JP2017118601A - 回転電機駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 回転子位置のセンサレス制御を行う回転電機駆動装置において、様々な回転電機を効率よく駆動する。
【解決手段】 実施形態の回転電機駆動装置は、電流指令と電流検出器３で計測された電流応答値とに基づいて、インバータ１の電圧指令を演算する電流制御器２５と、電圧指令に基づいてインバータ１のゲート指令を演算するＰＷＭ変調器２２と、電流応答値と電圧指令とに基づいて回転電機２の誤差推定値Δθestを演算する誤差推定器２６１と、電流応答値と電圧指令とに基づいてインバータ１の有効電力Ｐｅを演算し、有効電力Ｐｅが有効電力目標値となる最適回転位相角目標Δθβを演算し、最適回転位相角目標Δθβに探索信号を重畳した最適回転位相角指令θestを演算する位相角指令生成器２６５と、誤差推定値Δθestと最適回転位相角指令θestとの差がゼロとなる推定回転速度ωestを演算する制御器２６３と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、回転電機駆動装置に関する。

小型軽量・低コスト化・信頼性向上のため、レゾルバやエンコーダ等の回転子の位置センサを用いないセンサレス制御を行う回転電機駆動装置が提案されている。回転子位置のセンサレス制御では、例えば、回転電機の回転子の推定位相角と実際の位相角との誤差を演算し、演算された誤差がゼロとなるように回転子の位置を検出している。

また、様々な回転電機の駆動に用いられる汎用の回転電機駆動装置では、回転電機を効率よく駆動するために、回転電機の最大トルクおよび最大電流を実現する電流位相角を探索する制御を行う回転電機駆動装置が提案されている。

特開２０１０−２８８４４０号公報 特許４９７２１３５号公報

電気学会論文誌 Vol.122-D No.12 P1088-1096「拡張誘起電圧モデルに基づく突極型永久磁石同期モータのセンサレス制御」

回転電機のセンサレス制御と、回転電機の最大トルクおよび最大電流を実現する電流位相角の探索制御とを行うと、制御が複雑になることがあった。

本発明の実施形態は、上記事情を鑑みて成されたものであって、回転子位置のセンサレス制御を行う回転電機駆動装置において、様々な回転電機を効率よく駆動することを目的とする。

実施形態による回転電機駆動装置は、所定の回転電機と接続可能であり、前記回転電機を駆動する交流電流を出力可能なインバータと、前記交流電流を計測する電流検出器と、前記回転電機の推定回転速度と、外部から供給される速度指令とに基づいて、前記速度指令の値を実現するように前記インバータの電流指令を演算する速度制御器と、前記電流指令と前記電流検出器で計測された電流応答値とに基づいて、前記インバータの電圧指令を演算する電流制御器と、前記電圧指令に基づいて前記インバータのゲート指令を演算するＰＷＭ変調器と、前記電流応答値と前記電圧指令とに基づいて前記回転電機の回転位相角誤差推定値を演算する回転位相角誤差推定器と、前記電流応答値と前記電圧指令とに基づいて前記インバータの有効電力を演算し、前記有効電力が有効電力目標値となるように、回転駆動している際の前記回転電機の最適回転位相角目標を演算し、前記最適回転位相角目標に探索信号を重畳した最適回転位相角指令を演算する最適回転位相角指令生成器と、前記回転位相角誤差推定値と前記最適回転位相角指令との差がゼロとなる前記推定回転速度を演算する制御器と、を備える。

図１は、第１実施形態の回転電機駆動装置の一構成例を概略的に示すブロック図である。 図２は、第１実施形態の回転電機駆動装置の速度推定器の一構成例を概略的に示すブロック図である。 図３は、第１実施形態の回転電機駆動装置の最適回転位相角指令生成器の一構成例を概略的に示すブロック図である。 図４は、回転位相角誤差推定値と最適回転位相角指令と軸誤差との関係について説明する図である。 図５は、第２実施形態の回転電機駆動装置の最適回転位相角指令生成器の一構成例を概略的に示すブロック図である。 図６は、第３実施形態の回転電機駆動装置の最適回転位相角指令生成器の一構成例を概略的に示すブロック図である。 図７は、第４実施形態の回転電機駆動装置の最適回転位相角指令生成器の一構成例を概略的に示すブロック図である。

