JP4342450B2 - モータ制御装置及びこれを有するモータ駆動システム - Google Patents

Description

本発明は、モータを駆動制御するモータ制御装置及びこれを有するモータ駆動システムに関する。特に、負荷トルクの周期的な変動や誘起電圧の歪み等に起因する相電流の変動を抑制する技術に関する。

近年、負荷変動を伴う負荷要素を駆動するモータの可変速制御にはインバータが用いられている。空気調和機に用いられる圧縮機等は、その負荷要素の代表例である。空気調和機に使用される密閉型圧縮機は、吸入・圧縮・吐出の各行程での冷媒ガス圧変化が負荷トルクに作用することが知られている。また、このガス圧による負荷トルクは圧縮機の回転に同期して変動し、それに伴い圧縮機の回転速度が周期的に変動することも知られている。このような圧縮機の回転速度の周期的な変動は、圧縮機自体の振動を発生させると共に、騒音の原因ともなる。

このような負荷トルク変動による振動や騒音の問題を解決するべく、様々な技術が提案されている。

例えば、軸誤差より脈動トルク成分を推定し、脈動トルク成分が零になるように脈動トルク抑制電流指令値を算出する構成が、下記非特許文献１に開示されている。この技術によると、まず、推定座標軸の周期的な変動から周期的なトルク脈動成分を推定する。そして、その推定したトルク脈動成分をフーリエ変換し、積分補償器を通してフーリエ逆変換したものを用いてトルク電流指令値を作成する。

また、下記特許文献１に記載の構成においては、所定の周期をｎ分割し、等価外乱推定器の出力を位相選択器の選択機能を用いてｎ個のフィルタ群の１つに与え、位相選択器でフィルタの出力を選択して出力する。

また、下記特許文献２には、速度補償部を設けてトルク電流を補償する技術が開示されている。また、下記特許文献３には、周期的にｄ軸電流を変化させてトルク制御を行う技術が開示されている。

また、下記特許文献４には、回転子の１周期を複数の区間に分割し、この分割した区間における回転子の回転速度を検出するとともに、この回転速度の平均値を算出し、各区間における回転速度と平均値との差に応じて各区間における回転速度を補正し、各区間における回転速度を平均値とするために各巻線に印加する電圧の可変割合を変える技術が開示されている。

また、下記特許文献５には、電動機に加わる負荷の大きさが所定周期中に変化するのに対応して、前記電動機により駆動される負荷体の速度を指令速度に一致させるのに前記電動機に加える電圧、もしくは電流を制御する装置を備える電動機の速度制御装置において、前記の所定周期をｎ分割し、前記電動機に加える電圧、もしくは電流に係るｎ個のデータをそれぞれ独立に記憶する読み書き可能な記憶要素を備え、前記所定周期のｋ周期目（ｋは正の整数）において前記ｎ分割された領域毎に速度を検出し、分割された相隣り合う領域での速度を等しくするように前記ｎ個のデータの少なくとも１つのデータを修正し、前記所定周期の（ｋ＋１）周期目において、ｋ周期目で修正されたデータに応じて、前記電動機に加える電圧、もしくは電流を制御するように構成したことを特徴とする電動機の速度制御装置、が開示されている。

また、下記特許文献６には、速度指令を入力し速度に応じた飽和電圧又は電流値を出力することで速度変動に対する電圧あるいは電流の制御量の範囲を定める飽和レベル演算手段と、回転角度範囲毎の電圧変化指令値を記憶することで速度偏差情報を前記飽和レベル演算手段の演算結果に基づく所定範囲内で積分する飽和積分器と、を有する電動機駆動装置が開示されている。

他方、負荷トルク変動とは別の原因で振動や騒音が大きくなる場合がある。電機子巻線を分布巻としたモータを例に挙げ、この問題を説明する。

正弦波状に着磁された永久磁石を使用したブラシレスモータにおいて、固定子（ステータ）側に設けられた電機子巻線に誘起される電圧の波形は、理想的には回転子（ロータ）の回転の角度に対して正弦波状に変化する。また、ブラシレスモータやシンクロナスリラクタンスモータにおいて、理想的にはインダクタンスの変化分が回転子の回転の角度に対して正弦波状に変化する。しかし、実際のブラシレスモータやシンクロナスリラクタンスモータにおいては、固定子側の電機子巻線の誘起電圧やインダクタンスの変化分は正弦波状から歪んだ波形となる。

従来のモータ制御装置は、固定子側の電機子巻線に流れる相電流をフィードバックし、電流指令値の通りになるよう電圧指令値を制御している。従って、従来のモータ制御装置は、電機子巻線の誘起電圧やインダクタンスが歪んでも、これらの歪みを補償するよう電圧指令値を変化させて正弦波状の相電流を流すよう構成されていた。

上記のように構成された従来のモータ制御装置において、電流制御の周期を高速化して、フィードバックゲインを大きくすることにより、電機子巻線の誘起電圧やインダクタンスにおける大きな歪みに対する補償を行っていた。しかしながら、電流制御の周期を高速化するには自ずと限界があり、フィードバックゲインを大きくするには限界があった。従って、永久磁石をロータの内部に埋め込んだ埋込磁石型モータ（IPM：Interior Permanent Magnet motor）のような誘起電圧やインダクタンスの歪みが大きいモータにおいては、これらの歪みを十分に補償することはできないという問題があった。

この問題について図１７を参照して具体的に説明する。図１７は、電気角３６０°あたりに固定子のスロット数が１２である埋込磁石型モータを従来のモータ制御装置により制御したときの電機子巻線を流れる相電流の波形図である。

従来のモータ制御装置による制御において、誘起電圧やインダクタンスの歪みによる影響は相電流に対して電気角３６０°あたりに１２回（スロット数）の割合で繰り返される。従って、図１７に示すように、相電流は周期が３０°（＝３６０°／１２スロット）で波打つような変動成分（歪みの成分）を有している。

このように、従来のモータ制御装置による電流のフィードバック制御だけでは、誘起電圧やインダクタンスの歪みが大きいときに、これらの歪みを十分に補償することができなかった。そのため、相電流が波打つような変動成分（歪みの成分）により回転トルクのリップルが生じ、騒音や振動が発生するという問題が発生していた。また、上記の相電流変動の説明は、電機子巻線を分布巻としたモータに関するものであり、電機子巻線を集中巻としたモータの場合は、事情が異なる。集中巻の場合は、モータの電気角周波数の６倍の周波数（６次の高調波）にて相電流が脈動することが知られている。集中巻における相電流脈動も、分布巻の場合と同様、騒音や振動を発生させる。尚、相電流の変動成分の周波数が低くなると、騒音や振動の問題はより大きくなる。

誘起電圧等の歪みに起因した相電流の変動（歪み）によって生じる振動・騒音の問題を解決するべく、例えば、下記特許文献７には、駆動周波数の整数倍の周波数のｄ軸及びｑ軸学習値を用いてｄ軸及びｑ軸電圧指令値を補正する技術が提案されている。

能登原保夫、他４名，「周期トルク外乱抑制制御の検討」，平成１６年電気学会産業応用部門大会，２００４年９月１４日，１−５７（Ｉ-３３７〜Ｉ-３４０） 特開２００４−１７８３９３号公報 特開２００４−１３５４９１号公報 特開２００３−３３９１９７号公報 特開平７−８７７７３号公報 特公平６−４８９１６号公報 特開２００２−３６４５５１号公報 特開２０００−３２４８７９号公報

モータの回転速度の周期的な変動を抑制すべく提案された非特許文献１の手法では、フーリエ変換及びフーリエ逆変換が必要であるため、処理が複雑である。また、特許文献１の手法では、多くのフィルタと多くのメモリが必要となってしまう。

また、特許文献２〜特許文献６による技術は、処理が複雑になる等、モータの回転速度の周期的な変動を抑制する構成として、必ずしも満足のいくものではない。また、特許文献７による技術は、処理が複雑になる等、誘起電圧等の歪みに起因した相電流の変動成分を抑制する構成として、必ずしも満足のいくものではない。

そこで本発明は、簡易な処理且つ小規模な構成にて、モータの回転速度の周期的な変動を抑制することができるモータ制御装置及びこれを有するモータ駆動システムを提供することを目的とする。

また、簡易な処理且つ小規模な構成にて、誘起電圧等の歪みに起因したモータの相電流の変動を抑制することができるモータ制御装置及びこれを有するモータ駆動システムを提供することを目的とする。

上記目的を実現するために、本発明に係る第１のモータ制御装置は、モータ速度を求めるモータ速度演算部と、求められたモータ速度が外部から与えられたモータ速度指令値に追従するようにトルク電流指令値を作成する速度制御部と、得られたモータ速度と前記モータ速度指令値との差の周期的な脈動成分を抽出する共振型フィルタと、抽出された脈動成分を用いて前記トルク電流指令値を補正する補正部と、モータの電機子巻線に流れるモータ電流が補正後のトルク電流指令値に応じた値に追従するように、モータに印加されるべき電圧を表す電圧指令値を作成する電流制御部と、を備えたことを特徴とする。

モータの負荷トルクは周期的に変動する場合があり、その周期的な変動は速度変動となって現れる。しかしながら、第１のモータ制御装置によれば、周期的な負荷トルク変動に起因したモータ速度の周期的な脈動成分が共振型フィルタによって抽出され、その抽出された脈動成分を用いてトルク電流指令値が補正される。

このため、負荷トルク変動に同期した速度変動を抑制することが可能となり、上記第１のモータ制御装置を、例えば圧縮機に適用すれば、圧縮機自体の振動や騒音を低減することができる。また、速度変動の抑制効果を主として担う共振型フィルタと補正部は小規模に構成できると共に、それらが行う処理は簡易である。

また、例えば、第１のモータ制御装置において、前記共振型フィルタは、前記差の周期的な脈動成分を抽出すると共に、前記差の位相の調整を行うようにしてもよい。

例えば、モータの回転子位置（或いは回転子位置に関する情報）を推定し、その推定した値からモータ速度を求める（推定する）場合、推定されたモータの回転子位置が実際の回転子位置からずれてしまう場合がある。この場合、求められた（推定された）モータ速度の位相もずれることになるが、上記のように共振型フィルタに位相の調整機能を持たせることにより、位相のずれを低減することが可能となる。

