JP7318547B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本開示は、モータ制御装置に関する。

空気調和装置に用いられる圧縮機では、圧縮機を駆動するモータのロータの１回転中において負荷トルクが周期的に変動する。この周期的な負荷トルク変動は、吸入、圧縮、吐出の各行程間における冷媒ガスの圧力変化に起因して発生し、モータの回転速度の変動（以下では単に「速度変動」と呼ぶことがある）によるモータの振動の発生要因となる。このような負荷トルク変動が発生する圧縮機を用いる場合、モータの回転速度の変動（以下では「速度変動」と呼ぶことがある）を抑えるために「トルク制御（周期的外乱抑制制御）」が行われる。

通常、モータの振動が顕著に現れるのは低回転領域（例えば、モータ最大トルク／電流制御が行われる通常制御領域）である。また、モータの仕様や負荷条件によっては、高回転領域（例えば、弱め磁束制御が行われる電圧飽和領域）でも振動が発生するため、電圧飽和領域でもトルク制御が行われることがある。

特開２０１９－１８０１７３号公報

しかしながら、モータのイナーシャ（慣性モーメント）が小さい場合は、負荷トルクの変動が速度変動に及ぼす影響が大きくなるため、速度変動を抑制するためのトルク補正量も増大する。電圧飽和領域で行われるトルク制御では、トルク補正量が増大するとｄ軸電流（励磁電流）の変動幅が大きくなるため、ｄ軸電流の変動幅の一部の値が正の値となることにより「過励磁」になってしまうことがある。モータが過励磁の状態になるとモータの制御が不安定になる傾向がある。

そこで、本開示では、過励磁によるモータの制御が不安定になることを防止できる技術を提案する。

本開示のモータ制御装置は、電流指令値生成器と、制御切替判定部と、補正トルク制限値生成器とを有する。電流指令値生成器は、速度指令値とモータの速度とに基づいて生成されるトルク指令値と、トルク指令値を補正するための補正トルク指令値とに基づいて電流指令値を生成する。制御切替判定部は、モータの制御領域が電圧飽和領域にあるか否かを判定する。補正トルク制限値生成器は、補正トルク指令値がゼロでなく、かつ、制御領域が電圧飽和領域にあるモータのｄ軸電流の最大値が閾値以上のときに、補正トルク指令値に制限を与える。

本開示によれば、過励磁によるモータの制御が不安定になることを防止できる。

図１は、本開示の実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。 図２は、本開示の実施例１の制御切替判定部の構成例を示す図である。 図３は、本開示の実施例１の電流誤差補正値生成器の構成例を示す図である。 図４は、本開示の実施例１の電圧飽和領域電流指令値算出器の構成例を示す図である。 図５は、本開示の実施例１の出力電圧制限指令値生成器の構成例を示す図である。 図６Ａは、本開示の実施例１の電流指令値算出器の動作例の説明に供する図である。 図６Ｂは、本開示の実施例１の電流指令値算出器の動作例の説明に供する図である。 図７は、本開示の実施例１の補正トルク制限値生成器の構成例を示す図である。 図８は、本開示の実施例１のピークホールド算出器の動作例の説明に供する図である。 図９は、本開示の実施例１の補正トルク生成器の構成例を示す図である。 図１０は、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。 図１１は、本開示の実施例２のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。 図１２は、本開示の実施例３のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。

以下、本開示の実施例を図面に基づいて説明する。以下の実施例において同一の構成には同一の符号を付す。

本開示では、周期的な負荷トルク変動を有する圧縮機を駆動する永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ（Permanent Magnet Synchronous Motor））のトルク制御を位置センサレスベクトル制御により行うモータ制御装置を一例に挙げて説明する。しかし、開示の技術は、周期的な負荷トルク変動を有する圧縮機を駆動するモータのトルク制御を行うモータ制御装置に広く適用可能である。

[実施例１]
＜モータ制御装置の構成＞
図１は、本開示の実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。図１において、モータ制御装置１００は、減算器１１，１８，１９，４０と、速度制御器１２と、加算器１３，１６，１７，２１，２２と、電流指令値生成器１４と、制御切替判定部１５と、電圧指令値算出器２０と、ｄ－ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２３と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器２４と、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）２５とを有する。ＩＰＭ２５は、モータＭに接続される。モータＭの一例としてＰＭＳＭが挙げられる。

