JP2021118625A - センサレスモータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】速度変動が加えられた推定角速度に含まれる高調波による非干渉化制御の乱れを防ぎ、センサレスモータ制御装置の応答性を向上すること。【解決手段】センサレスモータ制御装置は、センサレスモータの軸誤差から該センサレスモータの平均推定速度を生成するＰＬＬ制御器と、軸誤差からセンサレスモータの速度変動を生成する補正速度生成器とを備える。また、モータ制御装置は、ＰＬＬ制御器により生成された平均推定速度と補正速度生成器により生成された速度変動とに基づいてセンサレスモータの電流指令値を生成する電流指令生成器と、前記センサレスモータの電圧指令値を生成する電圧指令生成器を備える。また、センサレスモータ制御装置は、電圧指令値を補正する非干渉化補正値を、センサレスモータの速度指令値に補正速度生成器により生成された速度変動を加算した加算速度指令値と電流指令値とに基づいて生成する非干渉化制御器を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、センサレスモータ制御装置に関する。

回転するセンサレスの３相モータの角速度は、推定した制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）の回転角度位置（推定回転角度位置）θ_dcと、実際の回転軸である実軸（ｄｑ軸）の回転角度位置θ_dとの差である軸誤差Δθを比例積分（ＰＩ）することにより算出される。センサレスの３相モータの制御系では、算出した角速度をフィードバックして軸誤差Δθがゼロに近づくように角速度を調整する。このようにして得られた角速度は、角速度指令値ω^*との比較のために用いられる。

モータの中には、空気調和装置等に用いられる圧縮機を駆動するモータがある。圧縮機は、吸入、圧縮、吐出の各行程におけるガス冷媒の圧力変化によって、圧縮機を駆動するモータのロータ１回転中において負荷トルクが周期的に変動する。この周期的な負荷トルク変動は、モータの速度が変動して振動や騒音を発生させる要因となるため、周期的な負荷トルク変動を抑制するトルク補正が一般的に行われる。

しかしながら、このトルク補正は、消費電力低減や過電流防止の観点から、振動や騒音が実用上問題とならない程度の速度変動を許容しているために、実際の角速度は、負荷トルクとモータの出力トルクとの差によって周期的に変動し、軸誤差Δθも周期的に変動する。この軸誤差Δθから求める推定角速度ωは、速度推定器（ＰＬＬ）により、軸誤差Δθを比例積分（ＰＩ）することで算出されるため、推定角速度ωの平均角速度は推定できるものの（以下、平均推定角速度という）、瞬時的には実際の角速度との間に振幅と位相のずれがあり、この振幅と位相のずれは周期的に変動する。つまり推定角速度ωと実際の角速度は、同期しない状態となる。この結果、軸誤差Δθの変動が発生し続けることになる。

そこで、軸誤差Δθから変動成分を分離して、分離した変動成分から速度変動Δωを生成し、生成した速度変動Δωを平均推定角速度ω_e0に加えた角速度を推定角速度ωとすることで、推定角速度ωと実際の角速度を同期させる従来技術がある。

特開２０１９−１０６７６８号公報

従来技術では、軸誤差Δθから速度変動Δωを生成し、Δθを比例積分（ＰＩ）することで算出される平均推定角速度ω_e0に速度変動Δωを加えた推定角速度ω、各相の相電流（Ｉ_Ｕ、Ｉ_Ｖ、Ｉ_Ｗ）から変換したｄ軸電流Ｉ_d、およびｑ軸電流Ｉ_qを、ｄ軸電流制御およびｑ軸電流制御の干渉を打ち消すための非干渉化制御に用いる。しかしながら、速度変動が加えられた推定角速度やｄ軸電流Ｉ_d、ｑ軸電流Ｉ_qには高調波が含まれるため、高調波により非干渉化制御が乱され、モータ制御装置の応答性、すなわち電流指令値および速度指令値への追従性が低下する問題がある。

開示の技術は、かかる点に鑑みてなされたものであって、高調波による非干渉化制御の乱れを防ぎ、モータ制御装置の応答性を向上することを目的とする。

開示の態様では、センサレスモータを制御するセンサレスモータ制御装置であって、センサレスモータの軸誤差から該センサレスモータの平均推定速度を生成するＰＬＬ制御器と、軸誤差からセンサレスモータの速度変動を生成する補正速度生成器と、ＰＬＬ制御器により生成された平均推定速度と補正速度生成器により生成された速度変動とに基づいてセンサレスモータの電流指令値を生成する電流指令生成器と、センサレスモータの電圧指令値を生成する電圧指令生成器と、電圧指令値を補正する非干渉化補正値を、センサレスモータの速度指令値に補正速度生成器により生成された速度変動を加算した加算速度指令値と電流指令値とに基づいて生成する非干渉化制御器とを備えたことを特徴とする。

