JP2023051559A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの起動時の負荷トルクの変動を抑制すること。【解決手段】速度上昇区間と電流調整区間とを有する運転モードであって速度指令値に基づく制御系座標軸の回転位相にモータＭが同期する同期運転モードと、軸誤差を帰還制御することで得られる速度推定値に基づいて制御系座標軸の回転位相が生成される位置センサレス制御モードとを有するモータ制御装置１００ａにおいて、同期運転電流指令値生成器１３は、速度上昇区間において、同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ＊を所定値に設定してモータＭの回転数を所定回転数まで上昇させた後、電流調整区間において、モータＭの負荷に応じて同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ＊を調整し、速度変動補正値生成器６１及びトルク変動補正値生成器６３は、電流調整区間において、モータＭのトルク制御を行う。【選択図】図１

Description

本開示は、モータ制御装置に関する。

ＰＭＳＭ（Permanent Magnet Synchronous Motor）の制御の一つとして、モータの回転に伴って発生する誘起電圧（以下では「モータ誘起電圧」と呼ぶことがある）を用いてモータのロータ位置の推定（以下では「位置推定」と呼ぶことがある）を行う位置センサレス制御が知られている。位置センサレス制御では、モータの停止状態や、モータ誘起電圧が小さい極低回転状態において位置推定の誤差が大きくなる。

これに対し、位置センサレス制御モードとは異なる運転モードとして、速度指令値に基づく制御系座標軸の回転位相にモータを同期させる「同期運転モード」を設け、同期運転モードにおいて軸誤差が０近傍になるように電流ベクトルの位相（以下では「電流位相」と呼ぶことがある）を調整した上で、運転モードを同期運転モードから位置センサレス制御モードに移行させる技術がある。

また、空気調和装置等に用いられる圧縮機では、吸入・圧縮・吐出の各行程間における冷媒ガス圧変化により、圧縮機に搭載されるモータの回転中に負荷トルクが周期的に変動する。このため、圧縮機のモータを駆動する際の制振技術として、速度や軸誤差の周期的な変動成分をフーリエ変換等により抽出し、補正電流または補正電圧を生成するトルク制御技術が知られている。

特開２０１０－０２９０１６号公報

しかし、上記のトルク制御技術を適用できるのは、安定して位置推定が行える位置センサレス制御モードに限定される。このため、同期運転モードでは、周期的な負荷トルクの変動（以下では「周期的トルク変動」と呼ぶことがある）が抑制されず、周期的トルク変動がモータの振動や騒音の発生を招いてしまう。さらに、周期的トルク変動が軸誤差に現れている状態で位置センサレス制御モードに移行することで、モータの回転速度やモータの電流の急変によりモータの脱調を招いてしまうことがあった。

そこで、本開示は、モータの起動時の負荷トルクの変動を抑制することができる技術を提案する。

本開示のモータ制御装置は、速度指令値に基づく制御系座標軸の回転位相にモータを同期させる運転モードであって速度上昇区間と電流調整区間とを有する同期運転モードと、軸誤差を帰還制御することで得られる速度推定値に基づいて前記制御系座標軸の回転位相が生成される位置センサレス制御モードとを有する。また、本開示のモータ制御装置は、同期運転電流指令値生成器と、トルク制御器とを有する。前記同期運転電流指令値生成器は、前記速度上昇区間において、電流指令値を所定値に設定して前記モータの回転数を所定回転数まで上昇させた後、前記電流調整区間において、前記モータの負荷に応じて前記電流指令値を調整する。前記トルク制御器は、前記電流調整区間において、前記モータのトルク制御を行う。

本開示によれば、モータの起動時の負荷トルクの変動を抑制することができる。

図１は、本開示の実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。 図２は、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例を示す図である。 図３は、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例を示す図である。 図４は、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例を示す図である。 図５は、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例を示す図である。 図６は、本開示の実施例実施例１の速度変動補正値生成器の構成例を示す図である。 図７は、本開示の実施例実施例１のトルク変動補正値生成器の構成例を示す図である。 図８は、本開示の実施例２のモータ制御装置の構成例を示す図である。 図９は、本開示の実施例２の電流追従誤差補正値生成器の構成例を示す図である。

以下、本開示の実施例を図面に基づいて説明する。以下の実施例において、同一の部位には同一の符号を付し、重複する説明を省略することがある。

［実施例１］
＜モータ制御装置の構成＞
図１は、本開示の実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。図１において、モータ制御装置１００ａは、減算器１１，１８，１９と、速度制御器１２と、電流制御器２０と、加算器２１，２２と、ｄｑ／ｕｖｗ変換器２３と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）処理器２４と、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）２５とを有する。ＩＰＭ２５は、モータＭに接続される。モータＭの一例としてＩＰＭＳＭ（Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）及びＳＰＭＳＭ（Surface Permanent Magnet Synchronous Motor）等のＰＭＳＭが挙げられる。

また、モータ制御装置１００ａは、電流検出器２８と、ｕｖｗ／ｄｑ変換器２９と、軸誤差演算器３０と、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御器３１と、位置推定器３２と、非干渉化制御器３６とを有する。

また、モータ制御装置１００ａは、電流指令値生成器１０と、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３と、運転モード切替器４０とを有する。電流指令値生成器１０は、同期運転電流指令値生成器１３と、センサレス電流指令値生成器１４とを有する。スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３の各々は、Ａ接点とＢ接点とを有する。

また、モータ制御装置１００ａは、加算器５１，５２，６２と、速度変動補正値生成器６１と、トルク変動補正値生成器６３と、ｑ軸電流補正値算出器６４とを有する。

モータ制御装置１００ａの運転モードには、同期運転モードと、位置センサレス制御モードとがある。運転モード切替器４０は、モータ制御装置１００ａの運転モードを、同期運転モードと位置センサレス制御モードとの間で切り替える。運転モード切替器４０は、モータ制御装置１００ａの外部のコントローラによって制御される。運転モード切替器４０は、運転モードが同期運転モードであるときは、電流指令値生成器１０において同期運転電流指令値生成器１３を動作させる一方でセンサレス電流指令値生成器１４の動作を停止させるとともに、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を接点Ｂに接続する。また、運転モード切替器４０は、運転モードが位置センサレス制御モードであるときは、電流指令値生成器１０においてセンサレス電流指令値生成器１４を動作させる一方で同期運転電流指令値生成器１３の動作を停止させるとともに、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を接点Ａに接続する。同期運転電流指令値生成器１３は、運転モードが同期運転モードにあるときの電流指令値を生成する。センサレス電流指令値生成器１４は、運転モードが位置センサレス制御モードにあるときの電流指令値を生成する。

軸誤差演算器３０は、ｄ軸電流検出値ｉｄと、ｑ軸電流検出値ｉｑと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄと、ｑ軸電圧指令値Ｖｑとに基づいて、制御系座標軸であるｄｃ－ｑｃ座標軸と、モータＭの回転子座標軸であるｄ－ｑ座標軸との差である軸誤差Δθを算出する。軸誤差演算器３０によって算出された軸誤差Δθは、ＰＬＬ制御器３１、同期運転電流指令値生成器１３及び速度変動補正値生成器６１に入力される。

