KR20140110693A - 모터 제어 장치 - Google Patents

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히타치 어플라이언스 가부시키가이샤
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Abstract

본 발명은 교류 모터의 맥동 토크를 적절히 억제할 수 있는 모터 제어 장치를 제공하는 것을 과제로 한다.
이러한 과제를 해결하기 위해, 전류 센서(2)에 의해 검출되는 인버터(1)의 전류값에 의거하여 축 오차를 추정하는 축 오차 추정기(303)와, 축 오차의 시간적인 변동으로부터 축 오차 벡터를 추출하는 푸리에 순변환기(316a)와, 맥동 토크를 없애기 위한 보정 전류 벡터를 산출하고, 소정의 리미터값을 반경으로 하는 원주를 기준으로 하여 보정 전류 벡터의 이동을 제한하는 원형 리미터 구비 적분 제어기(316b)를 구비하고, 원형 리미터 구비 적분 제어기(316b)는, 보정 전류 벡터의 편각을, 축 오차 벡터의 편각에 근접하도록 보정 전류 벡터의 이동을 제한하는 원형 리미터 처리를 실행한다.

Description

모터 제어 장치{MOTOR CONTROL DEVICE}
본 발명은 교류 모터의 구동을 위치 센서리스로 제어하는 모터 제어 장치에 관한 것이다.
교류 모터의 회전자의 위치를 인버터의 전류 검출값에 의해 추정하고, 또한 추정된 상기 위치에 의거하여 교류 모터의 구동을 제어하는 위치 센서리스 제어가 알려져 있다. 위치 센서리스 제어에 의해 구동되는 교류 모터는 내환경성이 뛰어나며, 특히 압축기를 구동할 경우에 유용하다.
그런데, 교류 모터를 제어하여 압축기를 구동할 경우, 교류 모터의 부하 토크는 압축 행정에 동기하여 맥동한다. 특히, 로터리 압축기나 레시프로 압축기의 경우에는 압축 공정에 동기한 부하 토크의 맥동이 현저하게 발생한다. 따라서, 이들 압축기를 구동할 경우, 부하 토크의 맥동을 없애도록 모터 전류를 흘리고, 교류 모터의 속도 변동을 억제하는 맥동 토크 억제 제어를 적절히 행하는 것이 요청된다.
예를 들면, 특허문헌 1에는, 맥동 토크 억제 제어기를 구비한 동기 전동기의 제어 장치가 기재되어 있다. 이 제어 장치에서는, 맥동 토크 억제 제어기가 제어 장치 내의 연산으로 구한 축 오차로부터 회전자 위치에 동기하여 발생하는 부하 토크의 맥동 성분을 추출하고, 이것을 없애기 위한 맥동 토크 억제 전류값을 연산에 의해 구하고 있다. 그리고 구한 맥동 토크 억제 전류값을 평균 토크 전류값에 더함으로써 회전자의 속도 변동을 억제하는 것이 가능하다고 기재되어 있다.
이 맥동 토크 억제 제어기의 내부에 대하여 설명을 부가하면, 내부에는 단상-dq축 변환기와 2개의 적분 제어기와 dq축-단상 변환기가 구비되어 있다. 단상-dq축 변환기는, 토크의 맥동 성분을 2개의 스칼라값, d축 성분(cos 성분)과 q축 성분(sin 성분)으로 분해하고 있다. 그리고 적분 제어기는 2개의 스칼라값을 0으로 하도록 적분 보정을 가함으로써 d축 성분(cos 성분) 및 q축 성분(sin 성분)의 보정 전류값을 개별적으로 구하고 있다. 또한 2개의 보정 전류값을 dq축―단상 변환기가 맥동 토크 억제 전류값으로 변환하고 있다.
한편, 특허문헌 2에는, 특허문헌 1의 기술에 대하여 개량을 실시한 기술이 기재되어 있다. 맥동 토크 억제 제어기 내에 있어서 적분 제어기의 출력 측에 리미터부를 추가한 것이 개량점이며, 추가한 리미터부가 적분 제어기에 의해 산출된 2개의 보정 전류값에 대해 상한 제한을 가한다고 기재되어 있다. 그리고 이 작용에 의해 입력 전력을 저감함과 함께 회전자의 속도 변동을 억제한다고 기재되어 있다.
일본국 특개2005-198402호 공보 일본국 특개2006-180605호 공보
그런데, 위치 센서리스 제어를 행할 경우, 당연히 상기한 축 오차 자체에도 오차가 포함된다. 따라서, 특허문헌 1에 기재된 발명에서는, 당해 오차의 영향으로 맥동 토크 억제 전류가 과잉으로 교류 모터에 가해지고, 운전 조건에 따라서는 교류 모터의 진동이나 소음을 충분하게 저감할 수 없는 결점을 갖고 있다. 또한 부하 토크의 맥동 성분을 2개의 성분으로 분해하고, 독립한 적분 제어기에 의해 개별적으로 보정하고 있다. 이 때문에 각 성분의 보정이 상호 간섭하여, 서로의 보정 전류값이 안정될 때까지는 과잉한 맥동 토크 억제 전류가 교류 모터에 가해진다. 특히 교류 모터의 가감속 중이나 부하 변동 중에 이 상태가 발생하기 쉽고, 이 기간 중에는 모터 전류의 난조(亂調)나 진동의 증가를 초래하는 결점을 갖고 있다.
또한, 특허문헌 2에는, 적분 제어기가 산출된 2개의 보정 전류값에 대하여 리미터부에 의해 상한 제한을 가하는 것이 기재되어 있다. 그러나, 상한 제한을 가할 때에 축 오차의 맥동 성분의 위상을 반영시키고 있지 않으므로 맥동 토크 억제 효과가 저하되는 결점을 갖고 있다. 맥동 토크 억제 제어를 최소한의 전력으로 효율적으로 효과적으로 실시하기 위해서는, 교류 모터의 가감속 중이나 부하 변동 중 등의 상태 변화에 맞추어, 부하 토크의 맥동 성분에 일치한 맥동 토크 억제 전류를 항상 흘릴 필요가 있다. 그를 위해서는, 축 오차의 오차와, 부하 토크의 맥동 성분의 위상을 고려한 제어가 필요해진다.
그래서, 본 발명은, 교류 모터의 맥동 토크를 적절히 억제할 수 있는 모터 제어 장치를 제공하는 것을 과제로 한다.
상기 과제를 해결하기 위해서, 본 발명은, 인버터에 의해 구동되는 교류 모터의 실축과 제어축의 축 오차를, 전류 검출 수단에 의해 검출되는 상기 인버터의 전류값에 의거하여 추정하는 축 오차 추정 수단과, 상기 축 오차 추정 수단에 의해 추정되는 상기 축 오차의 시간적인 변동으로부터, 정현파로 나타나는 맥동 성분을 축 오차 벡터로서 추출하는 축 오차 벡터 추출 수단과, 상기 축 오차 벡터 추출 수단에 의해 추출되는 상기 축 오차 벡터를 적분 연산하고, 상기 교류 모터의 맥동 토크를 없애기 위한 보정 전류 벡터를 산출하는 보정 전류 벡터 산출 수단과, 소정의 리미터값을 반경으로 하는 원주를 기준으로 하여, 상기 보정 전류 벡터 산출 수단에 의해 산출되는 상기 보정 전류 벡터의 이동을 제한하는 원형 리미터 처리 수단을 구비하고, 상기 원형 리미터 처리 수단은, 상기 보정 전류 벡터의 편각을, 상기 축 오차 벡터의 편각에 근접하도록 상기 보정 전류 벡터의 이동을 제한하는 원형 리미터 처리를 실행하는 것을 특징으로 한다.