以下、実施の形態について、図面を参照して説明する。
図１は、第１実施形態の回転電機駆動装置の一構成例を概略的に示すブロック図である。本実施形態の回転電機駆動装置は、回転電機制御装置と、回転電機２と、を備えている。回転電機制御装置は、インバータ１と、ＰＷＭ変調器２２と、座標変換部２３、２４と、電流制御器２５と、速度制御器２８と、速度推定器２６と、電流検出器３と、を備えている。回転電機制御装置は、交流負荷である、回転電機２を駆動する交流電流を出力する。本実施形態において回転電機２は例えば同期電動機である。

回転電機２は３相交流電動機であって、例えば、各励磁相に流れる交流電流によって磁界を発生し、回転子との磁気的相互作用によりトルクを発生する永久磁石リラクタンスモータである。回転電機２は、インバータ１から供給された電流によりトルクを発生する交流負荷である。回転電機２の出力軸には、負荷装置が接続されて発生したトルクが伝達される。また、回転電機２は、負荷装置の運動エネルギを電力に変換して回生運転する。回転電機２の回生運転による電力はインバータ１で直流電力へ変換されて、インバータ１に接続する直流電源（図示せず）に充電される。回転電機２のアウトプットシャフトは負荷と接続され、回転電機２は負荷を回転駆動する。
電流検出器３は、インバータ１から、回転電機２へ流れる３相交流電流のうち、２相若しくは３相の電流応答値を検出する。電流検出器３で検出された電流応答値は、座標変換部２３に供給される。

インバータ１は、所定の回転電機と接続可能であり、回転電機を駆動する交流電流を出力可能である。本実施形態では、インバータ１は、直流電力と交流電力とを相互に変換し、交流電力を、回転電機２へ出力する３相交流インバータである。インバータ１は、各相２つの主回路スイッチング素子（図示せず）を備えている。インバータ１は、後述するＰＷＭ変調器２２からのゲート指令に従って主回路スイッチング素子が切替わることにより、交流電力と直流電力とを相互に変換する。

座標変換部２３は、電流検出器３で検出された電流応答値iu、iwと、後述する速度推定器２６で演算された推定回転位相角θestとを受信し、三相固定座標系の電流応答値をｄｃ−ｑｃ軸回転座標系の電流応答値idc、iqcへ座標変換するベクトル変換部である。なお、ｄｃ−ｑｃ軸回転座標系は、推定回転位相角θestに基づいて得られたｄ−ｑ軸の推定座標系である。

速度制御器２８は、上位制御装置（図示せず）から入力される速度指令ω*と、速度推定器２６で演算された推定回転速度ωestとを比較し、速度指令ω*が実現されるようにｑｃ軸電流指令値iqc*を決定する。速度制御器２８は、ｑｃ軸電流指令値iqc*を電流制御器２５へ出力する。

電流制御器２５は、座標変換部２３において変換された電流応答値idc、iqcと、ゼロに設定されたdc軸電流指令idc*と、速度制御器２８から出力されたqc軸電流指令iqc*とを比較し、電流応答値idc、iqcと電流指令idc*、iqc*との差がゼロとなるように電圧指令vdc*、vqc*を決定する。電流制御器２５は、電圧指令vdc*、vqc*を座標変換部２４へ出力する。

座標変換部２４は、電流制御器２５から入力される電圧指令vdc*、vqc*と、後述する速度推定器２６で演算された推定回転位相角θestとを受信し、ｄｃ−ｑｃ軸回転座標系の電圧指令vdc*、vqc*を、三相固定座標系の電圧指令vu*、vv*、vw*へ座標変換するベクトル変換部である。

ＰＷＭ変調器２２は、予め設定された搬送波である三角波と、三相固定座標系の電圧指令vu*、vv*、vw*とを比較してＰＷＭ変調し、インバータ１の各相主回路スイッチング素子のオン／オフを切替えるゲート信号を生成して出力する。
速度推定器２６は、ｄｃ−ｑｃ軸回転座標系の電流応答idc、iqcと電圧指令vdc*、vqc*とから、推定速度ωestと推定回転位相角θestとを演算する。