位置推定器３２は、スイッチＳＷ３を介して入力される電気角速度の速度情報ω_ｃｏｒを積分することで、ｄｃ－ｑｃ座標軸の回転位相θｄｑを生成する。運転モードが同期運転モードにあるときは、スイッチＳＷ３は接点Ｂに接続されるため、加算器６２は、速度変動補正値生成器６１から出力される速度変動値Δωを、モータ制御装置１００ａの外部（例えば、上位のコントローラ）からモータ制御装置１００ａへ入力される電気角速度の指令値である速度指令値ω^＊に加算することにより、速度変動値Δωによって補正された速度指令値（以下では「補正後速度指令値」と呼ぶことがある）を算出する。よって、運転モードが同期運転モードにあるときは補正後速度指令値が速度情報ω_ｃｏｒとして位置推定器３２に入力されるため、同期運転モードでは、速度指令値ω^＊に基づいて生成された回転位相θｄｑにモータＭが同期する。一方で、運転モードが位置センサレス制御モードにあるときは、スイッチＳＷ３は接点Ａに接続されるため、加算器６２は、速度変動補正値生成器６１から出力される速度変動値Δωを、ＰＬＬ制御器３１から出力される電気角速度の推定値である速度推定値ωに加算することにより、速度変動値Δωによって補正された速度推定値（以下では「補正後速度推定値」と呼ぶことがある）を算出する。よって、運転モードが位置センサレス制御モードにあるときは補正後速度推定値が速度情報ω_ｃｏｒとして位置推定器３２に入力されるため、位置センサレス制御モードでは、軸誤差Δθが帰還制御されることで得られる速度推定値ωに基づいて回転位相θｄｑが生成される。

また、位置推定器３２は、スイッチＳＷ３を介して入力される速度情報ω_ｃｏｒに基づいてモータＭのロータ位置の回転角度を表す機械角位相θｍを生成する。

電流制御器２０は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊とｄ軸電流検出値ｉｄとの誤差であるｄ軸電流誤差ｉｄ_ｄｉｆを比例積分制御することにより、非干渉化前のｄ軸電圧指令値Ｖｄ_ｃｃを算出する。また、電流制御器２０は、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊とｑ軸電流検出値ｉｑとの誤差であるｑ軸電流誤差ｉｑ_ｄｉｆを比例積分制御することにより、非干渉化前のｑ軸電圧指令値Ｖｑ_ｃｃを算出する。例えば、電流制御器２０は、式（１）に従ってｄ軸電圧指令値Ｖｄ_ｃｃを算出し、式（２）に従ってｑ軸電圧指令値Ｖｑ_ｃｃを算出する。式（１）において、Ｋｐ_ｄはｄ軸比例ゲイン、Ｋｉ_ｄはｄ軸積分ゲインであり、式（２）において、Ｋｐ_ｑはｑ軸比例ゲイン、Ｋｉ_ｑはｑ軸積分ゲインである。

非干渉化制御器３６は、速度指令値ω^＊とｄ軸電流指令値ｉｄ^＊とｑ軸電流指令値ｉｑ^＊とに基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ_ｃｃを補償するためのｄ軸非干渉化電圧指令値Ｖｄ_ａを算出する。また、非干渉化制御器３６は、速度指令値ω^＊とｄ軸電流指令値ｉｄ^＊とｑ軸電流指令値ｉｑ^＊とに基づいて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ_ｃｃを補償するためのｑ軸非干渉化電圧指令値Ｖｑ_ａを算出する。例えば、非干渉化制御器３６は、式（３）に従ってｄ軸非干渉化電圧指令値Ｖｄ_ａを算出し、式（４）に従ってｑ軸非干渉化電圧指令値Ｖｑ_ａを算出する。式（３）及び式（４）において、ＲはモータＭの巻線抵抗、ＬｄはモータＭのｄ軸インダクタンス、ＬｑはモータＭのｑ軸インダクタンス、ΨａはモータＭの電気子鎖交磁束である。

ここで、非干渉化制御器３６でのｄ軸非干渉化電圧指令値Ｖｄ_ａ及びｑ軸非干渉化電圧指令値Ｖｑ_ａの算出に使用される電流をｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊とすることにより、急激な電流指令値の変化にもモータＭの制御を追従させることが可能となる。よって、後述する同期運転モードでの電流調整区間において、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊が瞬時に変化する状況下でも、モータＭの制御の安定性と応答性とを両立させることができる。

加算器２１は、式（５）に従って、ｄ軸非干渉化電圧指令値Ｖｄ_ａをｄ軸電圧指令値Ｖｄ_ｃｃに加算することにより、最終的なｄ軸電圧指令値Ｖｄを算出する。また、加算器２２は、式（６）に従って、ｑ軸非干渉化電圧指令値Ｖｑ_ａをｑ軸電圧指令値Ｖｑ_ｃｃに加算することにより、最終的なｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出する。これにより、ｄ－ｑ座標軸間の干渉がフィードフォワードでキャンセルされたｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑが算出される。

ｄｑ／ｕｖｗ変換器２３は、加算器２１，２２から出力される２相のｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを、位置推定器３２から出力される回転位相θｄｑに基づいて、３相のＵ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ及びＷ相電圧指令値Ｖｗへ変換する。

ＰＷＭ処理器２４は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ及びＷ相電圧指令値Ｖｗと、ＰＷＭキャリア信号とに基づいて６相のＰＷＭ信号を生成し、生成した６相のＰＷＭ信号をＩＰＭ２５へ出力する。

ＩＰＭ２５は、ＰＷＭ処理器２４から出力される６相のＰＷＭ信号に基づいて、直流電圧ＶｄｃからＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の交流電圧を生成し、生成した３相それぞれの交流電圧をモータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ印加する。

電流検出器２８は、１シャント方式でＩＰＭ２５の母線電流が検出される場合、ＰＷＭ処理器２４より出力される６相のＰＷＭ信号と、検出された母線電流とから、モータＭのＵ相電流値ｉｕ、Ｖ相電流値ｉｖ、Ｗ相電流値ｉｗを検出し、各相の相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｕｖｗ／ｄｑ変換器２９へ出力する。なお、電流検出器２８は、２ＣＴ方式で各相の相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出しても良い。

ｕｖｗ／ｄｑ変換器２９は、位置推定器３２から出力される回転位相θｄｑに基づいて、３相のＵ相電流値ｉｕ、Ｖ相電流値ｉｖ、Ｗ相電流値ｉｗを、２相のｄ軸電流検出値ｉｄ及びｑ軸電流検出値ｉｑへ変換する。

ＰＬＬ制御器３１は、軸誤差Δθを比例積分制御することにより、軸誤差Δθが０となるような速度推定値ωを算出する。ＰＬＬ制御器３１によって算出された速度推定値ωがスイッチＳＷ３を介して加算器６２に入力されて補正後速度推定値が位置推定器３２に入力されることで回転位相θｄｑが修正され、その結果、軸誤差Δθを０に近づけることができる。

減算器１１は、速度指令値ω^＊から速度推定値ωを減算することにより速度誤差ω_ｄｉｆを算出する。

速度制御器１２は、速度誤差ω_ｄｉｆを比例積分制御することにより、周期的に脈動する速度誤差ω_ｄｉｆの平均成分が０に近づくような平均トルク指令値Ｔ_ａｖｅ^＊を生成する。

