu reproduzieren, wobei die reproduzierten Stromwerte verwendet werden.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

- JP 2004/104898 [0006, 0007]

Claims

Permanentmagnetmotorsteuerung, die eine Gleichspannung in eine gewünschte Wechselspannung wandelt, wobei die Gleichspannung ein Ausgangssignal eines Glättungskondensators darstellt, der am Ausgang eines Gleichrichters (2) zum Gleichrichten einer ein- oder dreiphasigen Stromversorgungsspannung und zum Erhalten einer Gleichspannung angeschlossen ist und ein Spannungsausgangssignal eines Inverters (4) steuert, der einen Permanentmagnetmotor (6) ansteuert, entsprechend einem berechneten Wert einer Pulsierungsfrequenz der Gleichspannung, einem Motorkonstantenstellwert und einem Ausgangssignalwert, der bei der Stromsteuerung verwendet wird und berechnet wird, so dass ein in einem Inverter (4) erfasster Stromwert einem Stromsteuerwert entspricht, der stromauf geliefert wird, wobei die Pulsierungsfrequenz der Gleichspannung mittels dem in dem Inverter (4) erfassten Stromwert abgeschätzt ist.
Permanentmagnetmotorsteuerung nach Anspruch 1, wobei in einem Verfahren zum Abschätzen der Pulsierungsfrequenz der Gleichspannung: ein ganzteiliges Vielfache des Stromversorgungsfrequenzeinstellungswertes (ursprünglicher Wert) verwendet wird, um einen Pulsierungsfrequenzeinstellwert zu berechnen, ein Sinussignal und ein Cosinussignal aus einem Phasenwert erzeugt werden, der durch Integrieren und Berechnen des Pulsierungsfrequenzeinstellwertes erhalten wird, eine Arcustangens(tan^–1)-Berechnung durchgeführt wird, in dem ein Signal verwendet wird, welches durch die Anwendung einer Niederfrequenzpassfilterverarbeitung eines Wertes, der von einer Multiplikation des Cosinussignals mit der Stromdifferenz (oder eines erfassten Wertes) und eines Signals, welches durch Anwendung einer Niederfrequenzpassfilterverarbeitung eines Wertes erhalten wird, der sich aus einer Multiplikation des Sinussignals mit einer Stromdifferenz (oder eines erfassten Wertes) ergibt, erhalten wird, ein Wert eines Fehlers zwischen der Pulsierungsfrequenz der Gleichspannung und dem Pulsierungsfrequenzeinstellwert berechnet wird aus der zyklischen Natur eines berechneten Wertes, der durch die Arcustangensberechnung erhalten wird, eine Polarität des Fehlers durch die Neigung der berechneten Wertekurve erhalten wird und die oben beschriebenen Informationen und der Pulsierungsfrequenzeinstellwert für die Berechnung verwendet werden.
Permanentmagnetmotorsteuerung gemäß Anspruch 1, wobei bei einem Verfahren zum Abschätzen der Pulsierungsfrequenz der Gleichspannung: ein Einstellfehler zwischen einem Pulsierungsfrequenzeinstellwert und einer Gleichspannungspulsierungsfrequenz abgeschätzt wird, ein Sinussignal und ein Cosinussignal aus einem Phasenwert erzeugt werden, der erhalten wird durch Integrieren eines Wertes, der sich aus einer Addition des Einstellfehlers und des Pulsierungsfrequenzeinstellwertes ergibt, eine Arcustangens(tan^–1) Berechnung durchgeführt wird, indem ein Signal verwendet wird, welches erhalten wird durch An wenden einer Niederpassfilterverarbeitung auf einen Wert, der sich aus einer Multiplikation des Cosinussignals mit einer Stromdifferenz (oder eines erfassten Wertes) ergibt und einem Signal, das erhalten wird durch Anwenden einer Niederpassfilterverarbeitung auf einen Wert, der sich aus einer Multiplikation eines Sinussignals mit einer Stromdifferenz (oder einem erfassten Wert) ergibt, ein Phasensignal des Einstellfehlers berechnet wird, und eine proportionale und integrale Berechnung durchgeführt wird, um das Phasensignal gegen 0 gehen zu lassen, und durch die Berechnung erhaltene Werte und die Pulsierungsfrequenzeinstellwerte addiert werden.
