JP5882246B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流モータの駆動を位置センサレスで制御するモータ制御装置に関する。

交流モータの回転子の位置をインバータの電流検出値によって推定し、さらに推定した前記位置に基づいて交流モータの駆動を制御する位置センサレス制御が知られている。位置センサレス制御によって駆動される交流モータは耐環境性に優れ、特に圧縮機を駆動する場合に有用である。

ところで、交流モータを制御して圧縮機を駆動する場合、交流モータの負荷トルクは圧縮行程に同期して脈動する。特に、ロータリ圧縮機やレシプロ圧縮機の場合は圧縮工程に同期した負荷トルクの脈動が顕著に発生する。したがって、これらの圧縮機を駆動する場合、負荷トルクの脈動を打ち消すようにモータ電流を流し、交流モータの速度変動を抑制する脈動トルク抑制制御を適切に行うことが要請される。

例えば、特許文献１には、脈動トルク抑制制御器を備えた同期電動機の制御装置が記載されている。この制御装置では、脈動トルク抑制制御器が制御装置内の演算で求めた軸誤差から回転子位置に同期して発生する負荷トルクの脈動成分を抽出し、これを打ち消すための脈動トルク抑制電流値を演算によって求めている。そして求めた脈動トルク抑制電流値を平均トルク電流値に加えることで回転子の速度変動を抑制することが可能であると記載されている。
この脈動トルク抑制制御器の内部について説明を付け加えると、内部には単相−ｄｑ軸変換器と２つの積分制御器とｄｑ軸−単相変換器が備えられている。単相−ｄｑ軸変換器は、トルクの脈動成分を２つのスカラー値、ｄ軸成分（cos成分）とｑ軸成分（sin成分）に分解している。そして積分制御器は２つのスカラー値を零とするように積分補正を加えることでｄ軸成分（cos成分）及びｑ軸成分（sin成分）の補正電流値を個別に求めている。さらに２つの補正電流値をｄｑ軸−単相変換器が脈動トルク抑制電流値に変換している。

一方、特許文献２には、特許文献１の技術に対し改良を施した技術が記載されている。脈動トルク抑制制御器内において積分制御器の出力側にリミッタ部を追加したことが改良点であり、追加したリミッタ部が積分制御器で算出した２つの補正電流値に対し上限制限を加えると記載されている。そしてこの作用により入力電力を低減すると共に回転子の速度変動を抑制すると記載されている。

特開２００５−１９８４０２号公報 特開２００６−１８０６０５号公報

ところで、位置センサレス制御を行う場合、当然の事ながら前記した軸誤差自体にも誤差が含まれる。したがって、特許文献１に記載の発明では、当該誤差の影響で脈動トルク抑制電流が過剰に交流モータに加わり、運転条件によっては交流モータの振動や騒音を十分に低減できない欠点を有している。更に負荷トルクの脈動成分を２つの成分に分解し、独立した積分制御器で個々に補正している。このため各成分の補正が相互に干渉し合い、互いの補正電流値が安定するまでは過剰な脈動トルク抑制電流が交流モータに加わる。特に交流モータの加減速中や負荷変動中にこの状態が発生し易く、この期間中はモータ電流の乱調や振動の増加を招く欠点を有している。

また、特許文献２には、積分制御器が算出した２つの補正電流値に対してリミッタ部で上限制限を加えることが記載されている。しかし、上限制限を加える際に軸誤差の脈動成分の位相を反映させていないことから脈動トルク抑制効果が低下する欠点を有している。
脈動トルク抑制制御を最小限の電力で効率よく効果的に実施するためには、交流モータの加減速中や負荷変動中等の状態変化に合わせて、負荷トルクの脈動成分に一致した脈動トルク抑制電流を常に流す必要がある。そのためには、軸誤差の誤差と、負荷トルクの脈動成分の位相と、を考慮した制御が必要となる。

そこで、本発明は、交流モータの脈動トルクを適切に抑制できるモータ制御装置を提供することを課題とする。

前記課題を解決するために、本発明は、インバータによって駆動する交流モータの実軸と制御軸との軸誤差を、電流検出手段によって検出される前記インバータの電流値に基づいて推定する軸誤差推定手段と、前記軸誤差推定手段によって推定される前記軸誤差の時間的な変動から、正弦波で表わされる脈動成分を軸誤差ベクトルとして抽出する軸誤差ベクトル抽出手段と、前記軸誤差ベクトル抽出手段によって抽出される前記軸誤差ベクトルを積分演算し、前記交流モータの脈動トルクを打ち消すための補正電流ベクトルを算出する補正電流ベクトル算出手段と、所定のリミッタ値を半径とする円周を基準として、前記補正電流ベクトル算出手段によって算出される前記補正電流ベクトルの移動を制限する円形リミッタ処理手段と、を備え、前記円形リミッタ処理手段は、前記補正電流ベクトルの偏角を、前記軸誤差ベクトルの偏角に近づけるように前記補正電流ベクトルの移動を制限する円形リミッタ処理を実行することを特徴とする。
なお、詳細については、発明を実施するための形態において説明する。

本発明によれば、交流モータの脈動トルクを適切に抑制するモータ制御装置を提供できる。

本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置の構成図である。 モータ制御装置が有するフーリエ順変換器の構成図である。 モータ制御装置が有する円形リミッタ付き積分制御器の構成図である。 モータ制御装置が有するフーリエ逆変換器の構成図である。 円形リミッタ付き積分制御器が有する積分制御器の構成図である。 円形リミッタ処理の流れを示す説明図（ＰＡＤ：Problem Analysis Diagram）である。 スカラー値補正処理の流れを示す説明図（ＰＡＤ：Problem Analysis Diagram）である。 （ａ）は補正電流ベクトルと軸誤差ベクトルの偏角が異なる状態を示したベクトル図であり、（ｂ）は補正電流ベクトルと軸誤差ベクトルの偏角が一致した状態を示したベクトル図である。 軸誤差ベクトルに応じて補正電流ベクトルを変動させる様子を示すベクトル図であり、（ａ）はsin(Δθ_angl)＜sin(Ｈ_angl)かつcos(Δθ_angl)＜cos(Ｈ_angl)の場合であり、（ｂ）はsin(Δθ_angl)＞sin(Ｈ_angl)かつcos(Δθ_angl)＞cos(Ｈ_angl)の場合である。 本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置の円形リミッタ処理手段が備えるスカラー値補正処理部の構成図である。