加算器５１は、トルク変動補正値生成器６３から出力されるトルク変動補正値ΔＴを平均トルク指令値Ｔ_ａｖｅ^＊に加算することにより合計トルク指令値Ｔ^＊を算出する。

センサレス電流指令値生成器１４は、運転モードが位置センサレス制御モードであるときに、合計トルクが一定となる電流の軌跡である定トルク曲線に基づいて合計トルク指令値Ｔ^＊をｄ－ｑ座標軸上の電流ベクトルに変換することにより、センサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊及びセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊を生成する。以下では、センサレスｄ軸電流指令値及びセンサレスｑ軸電流指令値を「センサレス電流指令値」と総称することがある。

ここで、モータＭがＳＰＭＳＭである場合とＩＰＭＳＭである場合とでセンサレス電流指令値の好ましい生成方法は異なるため、制御されるモータの種類に応じたセンサレス電流指令値の生成方法をモータ制御装置１００ａに予め設定しておくのが好ましい。例えば、センサレス電流指令値生成器１４は、モータＭがＳＰＭＳＭである場合は、定トルク曲線上でのセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊を０としてセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊を生成する一方で、モータＭがＩＰＭＳＭである場合は、定トルク曲線とＭＴＰＡ曲線（最大トルク／電流制御曲線）との交点（以下では「二曲線交点」と呼ぶことがある）からセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊及びセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊を生成するのが好ましい。なお、モータＭがＳＰＭＳＭである場合とＩＰＭＳＭである場合の両方のセンサレス電流指令値の生成方法をモータ制御装置１００ａに設定しておき、モータＭの種類に応じていずれか一方を選択するようにしても良い。

例えば、センサレス電流指令値生成器１４は、モータＭがＳＰＭＳＭである場合は、式（７）に示すモータトルク式におけるセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊に０を代入することで、式（８）に示すセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊を得ることができる。式（７）及び式（８）において、ＰｎはモータＭの極対数である。

また例えば、センサレス電流指令値生成器１４は、モータＭがＩＰＭＳＭである場合は、式（７）に示すモータトルク式と、式（９）とに従って、センサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊及びセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊を算出する。

まず、式（７）及び式（９）からセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊を消去すると、センサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊に関する四次方程式である式（１０）が得られる。

式（１０）に示す四次方程式の実数解の一つが二曲線交点でのセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊となるため、センサレス電流指令値生成器１４は、式（１０）の解を導出することによりセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊を算出する。四次方程式の解は、例えばニュートン法などを用いて導出することができる。センサレス電流指令値生成器１４は、式（１０）を用いてセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊を算出した後に、式（９）にセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊を代入することでセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊を算出する。

運転モードが位置センサレス制御モードであるときは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２は接点Ａに接続されるため、センサレス電流指令値生成器１４によって生成されるセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊及びセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊が、減算器１８，１９及び非干渉化制御器３６に入力されるｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊となる。

一方で、運転モードが同期運転モードであるときは、スイッチＳＷ１は接点Ｂに接続される。このため、同期運転電流指令値生成器１３によって生成される同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊が、減算器１８及び非干渉化制御器３６に入力されるｄ軸電流指令値ｉｄ^＊となる。また、運転モードが同期運転モードであるときは、スイッチＳＷ２は接点Ｂに接続されるため、加算器５２は、ｑ軸電流補正値算出器６４から出力されるｑ軸電流補正値Δｉｑ_ｔを、同期運転電流指令値生成器１３によって生成される同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊に加算することにより、ｑ軸電流補正値Δｉｑ_ｔによって補正された同期運転ｑ軸電流指令値（以下では「補正後同期運転ｑ軸電流指令値」と呼ぶことがある）ｉｑ_ｓｙ^＊’を算出する。よって、運転モードが同期運転モードであるときは、補正後同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊’が、減算器１９及び非干渉化制御器３６に入力されるｑ軸電流指令値ｉｑ^＊となる。なお、以下では、同期運転ｄ軸電流指令値及び同期運転ｑ軸電流指令値を「同期運転電流指令値」と総称することがある。

減算器１８は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊からｄ軸電流検出値ｉｄを減算することによりｄ軸電流誤差ｉｄ_ｄｉｆを算出する。減算器１９は、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊からｑ軸電流検出値ｉｑを減算することによりｑ軸電流誤差ｉｑ_ｄｉｆを算出する。

＜周期的トルク変動がないときのモータ制御装置の動作＞
図２及び図３は、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例を示す図である。図２及び図３には、周期的トルク変動がないときの動作例を示す。また、図２には軽負荷時の動作例を示し、図３には過負荷時の動作例を示す。モータＭの起動時や低回転時では、モータＭのモータ誘起電圧が小さいため、軸誤差演算器３０によって算出される軸誤差Δθに誤差が生じ、軸誤差Δθに生じる誤差の影響でモータＭの制御が不安定化する恐れがある。そこで、モータＭの回転数を位置センサレス制御が適用可能な回転数まで引き上げるために、位置センサレス制御を行う前に、位置決め、及び、同期運転を行う。つまり、モータ制御装置１００ａの運転モードは、図２及び図３に示すように、位置決めモードＭ１、同期運転モードＭ２、位置センサレス制御モードＭ３の順に移行する。運転モードが位置決めモードＭ１または同期運転モードＭ２であるときは、運転モード切替器４０は、電流指令値生成器１０において同期運転電流指令値生成器１３を動作させる一方でセンサレス電流指令値生成器１４の動作を停止させるとともに、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を接点Ｂに接続する。センサレス電流指令値生成器１４の動作の停止に伴い、センサレス電流指令値生成器１４の入力側に位置する速度制御器１２及びＰＬＬ制御器３１ａの動作も停止される。また、運転モードが位置センサレス制御モードＭ３であるときは、運転モード切替器４０は、電流指令値生成器１０においてセンサレス電流指令値生成器１４を動作させる一方で同期運転電流指令値生成器１３の動作を停止させるとともに、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を接点Ａに接続する。

また、同期運転モードＭ２は、図２及び図３に示すように、速度上昇区間Ｉ１と電流調整区間Ｉ２とを有し、同期運転モードＭ２では、制御区間が、速度上昇区間Ｉ１、電流調整区間Ｉ２の順に移行する。

また、運転モードが位置決めモードＭ１または同期運転モードＭ２であるときは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２が接点Ｂに接続されるため、同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊及び補正後同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊’が、減算器１８，１９及び非干渉化制御器３６に入力されるｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊となる。一方で、運転モードが位置センサレス制御モードＭ３であるときは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２が接点Ａに接続されるため、センサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊及びセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊が、減算器１８，１９及び非干渉化制御器３６に入力されるｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊となる。

図２及び図３に示すように、位置決めモードＭ１では、速度指令値ω^＊が０とされ、同期運転電流指令値生成器１３は、同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊を０から所定値ｉｄ_ｉｎｉまで増加させる一方で、同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊を０にする。同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊の増加中にモータＭのロータが動き始めて位置決めされる。例えば、最大負荷を駆動可能な電流値が所定値ｉｄ_ｉｎｉとして設定されることで、同期運転モードＭ２において過負荷時でもモータＭは脱調することなく起動できる。