また、例えば、第１のモータ制御装置において、前記共振型フィルタの伝達関数は、
（ｂ₁ｓ＋ｂ₀）／（ｓ²＋２ζω_rｓ＋ω_r ²）
（但し、ｂ_oはゲイン係数、ｂ₁は位相調整量、ζは減衰係数、ω_rは固有角周波数、ｓはラプラス演算子である）
で表される。

上記目的を実現するために、本発明に係る第２のモータ制御装置は、回転子としての永久磁石が作る磁束に平行な軸とその軸に対応する制御上の推定軸との軸誤差が小さくなるようにモータを制御するモータ制御装置であって、前記軸誤差の周期的な脈動成分を抽出する共振型フィルタと、抽出された脈動成分を用いて、外部から与えられたモータ速度指令値に応じて作成されたトルク電流指令値を補正する補正部と、モータの電機子巻線に流れるモータ電流が補正後のトルク電流指令値に応じた値に追従するように、モータに印加されるべき電圧を表す電圧指令値を作成する電流制御部と、を備えたことを特徴とする。

モータの負荷トルクは周期的に変動する場合があり、その周期的な変動は速度変動を生じさせ、最終的には軸誤差の変動となって表れる。しかしながら、第２のモータ制御装置によれば、周期的な負荷トルク変動に起因した軸誤差の周期的な脈動成分が共振型フィルタによって抽出され、その抽出された脈動成分を用いてトルク電流指令値が補正される。

このため、負荷トルク変動に同期した速度変動を抑制することが可能となり、上記第２のモータ制御装置を、例えば圧縮機に適用すれば、圧縮機自体の振動や騒音を低減することができる。また、速度変動の抑制効果を主として担う共振型フィルタと補正部は小規模に構成できると共に、それらが行う処理は簡易である。

また、例えば、第２のモータ制御装置において、モータの電機子巻線に流れるモータ電流に基づいて、前記軸誤差とモータ速度を推定する推定部と、推定されたモータ速度が前記モータ速度指令値に追従するように前記トルク電流指令値を作成する速度制御部と、を更に備え、前記共振型フィルタは、前記推定部により推定された前記軸誤差から前記軸誤差の周期的な脈動成分を抽出すればよい。

また、例えば、第２のモータ制御装置において、モータの電機子巻線に流れるモータ電流に基づいて、前記軸誤差の変動に同期して変動する値とモータ速度を推定する推定部と、推定されたモータ速度が前記モータ速度指令値に追従するように前記トルク電流指令値を作成する速度制御部と、を更に備え、前記共振型フィルタは、前記推定部により推定された前記軸誤差の変動に同期して変動する値から前記軸誤差の周期的な脈動成分を抽出してもよい。

軸誤差の変動と同期して変動する値は、軸誤差と同様、周期的な負荷トルク変動に同期した周期的な脈動成分を含んでいるため、その値から共振型フィルタは軸誤差の周期的な脈動成分を抽出できる。

また、例えば、第２のモータ制御装置において、前記共振型フィルタは、前記軸誤差の周期的な脈動成分を抽出すると共に、前記軸誤差の位相の調整を行うようにしてもよい。

推定された軸誤差は実際の軸誤差からずれてしまう場合がある。この場合、求められた（推定された）軸誤差の位相もずれることになるが、上記のように共振型フィルタに位相の調整機能を持たせることにより、位相のずれを低減することが可能となる。

また、例えば、第２のモータ制御装置において、前記共振型フィルタの伝達関数は、
（ｂ_oｓ＋ｂ₁）／（ｓ²＋２ζω_rｓ＋ω_r ²）
（但し、ｂ_oはゲイン係数、ｂ₁は位相調整量、ζは減衰係数、ω_rは固有角周波数、ｓはラプラス演算子である）
で表される。

上記目的を実現するために、本発明に係る第３のモータ制御装置は、モータの電機子巻線に流れるモータ電流を回転座標系上の電流に変換し、モータ電流の回転座標系上における電流成分を算出する３相２相座標変換器と、前記電流成分が与えられた電流指令値に追従するように、回転座標系上における電圧指令値を作成する電流制御部と、前記電流成分と前記電流指令値との差の周期的な脈動成分を抽出する共振型フィルタと、抽出された脈動成分を用いて前記電圧指令値を補正する補正部と、補正後の電圧指令値を用いてモータに印加されるべき電圧を表す固定座標系上における三相の電圧指令値を作成する２相３相座標変換器と、を備えたことを特徴とする。

モータの相電流は、図１７に示す如く、誘起電圧の歪み等に起因して周期的に変動する（歪む）場合がある。相電流が変動すれば（歪めば）、回転座標系上における電流成分も変動する（歪む）。しかしながら、第３のモータ制御装置によれば、誘起電圧の歪み等に起因した電流成分の周期的な脈動成分が共振型フィルタによって抽出され、その抽出された脈動成分を用いて回転座標系上における電圧指令値が補正される。

そして、２相３相座標変換器は、補正後の回転座標系上における電圧指令値を用いて固定座標形上における三相の電圧指令値を作成するため、誘起電圧の歪み等に起因した相電流の変動（歪み）が抑制される。上記第３のモータ制御装置を、例えば圧縮機に適用すれば、圧縮機自体の振動や騒音を低減することができる。また、電流変動の抑制効果を主として担う共振型フィルタと補正部は小規模に構成できると共に、それらが行う処理は簡易である。

また、例えば、第３のモータ制御装置において、前記共振型フィルタの伝達関数は、
（ｃ₀ｓ＋ｃ₁）／（ｓ²＋２ζω_nｓ＋ω_n ²）
（但し、ｃ_oとｃ₁は任意の値をとる係数、ζは減衰係数、ω_nは固有角周波数、ｓはラプラス演算子である）
で表される。

上記目的を実現するために、本発明に係る第４のモータ制御装置は、モータ速度が所望の回転速度に保たれるようにモータを制御するモータ制御装置において、モータに印加されるべき電圧を表す電圧指令値を算出するために用いられるモータの状態量の周期的な脈動成分を抽出する共振型フィルタと、前記状態量に基づいて前記電圧指令値を算出するために用いられる指令値を算出する指令値演算部と、前記共振型フィルタにより抽出された脈動成分を用いて前記指令値を補正する補正部と、補正後の前記指令値に基づいて前記電圧指令値を作成する指令電圧演算部と、を備えたことを特徴とする。

モータに印加されるべき電圧を表す電圧指令値を算出するために用いられるモータの状態量の周期的な脈動は、速度変動や電流変動を引き起こし、振動や騒音の観点から望ましくない場合がある。しかしながら、第４のモータ制御装置によれば、上記状態量の周期的な脈動成分が共振型フィルタによって抽出され、その抽出された脈動成分を用いて上記指令値が補正される。

このため、好ましくない速度変動や電流変動を抑制することが可能となり、上記第４のモータ制御装置を、例えば圧縮機に適用すれば、圧縮機自体の振動や騒音を低減することができる。また、速度変動や電流変動の抑制効果を主として担う共振型フィルタと補正部は小規模に構成できると共に、それらが行う処理は簡易である。

また、上記目的を実現するために、本発明に係るモータ駆動システムは、モータと、 前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御することにより前記モータを制御するモータ制御装置を備えており、そのモータ制御装置は、上記の第１〜第４のモータ制御装置の何れか（任意）である。

上述した通り、本発明に係るモータ制御装置及びモータ駆動システムによれば、簡易な処理且つ小規模な構成にて、モータの回転速度の周期的な変動を抑制することができる。

また、簡易な処理且つ小規模な構成にて、誘起電圧等の歪みに起因したモータの相電流の変動を抑制することができる。

＜＜第１実施形態＞＞
以下、本発明に係るモータ制御装置及びそれを有するモータ駆動システムの第１実施形態を説明する。図１は、第１実施形態に係るモータ制御装置及びこれを有するモータ駆動システムのブロック構成図である。

１は、永久磁石を回転子（不図示）に、電機子巻線を固定子（不図示）に設けた三相永久磁石同期モータ１（以下、単に「モータ１」と記すことがある）である。モータ１は、周期的な負荷トルク変動を有する負荷要素（不図示。例えば、圧縮機等）を駆動する。

２は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータであり、モータ１の回転子位置に応じてモータ１にＵ相、Ｖ相及びＷ相から成る三相交流電圧を供給する。このモータ１に供給される電圧をモータ印加電圧（電機子電圧）Ｖ_aとし、モータ１に供給される電流をモータ電流（電機子電流）Ｉ_aとする。

図１のモータ駆動システムは、モータ１、ＰＷＭインバータ２及びモータ制御装置３を有して構成される。図１のモータ制御装置３は、電流検出器１１、３相２相座標変換器１２、減算器１３、減算器１４、電流制御部１５、磁束制御部１６、速度制御部１７、２相３相座標変換器１８、減算器１９、推定器２０、共振型フィルタ３０及び加算器（補正部）３１を有して構成される。推定器２０は、更に、軸誤差推定部２１、比例積分演算器２２及び積分器２３を有して構成される。

モータ制御装置３は、モータ電流Ｉ_aを用いてモータ１のモータ速度（モータの回転速度）等を認識し、モータ１を所望の回転速度で回転させるための信号をＰＷＭインバータ２に与える。これにより、モータ１の回転速度は、所望の回転速度に保たれることになる。この所望の回転速度は、図示されないＣＰＵ（中央処理装置；Central Processing Unit）等からモータ制御装置３（より具体的には、減算器１９）に、モータ速度指令値ω^*として与えられる。

図２は、三相永久磁石同期モータ１の解析モデル図である。図２には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸が示されている。１ａは、モータ１の回転子に相当する永久磁石である。永久磁石が作る磁束と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石の磁束方向をｄ軸にとり、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をｄｃ軸とする。また、図示していないが、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとり、ｄｃ軸から電気角で９０度進んだ位相に推定軸であるｑｃ軸をとる。回転座標系はｄ軸とｑ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸であるｄ−ｑ座標軸を以下、単に実軸という。制御上の回転座標系（推定回転座標系）はｄｃ軸とｑｃ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸であるｄｃ−ｑｃ座標軸を以下、単に制御軸という。

実軸は回転しており、その回転速度をω（実モータ速度ω）とする。制御軸も回転しており、その回転速度をω_e（推定モータ速度ω_e）とする。また、ある瞬間の回転している実軸において、ｄ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ（実回転子位置θ）により表す。同様に、ある瞬間の回転している制御軸において、ｄｃ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ_e（推定回転子位置θ_e）により表す。そうすると、実軸と制御軸の軸誤差（軸ずれ角）Δθは、Δθ＝θ―θ_eとなる。