開示のセンサレスモータ制御装置は、電圧指令値を補正する非干渉化補正値を、補正速度生成器により生成された速度変動が加算された速度指令値、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*、およびｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^*に基づいて生成する。したがって、開示のセンサレスモータ制御装置は、高調波による非干渉化制御の乱れを防ぎ、応答性を向上させる。

図１は、実施形態１に係るモータ制御装置の一例を示すブロック図である。 図２は、変動加算電気角速度指令値を用いた効果を示す図である。 図３は、実施形態１に係る補正速度生成器の一例を示すブロック図である。 図４は、軸誤差Δθの変動が抑制されるプロセスの一例を説明するための図である。 図５は、実施形態２に係る補正速度生成器の一例を示すブロック図である。 図６は、実施形態２に係る軸誤差を補正するための復調位相テーブルの一例を示す図である。

以下に添付図面を参照して開示の技術に係るセンサレスモータ制御装置の実施形態の例について説明する。以下の実施形態は、周期的な負荷トルク変動を有する圧縮機を駆動する永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ（Permanent Magnet Synchronous Motor））のトルク制御を、位置センサレスベクトル制御により行う、例えば空気調和装置または低温保存装置等のモータ制御装置に関する。しかし、開示の技術は、周期的な負荷トルク変動を有する負荷を駆動するモータのトルク制御を行うモータ制御装置に広く適用可能である。また、以下の説明で単に速度と記した場合は、特に断らない限り角速度を表す。

なお、以下に示す実施形態は、開示の技術を限定するものではない。また、以下に示す実施形態は、開示の技術に係る構成および処理について主に示し、その他の構成および処理の説明を簡略または省略する。

なお、以下で用いる主な記号の説明の一覧を、下記（表１）に示す。

［実施形態１］
（実施形態１に係るモータ制御装置）
図１は、実施形態１に係るモータ制御装置の一例を示すブロック図である。実施形態１に係るモータ制御装置１００は、モータ１０を制御する。モータ制御装置１００は、減算器１１，１６，１７、速度制御器１２、加算器１３，１９，２０，３２，３６、電流指令生成器１４、補正トルク生成器１５、電圧指令生成器１８を有する。また、モータ制御装置１００は、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器（２相／３相変換器）２１、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器２２、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）２３を有する。また、モータ制御装置１００は、シャント抵抗２６（または電流センサ２４，２５）、３φ電流算出器２７、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器（３相／２相変換器）２８、軸誤差演算器２９、ＰＬＬ制御器３０、補正速度生成器３１、位置推定器３３、非干渉化制御器３４、１／Ｐ_n処理器３５を有する。

減算器１１は、モータ制御装置１００へ入力された機械角速度指令値ω_m ^*から、１／Ｐ_n処理器３５により出力された現在の推定角速度である機械角推定角速度ω_mを減算した角速度偏差を、速度制御器１２へ出力する。

速度制御器１２は、減算器１１から入力された角速度偏差が小さくなるような平均トルク指令値Ｔ₀ ^*を生成して出力する。加算器１３は、速度制御器１２により出力された平均トルク指令値Ｔ₀ ^*と、補正トルク生成器１５により出力された変動トルク指令値ΔＴとを加算した合計トルク指令値Ｔ^*を出力する。

電流指令生成器１４は、加算器１３により出力された合計トルク指令値Ｔ^*から、ｄｑ座標軸上のｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*およびｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を生成して出力する。このｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*およびｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*は、例えば、モータ電圧が電圧飽和領域でない通常制御領域では、最大トルク／電流曲線上の値となるように生成され、モータ電圧が電圧飽和領域であれば、誘起電圧楕円上の値となるように生成される。

補正トルク生成器１５は、速度変動許容値|Δω_m|^*、１／Ｐ_n処理器３５により出力された機械角推定角速度ω_mに含まれるモータ１回転における周期的な速度変動である機械角推定角速度変動Δω_m、位置推定器３３により出力された機械角位相θ_mから、周期的な速度変動Δω_mを抑制するための変動トルク指令値ΔＴを生成する。変動トルク指令値ΔＴは、消費電力低減やモータ１０の減磁防止等を考慮して調整される。ここで、機械角位相θ_mは機械角で表したモータ（ロータ）の回転角度位置である。