また、モータ制御装置１００は、シャント抵抗２６と、電流センサ２７ａ，２７ｂと、３φ電流算出器２８とを有する。なお、モータ制御装置１００は、シャント抵抗２６、または、電流センサ２７ａ，２７ｂの何れか一方を有していれば良い。

また、モータ制御装置１００は、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９と、軸誤差演算器３０と、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御器３１と、位置推定器３２と、１／Ｐｎ処理器３３と、補正トルク生成器３４と、ＩＩＲフィルタ（Infinite Impulse Response Filter）３５ａ，３５ｂと、非干渉化制御器３６と、電流誤差補正値生成器３７と、補正トルク制限値生成器３９とを有する。

電流指令値生成器１４は、通常制御領域電流指令値算出器１４ａと、電圧飽和領域電流指令値算出器１４ｂと、スイッチＳＷ１と、スイッチＳＷ２とを有する。スイッチＳＷ１は、接点１４ｃ－１，１４ｃ－２，１４ｃ－３を有する。スイッチＳＷ２は、接点１４ｃ－４，１４ｃ－５，１４ｃ－６を有する。

減算器１１は、モータ制御装置１００の外部（例えば、上位のコントローラ）からモータ制御装置１００へ入力された機械角速度指令値ωｍ^＊から、１／Ｐｎ処理器３３より出力された現在の推定角速度である機械角推定角速度ωｍを減算することにより角速度誤差Δωを算出する。

速度制御器１２は、減算器１１より出力された角速度誤差Δωの平均がゼロに近づくような平均トルク指令値Ｔo^＊を生成する。

加算器１３は、速度制御器１２より出力された平均トルク指令値Ｔo^＊と、補正トルク生成器３４より出力された補正トルク指令値ΔＴとを加算することにより合計トルク指令値Ｔ^＊を算出する。

電流指令値生成器１４は、通常制御領域及び電圧飽和領域のそれぞれにおいて、加算器１３より出力された合計トルク指令値Ｔ^＊に基づいてｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を算出する。電圧飽和領域とは、モータＭの高回転領域で出力電圧振幅Ｖａが飽和して弱め磁束制御が行われる領域である。通常制御領域とは、電圧飽和領域以外の領域であって、出力電圧を可変してモータＭが制御される領域であり、通常制御領域では、最大トルク／電流制御などが行われる。

電流指令値生成器１４は、制御切替判定部１５より制御信号CONTROL_TYPE：Ａ（通常制御）が出力された場合には、スイッチＳＷ１の接点１４ｃ－１と接点１４ｃ－３とを接続するとともに、スイッチＳＷ２の接点１４ｃ－４と接点１４ｃ－６とを接続して、通常制御領域電流指令値生成器１４ａにより算出されるｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を加算器１６，１７へ出力する。一方で、制御切替判定部１５より制御信号CONTROL_TYPE：Ｂ（電圧飽和制御）が出力された場合には、電流指令値生成器１４は、スイッチＳＷ１の接点１４ｃ－２と接点１４ｃ－３とを接続するとともに、スイッチＳＷ２の接点１４ｃ－５と接点１４ｃ－６とを接続して、電圧飽和領域電流指令値算出器１４ｂにより算出されるｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を加算器１６，１７へ出力する。

制御切替判定部１５は、出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊と、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊とに基づいて、モータＭの現在の制御領域が通常制御領域または電圧飽和領域の何れであるかを判定する。そして、制御切替判定部１５は、モータＭの現在の制御領域が通常制御領域であると判定した場合には制御信号CONTROL_TYPE：Ａ（通常制御）を電流指令値生成器１４へ出力し、モータＭの現在の制御領域が電圧飽和領域であると判定した場合には制御信号CONTROL_TYPE：Ｂ（電圧飽和制御）を電流指令値生成器１４へ出力する。出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔは、ＩＰＭ２５の外部（例えば、図示しない電源コンバータ）からＩＰＭ２５に供給される直流電圧Ｖｄｃが、制御系であるｄｑ回転座標軸系における電圧値に変換されたものである。