또, 상세에 대해서는, 발명을 실시하기 위한 구체적인 내용에 있어서 설명한다.
본 발명에 의하면, 교류 모터의 맥동 토크를 적절히 억제하는 모터 제어 장치를 제공할 수 있다.
도 1은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 모터 제어 장치의 구성도.
도 2는 모터 제어 장치가 갖는 푸리에 순변환기의 구성도.
도 3은 모터 제어 장치가 갖는 원형 리미터 구비 적분 제어기의 구성도.
도 4는 모터 제어 장치가 갖는 푸리에 역변환기의 구성도.
도 5는 원형 리미터 구비 적분 제어기가 갖는 적분 제어기의 구성도.
도 6은 원형 리미터 처리의 흐름을 나타낸 설명도(PAD : Problem Analysis Diagram).
도 7은 스칼라값 보정 처리의 흐름을 나타낸 설명도(PAD : Problem Analysis Diagram).
도 8은 (a)는 보정 전류 벡터와 축 오차 벡터의 편각이 상이한 상태를 나타낸 벡터도이며, (b)는 보정 전류 벡터와 축 오차 벡터의 편각이 일치한 상태를 나타낸 벡터도.
도 9는 축 오차 벡터에 따라 보정 전류 벡터를 변동시키는 상태를 나타낸 벡터도이며, (a)는 sin(Δθangl)<sin(Hangl) 또한 cos(Δθangl)<cos(Hangl)의 경우이며, (b)는 sin(Δθangl)>sin(Hangl) 또한 cos(Δθangl)>cos(Hangl)의 경우를 나타낸 도면.
도 10은 본 발명의 제2 실시형태에 따른 모터 제어 장치의 원형 리미터 처리 수단이 구비하는 스칼라값 보정 처리부의 구성도.
본 발명을 실시하기 위한 형태(이하, 실시형태라고 함)에 대해서, 적절히 도면을 참조하면서 상세하게 설명한다.
《제1 실시형태》
<모터 제어 장치의 구성>
도 1은, 본 실시형태에 따른 모터 제어 장치의 구성도이다. 도 1에 나타낸 모터 제어 시스템(S)은, 인버터(1)의 출력 전압을 제어함으로써 교류 모터(5)의 회전자(도시 생략)를 회전시켜, 압축기(6)(예를 들면, 로터리 압축기)를 구동되는 시스템이다. 모터 제어 시스템(S)은, 인버터(1)와, 전류 센서(2)와, 모터 제어 장치(3)를 구비하고 있다.
인버터(1)는, 직류 전원(4)으로부터 입력되는 직류 전압 VO를 삼상 교류 전압으로 변환하고, 교류 모터(5)에 출력하는 전력 변환기이다. 여기에서, 직류 전원(4)은, 교류 전원(41)으로부터 입력되는 교류 전력을, 정류 회로(42) 및 평활 콘덴서(43)에 의해 직류 전력으로 변환한 것이다.
인버터(1)는, 복수의 스위칭 소자(도시 생략)를 갖고, PWM 신호 발생기(315)로부터 출력되는 PWM 신호에 따라 스위칭 소자의 ON/OFF를 전환함으로써, 직류 전압(VO)을 삼상 교류 전압으로 변환한다. 이와 같이, 삼상 교류 전압을 인가함으로써 교류 모터(5)에 회전 자계를 발생시켜, 교류 모터(5)의 회전자(도시 생략)를 회전시킨다. 또, 교류 모터(5)로서, 예를 들면, 내부에 페라이트 자석을 갖는 영구 자석 동기 모터를 사용할 수 있다.
전류 센서(2)(전류 검출 수단)는, 인버터(1)의 모선 P에 직렬 접속되며, 모선 P를 통류하는 전류값 Ist를 검출하여 모터 제어 장치(3)에 출력한다.
모터 제어 장치(3)는, 상기한 전류값 Ist에 의거하여 PWM 신호를 생성하고, 당해 PWM 신호를 인버터(1)에 출력하는 장치이며, 주로, 전류 재현 처리부(301)와, 3상/2축 변환기(302)와, 축 오차 추정기(303)와, 전압 지령 연산기(312)와, 2축/3상 변환기(314)와, PWM 신호 발생기(315)와, 맥동 토크 억제 제어부(316)를 구비하고 있다.
전류 재현 처리부(301)는, 상기한 전류값 Ist와, 인버터(1)가 갖는 스위칭 소자(도시 생략)의 ON/OFF 신호로부터 교류 모터(5)에 흐르는 3상 교류 전류 Iuc, Ivc, Iwc를 재현하고, 3상/2축 변환기(302)에 출력한다.
3상/2축 변환기(302)는, 재현된 3상 교류 전류 Iuc, Ivc, Iwc와, 적분기(307)로부터 출력된 위상 θdc에 의거하여, 제어계의 dc축상의 전류 Idc 및 qc축상의 전류 Iqc를 산출하여, 축 오차 추정기(303)에 출력한다.
또, 여기에서의 dc축 및 qc축은, 일반적인 벡터 제어에 있어서의 회전 좌표상의 제어 측의 축을 의미하고 있다. 이에 대하여 이하에서는, 회전 좌표상의 교류 모터 측의 축을 d축 및 q축으로 기재한다. 또한 제어 측의 축을 「제어축」이라고 하고, 교류 모터 측의 축을 「실축」이라고 기재한다.
또한 도 1에서는, dc축 전류 Idc의 신호선과, qc축 전류 Iqc의 신호선을 중도에 동일한 신호선으로서 기재하고 있지만, 실제로는 각각 다른 신호로서 축 오차 추정기(303)에 입력되고 있다(후기하는 Vdc*, Vqc*도 동일함).
축 오차 추정기(303)(축 오차 추정 수단)는, dc축 전압 지령 Vdc*와, qc축 전압 지령 Vqc*와, dc축 전류 Idc와, qc축 전류 Iqc와, 전기각주파수 ωlc에 의거하여, 일반적인 확장 유기 전압을 사용한 위치 추정 방식에 의해 교류 모터(5)의 실축과 제어축의 위상차, 즉 축 오차 Δθc를 추정된다. 그리고 축 오차 추정기(303)는, 추정된 축 오차 Δθc를 부호 반전기(304) 및 푸리에 순변환기(316a)에 출력한다.