以下の記述において、モータ印加電圧Ｖ_aのｄｃ軸成分、ｑｃ軸成分、ｄ軸成分、ｑ軸成分を、それぞれｄｃ軸電圧ｖ_dc、ｑｃ軸電圧ｖ_qc、ｄ軸電圧ｖ_d、ｑ軸電圧ｖ_qで表し、モータ電流Ｉ_aのｄｃ軸成分（制御軸上の励磁電流成分）、ｑｃ軸成分（制御軸上のトルク電流成分）、ｄ軸成分（実軸上の励磁電流成分）、ｑ軸成分（実軸上のトルク電流成分）を、それぞれｄｃ軸電流（制御軸上の励磁電流）ｉ_dc、ｑｃ軸電流ｉ_qc（制御軸上のトルク電流）、ｄ軸電流（実軸上の励磁電流）ｉ_d、ｑ軸電流（実軸上のトルク電流）ｉ_qで表す。

また、以下の記述において、Ｒ_aは、モータ抵抗（モータ１の電機子巻線の抵抗値）であり、Ｌ_d、Ｌ_qは、夫々ｄ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｄ軸成分）、ｑ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｑ軸成分）であり、Φ_aは、永久磁石１ａによる電機子鎖交磁束である。尚、Ｌ_d、Ｌ_q、Ｒ_a及びΦ_aは、モータ駆動システムの設計時において予め設定される値である。また、後に示す各式（式（３）等）において、ｓはラプラス演算子を意味する。

図１において、電流検出器１１は、例えばホール素子等から成り、ＰＷＭインバータ２からモータ１に供給されるモータ電流Ｉ_aのＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを検出する。３相２相座標変換器１２は、電流検出器１１からのＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vの検出結果を受け取り、それらを推定器２０から与えられる推定回転子位置θ_eを用いて、ｄｃ軸電流ｉ_dc及びｑｃ軸電流ｉ_qcに変換する。この変換には、下記式（１）を用いる。

軸誤差推定部２１は、軸誤差Δθを算出する。この軸誤差Δθの算出式は、様々なものを採用可能である。例えば、特許第３４１１８７８号公報にも示されている下記式（２）を用いて、軸誤差Δθを算出する（但し、特許第３４１１８７８号公報ではｄｃ軸とｄ軸の差をΔθとしているのに対し、本実施形態ではｄ軸とｄｃ軸の差をΔθとしているため、特許第３４１１８７８号公報におけるΔθ算出式と式（２）とでは、符号が逆になる）。つまり、軸誤差推定部２１は、電流制御部１５から与えられるｄｃ軸電圧指令値ｖ_dc ^*及びｑｃ軸電圧指令値ｖ_qc ^*と、３相２相座標変換器１２から与えられるｄｃ軸電流ｉ_dc及びｑｃ軸電流ｉ_qcと、比例積分演算器２２から与えられる推定モータ速度ω_eと、を用いて軸誤差Δθを算出する。

比例積分演算器２２は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）から成り、軸誤差推定部２１と協働して比例積分制御を行って、軸誤差推定部２１が算出した軸誤差Δθがゼロに収束するように推定モータ速度ω_eを算出し、また、その算出したω_eを軸誤差推定部２１、積分器２３、磁束制御部１６及び減算器１９に出力する。積分器２３は、推定モータ速度ω_eを積分して推定回転子位置θ_eを算出し、算出した推定回転子位置θ_eを３相２相座標変換器１２と２相３相座標変換器１８に出力する。

減算器１９は、推定器２０（より具体的には、比例積分演算器２２）から与えられる推定モータ速度ω_eを、モータ速度指令値ω^*から減算し、減算結果（速度誤差）出力する。速度制御部１７は、減算器１９の減算結果（ω^*−ω_e）に基づいて、ｑｃ軸電流指令値（トルク電流指令値）ｉ_qc ^*を作成する。このｑｃ軸電流指令値ｉ_qc ^*は、本来、モータ電流Ｉ_aのｑｃ軸成分（トルク電流成分）であるｑｃ軸電流ｉ_qc（トルク電流）が追従すべき電流の値を表すのであるが、後述する共振型フィルタ３０と加算器３１とによって、その値は補正される。従って、ｉ_qc ^*は、暫定トルク電流指令値とも呼べる。

磁束制御部１６は、推定器２０から与えられる推定モータ速度ω_eと速度制御部１７から与えられるｑｃ軸電流指令値（トルク電流指令値）ｉ_qc ^*を用いて、ｄｃ軸電流指令値（励磁電流指令値）ｉ_dc ^*を作成する。このｄｃ軸電流指令値ｉ_dc ^*は、モータ電流Ｉ_aのｄｃ軸成分（励磁電流成分）であるｄｃ軸電流（励磁電流）ｉ_dcが追従すべき電流の値を表す。

共振型フィルタ３０は、減算器１９の減算結果（ω^*−ω_e）を入力とし、減算結果（ω^*−ω_e）から、減算結果（ω^*−ω_e）の周期的な脈動成分を抽出する（推定モータ速度ω_eの周期的な脈動成分を抽出する）。そして、その脈動成分をｉ_q_aとして、加算器３１に出力する。共振型フィルタ３０の伝達関数Ｈ_a（ｓ）は、下記式（３）で表される。

ここで、ｂ_oはゲイン係数、ζは減衰係数、ω_rは固有角周波数（第１の固有角周波数）である。ゲイン係数ｂ_o、減衰係数ζ及び固有角周波数ω_rは、モータ駆動システムの設計時において予め設定される値である。

固有角周波数ω_rは、モータ１が駆動する負荷要素による周期的な負荷トルク変動の角周波数と等しくなるように（或いは出来るだけ等しくなるように）設定される。この固有角周波数ω_rの値は、モータ速度指令値ω^*または推定モータ速度ω_e（または実モータ速度ω）の値に応じて変化するようになっている。負荷トルク変動の周期は、モータ１の回転速度によって変化するからである。

減衰係数ζは、共振型フィルタの共振の程度（共振特性）を決める値であり、０≦ζ＜１の任意の値を設定可能である。例えば、ζ＝０．０１や、ζ＝０．１に設定する。ゲイン係数ｂ₀は、基本的には一定値であるが、モータ１のモータ速度指令値ω^*または推定モータ速度ω_e（または実モータ速度ω）の値に応じて変化するようにしても構わない。

推定モータ速度ω_eや減算器１９の減算結果（ω^*−ω_e）は、負荷要素による周期的な負荷トルク変動に同期して変動（脈動）しているため、減算器１９の減算結果（ω^*−ω_e）に伝達関数Ｈ_a（ｓ）を乗じることにより得られるｉ_q_aには、推定モータ速度ω_eや減算結果（ω^*−ω_e）の周期的な脈動成分が強調して表れることになる。

加算器３１は、速度制御部１７から出力される（補正前の）ｑｃ軸電流指令値ｉ_qc ^*に共振型フィルタ３０から出力される脈動成分ｉ_q_aを加算する。加算器３１は、共振型フィルタ３０により抽出された脈動成分ｉ_q_aを用いて、減算結果（ω^*−ω_e）から「負荷要素の周期的な負荷トルク変動に同期した脈動成分」を除去する方向に、ｑｃ軸電流指令値（トルク電流指令値）ｉ_qc ^*を補正する補正部として機能する。

減算器１４は、加算器３１の加算結果（ｉ_qc ^*＋ｉ_q_a）、換言すれば上記補正部による補正後のｑｃ軸電流指令値（ｉ_qc ^*＋ｉ_q_a）から、３相２相座標変換器１２より与えられるｑｃ軸電流ｉ_qcを差し引いて、電流誤差（ｉ_qc ^*＋ｉ_q_a−ｉ_qc）を算出する。減算器１３は、磁束制御部１６が出力するｄｃ軸電流指令値ｉ_dc ^*から、３相２相座標変換器１２が出力するｄｃ軸電流ｉ_dcを差し引いて、電流誤差（ｉ_dc ^*−ｉ_dc）を算出する。

電流制御部１５は、減算器１３、１４からの各電流誤差、３相２相座標変換器１２からのｄｃ軸電流ｉ_dc及びｑｃ軸電流ｉ_qc及び比例積分演算器２２からの推定モータ速度ω_eに基づいて、ｄｃ軸電流（制御軸上の励磁電流）ｉ_dcがｄｃ軸電流指令値（励磁電流指令値）ｉ_dc ^*に追従するように（等しくなるように）、且つｑｃ軸電流（制御軸上のトルク電流）ｉ_qcが補正後のｑｃ軸電流指令値（ｉ_qc ^*＋ｉ_q_a）に追従するように（等しくなるように）、モータ１に印加されるべき電圧を表す回転座標系上における電圧指令値（ｄｃ軸電圧指令値ｖ_dc ^*及びｑｃ軸電圧指令値ｖ_qc ^*）作成して出力する。

ｄｃ軸電圧指令値ｖ_dc ^*はｄｃ軸電圧ｖ_dcが等しくなるべき値を表しており、ｑｃ軸電圧指令値ｖ_qc ^*はｑｃ軸電圧ｖ_qcが等しくなるべき値を表しているが、モータ駆動システムは、全体として軸誤差Δθがゼロに収束するように動作するため、ｄｃ軸電圧指令値ｖ_dc ^*及びｑｃ軸電圧指令値ｖ_qc ^*は、夫々ｄ軸電圧ｖ_d及びｑ軸電圧ｖ_qが等しくなるべき値である、ともいうことが出来る。

ｄｃ軸電流指令値（励磁電流指令値）ｉ_dc ^*はｄｃ軸電流（制御軸上の励磁電流）ｉ_dcが等しくなるべき値を表しており、補正後のｑｃ軸電流指令値（ｉ_qc ^*＋ｉ_q_a）はｑｃ軸電流ｉ_qcが等しくなるべき値を表しているが、モータ駆動システムは、全体として軸誤差Δθがゼロに収束するように動作するため、ｄｃ軸電流指令値ｉ_dc ^*及び補正後のｑｃ軸電流指令値（ｉ_qc ^*＋ｉ_q_a）は、夫々ｄ軸電流（実軸上の励磁電流）ｉ_d及びｑ軸電流（実軸上のトルク電流）ｉ_qが等しくなるべき値である、ともいうことが出来る。