また、図２及び図３に示すように、速度上昇区間Ｉ１では、同期運転電流指令値生成器１３が所定値ｉｄ_ｉｎｉを初期値として同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊を所定値ｉｄ_ｉｎｉで一定に保つとともに、同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊を０で一定に保ったまま、速度指令値ω^＊が０から所定回転数ω１まで線形増加される。これにより、速度上昇区間Ｉ１では、同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊及び同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊が一定に保たれた状態で、モータＭの回転数が、所定回転数ω１に対応する所定の回転数まで上昇する。なお、所定回転数ω１は、モータＭの誘起電圧が十分に検出できることが分かっている回転数に予め設定され、例えば１５ｒｐｓである。

次いで、電流調整区間Ｉ２では、速度指令値ω^＊が所定回転数ω１で一定に保たれた状態で、同期運転電流指令値生成器１３は、モータＭの負荷に応じて、同期運転電流指令値を調整する。電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、所定値ｉｄ_ｉｎｉを初期値として同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊の調整を開始する。また、電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊の初期値を０としてｑ軸電流指令値ｉｑ^＊の調整を開始する。電流調整区間Ｉ２での同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊及び同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊の調整により、電流調整区間Ｉ２では、ｄｃ－ｑｃ座標軸上での電流ベクトルが、位置センサレス制御モードＭ３時の電流ベクトルに近い状態まで調整される。電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊を、フィルタを用いて、または、線形減少させて、電流調整区間Ｉ２の最終点で目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄに収束させる。目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄは、０近傍の正の値を有し、位置センサレス制御モードＭ３時の電流ベクトルよりも多少過励磁（ｉｄ^＊＞０）となる値に設定されるのが好ましい。

つまり、速度上昇区間Ｉ１では、同期運転電流指令値生成器１３は、目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄよりも大きい値を有する所定値ｉｄ_ｉｎｉに同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊を設定する。また、速度上昇区間Ｉ１に続く電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、所定値ｉｄ_ｉｎｉを初期値として同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊を目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄまで徐々に減少させる。

ここで、一般的に、モータＭが突極性を有しないＳＰＭＳＭである場合は、定トルク曲線上でのセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊を０として位置センサレス制御が行われ、モータＭが突極性を有するＩＰＭＳＭである場合は、二曲線交点に基づいて位置センサレス制御が行われる。一方で、同期運転モードＭ２では、ＰＬＬ制御器３１によって算出される速度推定値ωに基づく回転位相θｄｑの修正が為されないため、所望のトルクを得るための電流振幅が最小となるｄ軸電流まで同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊を減少させると、同期運転電流指令値生成器１３が電流指令値を生成する際の応答速度によっては、負荷トルクが出力トルクを上回り、モータＭが脱調する懸念がある。このため、上記のように、電流調整区間Ｉ２の最終点での同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊を多少過励磁に収束させることが好ましい。

また、電流調整区間Ｉ２の最終点における目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄを、モータＭの定格の電流振幅値の１０％程度の値や、モータＭが最大負荷を駆動する際の電流振幅値の１０％程度の値に設定することで、電流調整区間Ｉ２において同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊を位置センサレス制御モードＭ３でのセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊に適度に近づけつつ、多少過励磁に収束させることができるため、電流調整区間Ｉ２でのモータＭの脱調を防止できる。例えば、モータＭの定格の電流振幅値が１０Ａ程度の場合には、目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄは１Ａ程度に設定されるのが好ましい。

また、電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、軸誤差Δθを積分または比例積分制御することより同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊を生成する。同期運転電流指令値生成器１３は、軸誤差Δθが正の場合は同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊を増加させ、軸誤差Δθが負の場合は同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊を減少させる。このようにして、電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、軸誤差Δθを０に近づけるように帰還制御により同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊を調整する。電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、例えば式（１１）に従って同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊（つまり、同期運転モードでのｑ軸電流指令値ｉｑ^＊）を生成する。式（１１）において、Ｋｉ_ｉｑは積分ゲインである。

位置センサレス制御モードＭ３では、軸誤差Δθが正のときは、ＰＬＬ制御器３１が速度推定値ωを減少させることにより速度推定値ωが速度指令値ω^＊を下回るため、速度制御器１２が平均トルク指令値Ｔ_ａｖｅ^＊を増加させ、センサレス電流指令値生成器１４がセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊を増加させる。一方で、同期運転モードＭ２では、補正後速度指令値が位置推定器３２に入力されるため、同期運転電流指令値生成器１３が軸誤差Δθに基づいて同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊を調整する。そこで、電流調整区間Ｉ２の開始点での同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊の初期値である所定値ｉｄ_ｉｎｉの大きさ、モータＭのイナーシャ、モータＭの誘起電圧定数、または、モータＭが駆動する負荷の特性等に応じて積分ゲインＫｉ_ｉｑ（式（１１））が調整されることで、同期運転電流指令値生成器１３の所望の応答速度を得ることができる。

電流調整区間Ｉ２から位置センサレス制御モードＭ３への移行の際、速度制御器１２は、位置センサレス制御モードＭ３の開始時点でのセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊及びセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊（つまり、同期運転モードＭ２における同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊の最終値、及び、同期運転モードＭ２における同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊の最終値）に基づいて式（１２）に従って平均トルク指令値Ｔ_ａｖｅ^＊を算出し、式（１２）に従って算出した平均トルク指令値Ｔ_ａｖｅ^＊を速度誤差ω_ｄｉｆに対する比例積分制御の初期値（つまり、速度制御器１２が生成する平均トルク指令値Ｔ_ａｖｅ^＊の初期値）として設定する。こうすることで、運転モードが同期運転モードＭ２から位置センサレス制御モードＭ３へ切り替わる際の平均トルク指令値Ｔ_ａｖｅ^＊の不連続の発生を防止できるため、運転モードの切替によりモータＭに発生するショック（以下では「切替ショック」と呼ぶことがある）を低減できる。

また、式（１２）に従って算出される平均トルク指令値Ｔ_ａｖｅ^＊が速度誤差ω_ｄｉｆに対する比例積分制御の初期値として位置センサレス制御が開始されるため、位置センサレス制御モードＭ３では、センサレス電流指令値生成器１４によって生成されるセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊は、図２及び図３に示すように、目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄよりも小さい値に調整される。例えば、目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄが０近傍の正の値を有する場合において、センサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊は、０以下の値に調整される。

以上のように、ｄ軸電流指令値を同期運転の段階で０近傍に収束させ、軸誤差を帰還制御することによりｑ軸電流指令値を生成することで、軸誤差が０近傍に調整された状態、かつ、過励磁の度合いが抑制された状態で同期運転から位置センサレス制御へ移行できる。このため、位置センサレス制御への移行後の電流ベクトルの変化が小さくなるので、突極性を有するＩＰＭＳＭ等においても、位置センサレス制御への移行時の電流飛びや速度飛び等による切替ショックを低減できる。よって、モータＭの突極性の有無というモータＭの種類によらず、位置センサレス制御モードへの移行時のモータＭの制御の安定性を向上させることができる。

＜周期的トルク変動があるときのモータ制御装置の動作＞
図４及び図５は、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例を示す図である。図４及び図５には、周期的トルク変動があるときの動作例を示す。また、図４には軽負荷時の動作例を示し、図５には過負荷時の動作例を示す。図４及び図５において、電流調整区間Ｉ２では、周期的トルク変動がないときの動作例と同様にモータ制御装置１００ａが動作することで、平均の負荷トルクに応じて平均電流が調整される。また、電流調整区間Ｉ２では、モータＭの回転数の変動量が後述する速度変動許容値｜Δω｜^＊まで抑制されるように、周期的トルク変動に応じて電流の変動量が調整される。このように、周期的トルク変動の抑制は、同期運転モードＭ２の電流調整区間Ｉ２から行われる。