또, 일반적인 확장 유기 전압을 사용한 위치 추정 방식에서는 교류 모터(5)에 흐르는 전류의 변화에 따른 인덕턴스의 변화나 속도의 변화에 관한 항, 즉 미분항도 고려하여 축 오차 Δθc를 추정하는 것이 바람직하다고 되어 있다. 그러나, 주기적으로 맥동 토크가 발생하고, 항상 교류 모터(5)에 흐르는 전류가 변화하는 것과 같은 경우에는, 이 미분항을 용이하게 정밀하게 구하는 것은 어렵다. 그 때문에, 간이적으로 구한 미분항을 포함하여 축 오차 Δθc를 추정하거나, 또는, 미분항을 생략하여 축 오차 Δθc를 추정하거나, 어느 하나의 방법으로 축 오차 Δθc를 추정할 수 밖에 없다. 따라서 추정된 축 오차 Δθc에는 반드시 오차가 포함되어 있다.
부호 반전기(304)는, 축 오차 추정기(103)로부터 입력되는 축 오차 Δθc의 부호를 반전시켜(즉, 축 오차 지령값인 제로로부터 축 오차 Δθc를 감산하여), PLL 회로(305)에 출력한다.
PLL(Phase Locked Loop) 회로(305)는, 부호 반전기(304)로부터 입력되는 값(-Δθc)을 사용하여 P(Proportional) 제어, 또는 PI(Proportional Integral) 제어를 실행하고, 교류 모터(5)의 각주파수 보정값 Δωl을 산출하여 가산기(306)에 출력한다.
적분기(307)는, 가산기(306)로부터 입력되는 전기각주파수 ωlc를 적분하여 위상 추정값 θdc를 산출하고, 3상/2축 변환기(302) 및 2축/3상 변환기(314)에 출력한다.
d축 전류 지령 발생기(308)는, 평균 토크에 따라 릴럭턴스 토크가 최대가 되는 d축 전류 지령 Id*를 산출하고, 전압 지령 연산기(312)에 출력한다.
q축 전류 지령 발생기(309)는, 3상/2축 변환기(102)로부터 입력되는 qc축 전류 Iqc에 의거하여 평균 토크에 대응하는 q축 전류 지령 Iqb를 산출하고, 가산기(310)에 출력한다.
가산기(310)는, 맥동 토크 억제 제어부(316)가 출력한 맥동 토크 억제 전류값 IqSIN*을, 상기한 q축 전류 지령 Iqb에 가산함으로써 새로운 q축 전류 지령 Iq*를 산출하고, 전압 지령 연산기(312)에 출력한다.
각주파수 지령 연산기(311)는, 각주파수 지령 발생기(313)로부터 입력되는 각주파수 지령 ωr*과, 교류 모터(5)의 극대수(極對數)에 의거하여 전기각주파수 지령 ωl*을 산출하고, 가산기(306) 및 전압 지령 연산기(312)에 출력한다.
전압 지령 연산기(312)는, 상기한 d축 전류 지령 Id*와, q축 전류 지령 Iq*와, 전기각주파수 지령 ωl*에 의거하여 d축 전압 지령 Vd* 및 q축 전압 지령 Vq*를 산출하고, 축 오차 추정기(303) 및 2축/3상 변환기(314)에 출력한다.
2축/3상 변환기(314)는, 전압 지령 연산기(312)로부터 입력되는 d축 전압 지령 Vd* 및 q축 전압 지령 Vq*와, 적분기(307)로부터 입력되는 위상 추정값 θdc에 의거하여, 교류 모터(5)의 3상 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*을 산출하고, PWM 신호 발생기(315)에 출력한다.
PWM(Pulse Width Modulation) 신호 발생기(315)는, 2축/3상 변환기(314)로부터 입력되는 3상 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*에 의거하여 PWM 신호를 생성하고, 인버터(1)가 갖는 스위칭 소자(도시 생략)에 출력한다.
맥동 토크 억제 제어부(316)는, 푸리에 순변환기(316a)와, 원형 리미터 구비 적분 제어기(316b)와, 푸리에 역변환기(316c)를 갖고 있으며, 교류 모터(5)에 걸리는 부하 토크의 변동(즉, 맥동 토크)을 없애기 위한 맥동 토크 억제 전류값 IqSIN*을 산출한다. 즉, 맥동 토크 억제 제어부(316)는, 축 오차 추정기(303)로부터 입력된 축 오차 Δθc에 의거하여 맥동 토크 억제 전류값 IqSIN*을 산출하고, 가산기(310)에 출력한다. 다음에 맥동 토크 억제 제어부(316)의 내부에 대하여 상세를 설명한다.
(푸리에 순변환기)
도 2는, 모터 제어 장치가 갖는 푸리에 순변환기(316a)의 구성도이다. 푸리에 순변환기(316a)(축 오차 벡터 추출 수단)는, 푸리에 순변환 처리를 행함으로써 축 오차 Δθc로부터, 정현파인 맥동 성분을 벡터로서 추출하는 기능을 갖고 있다.
축 오차 추정기(303)에 의해 추정되는 축 오차 Δθc의 크기는, 부하 토크의 변동의 영향에 의해 회전자(도시 생략)의 기계각에 따라 주기적으로 변동한다. 따라서, 주기적으로 변동하는 축 오차 Δθc의 맥동 성분을, 교류 모터(5)의 회전자 위치에 대응하는 교류 신호로 간주할 수 있다. 따라서, 이 교류 신호를 푸리에 순변환하면, 축 오차 Δθc의 맥동 성분을 2개의 스칼라값인 d축 성분(cos 성분)과 q축 성분(sin 성분)으로 분해하는 것이 가능하다. 그래서, 푸리에 순변환기(316a)에서는, 단상-dq축 변환기(a1)와 2개의 1차 지연 필터(a2, a3)와, 부호 반전기(a4, a5)와, 벡터 변환기(a6)를 기능시킴으로써 맥동 성분을 벡터로서 추출하고 있다.
단상-dq축 변환기(a1)는, 전류 센서(2)에 의해 검출된 시점에서의 회전자(도시 생략)의 기계각 θr을 사용하여 sinθ, cosθ를 구하고(각도 θ에 대해서는 후기함), 그 후, 축 오차 추정기(303)로부터 주어진 축 오차 Δθc에 대하여 구한 sinθ, cosθ를 각각 승산한다. 이에 의해 전류 센서(2)에 의해 검출된 시점의 d축 성분의 맥동 성분과 q축 성분의 맥동 성분의 순시값을 구하고, 1차 지연 필터(a2)에 출력한다.
또, 1차 맥동 성분을 구하는 경우에는 기계각 θr에 대응한 sinθr, cosθr의 값을 구하고, 2차 맥동 성분을 구하는 경우에는 기계각 θr을 2배한 sin(2×θr), cos(2×θr)의 값을 구한다. 또한 고차 맥동 성분을 구할 경우에는 그 차수배한 각도의 sinθ, cosθ를 구하고, 축 오차 Δθc와 승산한다. 이에 의해 원하는 맥동 성분을 얻는 것이 가능해진다.
이와 같이 하여, 1차 지연 필터(a2, a3)는 각각, 단상-dq축 변환기(a1)로부터 출력된 축 오차로부터 맥동 성분(d축에 대응하는 cos 성분, 및 q축에 대응하는 sin 성분)을 추출하고, 부호 반전기(a4, a5)에 출력한다.