２相３相座標変換器１８は、推定器２０から与えられる推定回転子位置θ_eを用いてｄｃ軸電圧指令値ｖ_dc ^*及びｑｃ軸電圧指令値ｖ_qc ^*の逆変換を行い、Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から成る三相の電圧指令値を作成して、それらをＰＷＭインバータ２に出力する。この逆変換には、下記式（４ａ）及び式（４ｂ）を用いる。ＰＷＭインバータ２は、モータ１に印加されるべき電圧を表す三相の電圧指令値に基づいてパルス幅変調された信号を作成し、モータ１を駆動する。

磁束制御部１６、速度制御部１７、減算器１９及び加算器３１は、推定モータ速度ω_eがモータ速度指令値ω^*に追従するように（等しくなるように）、電流指令値（ｄｃ軸電流指令値ｉ_dc ^*と補正後のｑｃ軸電流指令値（ｉ_qc ^*＋ｉ_q_a））を作成する「指令電流演算部」を構成する。

また、モータ速度を求める（図１のモータ駆動システムにおいては、モータ速度を推定する、即ち推定モータ速度ω_eを算出する）モータ速度演算部は、主として推定器２０から構成される。

また、第１実施形態において、共振型フィルタ３０は、モータ１の推定モータ速度ω_e（或いは実モータ速度ω）や減算器１９の減算結果（ω^*−ω_e）に含まれる周期的な脈動成分を抽出する。モータ１の推定モータ速度ω_e（或いは実モータ速度ω）は、モータ１に印加されるべき三相の電圧指令値を算出するために用いられる、モータ１の状態量である。そして、速度制御部１７は、その状態量に基づいて三相の電圧指令値を算出するために用いられる暫定的な指令値（ｑｃ軸電流指令値ｉ_qc ^*）を算出する指令値演算部として機能する。加算器３１は、共振型フィルタ３０により抽出された脈動成分ｉ_q_aを用いて、その指令値（ｑｃ軸電流指令値ｉ_qc ^*）を補正する補正部として機能する。電流制御部１５及び２相３相座標変換器１８は、補正後の指令値（補正後のｑｃ軸電流指令値（ｉ_qc ^*＋ｉ_q_a））に基づいて三相の電圧指令値を作成する指令電圧演算部として機能する。

尚、電流制御部１５、磁束制御部１６、速度制御部１７、比例積分演算器２２は、夫々式（５ａ）及び（５ｂ）、式（６）、式（７）、式（８）を用いて、夫々の演算を行う。

ここで、Ｋ_cp、Ｋ_sp及びＫ_pは比例係数、Ｋ_ci、Ｋ_si及びＫ_iは積分係数であり、それらはモータ駆動システムの設計時において予め設定される値である。

上記のように構成すれば、負荷要素による周期的な負荷トルク変動に同期した速度変動を抑制することができる。従って、本実施形態に係るモータ制御装置やモータ駆動システムを、例えば圧縮機に適用すれば、圧縮機自体の振動や騒音を低減することができる。

（図３；線図ブロック）
図１のモータ駆動システムの内、トルクに関する部分だけを表した線図ブロックを図３に示す。図３における減算器７０、比例積分演算器７１、共振型フィルタ７２、加算器７３は、夫々図１における減算器１９、速度制御部１７、共振型フィルタ３０、加算器３１に対応している。

比例積分演算器７１は、減算器７０による減算結果（ω^*−ω_e）をＰＩ補償（比例積分補償）してｑｃ軸電流指令値ｉ_qc ^*を出力する。共振型フィルタ７２は、減算器７０による減算結果（ω^*−ω_e）から固有角周波数ω_rの周波数成分を抽出した脈動成分ｉ_q_aを出力する。加算器７３による加算結果（ｉ_qc ^*＋ｉ_q_a）は、電流制御部７４によってモータ電流に変換され、乗算器７５にてトルク定数Ｋ_Tを乗じることによりモータトルクＴmに変換される。

減算器７６及び乗算器７７を介して得られる実モータ速度ωは、（Ｔm−Ｔdis）／Ｊｓで表される。ここで、Ｔdisは、周期的な変動を有する負荷トルクであり、Ｊはイナーシャである。速度推定部７８は、推定モータ速度ω_eを減算器７０に与えている。

（位相調整）
また、軸誤差Δθは、推定段階において、本来の（実際の）Δθからずれる場合がある。つまり、図１の軸誤差推定部２１が推定する軸誤差Δθは、本来の（実際の）Δθからずれる（例えば、１０°遅れる等）場合がある。軸誤差Δθが本来の（実際の）Δθからずれれば、推定モータ速度ω_eの位相もずれることになる。そのような場合を考慮して、共振型フィルタ３０の伝達関数Ｈ_a（ｓ）を、上記式（３）でなく、下記式（９）に変形してもよい。

ｂ₁は、位相調整量を表しており、軸誤差Δθにおける本来の（実際の）Δθからのずれ量に応じて決定される（モータ駆動システムの設計時において予め設定される）。上記ずれ量はモータ速度に応じて変化するため、この位相調整量ｂ₁の値は、モータ１のモータ速度指令値ω^*または推定モータ速度ω_e（または実モータ速度ω）の値に応じて変化するようになっている。上記ずれ量がゼロであるとみなせる場合は、ｂ₁をゼロとすればよい。

共振型フィルタ３０の伝達関数Ｈ_a（ｓ）が上記式（９）で表される場合、共振型フィルタ３０は、推定モータ速度ω_eや減算器１９の減算結果（ω^*−ω_e）の周期的な脈動成分を抽出すると共に、推定モータ速度ω_e（減算器１９の減算結果（ω^*−ω_e））の位相の調整を行う（位相を任意の量だけ進ませる、或いは遅らせる）ことになる。これにより、軸誤差Δθにおける本来の（実際の）Δθからのずれをキャンセルすることができる。

（加算器の位置の変形）
また、図１の磁束制御部１６は、推定器２０から与えられる推定モータ速度ω_eと加算器３１から出力される補正後のｑｃ軸電流指令値（ｉ_qc ^*＋ｉ_q_a）とを用いて、ｄｃ軸電流指令値ｉ_dc ^*を作成するようにしてもよい。つまり、速度制御部１７の演算結果を磁束制御部１６に与える代わりに、加算器３１の演算結果を磁束制御部１６に与えるのである。この場合、上記式（６）のおけるｉ_qc ^*は、（ｉ_qc ^*＋ｉ_q_a）に置換されることになる。

（速度の検出）
また、図１のモータ駆動システムは、推定器２０を設けてモータ速度を推定する（即ち、推定モータ速度ω_eを算出する）方式を採用しているが、実際のモータ速度を検出するようにしても構わない。即ち、図１のモータ駆動システムを、図４のモータ駆動システムに変形してもよい。

図４のモータ駆動システムは、モータ１とＰＷＭインバータ２とモータ制御装置３ａとを有して構成されている。モータ制御装置３ａは、モータ制御装置３を変形したものであり、その変形点は、モータ制御装置３における推定器２０を位置検出器３３（例えば、ロータリエンコーダ等）と微分器３４に置き換えた点である。図４において、図１と同一の部分には同一の符号を付して、再度の説明を省略する。

位置検出器３３は、モータ１の実回転子位置θを検出し、その値を３相２相座標変換器１２、２相３相座標変換器１８及び微分器３４に与える。微分器３４は、実回転子位置θを微分して実モータ速度ωを算出し、その値を減算器１９と磁束制御部１６に与える。このように構成しても、図１のモータ駆動システムと同様の動作及び効果が得られる。

但し、図１のモータ駆動システムにおいて算出され各種演算に用いられた推定回転子位置θ_e及び推定モータ速度ω_eが、図４のモータ駆動システムにおいては実回転子位置θ及び実モータ速度ωに代わっているため、図４のモータ駆動システムの各部位の出力する演算量や各部位で用いられる演算式は、当然、変形される。

例えば、３相２相座標変換器１２が出力する演算量はｄｃ軸電流ｉ_dc及びｑｃ軸電流ｉ_qcからｄ軸電流ｉ_d及びｑ軸電流ｉ_qに代わり、速度制御部１７が出力する演算量はｑｃ軸電流指令値ｉ_qc ^*からｑ軸電流指令値（トルク電流指令値）ｉ_q ^*に代わり、磁束制御部１６が出力する演算量はｄｃ軸電流指令値ｉ_dc ^*からｄ軸電流指令値（励磁電流指令値）ｉ_d ^*に代わる。また、それらの変更に伴って、電流制御部１５が出力する演算量はｄｃ軸電圧指令値ｖ_dc ^*及びｑｃ軸電圧指令値ｖ_qc ^*からｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*に代わる。

図４のモータ駆動システムの動作は、図１のモータ駆動システムの動作を説明する文中のｄｃ軸電流ｉ_dc、ｑｃ軸電流ｉ_qc、ｑｃ軸電流指令値ｉ_qc ^*、ｄｃ軸電流指令値ｉ_dc ^*、ｄｃ軸電圧指令値ｖ_dc ^*及びｑｃ軸電圧指令値ｖ_qc ^*を、夫々ｄ軸電流ｉ_d、ｑ軸電流ｉ_q、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*に置換したものに対応する。

ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*はｄ軸電流（励磁電流）ｉ_dが等しくなるべき値を表しており、補正後のｑ軸電流指令値（ｉ_q ^*＋ｉ_q_a）はｑ軸電流（トルク電流）ｉ_qが等しくなるべき値を表している。ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*はｄ軸電圧ｖ_dが等しくなるべき値を表しており、ｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*はｑ軸電圧ｖ_qが等しくなるべき値を表している。

また、図４のモータ駆動システムにおいては、モータ速度を求める（実モータ速度ωを求める）モータ速度演算部（検出器）は、位置検出器３３と微分器３４とから構成される。

＜＜第２実施形態＞＞
次に、本発明に係るモータ制御装置及びそれを有するモータ駆動システムの第２実施形態を説明する。図５は、第２実施形態に係るモータ制御装置及びこれを有するモータ駆動システムのブロック構成図である。図５において、図１と同一の部分には同一の符号を付して、再度の説明を省略する。

第２実施形態に係るモータ駆動システムは、モータ１とＰＷＭインバータ２とモータ制御装置３ｂとを有して構成される。図５のモータ制御装置３ｂが、図１のモータ制御装置３と相違する点は、図１の共振型フィルタ３０の代わりに共振型フィルタ４０が設けられている点であり、その他の点（動作等）では図１のモータ制御装置３と一致している。但し、軸誤差推定部２１の出力する軸誤差Δθは、共振型フィルタ４０にも与えられている。図５のモータ制御装置３ｂと図１のモータ制御装置３との一致点については、説明を省略する。