図２は、第１実施形態の電動機駆動装置の速度推定器の一構成例を概略的に示すブロック図である。
速度推定器２６は、回転位相角誤差推定器２６１と、位相角減算器２６２と、ＰＩ制御器２６３と、積分器２６４と、最適回転位相角指令生成器２６５と、を備えている。

回転位相角誤差推定器２６１は、電流応答idc、iqcと電圧指令vdc*、vqc*とから、回転位相角誤差推定値Δθestを演算する。回転位相角誤差推定器２６１は、既知の方法によりΔθestを演算可能であり、例えば非特許文献１に記載されたように回転位相角誤差推定値Δθestを演算することができる。回転位相角誤差推定値Δθestは、推定回転位相角θestと実際の回転位相角との差である。

最適回転位相角指令生成器２６５は、電流応答idc、iqcと電圧指令vdc*、vqc*とから、最適回転位相角指令Δθβ*を演算する。最適回転位相角指令生成器２６５は、ｄｃ−ｑｃ軸が、後述のｄｍ−ｑｍ軸と一致するような回転位相角誤差指令Δθβ*を生成する。最適回転位相角指令Δθβ*を演算方法については、後に詳細に説明する。

位相角減算器２６２は、最適回転位相角指令生成器２６５で演算した最適回転位相角指令Δθβ*から回転位相角誤差推定器２６１で演算された回転位相角誤差推定値Δθestを減算し、軸誤差Δθ（＝Δθβ*−Δθest）を演算する。

ＰＩ制御器２６３は、位相角減算器２６２から出力された軸誤差Δθを受信し、軸誤差Δθがゼロになるように推定回転速度ωestを演算して出力する。
積分器２６４は、ＰＩ制御器２６３から出力された推定回転速度ωestを積分して、推定回転位相角θestを演算する。

図３は、第１実施形態の電動機駆動装置の最適回転位相角指令生成器の一構成例を概略的に示すブロック図である。
最適回転位相角指令生成器２６５は、電力演算器６０と、バンドパスフィルタ６２と、乗算器６３と、ローパスフィルタ６４と、ＰＩ制御器６６と、加算器６７と、信号発生装置６８と、ゲイン乗算器６９と、を備えている。

電力演算部６０は、電圧指令vdc*、vqc*と電流応答idc、iqcとから次式（１）により電力Ｐを計算する。
Ｐ＝vdc* × idc ＋ vqc* × iqc（式１）

バンドパスフィルタ６２は、電力演算器６０で演算された電力Ｐのうち、信号発生装置６８で生成する正弦波信号sinωhtと同じ周波数成分である、電力周波数成分（高周波成分）Ｐｈを取り出して出力する。
信号発生装置６８は、正弦波信号sinωhtを発生して出力する。
乗算器６３は、バンドパスフィルタ６２で抽出した電力高周波成分Ｐｈに、信号発生装置６８で発生した正弦波信号sinωhtを乗算して出力する。

ローパスフィルタ６４は、乗算器６３の出力から高調波成分を取り除いて有効電力Ｐｅを取り出す。
ＰＩ制御器６６は、ローパスフィルタ６４から出力された有効電力Ｐｅがゼロとなるように、最適回転位相角目標Δθβを決定する。すなわち、本実施形態では、有効電力目標値をゼロとしている。
ゲイン乗算器６９は、信号発生装置６８で発生したsinωht成分にゲインＫを掛けて、探索信号となる正弦波信号を生成する。探索信号は所定の角速度を有する正弦波信号である。

加算器６７は、最適回転位相角目標Δθβに探索信号を加算して、最適回転位相角指令Δθβ*を生成する。探索信号は、最適回転位相角目標Δθβに対して微小な変化を与える正弦波信号である。本実施形態では、探索信号により最適回転位相角目標Δθβに例えば１〜２度の変化を与えている。