부호 반전기(a4, a5)는 각각, 1차 지연 필터(a2, a3)로부터 출력된 값의 부호를 반전하고(즉, 축 오차 지령값 : 제로로부터 상기 값을 감산하고), 축 오차의 맥동 성분을 2개의 스칼라값, 즉 d축 성분 Δθcos와 q축 성분 Δθsin을 산출한다. 벡터 변환기(a6)는, 2개의 스칼라값에 의거하여 축 오차의 맥동 성분의 절대값 Δθsize와, 편각 Δθang1e을 산출한다.
이하에서는 설명을 용이하게 하기 위해서, 축 오차의 맥동 성분의 절대값 Δθs i ze와, 편각 Δθangle에 의해 특정되는 벡터를 축 오차 벡터값 Δθvec로 기재하고, 또한 축 오차의 맥동 성분을 나타낸 2개의 스칼라값을 축 오차 스칼라값 Δθsca로 기재하고, 축 오차의 절대값 Δθsize, 편각 Δθangle, d축 성분 Δθcos, q축 성분 Δθsin을 통틀어 축 오차의 맥동 성분 정보 Δθwave _ inf로 기재한다.
(원형 리미터 구비 적분 제어기)
도 3은, 원형 리미터 구비 적분 제어기(316b)의 구성도이다. 원형 리미터 구비 적분 제어기(316b)는, 적분 제어기(b1)와, 원형 리미터 처리 수단(b2)을 갖고 있다. 적분 제어기(b1)(보정 전류 벡터 산출 수단)는, 푸리에 순변환기(316a)에 의해 추출된 축 오차 스칼라값 Δθsca를 기초로 적분 연산하고, 교류 모터(5)의 맥동 토크를 없애기 위한 보정 전류값을 산출하는 기능을 갖고 있다. 또한 원형 리미터 처리 수단(b2)은 축 오차 벡터값 Δθvec를 기초로 하여 적분 제어기(b1)가 산출한 보정 전류값에 대하여 원형 리미터 처리를 행하는 기능을 갖고 있다. 이하, 각 부의 상세한 내용에 대하여 설명한다.
도 5는, 원형 리미터 구비 적분 제어기(316b)가 갖는 적분 제어기(b1)의 구성도이며, 내부에는 적분 연산기(b11, b12)와, 벡터 변환기(b13)를 갖고 있다.
적분 연산기(b11)는, 축 오차 스칼라값 Δθsca의 q축 성분 Δθsin과, 전회(前回)의 원형 리미터 구비 적분 제어기(316b) 내에서 산출된 q축 성분의 보정 전류값 Hsin (N-l)을 사용하여 적분 연산하고, q축 성분의 보정 전류 베이스값 Hsin _ Base를 산출하고 있다. 적분 연산기(b12)도 적분 연산기(b11)와 마찬가지로 d축 성분의 보정 전류 베이스값 Hcos _ Base를 산출하고 있다.
벡터 변환기(b13)는, q축 성분의 보정 전류 베이스값 Hsin _ Base와 d축 성분의 보정 전류 베이스값 Hcos _ Base를 기초로 벡터 변환을 행함으로써 보정 전류 베이스값의 벡터값, 즉 절대값 Hsize _ Base와, 편각 Hangle _ Base를 산출하고 있다. 이상의 연산을 적분 제어기(b1)가 행하고, 적분 제어의 연산 결과로서 원형 리미터 처리 수단(b2)에 출력한다. 또 이하에서는 설명을 용이하게 하기 위해서, 보정 전류 베이스값의 벡터를 구성하는 절대값 Hsize _ Base와, 편각 Hangle _ Base를 통틀어 Hvec _ Base라고 기재하고, 또한 보정 전류 베이스값의 2개의 스칼라값을 통틀어 Hsca _ Base라고 기재한다. 또한, Hvec _ Base와 Hsca _ Base를 통틀어 Hinf _ Base라고 기재한다. 다음에 원형 리미터 처리 수단(b2)에 대하여 설명한다.
원형 리미터 처리 수단(b2)(도 3 참조)은, 소정의 리미터값 Lim을 반경으로 하는 원주를 기준으로 하고, 보정 전류값의 벡터 Hvec _ Base에 이동을 제한함으로써 원형 리미터 처리를 실행하는 기능을 갖고 있다. 도 8을 이용하여 그 개요를 설명한다.
도 8은 원형 리미터 처리의 작용을 나타낸 벡터도이며, 좌표축에는 푸리에 순변환에 사용된 d축(cos축)과 q축(sin축)을 사용하고 있으며, 축 오차의 맥동 성분의 벡터 Δθvec와 보정 전류값의 벡터 Hvec를 동일 좌표축 상에 나타내고 있다. 하얀 화살표가 축 오차의 맥동 성분의 벡터 Δθvec이며, 검은 화살표가 보정 전류값의 벡터 Hvec이다
도 8의 (a)는 보정 전류값의 편각 Hangle와 축 오차의 맥동 성분의 편각 Δθangle이 상이한 상태를 나타낸 벡터도이다. 보정 전류값의 2개의 스칼라값 Hsin, Hcos, 또는 절대값 Hsize에 단순한 제한을 실시하면, 보정 전류값의 편각 Hangle과 축 오차의 맥동 성분의 편각 Δθangle에 차이가 생기고, 도 8의 (a)에 도시한 상태가 된다.
차이가 생기는 이유는, 2개의 스칼라값을 적분 제어에 의해 보정하고 있는 것에 기인한다. d축 성분의 적분값과 q축 성분의 적분값을 개별적으로 보정하기 때문에, 당연히 보정 기간 중에는 보정 전류 베이스값의 편각 Hangel _ Base와 축 오차의 맥동 성분의 편각 Δθangle 사이에는 차이가 생기고 있다. 그 상태에서 적분 제어의 연산을 중단시키는 것과 같은 제한을 가하면, 보정 전류 베이스값의 편각 Hangle과 축 오차의 맥동 성분의 편각 Δθangle에 차이가 계속 남게 된다.
이에 대하여 본 실시형태에서는, 하얀 화살표로 나타낸 축 오차의 맥동 성분의 벡터 Δθvec를 0으로 하는 것을 목표로서 맥동 토크 억제 제어를 실행한다. 축 오차 Δθc에 오차가 없을 경우, 이 동작이 가장 맥동 토크 억제 효과가 얻어지기 때문이다. 그러나, 상기한 바와 같이, 축 오차 추정기(303)가 출력하는 축 오차에도 오차가 포함되어 있다. 따라서 축 오차의 맥동 성분의 벡터 Δθvec를 0까지 보정하면 실제로는 과잉 보정이 가해져, 맥동 토크 억제 효과가 저감되게 된다.
그 때문에, 실용상은 축 오차의 벡터의 편각 Δθangle과, 보정 전류의 벡터의 편각 Hangle (N)을 일치시킨 상태에서, 또한 소정의 보정 전류로 보정을 가함으로써 맥동 토크 억제의 효과를 가장 높일 수 있다.
그래서 원형 리미터 처리 수단(b2)(도 3 참조)에는, 도 8의 (a)에 나타낸 상태를, 보정 전류값의 벡터에 이동 제한을 실시하면서 도 8의 (b)에 나타낸 2개의 편각이 일치한 상태로 하는 기능을 마련하고 있다. 다음에 원형 리미터 처리의 내용에 대하여 설명을 한다.