本発明を実施するための形態（以下、実施形態という）について、適宜図面を参照しながら詳細に説明する。

≪第１実施形態≫
＜モータ制御装置の構成＞
図１は、本実施形態に係るモータ制御装置の構成図である。図１に示すモータ制御システムＳは、インバータ１の出力電圧を制御することで交流モータ５の回転子（図示せず）を回転させ、圧縮機６（例えば、ロータリ圧縮機）を駆動するシステムである。モータ制御システムＳは、インバータ１と、電流センサ２と、モータ制御装置３と、を備えている。

インバータ１は、直流電源４から入力される直流電圧Ｖ０を三相交流電圧に変換し、交流モータ５に出力する電力変換器である。ここで、直流電源４は、交流電源４１から入力される交流電力を、整流回路４２及び平滑コンデンサ４３によって直流電力に変換したものである。

インバータ１は、複数のスイッチング素子（図示せず）を有し、ＰＷＭ信号発生器３１５から出力されるＰＷＭ信号に従ってスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることで、直流電圧Ｖ０を三相交流電圧に変換する。このように、三相交流電圧を印加することによって交流モータ５に回転磁界を発生させ、交流モータ５の回転子（図示せず）を回転させる。なお、交流モータ５として、例えば、内部にフェライト磁石を有する永久磁石同期モータを用いることができる。

電流センサ２（電流検出手段）は、インバータ１の母線Ｐに直列接続され、母線Ｐを通流する電流値Ｉstを検出してモータ制御装置３に出力する。

モータ制御装置３は、前記した電流値Ｉstに基づいてＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号をインバータ１に出力する装置であり、主に、電流再現処理部３０１と、３相／２軸変換器３０２と、軸誤差推定器３０３と、電圧指令演算器３１２と、２軸／３相変換器３１４と、ＰＷＭ信号発生器３１５と、脈動トルク抑制制御部３１６を備えている。
電流再現処理部３０１は、前記した電流値Ｉstと、インバータ１が有するスイッチング素子（図示せず）のＯＮ／ＯＦＦ信号から交流モータ５に流れる３相交流電流Ｉuc，Ｉvc，Ｉwcを再現し、３相／２軸変換器３０２に出力する。

３相／２軸変換器３０２は、再現された３相交流電流Ｉuc，Ｉvc，Ｉwcと、積分器３０７から出力された位相θdcと、に基づいて、制御系のｄｃ軸上の電流Ｉdc及びｑｃ軸上の電流Ｉqcを算出し、軸誤差推定器３０３に出力する。

なお、ここでのｄｃ軸及びｑｃ軸は、一般的なベクトル制御における回転座標上の制御側の軸を意味している。これに対して以下では、回転座標上の交流モータ側の軸をｄ軸及びｑ軸と記載する。また制御側の軸を「制御軸」と、交流モータ側の軸を「実軸」と記載する。
さらに図１では、ｄｃ軸電流Ｉdcの信号線と、ｑｃ軸電流Ｉqcの信号線と、を途中から同一の信号線として記載しているが、実際にはそれぞれ別の信号として軸誤差推定器３０３に入力している。（後記するＶdc*，Ｖqc*も同様）。

軸誤差推定器３０３（軸誤差推定手段）は、ｄｃ軸電圧指令Ｖdc*と、ｑｃ軸電圧指令Ｖqc*と、ｄｃ軸電流Ｉdcと、ｑｃ軸電流Ｉqcと、電気角周波数ω1cと、に基づいて、一般的な拡張誘起電圧を用いた位置推定方式により交流モータ５の実軸と制御軸との位相差、つまり軸誤差Δθcを推定する。そして軸誤差推定器１０３は、推定した軸誤差Δθcを符号反転器３０４及びフーリエ順変換器３１６ａに出力する。

なお、一般的な拡張誘起電圧を用いた位置推定方式では交流モータ５に流れる電流の変化に伴うインダクタンスの変化や速度の変化に関する項、即ち微分項も考慮して軸誤差Δθcを推定することが望ましいとされている。しかし、周期的に脈動トルクが発生し、常に交流モータ５に流れる電流が変化するような場合は、この微分項を容易に精度良く求めることは難しい。そのため、簡易的に求めた微分項を含めて軸誤差Δθcを推定するか、又は、微分項を省略して軸誤差Δθcを推定するか、何れかの方法で軸誤差Δθcを推定せざるを得ない。よって推定した軸誤差Δθcには必ず誤差が含まれている。

符号反転器３０４は、軸誤差推定器１０３から入力される軸誤差Δθcの符号を反転させ（つまり、軸誤差指令値であるゼロから軸誤差Δθcを減算して）、ＰＬＬ回路３０５に出力する。
ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路３０５は、符号反転器３０４から入力される値（−Δθc）を用いてＰ（Proportional）制御、又はＰＩ（Proportional Integral）制御を実行し、交流モータ５の角周波数補正値Δω1を算出して加算器３０６に出力する。

積分器３０７は、加算器３０６から入力される電気角周波数ω1cを積分して位相推定値θdcを算出し、３相／２軸変換器３０２及び２軸／３相変換器３１４に出力する。
ｄ軸電流指令発生器３０８は、平均トルクに応じてリラクタンストルクが最大となるようなｄ軸電流指令Ｉd*を算出し、電圧指令演算器３１２に出力する。
ｑ軸電流指令発生器３０９は、３相／２軸変換器１０２から入力されるｑｃ軸電流Ｉqcに基づいて平均トルクに対応するｑ軸電流指令Iqbを算出し、加算器３１０に出力する。