図４は、回転位相角誤差推定値と最適回転位相角指令と軸誤差との関係について説明する図である。
等トルク曲線４３は、電流指令ベクトル４１の先端が描く定電流円４２が接する等トルク曲線であって、電流応答の位相角が最適回転位相角であるときの電流指令ベクトル４１と直交する。
ｄｍ−ｑｍ軸は、等トルク曲線４３と定電流円４２とが接する時（即ち最大トルク／電流となる時）の電流指令ベクトル４１の方向をｑｍ軸とし、そこから電気的に９０度遅れた方向をｄｍ軸とする回転座標系である。

ｄｍ−ｑｍ軸とｄｃ−ｑｃ軸とに誤差Δθが発生したとき、電流指令ベクトル４１と等トルク曲線４３とは直交しない。したがって、このときに得られるトルクは最大値よりも小さくなる。電流指令ベクトル４１が等トルク曲線４３と直交しているときに、ｄｃ−ｑｃ軸とｄｍ−ｑｍ軸との軸誤差Δθを微小に変化させると、トルクＴの変化は略ゼロである。このとき次式（２）が成り立つ。
ｄＴ／ｄΔθ＝０（式２）

電流指令ベクトル４１が等トルク曲線４３と直交していないときに、ｄｃ−ｑｃ軸とｄｍ−ｑｍ軸の軸誤差Δθをプラス方向に微小に変化させると、軸誤差Δθに対するトルクＴの変化は負となる。また、電流指令ベクトル４１が等トルク曲線４３と直交していないときに、ｄｃ−ｑｃ軸とｄｍ−ｑｍ軸の軸誤差Δθをマイナス方向に微小に変化させると、軸誤差Δθに対するトルクＴの変化は正となる。即ち、次式（３）、（４）が成り立つ。

Δθ＞０のとき
ｄＴ／ｄΔθ＜０（式３）
Δθ＜０のとき
ｄＴ／ｄΔθ＞０（式４）
上記のことから、軸誤差Δθを微小に変化させてトルクＴの変化がゼロとなるように制御すると、ｄｍ−ｑｍ軸とｄｃ−ｑｃ軸とを一致させることができる。

ここで、軸誤差Δθに微小な変化を与えるのは、ゲイン乗算器６９で演算される探索信号である。トルクＴは有効電力Ｐｅに比例するため、有効電力ＰｅをゼロとすることでトルクＴの変化はゼロとなり、ｄｍ−ｑｍ軸をｄｃ−ｑｃ軸に一致させることができる。
上記のようにｄｍ−ｑｍ軸をｄｃ−ｑｃ軸と一致させた上で、速度制御器２８の出力をｑｃ軸電流指令iqc*とし、ｄｃ軸電流指令idc*をゼロとすると、電流制御器２５が電流応答idc、iqcをｑｃ軸電流指令idc*、iqc*と一致させるように作用し、最大トルク／電流を得ることができる。

上述の実施形態によれば、制御回路を複雑にすることなく、センサレス制御と、最大トルクおよび最大電流を実現する電流位相角の探索制御とを同時に実現することができる。さらに、自動的に探索ができるので、パラメータ変動に対してロバストであり、かつ調整も簡単となる。したがって、上述の実施形態によれば、様々な電動機に対してセンサレス制御と電流位相角の探索制御とを同時に行うことができ、汎用性の高い電動機駆動装置を提供することができる。
すなわち、本実施形態によれば、回転子位置のセンサレス制御を行う電動機駆動装置において、様々な電動機を効率よく駆動することが可能となる。

次に、第２実施形態の電動機駆動装置について図面を参照して説明する。なお、以下の説明において上述の第１実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。

図５は、第２実施形態の電動機駆動装置の最適回転位相角指令生成器の一構成例を概略的に示すブロック図である。
本実施形態の電動機駆動装置は、図４に示す最適回転位相角指令生成器２６５の、バンドパスフィルタ６２、乗算器６３、およびローパスフィルタ６４に代えて、フーリエ級数展開部６１を備えている。フーリエ級数展開部６１は、積算器６１２と、積分器６１４とを備えている。