도 6은, 원형 리미터 처리의 흐름을 나타낸 설명도(PAD : Problem Analysis Diagram)이다.
스텝(S100)의 리미터값 산출 처리에 있어서 모터 제어 장치(3)는, 리미터값 산출부(100)(도 3 참조)에 의해, 보정 전류 베이스값의 벡터 Hvec _ Base의 이동을 제한하기 위한 리미터값 Lim을 산출한다. 예를 들면, 모터 제어 장치(3)는, 평균 토크에 대응하는 q축 전류 지령 Iqb(평균 토크 전류 : 도 1 참조)와 소정의 비례 정수(양(正)의 값)를 승산하여 리미터값 Lim을 산출한다. 이 경우에 있어서, 리미터값 Lim은, q축 전류 지령 Iqb의 크기의 100∼150%인 것이 바람직하다. 리미터값 Lim을 상기한 범위 내에서 순차 설정함으로써, 과잉 보정을 회피하면서 주기적인 외란에 기인하는 맥동 토크를 적절히 방지할 수 있다.
다음에, 스텝(S200)에 있어서 모터 제어 장치(3)는, 스칼라값 보정 처리부(200)(도 3 참조)에 의해, 보정 전류 베이스값의 벡터 Hvec _ Base의 절대값 Hsize _ Base가, 리미터값 Lim과 변동 허용값 Tole의 차(Lim-Tole) 이상인지의 여부를 판정한다. 상기한 변동 허용값 Tole은, 보정 전류 베이스값의 벡터 Hvec _ Base가 리미터값 Lim으로 규정되는 원주 부근(또는, 원주 내부)에서 이동하도록, 사전의 실험으로 미리 설정되어 있다.
절대값 Hsize _ Base가 상기한 차(Lim-Tole) 이상일 경우, 보정 전류값의 벡터 Hvec가, 후기하는 제한 영역 A(도 9 참조)보다 직경 방향 외측으로 나와서 과잉 보정이 될 가능성이 있다. 따라서, 모터 제어 장치(3)는, 스칼라값 보정 처리부(300)에 의해, 스텝(S300)에서 스칼라값 보정 처리를 실행하여 보정 전류값의 벡터 Hvec의 이동을 제한한다.
한편, 절대값 Hsize _ Base가 상기한 차(Lim-Tole) 미만일 경우, 보정 전류값의 벡터 Hvec가, 후기하는 제한 영역 A(도 9 참조)보다 직경 방향 외측으로 나올 우려는 없다. 따라서, 모터 제어 장치(3)는 스칼라값 보정 처리를 생략한다. 그때, 모터 제어 장치(3)는, 스텝(S400)에서 q축 성분의 보정 전류값 Hsin으로서 q축 성분의 보정 전류 베이스값 Hsin _ Base를 설정하고, d축 성분의 보정 전류값 Hcos로서 d축 성분의 보정 전류 베이스값 Hcos _ Base를 설정한다.
마지막으로 스텝(500)에 있어서 모터 제어 장치(3)는, 벡터 변환 처리부(500)(도 3 참조)에 의해, 벡터 변환 처리를 실행한다. 즉, 모터 제어 장치(3)는, 스텝(S300), 또는 스텝(S400)에서 얻어진 q축 성분의 보정 전류값 Hsin과 d축 성분의 보정 전류값 Hcos에 의거하여 벡터 변환 처리를 행함으로써 보정 전류값의 벡터값, 즉 절대값 Hsize와, 편각 Hangle을 산출하고 있다. 이상의 스텝을 완료하면, 모터 제어 장치(3)는 처리를 종료한다(END). 다음에 스칼라값 보정 처리의 내용에 대하여 상세히 설명한다.
도 7은, 스칼라값 보정 처리의 흐름을 나타낸 설명도(PAD : Problem Analysis Diagram)이다. 스텝(S301)에 있어서 스칼라값 보정 처리부(300)(도 3 참조)는, 축 오차의 벡터와 보정 전류의 벡터의 편각의 차이를 조사하기 위한 값을 구한다. 구체적으로, 스칼라값 보정 처리부(300)는, 도설(圖說)의 식에 의해 축 오차측의 sin, cos과, 보정측의 sin, cos을 산출한다. 또한 스텝(S302)에 있어서 스칼라값 보정 처리부(300)는, 도설의 식에 의해 sin측 기준값 St_Hsin과, cos측 기준값 St_Hcos을 산출한다.
스텝(S303)에 있어서 스칼라값 보정 처리부(300)는, 축 오차측의 sin과, 보정측의 sin의 대소를 비교한다.
보정측의 sin이 축 오차측의 sin보다 클 경우, 스칼라값 보정 처리부(300)는, sin측 상한값 Lim_Hsin(Hi)로서 sin측 기준값 St_Hsin을 설정함과 함께, sin측 하한값 Lim_Hsin(Lo)로서 차(St_Hsin(Hi)-Tole)를 설정한다(S303a).
보정측의 sin이 축 오차측의 sin보다 작을 경우, 스칼라값 보정 처리부(300)는, sin측 상한값 Lim_Hsin(Hi)로서 합(St_Hsin+Tole)을 설정함과 함께, sin측 하한값 Lim_Hsin(Lo)로서 sin측 기준값 St_Hsin을 설정한다(S303b).
보정측의 sin(H_Baseangl)과 축 오차측의 sin(Δθangl)이 같을 경우, 스칼라값 보정 처리부(300)는, sin측 상한값 Lim_Hsin(Hi)로서 합(St_Hsin+Tole)을 설정함과 함께, sin측 하한값 Lim_Hsin(Lo)로서 차(St_Hsin(Hi)-Tole)를 설정한다(S303c).
스텝(S304)에 있어서도, 스텝(S303)과 같이, 스칼라값 보정 처리부(300)는 cos측 상한값 Lim_Hcos(Hi)과 cos측 하한값 Lim_Hcos(Lo)을 설정한다.
다음에 스텝(S305)에 있어서 스칼라값 보정 처리부(300)는, 적분 제어기(b1)(도 6 참조)로부터 입력된 q축 성분의 보정 전류 베이스값 Hsin _ Base와, sin측 상한값 Lim_Hsin(Hi)과, sin측 하한값 Lim_Hsin(Lo)의 대소를 비교한다.
처음에 스칼라값 보정 처리부(300)는, q축 성분의 보정 전류 베이스값 Hsin_Base와, sin측 상한값 Lim_Hsin(Hi)을 비교하고, q축 성분의 보정 전류 베이스값 Hsin_Base가 sin측 상한값 Lim_Hsin(Hi)보다 큰 경우에는 q축 성분의 보정 전류값 Hsin으로서 sin측 상한값 Lim_Hsin(Hi)을 설정한다.
상기의 판정이 불성립인 경우, 스칼라값 보정 처리부(300)는, q축 성분의 보정 전류 베이스값 Hsin _ Base와, sin측 하한값 Lim_Hsin(Lo)을 비교한다. q축 성분의 보정 전류 베이스값 Hsin _ Base가 sin측 상한값 Lim_Hsin(Lo)보다 작을 경우, 스칼라값 보정 처리부(300)는, q축 성분의 보정 전류값 Hsin으로서 sin측 하한값 Lim_Hsin(Lo)을 설정한다. 그리고 어느 판정도 불성립인 경우, 스칼라값 보정 처리부(300)는, q축 성분의 보정 전류값 Hsin으로서 q축 성분의 보정 전류 베이스값 Hsin_Base를 설정한다.