減算器１６は、電流指令生成器１４により出力されたｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２８により出力されたｄ軸電流Ｉ_dを減算したｄ軸電流偏差を出力する。減算器１７は、電流指令生成器１４により出力されたｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２８により出力されたｑ軸電流Ｉ_qを減算したｑ軸電流偏差を出力する。

電圧指令生成器１８は、減算器１６により出力されたｄ軸電流偏差と、減算器１７により出力されたｑ軸電流偏差とから、非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖ_d-piおよび非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖ_q-piを生成する。

加算器１９は、電圧指令生成器１８により出力された非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖ_d-piと、非干渉化制御器３４により出力された、非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖ_d-piを非干渉化するためのｄ軸非干渉化補正値Ｖ_daとを加算したｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*を出力する。加算器２０は、電圧指令生成器１８により出力された非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖ_q-piと、非干渉化制御器３４により出力された、非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖ_q-piを補正するためのｑ軸非干渉化補正値Ｖ_qaとを加算したｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*を出力する。

ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２１は、位置推定器３３により出力された現在のロータ位置である電気角位相θ_eを用いて、加算器１９、２０により出力された２相のｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*およびｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*を３相のＵ相出力電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ相出力電圧指令値Ｖ_V ^*，Ｗ相出力電圧指令値Ｖ_W ^*へ変換する。そして、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２１は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ相出力電圧指令値Ｖ_V ^*，Ｗ相出力電圧指令値Ｖ_W ^*をＰＷＭ変調器２２へ出力する。ＰＷＭ変調器２２は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖ_U ^*，Ｖ相出力電圧指令値Ｖ_V ^*，Ｗ相出力電圧指令値Ｖ_W ^*と、ＰＷＭキャリア信号から、６相のＰＷＭ信号を生成して、ＩＰＭ２３へ出力する。

ＩＰＭ２３は、ＰＷＭ変調器２２により出力された６相のＰＷＭ信号をもとに、外部から供給される直流電圧Ｖ_dcを変換して、モータ１０のＵ相，Ｖ相，Ｗ相それぞれへ印加する交流電圧を生成し、それぞれの交流電圧をモータ１０のＵ相，Ｖ相，Ｗ相へ印加する。

３φ電流算出器２７は、１シャント（shunt）方式で母線電流を計測した場合、ＰＷＭ変調器２２により出力された６相のＰＷＭスイッチング情報と、計測された母線電流とから、モータ１０のＵ相電流値Ｉ_U，Ｖ相電流値Ｉ_V，Ｗ相電流値Ｉ_Wを算出する。

または、電流を計測する方式は、母線電流を計測する１シャント方式に限らず、２つのＣＴ（Current Transformer）で、例えば、電流センサ２４でモータ１０のＵ相の電流を、電流センサ２５でモータ１０のＶ相の電流を計測してもよい。３φ電流算出器２７は、電流センサ２４，２５および２つのＣＴでＵ相電流およびＶ相電流を計測した場合、残りのＷ相電流値Ｉ_wは、Ｉ_U＋Ｉ_V＋Ｉ_W＝０のキルヒホッフの法則より算出する。３φ電流算出器２７は、算出した各相の相電流値Ｉ_U，Ｉ_V，Ｉ_Wをｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２８へ出力する。

ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２８は、位置推定器３３により出力された電気角位相θ_eをもとに、３φ電流算出器２７により出力された３相のＵ相電流値Ｉ_U，Ｖ相電流値Ｉ_V，Ｗ相電流値Ｉ_Wを、２相のｄ軸電流Ｉ_dおよびｑ軸電流Ｉ_qへ変換する。そして、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２８は、ｄ軸電流Ｉ_dを減算器１６、軸誤差演算器２９へ、ｑ軸電流Ｉ_qを減算器１７、軸誤差演算器２９へ、それぞれ出力する。

軸誤差演算器２９は、加算器１９により出力されたｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*および加算器２０により出力されたｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２８により出力されたｄ軸電流Ｉ_dおよびｑ軸電流Ｉ_qから、軸誤差Δθを算出して、ＰＬＬ制御器３０および補正速度生成器３１へそれぞれ出力する。

ＰＬＬ制御器３０は、軸誤差演算器２９により出力された軸誤差Δθから、軸誤差Δθの平均成分をゼロに近づけるような平均推定速度ω_e0を算出して、加算器３２へ出力する。補正速度生成器３１は、軸誤差演算器２９により出力された軸誤差Δθと、位置推定器３３により出力された機械角位相θ_mとから、軸誤差Δθの変動成分をゼロに近づけるような速度変動Δω_eを生成して出力する。