加算器３１０は、脈動トルク抑制制御部３１６が出力した脈動トルク抑制電流値IqSIN*を、前記したｑ軸電流指令Iqbに加算することによって新たなｑ軸電流指令Iq*を算出し、電圧指令演算器３１２に出力する。
角周波数指令演算器３１１は、角周波数指令発生器３１３から入力される角周波数指令ωr*と、交流モータ５の極対数と、に基づいて電気角周波数指令ω1*を算出し、加算器３０６及び電圧指令演算器３１２に出力する。

電圧指令演算器３１２は、前記したｄ軸電流指令Ｉd*と、q軸電流指令Ｉq*と、電気角周波数指令ω1*と、に基づいてｄ軸電圧指令Ｖd*及びｑ軸電圧指令Ｖq*を算出し、軸誤差推定器３０３及び２軸／３相変換器３１４に出力する。
２軸／３相変換器３１４は、電圧指令演算器３１２から入力されるｄ軸電圧指令Ｖd*及びq軸電圧指令Ｖq*と、積分器３０７から入力される位相推定値θdcと、に基づいて、交流モータ５の３相電圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*を算出し、ＰＷＭ信号発生器３１５に出力する。
ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号発生器３１５は、２軸／３相変換器３１４から入力される３相電圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に基づいてＰＷＭ信号を生成し、インバータ１が有するスイッチング素子（図示せず）に出力する。

脈動トルク抑制制御部３１６は、フーリエ順変換器３１６ａと、円形リミッタ付き積分制御器３１６ｂと、フーリエ逆変換器３１６ｃを有しており、交流モータ５にかかる負荷トルクの変動（つまり、脈動トルク）を打ち消すための脈動トルク抑制電流値IqSIN*を算出する。すなわち、脈動トルク抑制制御部３１６は、軸誤差推定器３０３から入力した軸誤差Δθcに基づいて脈動トルク抑制電流値IqSIN*を算出し、加算器３１０へ出力する。次に脈動トルク抑制制御部３１６の内部について詳細を説明する。

（フーリエ順変換器）
図２は、モータ制御装置が有するフーリエ順変換器３１６ａの構成図である。フーリエ順変換器３１６ａ（軸誤差ベクトル抽出手段）は、フーリエ順変換処理を行うことで軸誤差Δθcから、正弦波である脈動成分をベクトルとして抽出する機能を有している。

軸誤差推定器３０３によって推定される軸誤差Δθcの大きさは、負荷トルクの変動の影響により回転子（図示せず）の機械角に応じて周期的に変動する。したがって、周期的に変動する軸誤差Δθcの脈動成分を、交流モータ５の回転子位置に対応する交流信号とみなすことができる。よって、この交流信号をフーリエ順変換すれば、軸誤差Δθcの脈動成分を２つのスカラー値であるｄ軸成分（cos成分）とｑ軸成分（sin成分）に分解することが可能である。そこで、フーリエ順変換器３１６ａでは、単相−ｄｑ軸変換器ａ１と２つの一次遅れフィルタａ２、ａ３と、符号反転器ａ４，ａ５と、ベクトル変換器ａ６を機能させることで脈動成分をベクトルとして抽出している。

単相−ｄｑ軸変換器ａ１は、電流センサ２で検出した時点での回転子（図示せず）の機械角θrを用いてsinθ，cosθを求め（角度θについては後記する）、その後、軸誤差推定器３０３から与えられた軸誤差Δθcに対して求めたsinθ，cosθをそれぞれ乗算する。これにより電流センサ２で検出した時点のｄ軸成分の脈動成分とｑ軸成分の脈動成分の瞬時値を求め、一次遅れフィルタａ２に出力する。

なお、一次脈動成分を求める場合は機械角θrに対応したsinθr，cosθrの値を求め、二次脈動成分を求める場合は機械角θrを２倍したsin（２×θr），cos（２×θr）の値を求める。更に高次脈動成分を求める場合はその次数倍した角度のsinθ，cosθを求め、軸誤差Δθcと乗算する。これによって所望の脈動成分を得ることが可能となる。
このようにして、一次遅れフィルタａ２，ａ３はそれぞれ、単相−ｄｑ軸変換器ａ１から出力された軸誤差から脈動成分（ｄ軸に対応するcos成分、及びｑ軸に対応するsin成分）を抽出し、符号反転器ａ４，ａ５に出力する。

符号反転器ａ４，ａ５はそれぞれ、一次遅れフィルタａ２，ａ３から出力された値の符号を反転し（つまり、軸誤差指令値：ゼロから前記値を減算し）、軸誤差の脈動成分を２つのスカラー値、すなわちｄ軸成分Δθ_cosとｑ軸成分Δθ_sinを算出する。ベクトル変換器ａ６は、２つのスカラー値に基づいて軸誤差の脈動成分の絶対値Δθ_sizeと、偏角Δθ_angleを算出する。

以下では説明を容易にするため、軸誤差の脈動成分の絶対値Δθ_sizeと、偏角Δθ_angleによって特定されるベクトルを軸誤差ベクトル値Δθ_vecと記載し、また軸誤差の脈動成分を示す２つスカラー値を軸誤差スカラー値Δθ_scaと記載し、軸誤差の絶対値Δθ_size、偏角Δθ_angle、ｄ軸成分Δθ_cos、ｑ軸成分Δθ_sinを纏めて軸誤差の脈動成分情報Δθ_{wave_inf}と記載する。

（円形リミッタ付き積分制御器）
図３は、円形リミッタ付き積分制御器３１６ｂの構成図である。円形リミッタ付き積分制御器３１６ｂは、積分制御器ｂ１と、円形リミッタ処理手段ｂ２を有している。積分制御器ｂ１（補正電流ベクトル算出手段）は、フーリエ順変換器３１６ａによって抽出された軸誤差スカラー値Δθ_scaをもとに積分演算し、交流モータ５の脈動トルクを打ち消すための補正電流値を算出する機能を有している。また円形リミッタ処理手段ｂ２は軸誤差ベクトル値Δθ_vecをもとにして積分制御器ｂ１が算出した補正電流値に対し円形リミッタ処理を行う機能を有している。以下、各部の詳細な内容について説明する。