스텝(S306)에 있어서도 스텝(S305)과 같이, 스칼라값 보정 처리부(300)는 d축 성분의 보정 전류값 Hcos을 설정한다.
이상의 처리를 행함으로써, 스칼라값 보정 처리부(300)는 보정 전류값의 벡터 Hvec의 이동을 제한한다. 다음에 스칼라값 보정 처리의 작용에 대하여 설명한다.
도 9의 (a)는, 축 오차 벡터 Δθvec에 따라 보정 전류 벡터를 변동시키는 상태를 나타낸 벡터도이며, sin(Δθangle)<sin(Hangle), 또한 cos(Δθangle)<cos(Hangle)의 경우를 나타내고 있다. 이 상태에 있어서 축 오차측의 sin과, 보정측의 sin을 비교하면, 보정측의 sin이 축 오차측의 sin보다 커진다. 그 때문에, 스텝(S303a)의 처리가 실시되어, 도 9의 (a)에 나타낸 Hsin의 변동 허용 범위가 Lim_Hsin(Hi)으로부터 Lim_Hsin(Lo)으로 제한된다.
마찬가지로 축 오차측의 cos과, 보정측의 cos을 비교하면, 보정측의 cos이 축 오차측의 cos보다 커진다. 그 때문에 스텝(S304a)의 처리가 실시되어, 도 9의 (a)에 나타낸 Hcos의 변동 허용 범위가 Lim_Hcos(Hi)으로부터 Lim_Hcos(Lo)으로 제한된다. 이상의 결과로부터 제한을 받은 보정 전류값의 벡터 Hvec (N)은, 전회의 보정 전류값의 벡터 Hvec (N-l)의 편각에 대응하는 점 K를 하나의 정점으로 한 사각형 영역 A의 범위에서 변동하게 되고, 사각형 영역 B1∼B3측으로는 이동하지 않게 된다.
도 9의 (b)는, 축 오차 벡터 Δθvec에 따라 보정 전류 벡터를 변동시키는 상태를 나타낸 벡터도이며, sin(Δθangle)>sin(Hangle), 또한 cos(Δθangle)>cos(Hangle)의 경우를 나타내고 있다. 이 상태에 있어서 축 오차측의 sin과, 보정측의 sin을 비교하면 보정측의 sin이 축 오차측의 sin보다 작아진다. 그 때문에, 스텝(S303b)의 처리가 실시되어, 도 9의 (b)에 나타낸 Hsin의 변동 허용 범위가 Lim_Hsin(Hi)으로부터 Lim_Hsin(Lo)으로 제한된다.
마찬가지로 축 오차측의 cos과, 보정측의 cos을 비교하면 보정측의 cos이 축 오차측의 cos보다 작아진다. 그 때문에, 스텝(S304b)의 처리가 실시되어, 도 9의 (b)에 나타낸 Hcos의 변동 허용 범위가 Lim_Hcos(Hi)으로부터 Lim_Hcos(Lo)으로 제한된다. 이상의 결과로부터 제한을 받은 보정 전류값의 벡터 Hvec (N)은 전회의 보정 전류값의 벡터 Hvec (N-1)의 편각에 대응하는 점 K를 하나의 정점으로 한 사각형 영역 A의 범위에서 변동하게 되고, 사각형 영역 B1∼B3측으로는 이동하지 않게 된다.
또, 도시하고 있지 않지만, sin(Δθangle)=sin(Hangle), 또한 cos(Δθangle)=cos(Hangle)의 경우에는 도 9의 (a), (b)에서 나타낸 사각형 영역 A와, B1과, B2와, B3으로 나타낸 범위에서 보정 전류값의 벡터 Hvec (N)이 변동한다.
그 결과, 도 9의 (a), (b)에 나타낸 바와 같이, 보정 전류값의 벡터 Hvec (N)이 축 오차 벡터 Δθvec에 근접하도록 변동한다. 또한, 보정 전류값의 벡터 Hvec (N)은 상기한 절대값 Hsize _ Base가 (Lim-Tole) 이상의 상태에서는 항상 사각형 영역 A로부터 나오지 않는 범위에서 변동한다. 따라서, 보정 전류값의 벡터 Hvec (N)은, 리미터값 Lim을 반경으로 하는 원주에 따르도록 하여(또는 원주 내에서) 변동하고, 과잉 보정에 기인하는 진동 증가 등을 적절히 방지할 수 있다.
원형 리미터 구비 적분 제어기(316b)는, 이상의 처리를 원형 리미터 처리 수단(b2)에 의해 행하고, 푸리에 역변환기(316c)와, 적분 제어기(b1)에 적분 제어의 연산 결과 정보로서 출력하고 있다.
(푸리에 역변환기)
도 4는, 모터 제어 장치가 갖는 푸리에 역변환기의 구성도이다. 푸리에 역변환기(316c)는, 원형 리미터 구비 적분 제어기(316b)로부터 입력되는 보정 전류 벡터 H(Hcos , Hsin)에 대하여 dq축-단상 변환기(c1)로 푸리에 역변환을 행하고, 맥동 토크 억제 전류값 IqSIN*을 산출한다.
상기한 바와 같이, 맥동 토크 억제 전류값 IqSIN*은, 가산기(310)(도 1 참조)에서 평균 토크 전류 지령 Iqb*(도 1 참조)에 가산되어, q축 전류 지령 Iq*로서 전압 지령 연산기(312)에 입력된다. 이와 같이, 토크 전류의 주성분인 q축 전류 지령 Iq*에 맥동 토크 제어를 시시각각으로 반영시킴으로써, 교류 모터(5)에서 생기는 맥동 토크를 효과적으로 억제할 수 있다.
<효과>
본 실시형태에 따른 모터 제어 장치(3)에 의하면, 보정 전류값 벡터의 편각 Hangle을 축 오차 벡터 Δθvec의 편각에 근접하도록 변동 허용 범위 A(도 9 참조)를 설정하고, 원형 리미터 제어를 실행한다. 상기한 바와 같이, 주기적으로 변동하는 축 오차 Δθc를, 교류 모터(5)의 회전자 위치와 대응하는 교류 신호로 간주할 수 있다. 모터 제어 장치(3)는, 맥동 토크가 가장 커지는 회전자 위치에 축 오차 벡터 Δθvec의 편각 Δθangle을 대응시켜, 보정 전류 벡터의 편각 Hangle이 편각 Δθangle에 근접하도록 원형 리미터 제어를 행한다.
따라서, 맥동 토크를 억제하기 위한 보정 전류값 벡터의 절대값 Hsize가 리미터값 Lim을 초과하지 않은(만약에 초과해도, 변동 허용값 Tole에 따른 미소량임) 상태에서, 교류 모터(5)의 출력 토크를 부하 토크에 한없이 일치시킬 수 있다. 그 결과, 주기적인 외란에 기인하는 맥동 토크를 적절히 없애고, 교류 모터(5)의 저진동화 및 저소음화를 도모할 수 있다.