加算器３２は、ＰＬＬ制御器３０により出力された平均推定速度ω_e0と、補正速度生成器３１により出力された速度変動Δω_eとを加算して補正した推定速度である電気角推定角速度ω_eを生成して出力する。位置推定器３３は、加算器３２により出力された電気角推定角速度ω_eから電気角位相θ_eおよび機械角位相θ_mを推定する。そして、位置推定器３３は、推定した電気角位相θ_eをｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２１およびｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２８へそれぞれ出力する。また、位置推定器３３は、推定した機械角位相θ_mを補正トルク生成器１５および補正速度生成器３１へそれぞれ出力する。

非干渉化制御器３４は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*およびｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*と、加算器３６により出力された後述する変動加算電気角速度指令値とから、非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖ_d-piを補正するためのｄ軸非干渉化補正値Ｖ_daを生成して加算器１９へ出力すると共に、非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖ_q-piを補正するためのｑ軸非干渉化補正値Ｖ_qaを生成して加算器２０へ出力する。ここで、変動加算電気角速度指令値は、軸誤差から生成された速度変動を速度指令値に加算した加算速度指令値であって、補正速度生成器３１により生成された速度変動Δω_eを電気角速度指令値ω_e ^*に加算した値であり、電気角で表現される。

１／Ｐ_n処理器３５は、加算器３２により出力された電気角推定角速度ω_eをモータ１０の極対数Ｐ_nで除算して機械角推定角速度ω_mを算出し、減算器１１および補正トルク生成器１５へそれぞれ出力する。加算器３６は、補正速度生成器３１により出力された速度変動Δω_eと、電気角速度指令値ω_e ^*とを加えて変動加算電気角速度指令値を生成して出力する。

（実施形態１に係る非干渉化制御器）
実施形態１に係る非干渉化制御器３４は、変動加算電気角速度指令値（ω_e ^*＋Δω_e）、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*、およびｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を用いてｄ軸非干渉化補正値Ｖ_da、ｑ軸非干渉化補正値Ｖ_qaを算出する。その理由は、以下のとおりである。

モータ１０の制御は電圧方程式によって説明される。ｄ軸に関する電圧方程式を下記（１−１）に示し、ｑ軸に関する電圧方程式を下記（１−２）式に示す。

ここで、ｖ_dはｄ軸電圧であり、ｖ_qはｑ軸電圧であり、Ｒは電気子抵抗であり、ｉ_dはｄ軸電流であり、ｉ_qはｑ軸電流であり、ｐは微分演算子であり、Ｌ_dはｄ軸自己インダクタンスであり、Ｌ_qはｑ軸自己インダクタンスであり、ωは電気角速度であり、Ψ_aは電気子鎖交磁束である。

上記（１−１）式の右辺の第１項と第２項の“Ｒｉ_d＋ｐＬ_dｉ_d”および上記（１−２）式の右辺の第１項と第２項の“Ｒｉ_q＋ｐＬ_qｉ_q”は、モータ１０のＲＬの応答項であり、上記（１−１）式の右辺の第３項の“-ωＬ_qｉ_q”および上記（１−２）式の右辺の第３項と第４項の“ωＬ_dｉ_d+ωΨ_a”は干渉項である。ＲＬの応答項“Ｒｉ_d＋ｐＬ_dｉ_d”および“Ｒｉ_q＋ｐＬ_qｉ_q”に相当する電圧は、電圧指令生成器１８により生成される。一方、干渉項“-ωＬ_qｉ_q”および“ωＬ_dｉ_d+ωΨ_a”に相当する電圧は非干渉化制御器３４により生成される。

電圧指令生成器１８はモータの状態変化（例えば機械角速度指令値や負荷トルクの変化など）に応じてモータを制御するために必要な電流を流すための電圧指令値を生成するものであり、モータの状態変化に応じたフィードバック制御を行う。

一方、モータが回転すると誘起電圧が発生し、ｄ軸電圧にはｑ軸電流ｉ_qによる影響が表れ、ｑ軸電圧にはｄ軸電流ｉ_dと電機子鎖交磁束Ψ_aによる影響が表れる。この影響（ｄ軸とｑ軸の干渉）を無くすことでｄ軸とｑ軸を独立に制御できる。非干渉化制御器３４はｄ軸とｑ軸の干渉項“-ωＬ_qｉ_q”および“ωＬ_dｉ_d+ωΨ_a”をあらかじめ生成するものであり、ｄｑ軸間の干渉が制御に与える影響を先回りして打ち消すフィードフォワード制御を行う。