図５は、円形リミッタ付き積分制御器３１６ｂが有する積分制御器ｂ１の構成図であり、内部には積分演算器ｂ１１，ｂ１２と、ベクトル変換器ｂ１３を有している。
積分演算器ｂ１１は、軸誤差スカラー値Δθ_scaのｑ軸成分Δθ_sinと、前回の円形リミッタ付き積分制御器３１６ｂ内で算出されたｑ軸成分の補正電流値Ｈ_sin(N-1)を用いて積分演算し、ｑ軸成分の補正電流ベース値Ｈ_{sin_Base}を算出している。積分演算器ｂ１２も積分演算器ｂ１１と同様にｄ軸成分の補正電流ベース値Ｈ_{cos_Base}を算出している。

ベクトル変換器ｂ１３は、ｑ軸成分の補正電流ベース値Ｈ_{sin_Base}とｄ軸成分の補正電流ベース値Ｈ_{cos_Base}をもとにベクトル変換を行うことで補正電流ベース値のベクトル値、すなわち絶対値Ｈ_{size_Base}と、偏角Ｈ_{angle_Base}を算出している。以上の演算を積分制御器ｂ１が行い、積分制御の演算結果として円形リミッタ処理手段ｂ２に出力する。なお以下では説明を容易にするため、補正電流ベース値のベクトルを構成する絶対値Ｈ_{size_Base}と、偏角Ｈ_{angle_Base}を纏めてＨ_{vec_Base}と記載し、また補正電流ベース値の２つのスカラー値を纏めてＨ_{sca_Base}と記載する。さらにＨ_{vec_Base}とＨ_{sca_Base}を纏めてＨ_{inf_Base}と記載する。次に円形リミッタ処理手段ｂ２について説明する。

円形リミッタ処理手段ｂ２（図３参照）は、所定のリミッタ値Limを半径とする円周を基準とし、補正電流値のベクトルＨ_{vec_Base}に移動を制限することで円形リミッタ処理を実行する機能を有している。図８を用いてその概要を説明する。
図８は円形リミッタ処理の作用を示したベクトル図であり、座標軸にはフーリエ順変換に用いたｄ軸（cos軸）とｑ軸（sin軸）を用いており、軸誤差の脈動成分のベクトルΔθ_vecと補正電流値のベクトルＨ_vecを同一座標軸上に示している。白矢印が軸誤差の脈動成分のベクトルΔθ_vecであり、黒矢印が補正電流値のベクトルＨ_vecである

図８（ａ）は補正電流値の偏角Ｈ_angleと軸誤差の脈動成分の偏角Δθ_angleが異なる状態を示したベクトル図である。補正電流値の２つのスカラー値Ｈ_sin、Ｈ_cos、又は絶対値Ｈ_sizeに単なる制限を施すと、補正電流値の偏角Ｈ_angleと軸誤差の脈動成分の偏角Δθ_angleに差異が生じ、図８（ａ）に図示した状態となる。
差異が生じる理由は、２つのスカラー値を積分制御で補正していることに起因する。ｄ軸成分の積分値とｑ軸成分の積分値を個々に補正するため、当然の事ながら補正期間中は補正電流ベース値の偏角Ｈ_{angel_Base}と軸誤差の脈動成分の偏角Δθ_angleの間には差異が生じている。その状態で積分制御の演算を中断させるような制限を加えると、補正電流ベース値の偏角Ｈ_angleと軸誤差の脈動成分の偏角Δθ_angleに差異が残り続けてしまう。

これに対して本実施形態では、白矢印で示した軸誤差の脈動成分のベクトルΔθ_vecを零にすることを目標として脈動トルク抑制制御を実行する。軸誤差Δθcに誤差がない場合、この動作が最も脈動トルク抑制効果が得られためである。しかし、前記したとおり、軸誤差推定器３０３が出力する軸誤差にも誤差が含まれている。よって軸誤差の脈動成分のベクトルΔθ_vecを零まで補正すると実際には過剰補正が加わり、脈動トルク抑制効果が低減してしまう。
そのため、実用上は軸誤差のベクトルの偏角Δθ_angleと、補正電流のベクトルの偏角Ｈ_angle(N)を一致させた状態で、かつ所定の補正電流で補正を加えることによって脈動トルク抑制の効果を最も高められる。
そこで円形リミッタ処理手段ｂ２（図３参照）には、図８（ａ）に示した状態を、補正電流値のベクトルに移動制限を施しながら図８（ｂ）に示した２つの偏角が一致した状態にする機能を設けている。次に円形リミッタ処理の内容について説明をする。

図６は、円形リミッタ処理の流れを示す説明図（ＰＡＤ：Problem Analysis Diagram）である。
ステップＳ１００のリミッタ値算出処理においてモータ制御装置３は、リミッタ値算出部１００（図３参照）によって、補正電流ベース値のベクトルＨ_{vec_Base}の移動を制限するためのリミッタ値Limを算出する。例えば、モータ制御装置３は、平均トルクに対応するｑ軸電流指令Ｉqb（平均トルク電流：図１参照）と所定の比例定数（正の値）とを乗算してリミッタ値Limを算出する。この場合において、リミッタ値Limは、q軸電流指令Ｉqbの大きさの１００〜１５０％であることが好ましい。リミッタ値Limを前記した範囲内で逐次設定することによって、過剰補正を回避しつつ周期的な外乱に起因する脈動トルクを適切に防止できる。