또한, 교류 모터(5)를 위치 센서리스로 제어하기 때문에, 모터 제어 장치(3) 내에서 추정하는 축 오차 Δθc와 실제의 축 오차 사이에는 오차가 존재한다. 가령, 리미터를 가하지 않고 맥동 토크 억제 제어를 실행하면, 상기한 오차의 영향으로 과잉 보정이 생기고, 모터 전류의 난조나 진동 증가를 초래할 우려가 있다.
이에 대하여 본 실시형태에서는, 원형 리미터 제어를 행함으로써, 보정 전류 벡터 H가 리미터값 Lim을 반경으로 하는 원주에 따르도록(또는, 이 원주의 내부에서) 변동한다. 또한, 보정 전류 벡터의 변동 허용 범위를 설정할 때에 사용하는 변동 허용값 Tole은, 상기한 원주로부터 보정 전류 벡터가 대폭 벗어나는 일이 없도록, 미소한 값으로서 설정된다. 따라서, 본 실시형태에 의하면, 과잉 보정에 기인하는 진동 증가를 확실하게 방지할 수 있다.
또한, 과잉 보정을 회피하는 만큼, 교류 모터(5)를 구동하기 위한 입력 전력이 저감되기 때문에, 교류 모터(5)를 고효율로 구동시킬 수 있다.
또한, 예를 들면, 교류 모터(5)에 저온 감자(減磁) 특성을 갖는 페라이트 자석을 사용할 경우, 과잉 보정을 가하지 않음으로써(즉, 맥동을 없애기 위한 보정 전류를 과잉으로 흘리지 않음으로써) 페라이트 자석의 감자를 억제하고, 장수명화를 도모할 수 있다.
또한, 모터 제어 장치(3)로서, 마이크로 컴퓨터(Micro Computer)가 사용되는 경우가 많다. 마이크로 컴퓨터는 소형이며 범용성이 높지만, 정밀한 계산을 고속으로 행하기에는 한계가 있다. 이에 대하여 본 실시형태에서는 원형 리미터 제어를 행할 때, 보정 전류값 벡터 Hvec의 변동 허용 범위를 순차 설정하여 편각 Hangle을 Δθangle에 한없이 근접시킨다. 따라서, 보정 전류 벡터 H 등에 다소의 오차가 존재해도 당해 오차를 흡수하고, 저렴한 마이크로 컴퓨터를 사용하는 경우에도 적절히 맥동 토크를 억제할 수 있다.
또한, 본 실시형태에서는, 확장 유기 전압을 사용한 위치 추정 방식에 의해, 교류 모터(5)의 실축과 제어축의 축 오차 Δθc를 추정된다. 또, 확장 유기 전압에 의거하는 축 오차 θc의 연산식에서는, 모터 제어 장치(3)의 처리 속도 및 연산 부하를 고려하여 미분항을 생략해도, 사전의 실험 등에 의거하여 리미터값 Lim을 적절히 설정함으로써, 미분항의 생략에 따라 생길 수 있는 오차를 흡수하고, 주기적인 외란에 기인하는 맥동 토크를 적절히 억제할 수 있다.
또한, 본 실시형태에서는, 보정 전류 벡터의 절대값 Hsize가, 리미터값 Lim으로부터 변동 허용값 Tole을 감산한 값 이상일 경우(S200), 모터 제어 장치(3)는 원형 리미터 처리를 실행한다(S300). 부가하면, 보정 전류값 벡터의 절대값 Hsize가, 리미터값 Lim으로부터 변동 허용값 Tole을 감산한 값 미만일 경우에는, 리미터값 Lim을 반경으로 하는 원주로부터, 금회(今回)의 보정 전류값 벡터 Hvec (N)이 직경 방향 외측으로 나갈 우려는 없다.
이와 같이, 리미터 처리가 필요해질 가능성이 있을 경우에만, 원형 리미터 제어를 행함으로써, 모터 제어 장치(300)의 연산 부하를 경감하고, 응답성을 높일 수 있다.
《제2 실시형태》
제2 실시형태는, 모터 제어 장치(3)의 원형 리미터 처리 수단(b2)(도 3 참조)이 구비하는 스칼라값 보정 처리부(300A)(도 10 참조)의 구성이 제1 실시형태와 다르지만, 그 외에 대해서는 제1 실시형태와 같다. 따라서, 당해 다른 부분에 대하여 설명하고, 제1 실시형태와 중복되는 부분에 대해서는 설명을 생략한다.
(스칼라값 보정 처리부)
도 10은, 본 실시형태에 따른 모터 제어 장치의 원형 리미터 처리 수단이 구비하는 스칼라값 보정 처리부의 구성도이다.
본 실시형태에 있어서 원형 리미터 처리 수단(b2)은, 변동 허용 범위(제1 실시형태에서 설명한 사각 형상의 범위 A에 상당 : 도 9 참조)를 설치하지 않고 원형 리미터 처리를 실행하는 점에 특징이 있다.
도 10에 나타낸 바와 같이, 스칼라값 보정 처리부(300A)는, 1차 지연 필터(b21)과, sin 연산부(b22)와, cos 연산부(b23)와, 2개의 승산부(b24, b25)에 의해 구성되어 있다.
1차 지연 필터(b21)는, 푸리에 순변환기(316a)(도 2 참조)가 구한 축 오차의 맥동 성분의 편각 Δθangle을 평균화하고, sin 연산부(b22)와, cos 연산부(b23)에 출력한다.
sin 연산부(b22)와, cos 연산부(b23)는 각각, 평균화된 편각 Δθangle에 대한 sin값과 cos값을 구하고, 승산부(b24, b25)에 출력한다.
승산부(b24, b25)는, 리미터값 산출 처리(100)(도 3 참조)로부터 입력된 리미터값 Lim과 sin값을 승산함으로써 보정 전류 벡터의 sin측 스칼라값 Hsin을 산출하고, 리미터값 Lim과 cos값을 승산함으로써 보정 전류 벡터 Hvec의 cos측 스칼라값 Hcos을 산출한다. 스칼라값 보정 처리부(300A)는, 이와 같이 하여 보정 전류 벡터 H(Hcos, Hsin)를 구함으로써, 원형 리미터 처리를 실행한다.
또, 1차 지연 필터(b21)의 초기값은, 도 6에 나타낸 PAD에 있어서, 스텝(S400)의 처리를 행할 때에, 보정 전류 베이스값의 벡터를 구성하는 편각 Hangle_Base를 설정한다(도시 생략).
<효과>
본 실시형태에 의하면, 스칼라값 보정 처리부(300A)를 상기한 구성으로 함으로써, 제1 실시형태보다 간단한 구성으로 보정 전류 벡터 H(Hcos, Hsin)를 구하는 것이 가능해진다. 또한, 보정 전류 벡터 Hvec의 반경을 소정의 리미터값 Lim으로 유지하면서, 보정 전류 벡터 Hvec의 편각으로서, 시시각각으로 변화하는 축 오차 벡터 Δθvec의 편각 Δθcangle을 사용한다.
즉, 본 실시형태에 따른 모터 제어 장치(3)는, 보정 전류 벡터 Hvec의 편각 Hangl를, 축 오차 벡터 Δθvec의 편각 Δθangl에 근접하도록, 보정 전류 벡터 Hvec의 이동을 제한하는 원형 리미터 처리를 실행한다.