共振型フィルタ４０の詳細な構成（機能）は、図６に示す第１の構成、図７に示す第２の構成及び図８に示す第３の構成の何れかを任意に採用可能である。第１、第２、第３の構成の何れの共振型フィルタ４０も、軸誤差Δθを入力とし、脈動成分ｉ_q_aを出力する。

第１の構成の共振型フィルタ４０（図６）の伝達関数Ｈ_b1（ｓ）は、下記式（１０）にて表される。

式（１０）におけるゲイン係数ｂ_o、減衰係数ζ及び固有角周波数ω_rは、式（３）におけるものと同じである。

軸誤差Δθは、モータ１が駆動する負荷要素による周期的な負荷トルク変動に同期して変動（脈動）しているため、軸誤差Δθに伝達関数Ｈ_b1（ｓ）を乗じることにより得られるｉ_q_aには、軸誤差Δθの周期的な脈動成分が強調して表れることになる。

第２の構成の共振型フィルタ４０（図７）の伝達関数Ｈ_b2（ｓ）は、下記式（１１）にて表される。

式（１１）におけるゲイン係数ｂ_o、位相調整量ｂ₁、減衰係数ζ及び固有角周波数ω_rは、式（３）及び式（９）におけるものと同じである。

軸誤差Δθは、モータ１が駆動する負荷要素による周期的な負荷トルク変動に同期して変動（脈動）しているため、軸誤差Δθに伝達関数Ｈ_b2（ｓ）を乗じることにより得られるｉ_q_aには、軸誤差Δθの周期的な脈動成分が強調して表れることになる。

共振型フィルタ４０の伝達関数が上記式（１１）で表される場合、共振型フィルタ４０は、軸誤差Δθの周期的な脈動成分を抽出すると共に、軸誤差Δθの位相の調整を行う（位相を任意の量だけ進ませる、或いは遅らせる）ことになる。これにより、軸誤差Δθにおける本来の（実際の）Δθからのずれをキャンセルすることができる。

第３の構成の共振型フィルタ４０（図８）の伝達関数Ｈ_b3（ｓ）は、下記式（１２）にて表される。第３の構成の共振型フィルタ４０は、伝達関数がｂ₀ｓ／（ｓ²＋２ζω_rｓ＋ω_r ²）の乗算器４１と、伝達関数が（ｓ＋ｂ₃）／（ｓ＋ｂ₂）の乗算器４２とを直列接続したものから構成される。

式（１２）におけるゲイン係数ｂ_o、減衰係数ζ及び固有角周波数ω_rは、式（３）におけるものと同じものである。ｂ₂とｂ₃は、位相調整量であり、軸誤差Δθにおける本来の（実際の）Δθからのずれ量に応じて決定される（モータ駆動システムの設計時において予め設定される）。上記ずれ量はモータ速度に応じて変化するため、この位相調整量ｂ₂とｂ₃の値は、モータ１のモータ速度指令値ω^*または推定モータ速度ω_eの値に応じて変化するようになっている。

軸誤差Δθは、モータ１が駆動する負荷要素による周期的な負荷トルク変動に同期して変動（脈動）しているため、軸誤差Δθに伝達関数Ｈ_b3（ｓ）を乗じることにより得られるｉ_q_aには、軸誤差Δθの周期的な脈動成分が強調して表れることになる。

共振型フィルタ４０の伝達関数が上記式（１２）で表される場合、共振型フィルタ４０は、軸誤差Δθの周期的な脈動成分を抽出すると共に、軸誤差Δθの位相の調整を行う（位相を任意の量だけ進ませる、或いは遅らせる）ことになる。これにより、軸誤差Δθにおける本来の（実際の）Δθからのずれをキャンセルすることができる。

尚、式（１２）で表される伝達関数Ｈ_b3（ｓ）は、式（１１）で表される伝達関数Ｈ_b2（ｓ）と異なり、高次の伝達関数となるが、固有角周波数ω_rの付近においては伝達関数Ｈ_b2（ｓ）と同様の特性となる。第２の構成の共振型フィルタ４０と第３の構成の共振型フィルタ４０とは、軸誤差Δθの周期的な脈動成分を抽出と軸誤差Δθの位相の調整を同時に行うか（第２の構成）、軸誤差Δθの周期的な脈動成分の抽出と位相調整を前後段に分けるか（第３の構成）を異ならせただけに過ぎない。第３の構成の共振型フィルタ４０は、周期的な脈動成分の抽出と位相調整とを明確に分けた伝達関数を用いたために、その伝達関数が高次の伝達関数となっているに過ぎない。

加算器３１は、速度制御部１７から出力される（補正前の）ｑｃ軸電流指令値ｉ_qc ^*に共振型フィルタ４０から出力される脈動成分ｉ_q_aを加算する。加算器３１は、共振型フィルタ４０により抽出された脈動成分ｉ_q_aを用いて、減算器１９の減算結果（ω^*−ω_e）から「負荷要素の周期的な負荷トルク変動に同期した脈動成分」を除去する方向にｑｃ軸電流指令値（トルク電流指令値）ｉ_qc ^*を補正する補正部として機能する。

そして、モータ電流Ｉ_aが補正後のｑｃ軸電流指令値（ｉ_qc ^*＋ｉ_q_a）及びｄｃ軸電流指令値ｉ_dc ^*に応じた値に追従するように（等しくなるように）、モータ１に印加されるべき電圧を表す三相の電圧指令値を作成され、モータ１が駆動制御される。

上記のように構成しても、負荷要素による周期的な負荷トルク変動に同期した速度変動を抑制することができる。従って、本実施形態に係るモータ制御装置やモータ駆動システムを、例えば圧縮機に適用すれば、圧縮機自体の振動や騒音を低減することができる。

また、第２実施形態において、共振型フィルタ４０は、軸誤差Δθ（或いは後述する軸誤差Δθの変動に同期して変動する値）に含まれる周期的な脈動成分を抽出する。軸誤差Δθ（或いは後述する軸誤差Δθの変動に同期して変動する値）は、モータ１に印加されるべき三相の電圧指令値を算出するために用いられる、モータ１の状態量である。そして、比例積分演算器２２、減算器１９及び速度制御部１７は、その状態量に基づいて三相の電圧指令値を算出するために用いられる暫定的な指令値（ｑｃ軸電流指令値ｉ_qc ^*）を算出する指令値演算部として機能する。加算器３１は、共振型フィルタ４０により抽出された脈動成分ｉ_q_aを用いて、その指令値（ｑｃ軸電流指令値ｉ_qc ^*）を補正する補正部として機能する。電流制御部１５及び２相３相座標変換器１８は、補正後の指令値（補正後のｑｃ軸電流指令値（ｉ_qc ^*＋ｉ_q_a））に基づいて三相の電圧指令値を作成する指令電圧演算部として機能する。

（図９；線図ブロック）
図５のモータ駆動システムの内、トルクに関する部分だけを表した線図ブロックを図９に示す。

図９において、図３と同一の部分には同一の符号を付す。図９における減算器７０、比例積分演算器７１、軸誤差推定部８０、比例積分演算器８１、共振型フィルタ８２、加算器７３は、夫々図５における減算器１９、速度制御部１７、軸誤差推定部２１、比例積分演算器２２、共振型フィルタ４０、加算器３１に対応している。尚、図９における共振型フィルタ８２は、図６に示される第１の構成の共振型フィルタ４０に対応している。

比例積分演算器７１は、減算器７０による減算結果（ω^*−ω_e）をＰＩ補償（比例積分補償）してｑｃ軸電流指令値ｉ_qc ^*を出力する。

共振型フィルタ８２は、軸誤差Δθから固有角周波数ω_rの周波数成分を抽出し、脈動成分ｉ_q_aを出力する。加算器７３による加算結果（ｉ_qc ^*＋ｉ_q_a）は、電流制御部７４によってモータ電流に変換され、乗算器７５にてトルク定数Ｋ_Tを乗じることによりモータトルクＴmに変換される。

減算器７６及び乗算器７７を介して得られる実モータ速度ωは、（Ｔm−Ｔdis）／Ｊｓで表される。ここで、Ｔdisは、周期的な変動を有する負荷トルクであり、Ｊはイナーシャである。軸誤差推定部８０は、軸誤差Δθを推定する。比例積分演算器８１は、軸誤差Δθがゼロに収束するようにＰＩ補償により推定モータ速度ω_eを算出し、算出値を減算器７０に与える。

（シミュレーション結果）
ここで、周期的な負荷トルク変動に同期した速度変動が抑制される様子をシミュレーションした結果を示す。まず、図１２に、共振型フィルタ４０の入出力特性を説明するための図を示す。図１０は、共振型フィルタ４０の入出力特性を調べるための線図ブロックを示している。図１１は、ＦＦＴ（高速フーリエ・コサイン・サイン変換）を用いたフィルタの入出力特性を調べるための線図ブロックである。

図１１の線図ブロックで表される構成は、共振型フィルタ４０の入出力特性と比較するための参考の構成である。図１１のフィルタは、入力信号をフーリエ変換し、積分補償器を通してフーリエ逆変換したものを出力する。

このシミュレーションにおいては、説明の簡略化上、減衰係数ζをゼロとしている。従って、共振型フィルタ４０の伝達関数は、ｂ₀ｓ／（ｓ²＋ω_r ²）となっている。図１２において、曲線１０１は共振型フィルタ４０及び図１１に示すフィルタへの入力信号波形を表しており、曲線１０２は共振型フィルタ４０の出力信号波形を表している。曲線１０１の波形は周期的に変動しており、その変動の角周波数は固有角周波数ω_rと等しいものとする。

曲線１０１と曲線１０２との比較からも分かるように、共振型フィルタ４０によって、入力信号の固有角周波数ω_rの成分が抽出されている。

また、図１１のフィルタの出力信号波形を曲線１０３に示す。図１１のように構成されるフィルタによっても、入力信号の固有角周波数ω_rの成分が抽出されている。また、曲線１０２と曲線１０３との比較からも分かるように、共振型フィルタ４０は、ＦＦＴを用いた図１１のフィルタと同様の特性を有する。