次に、ステップＳ２００においてモータ制御装置３は、スカラー値補正処理部２００（図３参照）によって、補正電流ベース値のベクトルＨ_{vec_Base}の絶対値Ｈ_{size_Base}が、リミッタ値Limと変動許容値Toleとの差（Lim−Tole）以上であるか否か判定する。前記した変動許容値Toleは、補正電流ベース値のベクトルＨ_{vec_Base}がリミッタ値Limで規定される円周付近（又は、円周内部）で移動するように、事前の実験で予め設定されている。

絶対値Ｈ_{size_Base}が前記した差（Lim−Tole）以上である場合、補正電流値のベクトルＨ_vecが、後記する制限領域Ａ（図９参照）よりも径方向外側に出て過剰補正となる可能性がある。したがって、モータ制御装置３は、スカラー値補正処理部３００によって、ステップＳ３００でスカラー値補正処理を実行して補正電流値のベクトルＨ_vecの移動を制限する。
一方、絶対値Ｈ_{size_Base}が前記した差（Lim−Tole）未満である場合、補正電流値のベクトルＨ_vecが、後記する制限領域Ａ（図９参照）よりも径方向外側に出るおそれはない。したがって、モータ制御装置３はスカラー値補正処理を省略する。その際、モータ制御装置３は、ステップＳ４００でｑ軸成分の補正電流値Ｈ_sinとしてｑ軸成分の補正電流ベース値Ｈ_{sin_Base}を設定し、ｄ軸成分の補正電流値Ｈ_cosとしてｄ軸成分の補正電流ベース値Ｈ_{cos_Base}を設定する。

最後にステップ５００においてモータ制御装置３は、ベクトル変換処理部５００（図３参照）によって、ベクトル変換処理を実行する。すなわち、モータ制御装置３は、ステップＳ３００、又はステップＳ４００で得られたｑ軸成分の補正電流値Ｈ_sinとｄ軸成分の補正電流値Ｈ_cosに基づいてベクトル変換処理を行うことで補正電流値のベクトル値、すなわち絶対値Ｈ_sizeと、偏角Ｈ_angleを算出している。以上のステップを完了すると、モータ制御装置３は処理を終了する（ＥＮＤ）。次にスカラー値補正処理の内容について詳細な説明する。

図７は、スカラー値補正処理の流れを示す説明図（ＰＡＤ：Problem Analysis Diagram）である。ステップＳ３０１においてスカラー値補正処理部３００（図３参照）は、軸誤差のベクトルと補正電流のベクトルの偏角の差異を調べるための値を求める。具体的に、スカラー値補正処理部３００は、図説の式により軸誤差側のsin，cosと、補正側のsin，cosと、を算出する。またステップＳ３０２においてスカラー値補正処理部３００は、図説の式によりsin側基準値St_Ｈ_sinと、cos側基準値St_Ｈ_cosと、を算出する。

ステップＳ３０３においてスカラー値補正処理部３００は、軸誤差側のsinと、補正側のsinの大小を比較する。
補正側のsinが軸誤差側のsinよりも大きい場合、スカラー値補正処理部３００は、sin側上限値Lim_Ｈ_sin(Hi)としてsin側基準値St_Ｈ_sinを設定するとともに、sin側下限値Lim_Ｈ_sin(Lo)として差（St_Ｈ_sin(Hi)−Tole）を設定する（Ｓ３０３ａ）。
補正側のsinが軸誤差側のsinよりも小さい場合、スカラー値補正処理部３００は、sin側上限値Lim_Ｈ_sin(Hi)として和（St_Ｈ_sin＋Tole）を設定するとともに、sin側下限値Lim_Ｈ_sin(Lo)としてsin側基準値St_Ｈ_sinを設定する（Ｓ３０３ｂ）。

補正側のsin(Ｈ_Base_angl)と軸誤差側のsin(Δθ_angl)とが等しい場合、スカラー値補正処理部３００は、sin側上限値Lim_Ｈ_sin(Hi)として和（St_Ｈ_sin＋Tole）を設定するとともに、sin側下限値Lim_Ｈ_sin(Lo)として差（St_Ｈ_sin(Hi)−Tole）を設定する（Ｓ３０３ｃ）。
ステップＳ３０４においても、ステップＳ３０３と同様に、スカラー値補正処理部３００はcos側上限値Lim_Ｈ_cos(Hi)とcos側下限値Lim_Ｈ_cos(Lo)を設定する。

次にステップＳ３０５においてスカラー値補正処理部３００は、積分制御器ｂ１（図６参照）から入力したｑ軸成分の補正電流ベース値Ｈ_{sin_Base}と、sin側上限値Lim_Ｈ_sin(Hi)と、sin側下限値Lim_Ｈ_sin(Lo)との大小を比較する。
初めにスカラー値補正処理部３００は、ｑ軸成分の補正電流ベース値Ｈ_{sin_Base}と、sin側上限値Lim_Ｈ_sin(Hi)を比較し、ｑ軸成分の補正電流ベース値Ｈ_{sin_Base}がsin側上限値Lim_Ｈ_sin(Hi)よりも大きい場合はｑ軸成分の補正電流値Ｈ_sinとしてsin側上限値Lim_Ｈ_sin(Hi)を設定する。

前記の判定が不成立の場合、スカラー値補正処理部３００は、ｑ軸成分の補正電流ベース値Ｈ_{sin_Base}と、sin側下限値Lim_Ｈ_sin(Lo)を比較する。ｑ軸成分の補正電流ベース値Ｈ_{sin_Base}がsin側上限値Lim_Ｈ_sin(Lo)よりも小さい場合、スカラー値補正処理部３００は、ｑ軸成分の補正電流値Ｈ_sinとしてsin側下限値Lim_Ｈ_sin(Lo)を設定する。そして何れの判定も不成立の場合、スカラー値補正処理部３００は、ｑ軸成分の補正電流値Ｈ_sinとしてｑ軸成分の補正電流ベース値Ｈ_{sin_Base}を設定する。
ステップＳ３０６においてもステップＳ３０５と同様に、スカラー値補正処理部３００はｄ軸成分の補正電流値Ｈ_cosを設定する。
以上の処理を行うことによって、スカラー値補正処理部３００は補正電流値のベクトルＨ_vecの移動を制限する。次にスカラー値補正処理の作用について説明する。