＜速度変動補正値生成器６１の構成＞
図６は、本開示の実施例１の速度変動補正値生成器の構成例を示す図である。図６において、速度変動補正値生成器６１は、軸誤差変動成分分離器６１１と、軸誤差変動積算器６１２と、速度変動復調器６１３とを有する。速度変動補正値生成器６１には、位置推定器３２から機械角位相θｍが入力され、軸誤差演算器３０から軸誤差Δθが入力される。

モータ制御装置１００ａでは、周期的トルク変動に起因する軸誤差Δθの変動（以下では「軸誤差変動」と呼ぶことがある）がフィードバックされ、軸誤差変動を０とするために必要なモータＭの回転速度の変動（以下では「速度変動」と呼ぶことがある）が機械角周期毎に生成される。

そこで、軸誤差変動成分分離器６１１は、軸誤差Δθと機械角位相θｍとに基づいて、高調波成分が排除された軸誤差変動の基本波成分をｓｉｎ成分とｃｏｓ成分とに分離する。軸誤差変動成分分離器６１１は、式（１３）及び式（１４）に従って第一フーリエ係数Δθｓｉｎと第二フーリエ係数Δθｃｏｓとを算出することにより、軸誤差変動の基本波成分をｓｉｎ成分とｃｏｓ成分とに分離する。軸誤差変動成分分離器６１１は、第一フーリエ係数Δθｓｉｎ及び第二フーリエ係数Δθｃｏｓを機械角周期毎に算出して更新する。軸誤差変動成分分離器６１１が基本波成分のフーリエ係数を機械角周期毎に更新することで、軸誤差変動の高調波成分が排除された軸誤差変動基本波成分を精度よく抽出することができる。

軸誤差変動積算器６１２は、式（１５）に従って、第一フーリエ係数Δθｓｉｎと補正ゲインｋとの乗算結果Δθｓｉｎ・ｋの積算値Δθｓｉｎ_ｉを算出し、式（１６）に従って、第二フーリエ係数Δθｃｏｓと補正ゲインｋとの乗算結果Δθｃｏｓ・ｋの積算値Δθｃｏｓ_ｉを算出する。式（１５）におけるΔθｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄは前回の機械角周期で算出された積算値Δθｓｉｎ_ｉであり、式（１６）におけるΔθｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄは前回の機械角周期で算出された積算値Δθｃｏｓ_ｉである。また、積算値Δθｓｉｎ_ｉ及び積算値Δθｃｏｓ_ｉの算出は、電流調整区間Ｉ２に開始され、位置センサレス制御モードＭ３でも継続して実施される。

速度変動復調器６１３は、式（１７）に従って、積算値Δθｓｉｎ_ｉ，Δθｃｏｓ_ｉを復調することにより、速度変動値Δωを生成する。式（１７）に従って速度変動値Δωが生成されることで、軸誤差変動の積算値からπ／２だけ位相が遅れた速度変動が生成され、機械角位相θｍでの速度変動の瞬時値が生成される。ここで、軸誤差変動に対してπ／２だけ位相を遅らせた速度変動を生成することで、速度変動の積分で表される位置変動が速度変動よりさらにπ／２だけ遅れた位相で発生する。したがって、位置変動は軸誤差変動に対して逆位相となるため、軸誤差変動が０に収束される。

なお、軸誤差変動と速度変動との間に理論的な数式関係が成立する場合には、式（１７）に従って軸誤差変動の位相に対して固定値であるπ／２だけ位相が遅れた速度変動値Δωを生成することによって軸誤差変動を０に収束させることが可能である。しかし、軸誤差Δθ自体に誤差が含まれる場合には、軸誤差変動と速度変動との間に理論的な数式関係が成立しなくなるため、軸誤差変動の位相に対して固定値であるπ／２だけ位相が遅れた速度変動の位相では軸誤差変動を０に収束させられないおそれがある。軸誤差Δθ自体の誤差は、モータＭの回転数に依存する軸誤差演算器３０の応答速度に起因して生ずるものと考えられる。そこで、軸誤差Δθ自体に誤差が含まれる場合には、軸誤差変動の位相に対する速度変動の位相のシフト量θｓｈｉｆｔをモータＭの回転数によって変化させることで、軸誤差変動を０に収束させることができる。そこで、軸誤差Δθ自体に誤差が含まれる場合には、速度変動復調器６１３は、式（１８）～（２１）に従って速度変動値Δωを生成するのが好ましい。式（２１）におけるｆ（ω^＊）は、速度指令値ω^＊を入力とする関数であり、速度指令値ω^＊に応じて速度変動の位相が変化するように、例えば１次または２次の関数によって表現される。

上記のように、軸誤差Δθ自体に誤差が含まれるか否かによって、速度変動値Δωの好ましい生成方法は異なるため、軸誤差Δθ自体に誤差が含まれるか否かを予め実験等によって確認し、軸誤差Δθ自体に誤差が含まれるか否かに応じた速度変動値Δωの生成方法をモータ制御装置１００ａに予め設定しておくのが好ましい。

式（１７）または式（１８）に従って生成される速度変動値Δωは、速度指令値ω^＊及び速度推定値ωを補正するための速度変動補正値として用いられる。

以上、速度変動補正値生成器６１の構成について説明した。

図１に戻り、加算器６２は、運転モードが同期運転モードにあるときに、式（２２）に従って、速度指令値ω^＊に速度変動値Δωを速度変動補正値として加算することにより補正後速度指令値である速度情報ω_ｃｏｒを算出する。なお、加算器６２は、運転モードが位置センサレス制御モードにあるときは、速度推定値ωに速度変動値Δωを速度変動補正値として加算することにより補正後速度推定値である速度情報ω_ｃｏｒを算出する。

位置推定器３２は、速度情報ω_ｃｏｒを式（２３）に従って積分することで回転位相θｄｑを生成する。

また、位置推定器３２は、速度情報ω_ｃｏｒに基づいて、式（２４）に従って、機械角位相θｍを生成する。

以上のように、速度指令値ω^＊及び速度推定値ωの変動成分が速度変動値Δωによって補正されるため、ｄ－ｑ座標軸とｄｃ－ｑｃ座標軸とが変動成分を含めて一致した正確な位置推定を行うことができる。

＜トルク変動補正値生成器の構成＞
図７は、本開示の実施例１のトルク変動補正値生成器の構成例を示す図である。図７において、トルク変動補正値生成器６３は、速度変動成分分離器６３１と、速度変動振幅算出器６３２と、減算器６３３と、補正トルク振幅算出器６３４と、速度変動位相修正器６３５と、直交成分分離器６３６と、補正トルク復調器６３７とを有する。トルク変動補正値生成器６３には、速度変動補正値生成器６１から速度変動値Δωが入力され、位置推定器３２から機械角位相θｍが入力される。また、トルク変動補正値生成器６３には、モータ制御装置１００ａの外部（例えば、上位のコントローラ）から速度変動許容値｜Δω｜^＊が入力される。速度変動許容値｜Δω｜^＊は、速度変動の振幅値に対する許容値であり、モータＭに発生する振動が許容範囲に収まるような値に設定される。トルク変動補正値生成器６３は、速度推定値ωの変動が速度変動許容値｜Δω｜^＊内に抑制されるように、以下のようにして、トルク変動補正値ΔＴを生成する。