上記（図１２）のような入出力特性を有する共振型フィルタ４０を用いたモータ駆動システム（図５）において、（ω^*−ω_e）の周期的な変動が抑制される様子を図１３に示す。図１３において、曲線１０４は（ω^*−ω_e）の時間変化を示し、曲線１０５はトルク定数Ｋ_Tと脈動成分ｉ_q_aとマイナス１との積（−Ｋ_T・ｉ_q_a）の時間変化を示し、曲線１０６は周期的な変動を有する負荷トルクＴdisを示している。

図示の如く、曲線１０５で表される脈動成分ｉ_q_aによるトルク成分（−Ｋ_T・ｉ_q_a）が、負荷トルクＴdisの周期的な変動成分を打ち消す方向に働き、（ω^*−ω_e）の周期的な変動が低減している。図１３は、減衰係数ζがゼロの場合の例を示しているが、０≦ζ＜１の範囲内の適切な値（例えば、０．１や０．０１）をモータ駆動システムに応じて選べば、同様の効果が得られる。

図１のモータ駆動システムにおいて、共振型フィルタ３０の伝達関数をｂ₀ｓ／（ｓ²＋ω_r ²）とし、シミュレーションした場合も、（ω^*−ω_e）の時間変化、積（−Ｋ_T・ｉ_q_a）の時間変化は、曲線１０４、曲線１０５と同様となる。

（軸誤差の変動に同期して変動する値）
図５のモータ制御装置３ｂにおいては、共振型フィルタ４０への入力を軸誤差Δθとしているが、共振型フィルタ４０への入力は、軸誤差Δθの変動（固有各周波数ω_rの脈動）と同期して変動（脈動）する値であれば何でも構わない。軸誤差Δθの変動（固有各周波数ω_rの脈動）と同期して変動（脈動）する値は、軸誤差Δθと同様、周期的な負荷トルク変動に同期した周期的な脈動成分を含んでいるため、その値を共振型フィルタ４０に入力すれば、軸誤差Δθの周期的な脈動成分がｉ_q_aとして抽出されるからである。

例えば、軸誤差Δθに比例する値を、共振型フィルタ４０への入力値としても構わないし、軸誤差Δθに略比例する値を、共振型フィルタ４０への入力値としても構わない。

例えば、軸誤差Δθを用いて推定されたトルクの脈動成分（脈動トルク成分）ΔＴｍを、共振型フィルタ４０への入力値としても構わない。トルクの脈動成分ΔＴｍは、上記非特許文献１にも記載されているように、例えば下記式（１３）によって近似的に算出される値であり、軸誤差Δθに比例していると考えることができるからである。式（１３）において、Ｐは、モータ１の極数を表す。

トルクの脈動成分ΔＴｍは、モータ１の発生トルクから負荷トルクを差し引いたものに相当し、負荷トルクの周期的な変動に対して、モータ１の発生トルクが追従できていないことが、トルク脈動発生（即ち、ΔＴｍがゼロとならないこと）の原因となっている。トルクの脈動成分ΔＴｍは、速度変動を生じさせ、最終的には軸誤差Δθの変動となって表れる。

（ｑｃ軸磁束についての説明）
また、例えば、モータ１の永久磁石１ａ（図２）のｑｃ軸に平行な磁束成分であるｑｃ軸磁束を、共振型フィルタ４０への入力値としても構わない。ここで、上記のｑｃ軸磁束について、数式及び図面を参照して説明する。まず、実軸上での拡張誘起電圧方程式は、一般的に下記式（１４）のように表される。式（１４）におけるＥ_exは、式（１５）で表され、拡張誘起電圧と呼ばれている。尚、下記の式中におけるｐは、微分演算子である。

実軸上の式（１４）を、制御軸上に座標変換すると、式（１６）が得られる。

また、拡張誘起電圧Ｅ_exを表す式（１５）の過渡項（右辺第２項）を無視した場合における磁束を、下記式（１７）のように拡張磁束Φ_exと定める。

ところで、モータ速度や負荷が一定の状態では、モータ電流の大きさ及び位相の変化は微小であるから、ｑ軸電流の微分項である式（１５）の右辺第２項は、ωΦ_exより十分に小さくゼロとみなせる。また、モータ１が脱調しないで駆動されている場合は、実モータ速度ωと推定モータ速度ω_eは近い値をとるため、式（１６）の右辺第３項も、ωΦ_exより十分に小さくゼロとみなせる。そこで、式（１５）の右辺第２項及び式（１６）の右辺第３項を無視して考えると、式（１６）は下記式（１８）のようになる。

ここで、図１４に、モータ１における各部の電圧の関係等を表したベクトル図を示す。モータ印加電圧Ｖ_aは、拡張誘起電圧Ｅ_ex＝ωΦ_exと、モータ抵抗Ｒ_aでの電圧降下ベクトルＲ_a・Ｉ_aと、電機子巻線のインダクタンスでの電圧降下ベクトルＶ_Lとの和で表される。拡張磁束Φ_exは、永久磁石の作る磁束Φ_aとｄ軸電流の作る磁束（Ｌ_d−Ｌ_q）ｉ_dとの和であるから、ベクトルの方向はｄ軸と一致する。Ｌ_q・Ｉ_aで表されるベクトルは、ｑ軸インダクタンスとモータ電流Ｉ_aによって生じる磁束のベクトルであり、符号１１０は、Φ_exとＬ_q・Ｉ_aの合成磁束ベクトルを表す。

また、Φ_qcは、拡張磁束Φ_exのｑｃ軸成分である。従って、Φ_qc＝Φ_ex・ｓｉｎΔθが成立する。また、上記式（１８）の行列の１行目を展開して整理することにより、下記式（１９）が導かれる。

通常、永久磁石の作る磁束は、ｄ軸電流の作る磁束よりも十分に大きく、Φ_a＞＞（Ｌ_d−Ｌ_q）ｉ_dであるため、Φ_exは一定、即ち、Φ_ex≒Φ_aと考えることができる。そして、軸ずれ角Δθが小さく、ｓｉｎΔθ≒θにて近似できるとすると、式（１９）を参照して、下記式（２０）が成立する。

上記式（２０）から分かるように、Φ_qcは、電機子鎖交磁束Φ_aのｑｃ軸成分（モータ１の永久磁石１ａ（図２）のｑｃ軸に平行な磁束成分であるｑｃ軸磁束）に等しいと近似される。つまり、Φ_qc≒（一定値）×Δθ と近似される。従って、モータ１の永久磁石１ａのｑｃ軸に平行な磁束成分であるｑｃ軸磁束は、軸誤差Δθの変動（固有各周波数ω_rの脈動）と同期して変動（脈動）する値である。

また、Φ_qcをゼロに収束させるようにすれば、軸誤差Δθはゼロに収束する。従って、図５のモータ駆動システムにおいて、軸誤差推定部２１の代わりにΦ_qcを推定するｑｃ軸磁束推定部（不図示）を設けるようにしてもよい。そして、そのｑｃ軸磁束推定部の推定したΦ_qcがゼロに収束するように、比例積分演算器２２が比例積分制御を行って推定モータ速度ω_eを算出すればよい。このように構成しても、軸誤差Δθはゼロに収束するからである。

この場合、ｑｃ軸磁束推定部は、３相２相座標変換器１２、電流制御部１５及び比例積分演算器２２から、夫々ｄｃ軸電流ｉ_dc、ｑｃ軸電流ｉ_qc、ｄｃ軸電圧指令値ｖ_dc ^*及び推定モータ速度ω_eを得て、下記式（２１）に従って、Φ_qcを算出する。

（加算器の位置の変形）
また、図５の磁束制御部１６は、推定器２０から与えられる推定モータ速度ω_eと加算器３１から出力される補正後のｑｃ軸電流指令値（ｉ_qc ^*＋ｉ_q_a）とを用いて、ｄｃ軸電流指令値ｉ_dc ^*を作成するようにしてもよい。つまり、速度制御部１７の演算結果を磁束制御部１６に与える代わりに、加算器３１の演算結果を磁束制御部１６に与えるのである。この場合、上記式（６）のおけるｉ_qc ^*は、（ｉ_qc ^*＋ｉ_q_a）に置換されることになる。

＜＜第３実施形態＞＞
次に、本発明に係るモータ制御装置及びそれを有するモータ駆動システムの第３実施形態を説明する。第３実施形態におけるモータ制御装置は、従来技術が抱えていた電機子巻線に生じる誘起電圧の歪み等に起因した相電流の変動（歪み）を抑制することができるものである。

図１５は、第３実施形態に係るモータ制御装置及びこれを有するモータ駆動システムのブロック構成図である。図１５において、図１と同一の部分には同一の符号を付して、再度の説明を省略する。

第３実施形態に係るモータ駆動システムは、モータ１とＰＷＭインバータ２とモータ制御装置３ｃとを有して構成される。図１５のモータ制御装置３ｃが、図１のモータ制御装置３と相違する点は、図１の共振型フィルタ３０の代わりに共振型フィルタ５０及び共振型フィルタ５２が設けられている点と、加算器３１の代わりに加算器（補正部）５１及び加算器（補正部）５３が設けられている点と、図１における減算器１３、減算器１４、電流制御部１５及び２相３相座標変換器１８が、夫々減算器１３ａ、減算器１４ａ、電流制御部１５ａ及び２相３相座標変換器１８ａに置換されている点であり、その他の点（動作等）では図１のモータ制御装置３と一致している。図１５のモータ制御装置３ｃと図１のモータ制御装置３との一致点については、説明を省略する。

減算器１４ａは、速度制御部１７が出力するｑｃ軸電流指令値ｉ_qc ^*から、３相２相座標変換器１２より与えられるｑｃ軸電流ｉ_qcを差し引いて、電流誤差（ｉ_qc ^*−ｉ_qc）を算出する。減算器１３ａは、磁束制御部１６が出力するｄｃ軸電流指令値ｉ_dc ^*から、３相２相座標変換器１２が出力するｄｃ軸電流ｉ_dcを差し引いて、電流誤差（ｉ_dc ^*−ｉ_dc）を算出する。

電流制御部１５ａは、減算器１３ａ、１４ａから各電流誤差を入力すると共に、３相２相座標変換器１２からｄｃ軸電流ｉ_dc及びｑｃ軸電流ｉ_qcの値を入力し、ｄｃ軸電流ｉ_dcがｄｃ軸電流指令値ｉ_dc ^*に追従するように（等しくなるように）、且つｑｃ軸電流ｉ_qcがｑｃ軸電流指令値ｉ_qc ^*に追従するように（等しくなるように）、ｄｃ軸電圧指令値ｖ_dc ^*とｑｃ軸電圧指令値ｖ_qc ^*を出力する。