ここで、ｄ軸電流ｉ_dをｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*に追従させるために必要なｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*の生成と、ｑ軸電流i_qをｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*に追従させるために必要なｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*の生成において、ｄ軸電流ｉ_dとｑ軸電流ｉ_qおよび電気角推定角速度ω_eには高調波が含まれている。この高調波は、モータの状態変化に応じた制御であるフィードバック制御でその影響が抑制されるが、高調波がフィードフォワード制御である非干渉化制御に含まれるとモータ制御が安定しない。具体的には、高調波を含む電気角推定角速度ω_e、ｄ軸電流Ｉ_d、およびｑ軸電流Ｉ_qを非干渉化制御器３４に用いると、安定した状態にあるべきフィードフォワード制御が乱され、ｄ軸電流ｉ_dおよびｑ軸電流Ｉ_qがｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*およびｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*にそれぞれ追従しにくくなる。そこで、非干渉化制御器３４は、高調波を含まない指令値を用いる。具体的には電気角速度指令値ω_e ^*を用いた変動加算電気角速度指令値（ω_e ^*＋Δω_e）、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を用いる。これらを用いることで、フィードフォワード制御を安定させ、ｄ軸電流ｉ_dおよびｑ軸電流Ｉ_qをｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*およびｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*にそれぞれ追従させることができる。

以上をまとめると、非干渉化制御器３４の出力であるｄ軸非干渉化補正値Ｖ_daおよびｑ軸非干渉化補正値Ｖ_qaは、下記（８−１）式および（８−２）式で示される。

図２は、変動加算電気角速度指令値を用いた非干渉化制御の効果を示す図である。図２（ａ）は、比較例であり、変動加算電気角速度指令値を用いずにモータ制御を行った場合の機械角推定角速度ω_m、ｑ軸電流Ｉ_qおよびｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*を示し、図２（ｂ）は、実施形態１に係るモータ制御装置１００により制御を行った場合の機械角推定角速度ω_m、ｑ軸電流Ｉ_qおよびｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*を示す。機械角推定角速度ω_mは機械角速度指令値ω_m ^*とともに示され、ｑ軸電流Ｉ_qはｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*とともに示され、ｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*はｑ軸非干渉化補正値Ｖ_qaとともに示される。

図２において、横軸は時間であり、単位はｍｓ（ミリ秒）である。機械角推定角速度ω_mでは、縦軸は回転数であり、単位はｒｐｓ（回転毎秒）である。ｑ軸電流Ｉ_qでは、縦軸は電流であり、単位はＡ（アンペア）である。ｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*では、縦軸は電圧であり、単位はＶ（ボルト）である。

比較例のモータ制御装置は、非干渉化制御器の入力に、ｄ軸電流Ｉ_d、ｑ軸電流Ｉ_qおよび電気角推定角速度ω_eを用いる。一方、実施形態１に係るモータ制御装置１００は、図１に示したように、非干渉化制御器３４の入力に、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*および変動加算電気角速度指令値（ω_e ^*＋Δω_e）を用いる。

図２（ａ）に示すように、比較例のモータ制御装置では、負荷変動によって生じる速度変動を抑制するための電流指令値の変動に電流が追従しておらず、電流ピーク値が指令値より増加している。すなわち、比較例のモータ制御装置は、速度変動は抑制されるものの、モータ電流の追従性が悪く大きな電力を必要とする。一方、実施形態１に係るモータ制御装置１００では、図２（ｂ）に示すように、電流指令値の変動に電流が追従しており、比較例に比べて電流追従性が向上している。したがって、実施形態１に係るモータ制御装置１００は、比較例よりも電流ピーク値を低減し、消費電力を低減できる。

（実施形態１に係る補正速度生成器）
図３は、実施形態１に係る補正速度生成器３１の一例を示すブロック図である。実施形態１に係る補正速度生成器３１は、軸誤差変動成分分離器３１−１、軸誤差変動積算器３１−２、速度変動復調器３１−３を有する。