Permanentmagnetmotorsteuerung nach Anspruch 1, wobei der abgeschätzte Pulsierungsfrequenzwert als ein neuer Pulsierungsfrequenzeinstellwert verwendet wird, der abgeschätzte Pulsierungsfrequenzwert gespeichert wird, wenn ein Fehler zwischen dem abgeschätzten Pulsierungsfrequenzwert und dem Pulsierungsfrequenzeinstellwert für einen vorbestimmten Zeitraum 0 bleiben, und der abgespeicherte abgeschätzte Pulsierungsfrequenzwert bei den darauffolgenden Schritten in Bezug genommen wird, ohne die Pulsierungsfrequenz gemäß dem Verfahren nach Anspruch 2 abzuschätzen.
Permanentmagnetmotorsteuerung nach Anspruch 1, wobei: ein Sinussignal und ein Cosinussignal von einem Phasenwert erzeugt werden, der erhalten wird durch Integration eines Pulsierungsfrequenzeinstellwertes oder des abgeschätzten Pulsie rungsfrequenzwertes, das Cosinussignal mit einem proportionalen Vielfachen eines Signals multipliziert wird, das erhalten wird durch Anwenden einer Niederpassfilterverarbeitung auf einen Wert, der sich aus einer Multiplikation des Cosinussignals mit einer Stromdifferenz (oder eines erfassten Wertes) ergibt, das Sinussignal mit einem proportionalen Vielfachen eines Signals multipliziert wird, das erhalten wird durch Anwendung einer Niederpassfilterverarbeitung auf einen Wert, der sich aus der Multiplikation des Sinussignals mit einem Stromdifferenzwert (oder eines erfassten Wertes ergibt), und ein Wert, der sich aus einer Addition eines Wertes, der erhalten wird durch Multiplizieren des Cosinussignals mit einem Wert, der erhalten wird durch Multiplizieren des Sinussignals verwendet wird, um den Inverter-Ausgangsspannungswert zu kompensieren.
Permanentmagnetmotorsteuerung nach Anspruch 1, wobei ein Sinussignal und ein Cosinussignal erzeugt werden von einem Phasenwert, der erhalten wird durch Integrieren eines Pulsierungsfrequenzeinstellwertes oder des abgeschätzten Pulsierungsfrequenzwertes, das Cosinussignal mit einem Wert multipliziert wird, der erhalten wird durch Integration eines Signals, das erhalten wird durch Anwenden einer Niederpassfilterverarbeitung auf einen Wert, der sich aus einer Multiplikation des Cosinussignals mit einer Stromdifferenz (oder eines erfassten Wertes) ergibt, das Sinussignal mit einem Wert multipliziert wird, der erhalten wird durch Integration eines Signals, das erhalten wird durch Anwendung einer Niederpassfilterverarbeitung auf einen Wert, der sich ergibt aus einer Multiplikation des Sinussignals mit einer Stromdifferenz (oder eines erfassten Wertes), und ein Wert, der sich aus der Addition eines Wertes ergibt, der erhalten wird durch Multiplizieren des Cosinussignals und eines Wertes, der erhalten wird Multiplizieren des Sinussignals verwendet wird, um den Inverter-Ausgangsspannungswert zu kompensieren.
Permanentmagnetmotorsteuerung nach Anspruch 5, wobei mindestens entweder der erfasste d-Achsen-Stromwert und ein erfasster q-Achsen-Stromwert verwendet werden, um eine Kompensation des Inverter-Ausgangsspannungswertes zu berechnen.
Permanentmagnetmotorsteuerung nach Anspruch 6, wobei mindestens entweder ein erfasster d-Achsen-Stromwert und ein erfasster q-Achsen-Stromwert für eine Berechnung der Kompensation des Inverter-Ausgangsspannungswertes verwendet werden.
Permanentmagnetmotorsteuerung nach Anspruch 1, wobei die Permanentmagnetmotorsteuerung eine schlaglose Steuerung für einen Permanentmagnetmotor (6) ist, und ein Pulsierungsfrequenzeinstellwert doppelt so groß ist wie eine Stromversorgungsfrequenz, wenn eine Einzelphasenwechselspannung verwendet wird oder sechsmal so groß wie die Stromversorgungsfrequenz, wenn eine Dreiphasen-Wechselspannung verwendet wird.
Permanentmagnetmotorsteuerung nach Anspruch 1, wobei die Permanentmagnetmotorsteuerung eine schlaglose Steuerung für einen Permanentmagnetmotor (6) ist, und der berechnete Wert der Pulsierungsfrequenz der Gleichspannung erhalten wird durch Abschätzen eines Phasenfehlers durch Berechnung, die eine Differenz ergibt zwischen eines Drehphasensteuerwertes für einen elektrischen Stromwandler und eines Drehphasenwertes des Permanentmagnetmotors (6), wobei die Berechnung so ausgeführt wird, dass der abgeschätzte Phasenfehler 0 wird.