電流制御部１５ａが出力するｑｃ軸電圧指令値ｖ_qc ^*は、本来、モータ印加電圧Ｖ_aのｑｃ軸成分であるｑｃ軸電圧ｖ_qcが追従すべき電圧の値を表すのであるが、後述する共振型フィルタ５０と加算器５１とによって、その値は補正される。従って、本実施形態におけるｖ_qc ^*は、暫定ｑｃ軸電圧指令値とも呼べる。電流制御部１５ａが出力するｄｃ軸電圧指令値ｖ_dc ^*は、本来、モータ印加電圧Ｖ_aのｄｃ軸成分であるｄｃ軸電圧ｖ_dcが追従すべき電圧の値を表すのであるが、後述する共振型フィルタ５２と加算器５３とによって、その値は補正される。従って、本実施形態におけるｖ_dc ^*は、暫定ｄｃ軸電圧指令値とも呼べる。

共振型フィルタ５０は、減算器１４ａの減算結果（ｉ_qc ^*−ｉ_qc）を入力とし、減算結果（ｉ_qc ^*−ｉ_qc）を用いて、減算結果（ｉ_qc ^*−ｉ_qc）の周期的な脈動成分を抽出する（モータ電流のトルク電流成分であるｑｃ軸電流ｉ_qcの周期的な脈動成分を抽出する）。そして、その脈動成分をｖ_q_aとして、加算器５１に出力する。共振型フィルタ５０の伝達関数Ｈ_c（ｓ）は、下記式（２２）で表される。

ここで、係数ｃ_o、係数ｃ₁、減衰係数ζ及び固有角周波数（第２の固有角周波数）ω_nは、モータ駆動システムの設計時において予め設定される値である。式（２２）における減衰係数ζは、上記式（３）等におけるものと同様のものである。

固有角周波数ω_nの値は、モータ１に流れる相電流（Ｕ相電流、Ｖ相電流又はＷ相電流）の変動成分の角周波数に応じて決まる。この相電流の変動成分は、モータ１に電機子巻線に生じる誘起電圧の歪み等に起因した相電流の変動成分（歪み成分）であり、例えばモータ１の電機子巻線を分布巻とし、モータ１の固定子におけるスロット数を１２とし、且つ伝達関数Ｈ_c（ｓ）をゼロとしたならば、図１７に示すように表れる周期が電気角３０°（＝３６０°／１２スロット）の変動成分（歪みの成分）である。相電流の変動成分の角周波数が１２ω_e（第１２次の高調波）の場合、回転座標系上におけるｄｃ軸電流及びｑｃ軸電流の変動成分の角周波数は、１１ω_e（第１１次の高調波）となる。なぜなら、固定座標系上で角周波数が１２ω_eのものをω_eで回転する回転座標系上で観測すると、その相対的な角周波数は（１２ω_e−ω_e）＝１１ω_e、となるからである。従って、ω_n＝１１・ω_eと設定される。即ち、固有角周波数ω_nは、モータ１に流れる相電流（Ｕ相電流、Ｖ相電流又はＷ相電流）の変動成分の角周波数からモータ速度指令値ω^*又は推定モータ速度ω_e（或いは実モータ速度ω）を差し引いた角周波数に等しくなるように（或いは出来るだけ等しくなるように）設定される。尚、モータ１の電機子巻線は分布巻であっても、集中巻であっても構わない。今、ｄｃ軸電流及びｑｃ軸電流は、固有角周波数ω_nにて変動（脈動）しているものとする。

この固有角周波数ω_nの値は、モータ速度指令値ω^*または推定モータ速度ω_e（または実モータ速度ω）の値に応じて変化するようになっている。上記の相電流の変動成分の周波数は、モータ１の回転速度によって変化するからである。

係数ｃ_o及びｃ₁は、モータ１に印加される電圧とモータ１に流れる電流との位相関係に応じて決定される任意の値であり、モータ１のモータ速度指令値ω^*または推定モータ速度ω_e（または実モータ速度ω）の値に応じて変化するようにしても構わない。

モータ電流のｑｃ軸電流成分であるｑｃ軸電流ｉ_qcや減算器１４ａの減算結果（ｉ_qc ^*−ｉ_qc）は、誘起電圧の歪み等に起因した相電流の変動に同期して変動（脈動）することとなるため、減算器１４ａの減算結果（ｉ_qc ^*−ｉ_qc）に伝達関数Ｈ_c（ｓ）を乗じることにより得られるｖ_q_aには、減算結果（ｉ_qc ^*−ｉ_qc）の周期的な脈動成分が強調して表れることになる。

加算器５１は、電流制御部１５ａから出力される（補正前の）ｑｃ軸電圧指令値ｖ_qc ^*に共振型フィルタ５０から出力される脈動成分ｖ_q_aを加算する。加算器５１は、共振型フィルタ５０により抽出された脈動成分ｖ_q_aを用いて、減算結果（ｉ_qc ^*−ｉ_qc）から「誘起電圧の歪み等に起因した相電流の変動に同期した脈動成分」を除去する方向に、ｑｃ軸電圧指令値ｖ_qc ^*を補正する補正部として機能する。

共振型フィルタ５２は、減算器１３ａの減算結果（ｉ_dc ^*−ｉ_dc）を入力とし、減算結果（ｉ_dc ^*−ｉ_dc）を用いて、減算結果（ｉ_dc ^*−ｉ_dc）の周期的な脈動成分を抽出する（モータ電流の励磁電流成分であるｄｃ軸電流ｉ_dcの周期的な脈動成分を抽出する）。そして、その脈動成分をｖ_d_aとして、加算器５３に出力する。共振型フィルタ５２の伝達関数は、式（２２）で表される共振型フィルタ５０の伝達関数と同じである。但し、式（２２）中における係数ｃ_o、係数ｃ₁及び減衰係数ζの具体的な数値を、共振型フィルタ５０と共振型フィルタ５２との間で異ならせても構わない。

モータ電流のｄｃ軸電流成分であるｄｃ軸電流ｉ_dcや減算器１３ａの減算結果（ｉ_dc ^*−ｉ_dc）は、誘起電圧の歪み等に起因した相電流の変動に同期して変動（脈動）することとなるため、減算器１３ａの減算結果（ｉ_dc ^*−ｉ_dc）に伝達関数Ｈ_c（ｓ）を乗じることにより得られるｖ_d_aには、減算結果（ｉ_dc ^*−ｉ_dc）の周期的な脈動成分が強調して表れることになる。

加算器５３は、電流制御部１５ａから出力される（補正前の）ｄｃ軸電圧指令値ｖ_dc ^*に共振型フィルタ５２から出力される脈動成分ｖ_d_aを加算する。加算器５３は、共振型フィルタ５２により抽出された脈動成分ｖ_d_aを用いて、減算結果（ｉ_dc ^*−ｉ_dc）から「誘起電圧の歪み等に起因した相電流の変動に同期した脈動成分」を除去する方向に、ｄｃ軸電圧指令値ｖ_dc ^*を補正する補正部として機能する。

補正後のｄｃ軸電圧指令値（ｖ_dc ^*＋ｖ_d_a）はｄｃ軸電圧ｖ_dcが等しくなるべき値を表しており、補正後のｑｃ軸電圧指令値（ｖ_qc ^*＋ｖ_q_a）はｑｃ軸電圧ｖ_qcが等しくなるべき値を表しているが、モータ駆動システムは、全体として軸誤差Δθがゼロに収束するように動作するため、補正後のｄｃ軸電圧指令値（ｖ_dc ^*＋ｖ_d_a）及び補正後のｑｃ軸電圧指令値（ｖ_qc ^*＋ｖ_q_a）は、夫々ｄ軸電圧ｖ_d及びｑ軸電圧ｖ_qが等しくなるべき値である、ともいうことが出来る。

２相３相座標変換器１８ａは、推定器２０から与えられる推定回転子位置θ_eを用いて補正後のｄｃ軸電圧指令値（ｖ_dc ^*＋ｖ_d_a）及び補正後のｑｃ軸電圧指令値（ｖ_qc ^*＋ｖ_q_a）の逆変換を行い、Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から成る三相の電圧指令値を作成して、それらをＰＷＭインバータ２に出力する。ＰＷＭインバータ２は、モータ１に印加されるべき電圧を表す三相の電圧指令値に基づいてパルス幅変調された信号を作成し、モータ１を駆動する。

また、第３実施形態において、共振型フィルタ５０は、ｑｃ軸電流ｉ_qcや減算器１４ａの減算結果（ｉ_qc ^*−ｉ_qc）に含まれる周期的な脈動成分を抽出する。共振型フィルタ５２は、ｄｃ軸電流ｉ_dcや減算器１３ａの減算結果（ｉ_dc ^*−ｉ_dc）に含まれる周期的な脈動成分を抽出する。ｑｃ軸電流ｉ_qcやｄｃ軸電流ｉ_dcは、モータ１に印加されるべき三相の電圧指令値を算出するために用いられる、モータ１の状態量である。そして、電流制御部１５ａは、それらの状態量に基づいて三相の電圧指令値を算出するために用いられる暫定的な指令値（補正前のｑｃ軸電圧指令値ｖ_qc ^*及び補正前のｄｃ軸電圧指令値ｖ_dc ^*）を算出する指令値演算部として機能する。加算器５１は、共振型フィルタ５０により抽出された脈動成分ｖ_q_aを用いて、その暫定的な指令値（補正前のｑｃ軸電圧指令値ｖ_qc ^*）を補正する補正部として機能する。加算器５３は、共振型フィルタ５２により抽出された脈動成分ｖ_d_aを用いて、その暫定的な指令値（補正前のｄｃ軸電圧指令値ｖ_dc ^*）を補正する補正部として機能する。２相３相座標変換器１８ａは、補正後の指令値（補正後のｑｃ軸電圧指令値（ｖ_qc ^*＋ｖ_q_a）及び補正後のｄｃ軸電圧指令値（ｖ_dc ^*＋ｖ_d_a））に基づいて三相の電圧指令値を作成する指令電圧演算部として機能する。