図９（ａ）は、軸誤差ベクトルΔθ_vecに応じて補正電流ベクトルを変動させる様子を示すベクトル図であり、sin(Δθ_angle)＜sin(Ｈ_angle)、かつcos(Δθ_angle)＜cos(Ｈ_angle)の場合を示している。この状態において軸誤差側のsinと、補正側のsinを比較すると、補正側のsinが軸誤差側のsinよりも大きくなる。そのため、ステップＳ３０３ａの処理が実施され、図９（ａ）に示すＨ_sinの変動許容範囲がLim_Ｈ_sin(Hi)からLim_Ｈ_sin(Lo)に制限される。

同じく軸誤差側のcosと、補正側のcosを比較すると、補正側のcosが軸誤差側のcosよりも大きくなる。そのためステップＳ３０４ａの処理が実施され、図９（ａ）に示すＨ_cosの変動許容範囲がLim_Ｈ_cos(Hi)からLim_Ｈ_cos(Lo)に制限される。以上の結果から制限を受けた補正電流値のベクトルＨ_vec(N)は、前回の補正電流値のベクトルＨ_vec(N-1)の偏角に対応する点Ｋを一つの頂点とした矩形領域Ａの範囲で変動することとなり、矩形領域Ｂ１〜Ｂ３側へは移動しないこととなる。

図９（ｂ）は、軸誤差ベクトルΔθ_vecに応じて補正電流ベクトルを変動させる様子を示すベクトル図であり、sin(Δθ_angle)＞sin(Ｈ_angle)、かつcos(Δθ_angle)＞cos(Ｈ_angle)の場合を示している。この状態において軸誤差側のsinと、補正側のsinを比較すると補正側のsinが軸誤差側のsinよりも小さくなる。そのため、ステップＳ３０３ｂの処理が実施され、図９（ｂ）に示すＨ_sinの変動許容範囲がLim_Ｈ_sin(Hi)からLim_Ｈ_sin(Lo)に制限される。

同じく軸誤差側のcosと、補正側のcosを比較すると補正側のcosが軸誤差側のcosよりも小さくなる。そのため、ステップＳ３０４ｂの処理が実施され、図９（ｂ）に示すＨ_cosの変動許容範囲がLim_Ｈ_cos(Hi)からLim_Ｈ_cos(Lo)に制限される。以上の結果から制限を受けた補正電流値のベクトルＨ_vec(N)は前回の補正電流値のベクトルＨ_vec(N-1)の偏角に対応する点Ｋを一つの頂点とした矩形領域Ａの範囲で変動することとなり、矩形領域Ｂ１〜Ｂ３側には移動しないこととなる。

なお、図示していないが、sin(Δθ_angle)＝sin(Ｈ_angle)、かつcos(Δθ_angle)＝cos(Ｈ_angle)の場合は図９（ａ）、（ｂ）で示した矩形領域Ａと、Ｂ１と、Ｂ２と、Ｂ３とで示された範囲で補正電流値のベクトルＨ_vec(N)が変動する。
その結果、図９（ａ）、（ｂ）に示すように、補正電流値のベクトルＨ_vec(N)が軸誤差ベクトルΔθ_vecに近づくように変動する。また、補正電流値のベクトルＨ_vec(N)は前記した絶対値Ｈ_{size_Base}が（Lim−Tole）以上の状態では常に矩形領域Ａから出ない範囲で変動する。したがって、補正電流値のベクトルＨ_vec(N)は、リミッタ値Limを半径とする円周に沿うようにして（又は円周内で）変動し、過剰補正に起因する振動増加などを適切に防止できる。

円形リミッタ付き積分制御器３１６ｂは、以上の処理を円形リミッタ処理手段ｂ２によって行い、フーリエ逆変換器３１６ｃと、積分制御器ｂ１に積分制御の演算結果情報として出力している。

（フーリエ逆変換器）
図１２は、モータ制御装置が有するフーリエ逆変換器の構成図である。フーリエ逆変換器３１６ｃは、円形リミッタ付き積分制御器３１６ｂから入力される補正電流ベクトルＨ（Ｈ_cos，Ｈ_sin）に対してｄｑ軸−単相変換器ｃ１でフーリエ逆変換を行い、脈動トルク抑制電流値IqSIN*を算出する
前記したように、脈動トルク抑制電流値IqSIN*は、加算器３１０（図１参照）で平均トルク電流指令Ｉqb*（図１参照）に加算され、ｑ軸電流指令Ｉq*として電圧指令演算器３１２に入力される。このように、トルク電流の主成分であるｑ軸電流指令Ｉq*に脈動トルク制御を時々刻々と反映させることで、交流モータ５で生じる脈動トルクを効果的に抑制できる。

＜効果＞
本実施形態に係るモータ制御装置３によれば、補正電流値ベクトルの偏角Ｈ_angleを軸誤差ベクトルΔθ_vecの偏角に近づけるように変動許容範囲Ａ（図９参照）を設定し、円形リミッタ制御を実行する。前記したように、周期的に変動する軸誤差Δθcを、交流モータ５の回転子位置と対応する交流信号とみなすことができる。モータ制御装置３は、脈動トルクが最も大きくなる回転子位置に軸誤差ベクトルΔθ_vecの偏角Δθ_angleを対応させ、補正電流ベクトルの偏角Ｈ_angleが偏角Δθ_angleに近付けるように円形リミッタ制御を行う。

したがって、脈動トルクを抑制するための補正電流値ベクトルの絶対値Ｈ_sizeがリミッタ値Limを超えない（仮に超えても、変動許容値Toleに応じた微小量である）状態で、交流モータ５の出力トルクを負荷トルクに限りなく一致させることができる。その結果、周期的な外乱に起因する脈動トルクを適切に打ち消し、交流モータ５の低振動化及び低騒音化を図ることができる。