積算器６１２は、電力演算器６０から出力された電力Ｐに、正弦波信号sinωhtを積算して出力する。積分器６１４は、積算器６１２から出力された値（＝Ｐ×sinωht）を１周期分（０≦ωh＜２π）だけ積分して出力する。電力Ｐに正弦波信号sinωhtを積算した値（Ｐ×sinωht）を１周期分積分すると、電力Ｐに含まれるωhtの成分が抽出され、いわゆるフーリエ級数展開が行われる。

上記のように、電動機駆動装置がフーリエ級数展開部６１を備えることにより、バンドパスフィルタやローパスフィルタの演算による制御遅れがなくなる。すなわち、本実施形態の電動機駆動装置によれば、上述の第１実施形態と同様の効果を得ることができ、さらに応答速度を改善することができる。

次に、第３実施形態の電動機駆動装置について図面を参照して説明する。
図６は、第３実施形態の電動機駆動装置の最適回転位相角指令生成器の一構成例を概略的に示すブロック図である。
本実施形態の電動機駆動装置の最適回転位相角指令生成器２６５は、ローパスフィルタ６４とＰＩ制御器６６との間に配置された減算器６５を更に備えている。

減算器６５は、外部から入力される有効電力指令Ｐｅ*から、有効電力Ｐｅを減算して差分（有効電力差ΔＰｅ）を出力する。
ＰＩ制御器６６は、減算器６５から入力された有効電力差ΔＰｅがゼロとなるように最適回転位相角目標Δθβを演算して出力する。

すなわち、上述の第１実施形態および第２実施形態では、ＰＩ制御器６６は有効電力Ｐｅがゼロとなる最適回転位相角目標Δθβを演算していたが、本実施形態では、有効電力Ｐｅが有効電力指令Ｐｅ*となる最適回転位相角目標Δθβを演算している。本実施形態の電動機駆動装置は、上記以外の構成は第１実施形態又は第２実施形態の電動機駆動装置と同様である。

前述のようにトルク変動量がゼロとなるように電動機を制御することにより、電流を最小（即ち、銅損を最小）とすることができる。しかしながら、鉄損を考慮した効率最大の電流位相角は、電流最小の電流位相角よりも進んだ方向にある。このことから、鉄損を考慮して効率最大に制御するために、有効電力指令Ｐｅ*をゼロではなく、効率最大の電流位相角となるように設定してもよい。あるいは、力率が最大となる電流位相角も電流が最小となる電流位相角よりも進んだ方向にあるため、力率が最大となる電流位相角を実現する有効電力指令Ｐｅ*を設定しても良い。
すなわち、本実施形態によれば、上述の第１実施形態と同様の効果を得ることができ、更に同期電動機の運転効率を向上させることができる。

次に、第４実施形態の電動機駆動装置について図面を参照して説明する。
図７は、第４実施形態の電動機駆動装置の最適回転位相角指令生成器の一構成例を概略的に示すブロック図である。

本実施形態の電動機駆動装置では、インバータ１に直流電流センサ（図示せず）と直流電圧センサ（図示せず）とを設置し、電力演算器６０に計測した直流電流と直流電圧との値が入力されている。電力演算器６０は、直流電流の値を直流電圧との値とを乗じて電力Ｐを演算して出力する。本実施形態の電動機駆動装置は、上記構成以外は上述の第１実施形態と同様である。

すなわち、本実施形態の電動機駆動装置によれば、上述の第１実施形態と同様の効果を得ることができる。なお、本実施形態の電動機駆動装置は、トルクＴに比例する電力Ｐを演算する電力演算器を備えていたが、回転電機２にトルクメータを設置してトルクメータにより測定した値を用いても構わない。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

上述の電動機駆動装置の各構成は、演算回路などのハードウエアにより構成されても良く、ソフトウエアにより構成されていてもよい。電動機駆動装置は、例えば、ＣＰＵやＭＰＵなどのプロセッサと、プログラムを格納したメモリとを備え、プロセッサがメモリから読みだしたプログラムを実行することにより、電動機駆動装置の各構成の処理を実行するように構成されてもよい。また、電動機駆動装置は、複数のプロセッサにより上述の各構成の処理を実行しても構わない。