トルク変動補正値生成器６３は、モータＭに発生する振動が実使用上問題とならない範囲の速度変動となるように、フィードバックされた速度変動値Δωに基づいて、トルク変動補正値ΔＴの振幅と位相を機械角周期毎に調整する。

そこで、速度変動成分分離器６３１は、速度変動値Δωと機械角位相θｍとに基づいて、高調波成分が排除された速度変動の基本波成分をｓｉｎ成分とｃｏｓ成分とに分離する。速度変動成分分離器６３１は、式（２５）及び式（２６）に従って第三フーリエ係数ωｓｉｎと第四フーリエ係数ωｃｏｓとを算出することにより、速度変動の基本波成分をｓｉｎ成分とｃｏｓ成分とに分離する。速度変動成分分離器６３１は、第三フーリエ係数ωｓｉｎ及び第四フーリエ係数ωｃｏｓを機械角周期毎に算出して更新する。速度変動成分分離器６３１が基本波成分のフーリエ係数を機械角周期毎に更新することで、速度変動の高調波成分が排除された速度変動基本波成分を精度よく抽出することができる。

速度変動振幅算出器６３２は、第三フーリエ係数ωｓｉｎ及び第四フーリエ係数ωｃｏｓに基づいて、式（２７）に従って、速度変動基本波成分の振幅値｜Δω｜を算出する。上記のように第三フーリエ係数ωｓｉｎ及び第四フーリエ係数ωｃｏｓは機械角周期毎に更新されるため、振幅値｜Δω｜も機械角周期毎に更新される。

減算器６３３は、振幅値｜Δω｜から速度変動許容値｜Δω｜^＊を減算し、差分値｜Δω｜－｜Δω｜^＊を補正トルク振幅算出器６３４へ出力する。

補正トルク振幅算出器６３４は、式（２８）に従って、差分値｜Δω｜－｜Δω｜^＊と補正ゲインｋとの乗算結果ｋ・（｜Δω｜－｜Δω｜^＊）を機械角周期毎に積算することにより、機械角周期毎に補正トルク振幅｜ΔＴ｜を算出する。式（２８）における｜ΔＴ｜_ｏｌｄは前回の機械角周期で算出された補正トルク振幅｜ΔＴ｜である。式（２８）における補正ゲインｋの大きさによって、補正トルク振幅｜ΔＴ｜の変化量が決定される。式（２８）における補正ゲインｋが適切な値に設定されることで、速度変動が速度変動許容値の境界でハンチングすることを抑制できるとともに、急激な負荷トルクの変化によって速度変動が速度変動許容値を超えてモータＭに振動・騒音が発生することを抑制することができる。なお、補正トルク振幅｜ΔＴ｜の算出は、電流調整区間Ｉ２に開始され、位置センサレス制御モードＭ３でも継続して実施される。

速度変動位相修正器６３５は、式（２９）に従って、第三フーリエ係数ωｓｉｎと補正ゲインｋとの乗算結果ωｓｉｎ・ｋの積算値ωｓｉｎ_ｉを算出し、式（３０）に従って、第四フーリエ係数ωｃｏｓと補正ゲインｋとの乗算結果ωｃｏｓ・ｋの積算値ωｃｏｓ_ｉを算出する。式（２９）におけるωｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄは前回の機械角周期で算出された積算値ωｓｉｎ_ｉであり、式（３０）におけるωｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄは前回の機械角周期で算出された積算値ωｃｏｓ_ｉである。

また、速度変動位相修正器６３５は、積算値ωｓｉｎ_ｉ，ωｃｏｓ_ｉに基づいて、式（３１）に従って、速度変動成分の位相が修正された位相（以下では「速度変動修正位相」と呼ぶことがある）φωｉを算出する。速度変動修正位相φωｉがトルク制御位相の基準となり、速度変動修正位相φωｉからπ／２だけ遅れた位相が、補正トルク位相となる。

直交成分分離器６３６は、式（３２）に従って、振幅が補正トルク振幅｜ΔＴ｜であり、位相が速度変動修正位相φωｉである基本波のｓｉｎ成分ωｓｉｎ_ｉを算出するとともに、式（３３）に従って、振幅が補正トルク振幅｜ΔＴ｜であり、位相が速度変動修正位相φωｉである基本波のｃｏｓ成分ωｃｏｓ_ｉを算出する。この処理は、式（２９）及び式（３０）の演算による位相修正時の発散を防止する役割も有する。

補正トルク復調器６３７は、式（３４）に従って、ｓｉｎ成分ωｓｉｎ_ｉ及びｃｏｓ成分ωｃｏｓ_ｉを復調することにより、トルク変動補正値ΔＴを生成する。式（３４）に従ってトルク変動補正値ΔＴが生成されることで、速度変動修正位相φωｉからπ／２だけ遅れた補正トルク位相が算出され、機械角位相θｍでの補正トルクの瞬時値が生成される。

なお、補正トルク復調器６３７は、式（３４）に替えて、式（３５）に従ってトルク変動補正値ΔＴを生成しても良い。

以上、トルク変動補正値生成器６３の構成について説明した。以上のようにして生成されたトルク変動補正値ΔＴを用いて平均トルク指令値Ｔ_ａｖｅ^＊が補正されることにより、モータＭの回転速度の変動が抑制される。

図１に戻り、トルク変動補正値生成器６３によって生成されたトルク変動補正値ΔＴは、加算器５１及びｑ軸電流補正値算出器６４に入力される。また、ｑ軸電流補正値算出器６４には、同期運転電流指令値生成器１３から同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊が入力される。

ｑ軸電流補正値算出器６４は、式（３６）に従って、トルク次元の物理量を電流次元に変換することにより、トルク変動補正値ΔＴからｑ軸電流補正値Δｉｑ_ｔを算出する。

加算器５２は、ｑ軸電流補正値Δｉｑ_ｔを同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊に加算することにより補正後同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊’を算出する。

以上説明したように、同期運転モードＭ２の電流調整区間Ｉ２において、軸誤差変動を抑制するために必要な速度変動値Δωが生成される。また、速度変動値Δωに基づいてトルク変動補正値ΔＴが生成され、トルク変動補正値ΔＴに基づいて生成される補正後同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊’によって電流制御が行われる。これにより、モータＭの起動時の周期的トルク変動による速度変動が抑制される。よって、モータＭの振動・騒音を低減できるとともに、位置センサレス制御モードＭ３への移行時の切替ショックを低減できる。

ここで、速度変動補正値生成器６１は、軸誤差変動を０にするために必要な速度変動値Δωを生成する。これにより、モータＭの効率向上の観点等から速度変動許容値｜Δω｜^＊が大きな値に設定された場合であっても、軸誤差Δθの変動が抑えられる。したがって、トルク制御が正常に機能し、モータＭの振動・騒音を低減できるとともに、位置センサレス制御モードＭ３への移行時の切替ショックを低減できる。

また、トルク変動補正値生成器６３は、速度変動値Δωに基づいて、トルク変動補正値ΔＴを生成する。これにより、運転モードが同期運転モードまたはセンサレス制御モードの何れにあるかによらず、トルク変動補正値ΔＴに基づいたトルク制御を実現できる。