軸誤差変動成分分離器３１−１は、入力された軸誤差Δθから、その変動の基本波成分を分離する。具体的には機械角位相θ_mを用いて下記（２−１）式および（２−２）式から、２つのフーリエ係数Δθ_sin（ｓｉｎ成分）およびΔθ_cos（ｃｏｓ成分）を軸誤差Δθの変動の基本波成分として生成する。軸誤差Δθの変動の基本波成分のフーリエ係数を機械角周期毎に算出し、軸誤差Δθの変動成分として用いることで、軸誤差Δθの変動の高調波成分を排除した軸誤差Δθの変動の基本波成分を精度よく抽出できる。Δθ_sinおよびΔθ_cosは、機械角周期毎に更新される値である。

軸誤差変動積算器３１−２は、下記（３−１）式および（３−２）式から、軸誤差変動成分分離器３１−１により分離された軸誤差Δθの変動成分のフーリエ係数Δθ_sinおよびΔθ_cosに修正ゲインｋ（軸誤差Δθを速度に変換する積分ゲイン）を適用し、Δθ_sinおよびΔθ_cosを一周期毎に蓄積する。下記（３−１）式および（３−２）式におけるΔθ_{sin_i_old}およびΔθ_{cos_i_old}のそれぞれは、前回の機械角周期におけるΔθ_{sin_i}およびΔθ_{cos_i}である。

速度変動復調器３１−３は、下記（４）式の演算により、速度変動Δω_eを算出する。この処理により、軸誤差変動積算器３１−２による軸誤差Δθの変動の蓄積結果に対してπ／２だけ位相を遅らせた速度変動Δω_eの位相へ変換され、機械角位相θ_mのタイミングでの速度変動Δω_eの瞬時値が生成される。なお、上記の位相π／２は、後述の復調位相θ_shiftに相当し、実施形態１では速度変動復調器３１−３が位相π／２を固定値として内部に有しているが、これに限られず、速度変動復調器３１−３に外部から位相π／２を与えるようにしてもよい。

図１に示すように、補正速度生成器３１は軸誤差Δθからその変動成分を分離し、分離した軸誤差の変動成分から速度変動Δω_eを生成する。加算器３２は、速度変動Δω_eをＰＬＬ制御器３０により出力された平均推定速度ω_e0に加算して電気角推定角速度ω_eを求める。電気角推定角速度ω_eをモータ制御装置１００の制御に適用することにより、軸誤差Δθの変動を抑制する。図４は、軸誤差Δθの変動が抑制されるプロセスの一例を説明するための図である。図４に示すように、モータのロータ１回転の周期（負荷トルク変動周期）Ｔ毎に軸誤差Δθの変動成分を抽出して積算し、次の周期で軸誤差Δθの変動位相からπ／２遅らせた速度変動Δω_eを出力し、ＰＬＬ制御器３０により出力された平均推定速度ω_e0に加算して電気角推定角速度ω_eを生成する。この電気角推定角速度ω_eをモータ制御装置の制御に適用し、フィードバック制御を行うことで、軸誤差Δθの変動を抑制する。

以上の実施形態１によれば、非干渉化制御器３４は、電気角推定角速度ω_e、ｑ軸電流Ｉ_q、およびｄ軸電流Ｉ_dの代わりに、電気角速度指令値ω_e ^*に速度変動Δω_eを加算した変動加算電気角速度指令値、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*、およびｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を用いて非干渉化制御を行う。このため、非干渉化制御において、電気角推定角速度ω_e、ｑ軸電流Ｉ_q、およびｄ軸電流Ｉ_dに含まれる高調波がフィードフォワード制御を乱すことを防ぎ、モータ制御装置１００の応答性を向上できる。

［実施形態２］
実施形態１では、軸誤差Δθの変動に対して固定値であるπ／２（復調位相θ_shift）だけ位相を遅らせて速度変動Δω_eを生成している。これは、位置変動と速度変動との位相関係に基づく。しかし、軸誤差演算器２９により生成される軸誤差Δθ自体も誤差を含む場合には、位置変動と速度変動との位相関係が一定でなくなり、軸誤差Δθの変動に対する速度変動Δω_eの復調位相θ_shiftがπ／２の固定値では、軸誤差Δθがゼロに収束しないおそれがある。軸誤差Δθ自体の誤差は、軸誤差演算器２９の応答性能に起因すると考えられるが、軸誤差Δθと速度変動Δω_eの位相関係に速度への依存性がある場合には、軸誤差Δθの変動に対する速度変動Δω_eの復調位相θ_shiftを速度に応じて異ならせることにより、軸誤差Δθをゼロに収束させることができる。よって、実施形態２では、速度変動Δω_eの復調位相θ_shiftを速度に応じて変化させる。例えば、モータ１０の高速回転領域では復調位相θ_shiftをπ／２以下とし、低速回転領域では復調位相θ_shiftをπ／２より大とする。