また、上述の第１乃至第４実施形態において、信号発生装置６８およびゲイン乗算器６９によって探索信号を生成し、最適回転位相角目標Δθβに変動を与える制御について説明したが、探索信号を重畳することで、トルク変動を顕著に検出できるようになるものの、最適回転位相角目標Δθβの変化に対するトルク相当の変化が確認できれば探索信号は重畳する必要はない。

１…インバータ、２…同期電動機、３…電流検出器、２２…ＰＷＭ変調器、２３…座標変換部、２４…座標変換部、２５…電流制御器、２６…速度推定器、２８…速度制御器、４１…電流指令ベクトル、４２…定電流円、４３…等トルク曲線、６０…電力演算器、６１…フーリエ級数展開部、６２…バンドパスフィルタ、６３…乗算器、６４…ローパスフィルタ、６５…減算器、６６…ＰＩ制御器、６７…加算器、６８…信号発生装置、６９…ゲイン乗算器、２６１…回転位相角誤差推定器、２６２…位相角減算器、２６３…ＰＩ制御器、２６４…積分器、２６５…最適回転位相角指令生成器、６１２…積算器、６１４…積分器

Claims (5)

1. 所定の回転電機と接続可能であり、前記回転電機を駆動する交流電流を出力可能なインバータと、
   前記交流電流を計測する電流検出器と、
   前記回転電機の推定回転速度と、外部から供給される速度指令とに基づいて、前記速度指令の値を実現するように前記インバータの電流指令を演算する速度制御器と、
   前記電流指令と前記電流検出器で計測された電流応答値とに基づいて、前記インバータの電圧指令を演算する電流制御器と、
   前記電圧指令に基づいて前記インバータのゲート指令を演算するＰＷＭ変調器と、
   前記電流応答値と前記電圧指令とに基づいて前記回転電機の回転位相角誤差推定値を演算する回転位相角誤差推定器と、
   前記電流応答値と前記電圧指令とに基づいて前記インバータの有効電力を演算し、前記有効電力が有効電力目標値となるように、回転駆動している際の前記回転電機の最適回転位相角目標を演算し、前記最適回転位相角目標に探索信号を重畳した最適回転位相角指令を演算する最適回転位相角指令生成器と、
   前記回転位相角誤差推定値と前記最適回転位相角指令との差がゼロとなる前記推定回転速度を演算する制御器と、を備えることを特徴とする、回転電機駆動装置。
2. 前記有効電力目標値はゼロであることを特徴とする請求項１記載の回転電機駆動装置。
3. 前記探索信号は所定の角速度を有する正弦波信号であることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の回転電機駆動装置。
4. 前記最適回転位相角指令生成器は、
   前記電圧指令と前記電流応答値とを乗じて前記インバータの出力電力を演算する電力演算器と、
   前記出力電力の所定の周波数成分を抽出するバンドパスフィルタと、
   前記バンドパスフィルタから出力された電力周波数成分に前記正弦波信号を乗じて出力する乗算器と、
   前記乗算器の出力から所定の周波数以上の成分を抽出し、前記有効電力を出力するローパスフィルタと、
   前記有効電力が前記有効電力目標値と等しくなるように前記最適回転位相角目標を演算する制御器と、
   前記最適回転位相角目標に前記探索信号を加算した前記最適回転位相角指令を出力する加算器と、を備えたことを特徴とする請求項３記載の回転電機駆動装置。
5. 前記最適回転位相角指令生成器は、
   前記電圧指令と前記電流応答値とを乗じて前記インバータの出力電力を演算する電力演算器と、
   前記出力電力に前記正弦波信号を積算して出力する積算器と、
   前記積算器の出力値の前記正弦波信号の１周期分を積分して、前記有効電力として出力する積分器と、
   前記有効電力が前記有効電力目標値と等しくなるように前記最適回転位相角目標を演算する制御器と、
   前記最適回転位相角目標に前記正弦波信号を加算した前記最適回転位相角指令を出力する加算器と、を備えたことを特徴とする請求項３記載の回転電機駆動装置。