尚、２相３相座標変換器１８ａは、式（４ａ）中のｖ_qc ^*及びｖ_dc ^*を、夫々（ｖ_qc ^*＋ｖ_q_a）及び（ｖ_dc ^*＋ｖ_d_a）に置換した式と、式（４ｂ）を用いて演算を行う。電流制御部１５ａは、式（５ｂ）中の（ｉ_qc ^*＋ｉ_q_a）をｉ_qc ^*に置換した式と、式（５ａ）を用いて演算を行う。

上記のように構成すれば、誘起電圧の歪み等に起因した相電流の変動を抑制することができる。従って、本実施形態に係るモータ制御装置やモータ駆動システムを、例えば圧縮機に適用すれば、圧縮機自体の振動や騒音を低減することができる。

（図１６；線図ブロック）
図１５のモータ駆動システムの内、トルクに関する部分だけを表した線図ブロックを図１６に示す。

図１６における減算器９０、電流制御部９１、共振型フィルタ９２、加算器９３は、夫々図１５における減算器１４ａ、電流制御部１５ａ、共振型フィルタ５０、加算器５１に対応している。相電流に変動を与える誘起電圧の歪み成分を、外乱電圧Ｖdisとする。

電流制御部９１は、減算器９０による減算結果（ｉ_qc ^*−ｉ_qc）をＰＩ補償（比例積分補償）して暫定的なｑｃ軸電圧指令値ｖ_qc ^*を出力する。共振型フィルタ９２は、減算結果（ｉ_qc ^*−ｉ_qc）から固有角周波数ω_nの周波数成分を抽出し、脈動成分ｖ_q_aを出力する。加算器９３による加算結果（ｖ_qc ^*＋ｖ_q_a）から減算器９４にて外乱電圧Ｖdisが差し引かれ、伝達関数Ｇを乗じて得たｑｃ軸電流ｉ_qcが減算器９０にフィードバックされる。

（位置・速度の検出）
尚、図１５のモータ駆動システムは、推定器２０を設けて回転子位置及びモータ速度を推定する方式を採用しているが、実際の回転子位置及びモータ速度を検出するようにしても構わない。即ち、図１のモータ駆動システムを図４のモータ駆動システムに変形したのと同様に、推定器２０を位置検出器３３及び微分器３４（図４参照）に置き換えても構わない。

＜＜その他＞＞
第１実施形態と第３実施形態は自由に組合せ可能であり、第２実施形態と第３実施形態も自由に組合せ可能である。

また、第１〜第３実施形態（特に第１及び第２実施形態）における電流検出器１１は、図１等に示す如く、直接モータ電流を検出する構成にしてもいいし、それに代えて、電源側のＤＣ電流の瞬時電流からモータ電流を再現し、それによってモータ電流を検出する構成にしてもよい。

本発明に係るモータ制御装置及びモータ駆動システムによれば、簡易な処理且つ小規模な構成にて、モータの回転速度の周期的な変動を抑制することができる。また、簡易な処理且つ小規模な構成にて、誘起電圧等の歪みに起因したモータの相電流の変動を抑制することができる。

本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置及びこれを有するモータ駆動システムのブロック構成図である。 図１のモータの解析モデル図である。 本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置及びこれを有するモータ駆動システムの線図ブロックである。 図１のモータ制御装置の変形例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置及びこれを有するモータ駆動システムのブロック構成図である。 図５における共振型フィルタの第１の構成を示す図である。 図５における共振型フィルタの第２の構成を示す図である。 図５における共振型フィルタの第３の構成を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置及びこれを有するモータ駆動システムの線図ブロックである。 図５の共振型フィルタの入出力特性を調べるための線図ブロックである。 ＦＦＴを用いたフィルタの入出力特性を調べるための線図ブロックである。 図５の共振型フィルタの入出力特性を説明するための図である。 図５におけるモータの速度変動が抑制される様子を示す図である。 図５のモータにおける各部の電圧の関係等を表したベクトル図である。 本発明の第３実施形態に係るモータ制御装置及びこれを有するモータ駆動システムのブロック構成図である。 本発明の第３実施形態に係るモータ制御装置及びこれを有するモータ駆動システムの線図ブロックである。 埋込磁石型モータを従来のモータ制御装置により制御したときの相電流の波形図である。

符号の説明

１ モータ
１ａ 永久磁石
２ ＰＷＭインバータ
３、３ａ、３ｂ、３ｃ モータ制御装置
１１ 電流検出器
１２ ３相２相座標変換器
１３、１４、１４ａ、１９ 減算器
１５、１５ａ 電流制御部
１６ 磁束制御部
１７ 速度制御部
１８、１８ａ ２相３相座標変換器
２０ 推定器
２１ 軸誤差推定部
２２ 比例積分演算器
２３ 積分器
３０、４０、５０ 共振型フィルタ
３１、５１ 加算器（補正部）
３３ 位置検出器
３４ 微分器
ω^* モータ速度指令値
ω 実モータ速度
ω_e 推定モータ速度
θ 実回転子位置
θ_e 推定回転子位置
Δθ 軸誤差
ｉ_q_a、ｖ_q_a 脈動成分
ｖ_u ^* Ｕ相電圧指令値
ｖ_v ^* Ｖ相電圧指令値
ｖ_w ^* Ｗ相電圧指令値
ｖ_dc ^* ｄｃ軸電圧指令値
ｖ_qc ^* ｑｃ軸電圧指令値
ｖ_d ^* ｄ軸電圧指令値
ｖ_q ^* ｑ軸電圧指令値
ｉ_dc ｄｃ軸電流
ｉ_qc ｑｃ軸電流
ｉ_dc ^* ｄｃ軸電流指令値
ｉ_qc ^* ｑｃ軸電流指令値
ｉ_d ｄ軸電流
ｉ_q ｑ軸電流
ｉ_d ^* ｄ軸電流指令値
ｉ_q ^* ｑ軸電流指令値

Claims (8)

1. モータ速度を求めるモータ速度演算部と、
   求められたモータ速度が外部から与えられたモータ速度指令値に追従するようにトルク電流指令値を作成する速度制御部と、
   得られたモータ速度と前記モータ速度指令値との差の周期的な脈動成分を抽出する共振型フィルタと、
   抽出された脈動成分を用いて前記トルク電流指令値を補正する補正部と、
   モータの電機子巻線に流れるモータ電流が補正後のトルク電流指令値に応じた値に追従するように、モータに印加されるべき電圧を表す電圧指令値を作成する電流制御部と、を備え、
   前記共振型フィルタの伝達関数は、
   （ｂ ₁ ｓ＋ｂ ₀ ）／（ｓ ² ＋２ζω _r ｓ＋ω _r ² ）
   （但し、ｂ _o はゲイン係数、ｂ ₁ は位相調整量、ζは減衰係数、ω _r は固有角周波数、ｓはラプラス演算子である）
   で表され、
   前記ゲイン係数ｂ ₀ は前記モータ速度指令値、或いは前記モータ速度の値に応じて変化することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記共振型フィルタは、前記差の周期的な脈動成分を抽出すると共に、前記差の位相の調整を行う
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 回転子としての永久磁石が作る磁束に平行な軸とその軸に対応する制御上の推定軸との軸誤差が小さくなるようにモータを制御するモータ制御装置であって、
   前記軸誤差の周期的な脈動成分を抽出する共振型フィルタと、
   抽出された脈動成分を用いて、外部から与えられたモータ速度指令値に応じて作成されたトルク電流指令値を補正する補正部と、
   モータの電機子巻線に流れるモータ電流が補正後のトルク電流指令値に応じた値に追従するように、モータに印加されるべき電圧を表す電圧指令値を作成する電流制御部と、
   を備え、
   前記共振型フィルタの伝達関数は、
   （ｂ _o ｓ＋ｂ ₁ ）／（ｓ ² ＋２ζω _r ｓ＋ω _r ² ）
   （但し、ｂ _o はゲイン係数、ｂ ₁ は位相調整量、ζは減衰係数、ω _r は固有角周波数、ｓはラプラス演算子である）
   で表され、
   前記ゲイン係数ｂ ₀ は、前記モータ速度指令値、或いは前記モータの速度の値に応じて変化することを特徴とするモータ制御装置。
4. モータの電機子巻線に流れるモータ電流に基づいて、前記軸誤差とモータ速度を推定する推定部と、
   推定されたモータ速度が前記モータ速度指令値に追従するように前記トルク電流指令値を作成する速度制御部と、を更に備え、
   前記共振型フィルタは、前記推定部により推定された前記軸誤差から前記軸誤差の周期的な脈動成分を抽出する
   ことを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
5. モータの電機子巻線に流れるモータ電流に基づいて、前記軸誤差の変動に同期して変動する値とモータ速度を推定する推定部と、
   推定されたモータ速度が前記モータ速度指令値に追従するように前記トルク電流指令値を作成する速度制御部と、を更に備え、
   前記共振型フィルタは、前記推定部により推定された前記軸誤差の変動に同期して変動する値から前記軸誤差の周期的な脈動成分を抽出する
   ことを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
6. 前記共振型フィルタは、前記軸誤差の周期的な脈動成分を抽出すると共に、前記軸誤差
   の位相の調整を行う
   ことを特徴とする請求項３〜請求項５の何れかに記載のモータ制御装置。
7. モータの電機子巻線に流れるモータ電流を回転座標系上の電流に変換し、モータ電流の回転座標系上における電流成分を算出する３相２相座標変換器と、
   前記電流成分が与えられた電流指令値に追従するように、回転座標系上における電圧指令値を作成する電流制御部と、
   前記電流成分と前記電流指令値との差の周期的な脈動成分を抽出する共振型フィルタと、
   抽出された脈動成分を用いて前記電圧指令値を補正する補正部と、
   補正後の電圧指令値を用いてモータに印加されるべき電圧を表す固定座標系上における三相の電圧指令値を作成する２相３相座標変換器と、を備え、
   前記共振型フィルタの伝達関数は、
   （ｃ ₀ ｓ＋ｃ ₁ ）／（ｓ ² ＋２ζω _n ｓ＋ω _n ² ）
   （但し、ｃoとｃ1は任意の値をとる係数、ζは減衰係数、ωnは固有角周波数、ｓはラ
   プラス演算子である）
   で表され、
   前記係数ｃ _o 及びｃ ₁ は、前記モータ速度指令値、或いは前記モータの速度の値に応じて変化することを特徴とするモータ制御装置。
8. モータと、
   前記モータを駆動するインバータと、
   前記インバータを制御することにより前記モータを制御する請求項１〜請求項７の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えた
   ことを特徴とするモータ駆動システム。
   

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