以下の実施形態２に係るモータ制御装置１００Ａ（図１参照）は、補正速度生成器３１Ａ（図１参照）における速度変動復調器の構成および処理が実施形態１と異なり、その他は、実施形態１と同様である。

（実施形態２に係る補正速度生成器）
図５は、実施形態２に係る補正速度生成器の一例を示すブロック図である。実施形態２に係る補正速度生成器３１Ａは、軸誤差変動成分分離器３１Ａ−１、軸誤差変動積算器３１Ａ−２、速度変動復調器３１Ａ−３を有する。軸誤差変動成分分離器３１Ａ−１は実施形態１における軸誤差変動成分分離器３１−１と同様であり、軸誤差変動積算器３１Ａ−２は実施形態１における軸誤差変動積算器３１−２と同様である。

速度変動復調器３１Ａ−３は、速度変動振幅算出器３１Ａ−３１、軸誤差変動位相算出器３１Ａ−３２、復調位相算出器３１Ａ−３３、Ｐ_n処理器３１Ａ−３４、速度変動瞬時値算出器３１Ａ−３５を有する。

速度変動振幅算出器３１Ａ−３１は、軸誤差変動積算器３１Ａ−２により上記（３−１）式および（３−２）式から算出されたΔθ_{sin_i}およびΔθ_{cos_i}をもとに、下記（５）式から、速度変動Δω_eの基本波成分の振幅|Δω_e|を算出する。Δθ_{sin_i}およびΔθ_{cos_i}は、機械角周期毎に更新される値であることから、速度変動Δω_eの基本波成分の振幅|Δω_e|も機械角周期毎に更新される。

軸誤差変動位相算出器３１Ａ−３２は、下記（６）式から、機械角周期毎に更新された軸誤差変動成分の位相φ_Δθiを算出する。

Ｐ_n処理器３１Ａ−３４は、モータ制御装置１００Ａへ入力された機械角速度指令値ω_m ^*にモータ１０の極対数Ｐ_nを乗算して電気角速度指令値ω_e ^*を算出し、復調位相算出器３１Ａ−３３へ出力する。

復調位相算出器３１Ａ−３３は、復調位相テーブル３１Ａ−３３ｔを有する。図６は、実施形態２に係る軸誤差を補正するための復調位相テーブル３１Ａ−３３ｔの一例を示す図である。復調位相テーブル３１Ａ−３３ｔは、Ｐ_n処理器３１Ａ−３４から出力された電気角速度指令値ω_e ^*毎に軸誤差Δθをゼロに近づけるような復調位相θ_shiftをチューニングやシミュレーション、理論計算等により取得し、電気角速度指令値ω_e ^*に対応付けて格納したテーブルである。復調位相テーブル３１Ａ−３３ｔにおいて、例えば、電気角速度指令値ω_e ^*１には、復調位相θ_shift1が対応付けられて格納されている。復調位相算出器３１Ａ−３３は、入力された電気角速度指令値ω_e ^*をもとに復調位相テーブル３１Ａ−３３ｔを参照し、軸誤差Δθの変動に対する速度変動Δω_eの復調位相θ_shiftを算出する。

なお、復調位相算出器３１Ａ−３３は、復調位相テーブル３１Ａ−３３ｔにおいて、入力された電気角速度指令値ω_e ^*と一致する電気角速度指令値ω_e ^*が存在しない場合には、入力された電気角速度指令値ω_e ^*に最も近い値の電気角速度指令値ω_e ^*に対応付けられた復調位相θ_shiftを取得する。あるいは、復調位相算出器３１Ａ−３３は、復調位相テーブル３１Ａ−３３ｔにおいて、入力された電気角速度指令値ω_e ^*と一致する電気角速度指令値ω_e ^*が存在しない場合には、入力された電気角速度指令値ω_e ^*に最も近い２つの値に対応付けられた復調位相θ_shiftから、線形補完により、目的の復調位相θ_shiftを算出してもよい。