이에 의해, 간단한 구성으로, 교류 모터(5)의 맥동 토크를 적절히 억제할 수 있다.
《변형예》
이상, 본 발명에 따른 모터 제어 장치(3)에 대하여 상기 각 실시형태에 의해 설명했지만, 본 발명은 이것에 한정되는 것은 아니며, 다양한 변경을 행할 수 있다.
예를 들면, 제1 실시형태에서는, 리미터값 Lim을 반경으로 하는 원주 중 전회의 보정 전류값 벡터 Hvec (N-l)의 편각에 대응하는 점 K(도 9 참조)를 하나의 정점으로 하는 사각형 영역 A를 변동 허용 영역으로 할 경우에 대하여 설명했지만, 이것에 제한되지 않는다.
즉, 반경 Lim의 원주의 일부를 포함하는 소정 영역 내에서 보정 전류값 벡터 Hvec의 이동을 제한할 수 있으면, 다른 형상·태양으로 변동 허용 영역을 설정해도 된다.
또한, 제1 실시형태에 의하면, 전류 지령값의 소정 시간 내에서의 평균값으로 비례하도록 리미터값 Lim을 산출할 경우에 대하여 설명했지만, 이것에 제한되지 않는다. 즉, 전류 지령값의 소정 시간 내에서의 평균값과 양의 상관(비선형일 경우를 포함함)을 갖도록 리미터값 Lim을 설정해도 된다. 이 경우에도, 전류 지령값의 증대에 따라 커지는 맥동 토크를 적절히 억제할 수 있다.
또한, 리미터값 Lim을, 과잉 보정을 방지 가능한 고정값으로서 미리 설정해도 된다.
또한, 상기 각 실시형태에서는, 압축기(6)로서 로터리 압축기를 사용할 경우에 대하여 설명했지만, 이것에 제한되지 않는다. 즉, 압축기(6)로서 레시프로 압축기 등 다른 종류의 압축기를 사용해도 된다.
또한, 상기 각 실시형태에서는, 교류 모터(5)가 페라이트 자석을 갖을 경우에 대하여 설명했지만, 이것에 제한되지 않는다. 즉, 네오디뮴 자석 등 다른 종류의 자석을 사용해도 된다.
또한, 상기 각 실시형태에서는, 교류 모터(5)로서 동기 모터를 사용할 경우에 대하여 설명했지만, 이것에 제한되지 않는다. 즉, 교류 모터(5)로서 유도 모터를 사용해도, 상기 실시형태와 같은 방법으로, 고정밀한 맥동 토크 억제 제어를 실행할 수 있다.
또한, 상기 각 실시형태에서는, 모터 제어 장치(3)에 의해 구동되는 교류 모터(5)를 압축기(6)에 설치할 경우에 대하여 설명했지만, 이것에 제한되지 않는다. 즉, 위치 센서리스로 교류 모터(5)를 구동시키는 것이면, 모든 기기 및 시스템에 적용할 수 있다.
또한, 상기 각 실시형태는, 적절히 조합시킬 수 있다. 예를 들면, 제2 실시형태에 있어서 모터 제어 장치(3)가 리미터값 Lim을 산출할 때, 인버터(1)에 출력하는 토크 전류 지령값의 소정 시간 내에 있어서의 평균값과 양의 상관을 갖도록 해도 된다.
S 모터 제어 시스템
1 인터버
2 전류 센서(전류 검출 수단)
3 모터 제어 장치
303 축 오차 추정기(축 오차 추정 수단)
316 맥동 토크 억제 제어부
316a 푸리에 순변환기(축 오차 벡터 추출 수단)
a1 단상-dq축 변환기
a2, a3 1차 지연 필터(축 오차 벡터 추출 수단)
316b 원형 리미터 구비 적분 제어기
b1 적분 제어기(보정 전류 벡터 산출 수단)
b2 원형 리미터 처리 수단
100 리미터값 산출부(원형 리미터 처리 수단)
300 스칼라값 보정 처리부(원형 리미터 처리 수단)
500 벡터 변환 처리부(원형 리미터 처리 수단)
316c 푸리에 역변환기
5 교류 모터
6 압축기

Claims (6)

  1. 인버터에 의해 구동되는 교류 모터의 실축과 제어축의 축 오차를, 전류 검출 수단에 의해 검출되는 상기 인버터의 전류값에 의거하여 추정하는 축 오차 추정 수단과,
    상기 축 오차 추정 수단에 의해 추정되는 상기 축 오차의 시간적인 변동으로부터, 정현파로 나타나는 맥동 성분을 축 오차 벡터로서 추출하는 축 오차 벡터 추출 수단과,
    상기 축 오차 벡터 추출 수단에 의해 추출되는 상기 축 오차 벡터를 적분 연산하고, 상기 교류 모터의 맥동 토크를 없애기 위한 보정 전류 벡터를 산출하는 보정 전류 벡터 산출 수단과,
    소정의 리미터값을 반경으로 하는 원주를 기준으로 하여, 상기 보정 전류 벡터 산출 수단에 의해 산출되는 상기 보정 전류 벡터의 이동을 제한하는 원형 리미터 처리 수단을 구비하고,
    상기 원형 리미터 처리 수단은,
    상기 보정 전류 벡터의 편각을, 상기 축 오차 벡터의 편각에 근접하도록 상기 보정 전류 벡터의 이동을 제한하는 원형 리미터 처리를 실행하는 것
    을 특징으로 하는 모터 제어 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 원형 리미터 처리 수단은,
    상기 원주의 일부를 포함하는 소정 영역 내에서 상기 보정 전류 벡터의 이동을 제한함으로써, 상기 원형 리미터 처리를 실행하는 것
    을 특징으로 하는 모터 제어 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 원형 리미터 처리 수단은,
    상기 보정 전류 벡터의 절대값이, 상기 리미터값으로부터 소정값을 감산한 값 이상일 경우, 상기 원형 리미터 처리를 실행하는 것
    을 특징으로 하는 모터 제어 장치.
  4. 제2항 또는 제3항에 있어서,
    상기 원형 리미터 처리 수단은,
    상기 원주 중 전회(前回)의 적분 연산으로 산출된 상기 보정 전류 벡터의 편각에 대응하는 점을 하나의 정점으로 하는 사각형 영역을 상기 소정 영역으로서 설정하고, 금회(今回)의 적분 연산으로 산출되는 상기 보정 전류 벡터를 상기 사각형 영역 내에 제한하는 것
    을 특징으로 하는 모터 제어 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 원형 리미터 처리 수단은,
    상기 인버터에 출력하는 토크 전류 지령값의 소정 시간 내에 있어서의 평균값과 양(正)의 상관을 갖도록 상기 리미터값을 산출하는 것
    을 특징으로 하는 모터 제어 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 원형 리미터 처리 수단은,
    상기 인버터에 출력하는 토크 전류 지령값의 소정 시간 내에 있어서의 평균값을 기준으로 하여 100∼150%의 크기에 상기 리미터값을 설정하는 것
    을 특징으로 하는 모터 제어 장치.
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