また、交流モータ５を位置センサレスで制御するため、モータ制御装置３内で推定する軸誤差Δθcと実際の軸誤差との間には誤差が存在する。仮に、リミッタをかけずに脈動トルク抑制制御を実行すると、前記した誤差の影響で過剰補正が生じ、モータ電流の乱調や振動増加を招くおそれがある。

これに対して本実施形態では、円形リミッタ制御を行うことによって、補正電流ベクトルＨがリミッタ値Limを半径とする円周に沿うように（又は、この円周の内部で）変動する。また、補正電流ベクトルの変動許容範囲を設定する際に用いる変動許容値Toleは、前記した円周から補正電流ベクトルが大幅に外れることがないように、微小な値として設定される。したがって、本実施形態によれば、過剰補正に起因する振動増加を確実に防止できる。

また、過剰補正を回避する分、交流モータ５を駆動するための入力電力が低減されるため、交流モータ５を高効率で駆動させることができる。
さらに、例えば、交流モータ５に低温減磁特性を有するフェライト磁石を用いる場合、過剰補正をかけない（つまり、脈動を打ち消すための補正電流を過剰に流さない）ことによってフェライト磁石の減磁を抑制し、長寿命化を図ることができる。

また、モータ制御装置３として、マイコン（Micro Computer）が用いられることが多い。マイコンは小型で汎用性が高いものの、精密な計算を高速に行うには限界がある。これに対して本実施形態では円形リミッタ制御を行う際、補正電流値ベクトルＨ_vecの変動許容範囲を逐次設定して偏角Ｈ_angleをΔθ_angleに限りなく近づける。したがって、補正電流ベクトルＨなどに多少の誤差が存在しても当該誤差を吸収し、安価なマイコンを用いる場合でも適切に脈動トルクを抑制できる。

また、本実施形態では、拡張誘起電圧を用いた位置推定方式によって、交流モータ５の実軸と制御軸との軸誤差Δθcを推定する。なお、拡張誘起電圧に基づく軸誤差θcの演算式では、モータ制御装置３の処理速度及び演算負荷を考慮して微分項を省略しても、事前の実験等に基づいてリミッタ値Limを適宜設定することで、微分項の省略に伴って生じ得る誤差を吸収し、周期的な外乱に起因する脈動トルクを適切に抑制できる。

また、本実施形態では、補正電流ベクトルの絶対値Ｈ_sizeが、リミッタ値Limから変動許容値Toleを減算した値以上である場合（Ｓ２００）、モータ制御装置３は円形リミッタ処理を実行する（Ｓ３００）。ちなみに、補正電流値ベクトルの絶対値Ｈ_sizeが、リミッタ値Limから変動許容値Toleを減算した値未満である場合には、リミッタ値Limを半径とする円周から、今回の補正電流値ベクトルＨ_vec(N)が径方向外側に出るおそれはない。
このように、リミッタ処理が必要となる可能性がある場合にのみ、円形リミッタ制御を行うことで、モータ制御装置３００の演算負荷を軽減し、応答性を高めることができる。

≪第２実施形態≫
第２実施形態は、モータ制御装置３の円形リミッタ処理手段ｂ２（図３参照）が備えるスカラー値補正処理部３００Ａ（図１０参照）の構成が第１実施形態と異なるが、その他については第１実施形態と同様である。したがって、当該異なる部分について説明し、第１実施形態と重複する部分については説明を省略する。

（スカラー値補正処理部）
図１０は、本実施形態に係るモータ制御装置の円形リミッタ処理手段が備えるスカラー値補正処理部の構成図である。
本実施形態において円形リミッタ処理手段ｂ２は、変動許容範囲（第１実施形態で説明した矩形状の範囲Ａに相当：図９参照）を設けずに円形リミッタ処理を実行する点に特徴がある。

図１０に示すように、スカラー値補正処理部３００Ａは、一次遅れフィルタｂ２１と、ｓｉｎ演算部ｂ２２と、ｃｏｓ演算部ｂ２３と、２つの乗算部ｂ２４，ｂ２５と、によって構成されている。
一次遅れフィルタｂ２１は、フーリエ順変換器３１６ａ（図２参照）が求めた軸誤差の脈動成分の偏角Δθ_angleを平均化し、ｓｉｎ演算部ｂ２２と、ｃｏｓ演算部ｂ２３に出力する。
ｓｉｎ演算部ｂ２２と、ｃｏｓ演算部ｂ２３はそれぞれ、平均化された偏角Δθ_angleに対するｓｉｎ値とｃｏｓ値を求め、乗算部ｂ２４，ｂ２５に出力する。

乗算部ｂ２４、ｂ２５は、リミッタ値算出処理１００（図３参照）から入力したリミッタ値Limとｓｉｎ値を乗算することで補正電流ベクトルのｓｉｎ側スカラー値Ｈ_sinを算出し、リミッタ値Limとｃｏｓ値を乗算することで補正電流ベクトルＨ_Vecのｃｏｓ側スカラー値Ｈ_cosを算出する。スカラー値補正処理部３００Ａは、このようにして補正電流ベクトルＨ（Ｈ_cos，Ｈ_sin）を求めることによって、円形リミッタ処理を実行する。
なお、一次遅れフィルタｂ２１の初期値は、図６に示すＰＡＤにおいて、ステップＳ４００の処理を行う際に、補正電流ベース値のベクトルを構成する偏角Ｈ_{angle_Base}を設定する(図示省略)。

＜効果＞
本実施形態によれば、スカラー値補正処理部３００Ａを前記した構成とすることで、第１実施形態よりも簡単な構成で補正電流ベクトルＨ（Ｈ_cos，Ｈ_sin）を求めることが可能となる。また、補正電流ベクトルＨ_Vecの半径を所定のリミッタ値Limで維持しつつ、補正電流ベクトルＨ_Vecの偏角として、時々刻々と変化する軸誤差ベクトルΔθ_Vecの偏角Δθc_angleを用いる。