速度変動瞬時値算出器３１Ａ−３５は、下記（７）式から、速度変動Δω_eの瞬時値を算出する。この算出処理により、上記（３−１）式および（３−２）式による軸誤差変動の蓄積結果に対して速度変動の復調位相θ_shiftが反映され、機械角位相θ_mでの速度変動Δω_eの瞬時値が生成される。速度変動瞬時値算出器３１Ａ−３５により生成された瞬時値である速度変動Δω_eは、実施形態１と同様に、加算器３２において、平均推定速度ω_e0に加算されることにより、変動成分を含めた補正後の電気角推定角速度ω_eが生成される。なお、下記（７）式の右辺の正弦関数内の第２項“φ_Δθi”および第３項“θ_shift”の間の演算子は、位相を進ませる場合には“＋”となり、位相を遅らせる場合には“−”となる。

以上の実施形態２によれば、実施形態１に加え、軸誤差Δθがゼロに収束するための速度変動Δω_eの復調位相θ_shiftが速度に依存することを加味して、速度変動Δω_eの復調位相を回転数に応じて変化させるので、軸誤差Δθをゼロに収束できる。

１０ モータ
１１，１６，１７ 減算器
１２ 速度制御器
１３，１９，２０，３２，３６ 加算器
１４ 電流指令生成器
１５ 補正トルク生成器
１８ 電圧指令生成器
２１ ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器
２２ ＰＷＭ変調器
２３ ＩＰＭ
２４，２５ 電流センサ
２６ シャント抵抗
２７ ３φ電流算出器
２８ ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器
２９ 軸誤差演算器
３０ ＰＬＬ制御器
３１，３１Ａ 補正速度生成器
３１−１，３１Ａ−１ 軸誤差変動成分分離器
３１−２，３１Ａ−２ 軸誤差変動積算器
３１−３，３１Ａ−３ 速度変動復調器
３１Ａ−３１ 速度変動振幅算出器
３１Ａ−３２ 軸誤差変動位相算出器
３１Ａ−３３ 復調位相算出器
３１Ａ−３３ｔ 復調位相テーブル
３１Ａ−３４ Ｐ_n処理器
３１Ａ−３５ 速度変動瞬時値算出器
３３ 位置推定器
３４ 非干渉化制御器
３５ １／Ｐ_n処理器
１００，１００Ａ モータ制御装置

Claims (3)

1. センサレスモータを制御するセンサレスモータ制御装置であって、
   センサレスモータの軸誤差から該センサレスモータの平均推定速度を生成するＰＬＬ制御器と、
   前記軸誤差から前記センサレスモータの速度変動を生成する補正速度生成器と、
   前記ＰＬＬ制御器により生成された平均推定速度と前記補正速度生成器により生成された速度変動とに基づいて前記センサレスモータの電流指令値を生成する電流指令生成器と、前記センサレスモータの電圧指令値を生成する電圧指令生成器と、
   前記電圧指令値を補正する非干渉化補正値を、前記センサレスモータの速度指令値に前記補正速度生成器により生成された速度変動を加えた加算速度指令値と前記電流指令値とに基づいて生成する非干渉化制御器と
   を備えることを特徴とするセンサレスモータ制御装置。
2. 前記平均推定速度と前記速度変動を加算した推定速度から前記センサレスモータの回転角度位置を推定する位置推定器をさらに備え
   前記補正速度生成器は、
   前記軸誤差の変動成分から基本波成分を分離する軸誤差変動成分分離器と、
   前記軸誤差変動成分分離器により分離された前記基本波成分を、前記センサレスモータの機械角周期毎に積算する軸誤差変動積算器と、
   前記軸誤差変動積算器により積算された前記基本波成分と前記位置推定器により推定された回転角度位置とに基づいて前記速度変動を生成する速度変動復調器と
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のセンサレスモータ制御装置。
3. 前記速度変動復調器は、
   前記軸誤差変動成分分離器により分離された前記基本波成分の大きさを算出する速度変動振幅算出器と、
   前記軸誤差変動成分分離器により分離された前記基本波成分から、前記機械角周期毎に更新された前記軸誤差の変動成分の位相を算出する軸誤差変動位相算出器と、
   前記センサレスモータ制御装置に入力された機械角速度指令値を電気角速度指令値に変換し、前記電気角速度指令値から、前記軸誤差の変動成分をゼロに近づけるような前記速度変動の復調位相を算出する復調位相算出器と、
   前記速度変動振幅算出器により算出された前記基本波成分の大きさと、前記軸誤差変動位相算出器により算出された前記軸誤差の変動成分の位相と、前記復調位相算出器により算出された前記速度変動の復調位相とから、前記センサレスモータの機械角位相での前記速度変動の瞬時値を生成する速度変動瞬時値算出器と
   をさらに備えることを特徴とする請求項２に記載のセンサレスモータ制御装置。

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