加算器１６は、電流指令値生成器１４より出力されたｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊と電流誤差補正値生成器３７より出力されたｄ軸電流誤差補正値ΔＩｄとを加算することによりｄ軸電流補正指令値Ｉｄ_ＦＦ^＊を算出する。加算器１７は、電流指令値生成器１４より出力されたｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊と電流誤差補正値生成器３７より出力されたｑ軸電流誤差補正値ΔＩｑとを加算することによりｑ軸電流補正指令値Ｉｑ_ＦＦ^＊を算出する。

減算器１８は、加算器１６より出力されたｄ軸電流補正指令値Ｉｄ_ＦＦ^＊から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９より出力されたｄ軸電流Ｉｄを減算することにより、ｄ軸電流補正指令値Ｉｄ_ＦＦ^＊とｄ軸電流Ｉｄとの誤差であるｄ軸電流誤差Ｉｄ_ｄｉｆｆを算出する。減算器１９は、加算器１７より出力されたｑ軸電流補正指令値Ｉｑ_ＦＦ^＊から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９より出力されたｑ軸電流Ｉｑを減算することにより、ｑ軸電流補正指令値Ｉｑ_ＦＦ^＊とｑ軸電流Ｉｑとの誤差であるｑ軸電流誤差Ｉｑ_ｄｉｆｆを算出する。

電圧指令値算出器２０は、式（１．１）に従って、ｄ軸電流誤差Ｉｄ_ｄｉｆｆ（Ｉｄ_ＦＦ^＊－Ｉｄ）に基づいてＰＩ（Proportional Integral）制御を行うことにより非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖｄｔを算出する。また、電圧指令値算出器２０は、式（１．２）に従って、ｑ軸電流誤差Ｉｑ_ｄｉｆｆ（Ｉｑ_ＦＦ^＊－Ｉｑ）に基づいてＰＩ制御を行うことにより非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖｑｔを算出する。なお、式（１．１）のｋｐ_ｄ及び式（１．２）のｋｐ_ｑは比例定数であり、式（１．１）のｋｉ_ｄ及び式（１．２）のｋｉ_ｑは積分定数である。

加算器２１は、式（２．１）で表されるｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを、式（２．３）に従って、非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖｄｔに加算することにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を算出する。加算器２２は、式（２．２）で表されるｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを、式（２．４）に従って、非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖｑｔに加算することにより、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を算出する。これにより、ｄｑ軸間の干渉がフィードフォワードでキャンセルされたｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊が算出される。

ＩＩＲフィルタ３５ａは、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９より出力されたｄ軸電流Ｉｄのノイズを除去し、ノイズ除去後のｄ軸応答電流Ｉｄ_ｉｉｒを出力する。ＩＩＲフィルタ３５ｂは、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９より出力されたｑ軸電流Ｉｑのノイズを除去し、ノイズ除去後のｑ軸応答電流Ｉｑ_ｉｉｒを出力する。ＩＩＲフィルタ３５ａ，３５ｂはノイズ除去フィルタの一例である。

非干渉化制御器３６は、モータ制御装置１００の外部（例えば、上位のコントローラ）からモータ制御装置１００へ入力された電気角速度指令値ωｅ^＊と、ｑ軸応答電流Ｉｑ_ｉｉｒとに基づいて、式（２．１）に従って、非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖｄｔを補正するためのｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを生成する。また、非干渉化制御器３６は、電気角速度指令値ωｅ^＊とｄ軸応答電流Ｉｄ_ｉｉｒとに基づいて、式（２．２）に従って、非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖｑｔを補正するためのｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを生成する。ｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａ及びｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａは、ｄｑ軸間の干渉項をフィードフォワードでキャンセルするための補正値である。ここで、安定制御を図るために、非干渉化補正値は直流化された値であることが望ましい。このため、非干渉化補正値の生成にあたっては、速度については電気角速度指令値ωｅ^＊が用いられ、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑについては、ＩＩＲフィルタ３５ａ，３５ｂにより変動成分が除去されたｄ軸応答電流Ｉｄ_ｉｉｒ及びｑ軸応答電流Ｉｑ_ｉｉｒが用いられる。

電流誤差補正値生成器３７は、電流指令値生成器１４より出力されたｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊と、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９より出力されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、位置推定器３２より出力された機械角位相θｍとに基づいて、ｄ軸電流誤差補正値ΔＩｄ及びｑ軸電流誤差補正値ΔＩｑを生成する。