つまり、本実施形態に係るモータ制御装置３は、補正電流ベクトルＨ_Vecの偏角Ｈ_anglを、軸誤差ベクトルΔθ_vecの偏角Δθ_anglに近づけるように、補正電流ベクトルＨ_Vecの移動を制限する円形リミッタ処理を実行する。
これによって、簡単な構成で、交流モータ５の脈動トルクを適切に抑制できる。

≪変形例≫
以上、本発明に係るモータ制御装置３について前記各実施形態により説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、種々の変更を行うことができる。
例えば、第１実施形態では、リミッタ値Limを半径とする円周のうち前回の補正電流値ベクトルＨ_vec(N-1)の偏角に対応する点Ｋ（図１０参照）を一つの頂点とする矩形領域Ａを変動許容領域とする場合について説明したが、これに限らない。
すなわち、半径Limの円周の一部を含む所定領域内で補正電流値ベクトルＨ_vecの移動を制限できれば、他の形状・態様で変動許容領域を設定してもよい。

また、第１実施形態によれば、電流指令値の所定時間内での平均値と比例するようにリミッタ値Limを算出する場合について説明したが、これに限らない。すなわち、電流指令値の所定時間内での平均値と正の相関（非線形である場合を含む。）を有するようにリミッタ値Limを設定してもよい。この場合でも、電流指令値の増大に応じて大きくなる脈動トルクを適切に抑制できる。
また、リミッタ値Limを、過剰補正を防止可能な固定値として予め設定してもよい。

また、前記各実施形態では、圧縮機６としてロータリ圧縮機を用いる場合について説明したが、これに限らない。すなわち、圧縮機６としてレシプロ圧縮機など他の種類の圧縮機を用いてもよい。
また、前記各実施形態では、交流モータ５がフェライト磁石を有する場合について説明したが、これに限らない。すなわち、ネオジム磁石など他の種類の磁石を用いてもよい。

また、前記各実施形態では、交流モータ５として同期モータを用いる場合について説明したが、これに限らない。すなわち、交流モータ５として誘導モータを用いても、前記実施形態と同様の方法で、高精度な脈動トルク抑制制御を実行できる。
また、前記各実施形態では、モータ制御装置３によって駆動される交流モータ５を圧縮機６に設置する場合について説明したが、これに限らない。すなわち、位置センサレスで交流モータ５を駆動させるのであれば、あらゆる機器及びシステムに適用できる。

また、前記各実施形態は、適宜組み合わせることができる。例えば、第２実施形態においてモータ制御装置３がリミッタ値Limを算出する際、インバータ１に出力するトルク電流指令値の所定時間内における平均値と正の相関を有するようにしてもよい。

Ｓ モータ制御システム
１ インバータ
２ 電流センサ（電流検出手段）
３ モータ制御装置
３０３ 軸誤差推定器（軸誤差推定手段）
３１６ 脈動トルク抑制制御部
３１６ａ フーリエ順変換器（軸誤差ベクトル抽出手段）
ａ１ 単相−ｄｑ軸変換器
ａ２，ａ３ 一次遅れフィルタ（軸誤差ベクトル抽出手段）
３１６ｂ 円形リミッタ付き積分制御器
ｂ１ 積分制御器（補正電流ベクトル算出手段）
ｂ２ 円形リミッタ処理手段
１００ リミッタ値算出部（円形リミッタ処理手段）
３００ スカラー値補正処理部（円形リミッタ処理手段）
５００ ベクトル変換処理部（円形リミッタ処理手段）
３１６ｃ フーリエ逆変換器
５ 交流モータ
６ 圧縮機

Claims (6)

1. インバータによって駆動する交流モータの実軸と制御軸との軸誤差を、電流検出手段によって検出される前記インバータの電流値に基づいて推定する軸誤差推定手段と、
   前記軸誤差推定手段によって推定される前記軸誤差の時間的な変動から、正弦波で表わされる脈動成分を軸誤差ベクトルとして抽出する軸誤差ベクトル抽出手段と、
   前記軸誤差ベクトル抽出手段によって抽出される前記軸誤差ベクトルを積分演算し、前記交流モータの脈動トルクを打ち消すための補正電流ベクトルを算出する補正電流ベクトル算出手段と、
   所定のリミッタ値を半径とする円周を基準として、前記補正電流ベクトル算出手段によって算出される前記補正電流ベクトルの移動を制限する円形リミッタ処理手段と、を備え、
   前記円形リミッタ処理手段は、
   前記補正電流ベクトルの偏角を、前記軸誤差ベクトルの偏角に近づけるように前記補正電流ベクトルの移動を制限する円形リミッタ処理を実行すること
   を特徴とするモータ制御装置。
2. 前記円形リミッタ処理手段は、
   前記円周の一部を含む所定領域内で前記補正電流ベクトルの移動を制限することによって、前記円形リミッタ処理を実行すること
   を特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記円形リミッタ処理手段は、
   前記補正電流ベクトルの絶対値が、前記リミッタ値から所定値を減算した値以上である場合、前記円形リミッタ処理を実行すること
   を特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記円形リミッタ処理手段は、
   前記円周のうち前回の積分演算で算出された前記補正電流ベクトルの偏角に対応する点を一つの頂点とする矩形領域を前記所定領域として設定し、今回の積分演算で算出される前記補正電流ベクトルを前記矩形領域内に制限すること
   を特徴とする請求項２又は請求項３に記載のモータ制御装置。
5. 前記円形リミッタ処理手段は、
   前記インバータに出力するトルク電流指令値の所定時間内における平均値と正の相関を有するように前記リミッタ値を算出すること
   を特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
6. 前記円形リミッタ処理手段は、
   前記インバータに出力するトルク電流指令値の所定時間内における平均値を基準として１００〜１５０％の大きさに前記リミッタ値を設定すること
   を特徴とする請求項５に記載のモータ制御装置。

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