なお、上記説明では、モータ制御装置１００ａが、速度変動補正値生成器６１とトルク変動補正値生成器６３とを別々に有する形態を一例に挙げた。しかし、モータ制御装置１００ａは、速度変動補正値生成器６１とトルク変動補正値生成器６３とを別々に有する替わりに、速度変動補正値生成器６１とトルク変動補正値生成器６３とを一体化した「トルク制御器」を有しても良い。

以上、実施例１について説明した。

［実施例２］
巻線抵抗、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及び鎖交磁束等、モータＭの特性を決定するパラメータや負荷の大きさによっては、ｑ軸電流補正値Δｉｑ_ｔの変動振幅が増加し、電流制御器２０の応答遅延やｄｑ軸間干渉の影響によって、電流検出値が電流指令値に追従しない場合がある。

そこで、実施例２では、電流指令値への電流検出値の追従性を向上させる。以下、実施例１と異なる点について説明する。

＜モータ制御装置の構成＞
図８は、本開示の実施例２のモータ制御装置の構成例を示す図である。図８において、モータ制御装置１００ｂは、電流追従誤差補正値生成器７１と、加算器７２，７３とを有する。電流追従誤差補正値生成器７１には、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊が入力される。また、電流追従誤差補正値生成器７１には、位置推定器３２から機械角位相θｍが入力され、ｕｖｗ／ｄｑ変換器２９からｄ軸電流検出値ｉｄ及びｑ軸電流検出値ｉｑが入力される。

＜電流追従誤差補正値生成器の構成＞
ここで、電流検出値は周期的トルク変動の周期で変動する。このため、電流検出値の平均値は電流指令値の平均値に追従するものの、電流検出値の変動成分は、電流制御器２０の応答遅延やｄｑ軸間干渉の影響によって、電流指令値の変動成分に追従しないことがある。電流検出値が電流指令値に追従しない場合、電流検出値の位相と電流指令値の位相との間にズレが発生する。

そこで、電流追従誤差補正値生成器７１は、以下の構成を採る。図９は、本開示の実施例２の電流追従誤差補正値生成器の構成例を示す図である。図９において、電流追従誤差補正値生成器７１は、減算器７１１，７１２と、ｄ軸電流誤差成分分離器７１３と、ｑ軸電流誤差成分分離器７１４と、ｄ軸電流誤差積算器７１５と、ｑ軸電流誤差積算器７１６と、ｄ軸電流誤差補正値復調器７１７と、ｑ軸電流誤差補正値復調器７１８とを有する。

減算器７１１は、式（３７）に従って、ｄ軸電流検出値ｉｄからｄ軸電流指令値ｉｄ^＊を減算することによりｄ軸電流変動誤差ｉｄ_ｅｒｒを算出する。

ｄ軸電流誤差成分分離器７１３は、式（３８）及び式（３９）に従って第五フーリエ係数ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎと第六フーリエ係数ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓとを算出することにより、高調波成分が排除されたｄ軸電流変動誤差ｉｄ_ｅｒｒの基本波成分をｓｉｎ成分とｃｏｓ成分とに分離する。ｄ軸電流誤差成分分離器７１３は、第五フーリエ係数ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ及び第六フーリエ係数ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓを機械角周期毎に算出して更新する。ｄ軸電流誤差成分分離器７１３が基本波成分のフーリエ係数を機械角周期毎に更新することで、ｄ軸電流変動誤差ｉｄ_ｅｒｒの高調波成分が排除されたｄ軸電流変動誤差基本波成分を精度よく抽出することができる。

ｄ軸電流誤差積算器７１５は、式（４０）に従って、第五フーリエ係数ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎと補正ゲインｋとの乗算結果ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ・ｋの積算値ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉを算出し、式（４１）に従って、第六フーリエ係数ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓと補正ゲインｋとの乗算結果ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ・ｋの積算値ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉを算出する。式（４０）におけるｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄは前回の機械角周期で算出された積算値ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉであり、式（４１）におけるｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄは前回の機械角周期で算出された積算値ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉである。また、積算値ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ及び積算値ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉの算出は、電流調整区間Ｉ２に開始され、位置センサレス制御モードＭ３でも継続して実施される。

ｄ軸電流誤差補正値復調器７１７は、式（４２）に従って、積算値ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ，ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉを復調することにより、ｄ軸電流誤差補正値Δｉｄ_ｉを生成し、生成したｄ軸電流誤差補正値Δｉｄ_ｉを加算器７２へ出力する。式（４２）に従ってｄ軸電流誤差補正値Δｉｄ_ｉが生成されることで、ｄ軸電流変動誤差ｉｄ_ｅｒｒの積算値から位相が反転したｄ軸電流誤差補正値Δｉｄ_ｉが生成され、機械角位相θｍでのｄ軸電流誤差補正値Δｉｄ_ｉの瞬時値が生成される。

一方で、減算器７１２は、式（４３）に従って、ｑ軸電流検出値ｉｑからｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を減算することによりｑ軸電流変動誤差ｉｑ_ｅｒｒを算出する。

ｑ軸電流誤差成分分離器７１４は、式（４４）及び式（４５）に従って第七フーリエ係数ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎと第八フーリエ係数ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓとを算出することにより、高調波成分が排除されたｑ軸電流変動誤差ｉｑ_ｅｒｒの基本波成分をｓｉｎ成分とｃｏｓ成分とに分離する。ｑ軸電流誤差成分分離器７１４は、第七フーリエ係数ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ及び第八フーリエ係数ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓを機械角周期毎に算出して更新する。ｑ軸電流誤差成分分離器７１４が基本波成分のフーリエ係数を機械角周期毎に更新することで、ｑ軸電流変動誤差ｉｑ_ｅｒｒの高調波成分が排除されたｑ軸電流変動誤差基本波成分を精度よく抽出することができる。

ｑ軸電流誤差積算器７１６は、式（４６）に従って、第七フーリエ係数ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎと補正ゲインｋとの乗算結果ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ・ｋの積算値ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉを算出し、式（４７）に従って、第八フーリエ係数ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓと補正ゲインｋとの乗算結果ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ・ｋの積算値ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉを算出する。式（４６）におけるｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄは前回の機械角周期で算出された積算値ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉであり、式（４７）におけるｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄは前回の機械角周期で算出された積算値ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉである。また、積算値ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ及び積算値ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉの算出は、電流調整区間Ｉ２に開始され、位置センサレス制御モードＭ３でも継続して実施される。

ｑ軸電流誤差補正値復調器７１８は、式（４８）に従って、積算値ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ，ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉを復調することにより、ｑ軸電流誤差補正値Δｉｑ_ｉを生成し、生成したｑ軸電流誤差補正値Δｉｑ_ｉを加算器７３へ出力する。式（４８）に従ってｑ軸電流誤差補正値Δｉｑ_ｉが生成されることで、ｑ軸電流変動誤差ｉｑ_ｅｒｒの積算値から位相が反転したｑ軸電流誤差補正値Δｉｑ_ｉが生成され、機械角位相θｍでのｑ軸電流誤差補正値Δｉｑ_ｉの瞬時値が生成される。

図８に戻り、加算器７２は、式（４９）に従って、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊にｄ軸電流誤差補正値Δｉｄ_ｉを加算することにより、ｄ軸電流誤差補正値Δｉｄ_ｉによる補正後のｄ軸電流指令値である補正ｄ軸電流指令値ｉｄ_ＦＦ^＊を算出する。

加算器７３は、式（５０）に従って、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊にｑ軸電流誤差補正値Δｉｑ_ｉを加算することにより、ｑ軸電流誤差補正値Δｉｑ_ｉによる補正後のｑ軸電流指令値である補正ｑ軸電流指令値ｉｑ_ＦＦ^＊を算出する。

減算器１８は、補正ｄ軸電流指令値ｉｄ_ＦＦ^＊からｄ軸電流検出値ｉｄを減算することによりｄ軸電流誤差ｉｄ_ｄｉｆ’を算出する。減算器１９は、補正ｑ軸電流指令値ｉｑ_ＦＦ^＊からｑ軸電流検出値ｉｑを減算することによりｑ軸電流誤差ｉｑ_ｄｉｆ’を算出する。

電流制御器２０は、ｄ軸電流誤差ｉｄ_ｄｉｆ’を比例積分制御することにより、非干渉化前のｄ軸電圧指令値Ｖｄ_ｃｃを算出する。また、電流制御器２０は、ｑ軸電流誤差ｉｑ_ｄｉｆ’を比例積分制御することにより、非干渉化前のｑ軸電圧指令値Ｖｑ_ｃｃを算出する。

以上のようにしてｄ軸電流誤差補正値Δｉｄ_ｉ及びｑ軸電流誤差補正値Δｉｑ_ｉを用いてｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を補正することで、電流制御器２０の応答遅延や電流制御に伴うｄｑ軸間干渉を抑制することができるため、電流指令値への電流検出値の追従性が向上する。

以上、実施例２について説明した。

以上のように、本開示のモータ制御装置（実施例のモータ制御装置１００ａ，１００ｂ）は、速度上昇区間と電流調整区間とを有する同期運転モードと、位置センサレス制御モードとを有する。同期運転モードでは、速度指令値に基づく制御系座標軸の回転位相にモータ（実施例のモータＭ）が同期する。位置センサレス制御モードでは、軸誤差を帰還制御することで得られる速度推定値に基づいて制御系座標軸の回転位相が生成される。また、本開示のモータ制御装置は、同期運転電流指令値生成器（実施例の同期運転電流指令値生成器１３）と、トルク制御器（実施例の速度変動補正値生成器６１及びトルク変動補正値生成器６３）とを有する。同期運転電流指令値生成器は、速度上昇区間において、電流指令値（実施例の同期運転電流指令値）を所定値（実施例の所定値ｉｄ_ｉｎｉ）に設定してモータの回転数を所定回転数（実施例の所定回転数ω１）まで上昇させた後、電流調整区間において、モータの負荷に応じて電流指令値を調整する。トルク制御器は、電流調整区間において、モータのトルク制御を行う。

また、トルク制御器は、速度変動補正値生成器（実施例の速度変動補正値生成器６１）を有する。速度変動補正値生成器は、電流調整区間において軸誤差の変動成分に基づいて速度変動補正値（実施例の速度変動値Δω）を生成する。

また、トルク制御器は、トルク変動補正値生成器（実施例のトルク変動補正値生成器６３）を有する。トルク変動補正値生成器は、速度変動補正値に基づいて、モータの回転速度の変動を抑制するためのトルク変動補正値（実施例のトルク変動補正値ΔＴ）を生成する。また、モータ制御装置は、電流補正値算出器（実施例のｑ軸電流補正値算出器６４）を有する。電流補正値算出器は、トルク変動補正値に基づいて電流補正値（実施例のｑ軸電流補正値Δｉｑ_ｔ）を算出する。

また、同期運転電流指令値生成器は、電流調整区間において、ｄ軸電流指令値（実施例の同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊）を所定値よりも小さい値を有する目標指令値（実施例の目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄ）まで減少させるとともに、軸誤差を０に近づけるように帰還制御することによりｑ軸電流指令値（実施例の同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊）を調整する。また、電流補正値は、ｑ軸電流指令値に対する補正値である。

また、本開示のモータ制御装置（実施例のモータ制御装置１００ｂ）は、電流追従誤差補正値生成器（実施例の電流追従誤差補正値生成器７１）と、加算器（実施例の加算器７２，７３）とを有する。電流追従誤差補正値生成器は、電流指令値と、電流検出値との間の電流誤差（実施例のｄ軸電流変動誤差ｉｄ_ｅｒｒ，ｑ軸電流変動誤差ｉｑ_ｅｒｒ）に基づいて電流追従誤差補正値（実施例のｄ軸電流誤差補正値Δｉｄ_ｉ，ｑ軸電流誤差補正値Δｉｑ_ｉ）を生成する。加算器は、電流追従誤差補正値を電流指令値に加算することにより補正電流指令値（実施例の補正ｄ軸電流指令値ｉｄ_ＦＦ^＊，補正ｑ軸電流指令値ｉｑ_ＦＦ^＊）を算出する。

また、電流追従誤差補正値生成器は、電流誤差を積算し、電流誤差の積算結果の位相が反転した値を電流追従誤差補正値として生成する。

１００ａ，１００ｂ モータ制御装置
１３ 同期運転電流指令値生成器
６１ 速度変動補正値生成器
６３ トルク変動補正値生成器
６４ ｑ軸電流補正値算出器
７１ 電流追従誤差補正値生成器

Claims (6)

1. 速度指令値に基づく制御系座標軸の回転位相にモータを同期させる運転モードであって速度上昇区間と電流調整区間とを有する同期運転モードと、軸誤差を帰還制御することで得られる速度推定値に基づいて前記制御系座標軸の回転位相が生成される位置センサレス制御モードとを有するモータ制御装置であって、
   前記速度上昇区間において、電流指令値を所定値に設定して前記モータの回転数を所定回転数まで上昇させた後、前記電流調整区間において、前記モータの負荷に応じて前記電流指令値を調整する同期運転電流指令値生成器と、
   前記電流調整区間において、前記モータのトルク制御を行うトルク制御器と、
   を具備するモータ制御装置。
2. 前記トルク制御器は、前記電流調整区間において前記軸誤差の変動成分に基づいて速度変動補正値を生成する速度変動補正値生成器、を有する、
   請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記トルク制御器は、前記速度変動補正値に基づいて、前記モータの回転速度の変動を抑制するためのトルク変動補正値を生成するトルク変動補正値生成器、をさらに有し、
   前記トルク変動補正値に基づいて電流補正値を算出する電流補正値算出器、をさらに具備する、
   請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記同期運転電流指令値生成器は、前記電流調整区間において、ｄ軸電流指令値を前記所定値よりも小さい値を有する目標指令値まで減少させるとともに、前記軸誤差を０に近づけるように帰還制御することによりｑ軸電流指令値を調整し、
   前記電流補正値は、前記ｑ軸電流指令値に対する補正値である、
   請求項３に記載のモータ制御装置。
5. 電流指令値と電流検出値との間の電流誤差に基づいて電流追従誤差補正値を生成する電流追従誤差補正値生成器と、
   前記電流追従誤差補正値を前記電流指令値に加算することにより補正電流指令値を算出する加算器と、
   をさらに具備する請求項４に記載のモータ制御装置。
6. 前記電流追従誤差補正値生成器は、前記電流誤差を積算し、前記電流誤差の積算結果の位相が反転した値を前記電流追従誤差補正値として生成する、
   請求項５に記載のモータ制御装置。

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