電流誤差補正値生成器３７は、電流指令値生成器１４の応答遅延やｄｑ軸の干渉により、ｄｑ軸電流が電流指令値に追従し切れずに生じる変動誤差（位相誤差及び振幅誤差）を積算し、積算値の反転出力を電流誤差補正値（ｄ軸電流誤差補正値ΔＩｄ及びｑ軸電流誤差補正値ΔＩｑ）として生成する。ここで、ｄ軸電流誤差補正値ΔＩｄは、ｄ軸電流指令値Ｉ^＊とｄ軸電流Ｉｄとの変動誤差を補正するためのフィードフォワード成分であり、ｑ軸電流誤差補正値ΔＩｑは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊とｑ軸電流Ｉｑとの変動誤差を補正するためのフィードフォワード成分である。

ｄ－ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２３は、加算器２１，２２より出力された２相のｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を、位置推定器３２より出力された電気角位相（ｄｑ軸位相）θｅに基づいて、３相のＵ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊及びＷ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊へ変換する。位置推定器３２より出力される電気角位相θｅは、モータＭの現在のロータ位置を示す。

ＰＷＭ変調器２４は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊と、ＰＷＭキャリア信号とに基づいて、６相のＰＷＭ信号を生成し、生成した６相のＰＷＭ信号をＩＰＭ２５へ出力する。

ＩＰＭ２５は、ＰＷＭ変調器２４より出力された６相のＰＷＭ信号に基づいて、ＩＰＭ２５の外部から供給される直流電圧Ｖｄｃを変換することにより、モータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれへ印可する交流電圧を生成し、それぞれの交流電圧をモータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ印加する。

３φ電流算出器２８は、シャント抵抗２６を用いた１シャント方式で母線電流が検出される場合、ＰＷＭ変調器２４より出力される６相のＰＷＭスイッチング情報と、検出された母線電流とから、モータＭのＵ相電流値Ｉｕ、Ｖ相電流値Ｉｖ、Ｗ相電流値Ｉｗを算出する。または、３φ電流算出器２８は、電流センサ２７ａ，２７ｂによってＵ相電流及びＶ相電流が検出される場合、残りのＷ相電流値Ｉｗを“Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０”のキルヒホッフの法則に基づいて算出する。３φ電流算出器２８は、各相の相電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９へ出力する。

ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９は、位置推定器３２より出力された現在のロータ位置を示す電気角位相θｅに基づいて、３φ電流算出器２８より出力された３相のＵ相電流値Ｉｕ、Ｖ相電流値Ｉｖ、Ｗ相電流値Ｉｗを、２相のｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑへ変換する。

軸誤差演算器３０は、加算器２１，２２より出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊と、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９より出力されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとを用いて、軸誤差Δθ（推定された回転軸と実際の回転軸との差）を算出する。

ＰＬＬ制御器３１は、軸誤差演算器３０より出力された軸誤差Δθに基づいて、モータＭの現在の推定角速度である電気角推定角速度ωｅを算出する。

位置推定器３２は、ＰＬＬ制御器３１より出力された電気角推定角速度ωｅに基づいて電気角位相θｅ及び機械角位相θｍを推定する。

１／Ｐｎ処理器３３は、ＰＬＬ制御器３１より出力された電気角推定角速度ωｅをモータＭの極対数Ｐｎで除算することにより機械角推定角速度ωｍを算出する。

減算器４０は、１／Ｐｎ処理器３３より出力された機械角推定角速度ωｍから機械角速度指令値ωｍ^＊を減算することにより機械角推定角速度変動Δωｍを算出する。

補正トルク生成器３４は、モータＭの振動が許容できる速度変動範囲である速度変動許容値|Δωｍ|^＊、減算器４０より出力された機械角推定角速度変動Δωｍ、及び、位置推定器３２より出力された機械角位相θｍに基づいて、周期的な速度変動である機械角推定角速度変動Δωｍを速度変動許容値|Δωｍ|^＊以下に抑制するための補正トルク指令値ΔＴを生成する。なお、速度変動許容値|Δωｍ|^＊は、モータ制御装置１００内に記憶されている。また、機械角推定角速度変動（速度変動）Δωｍは、上記の角速度誤差Δωの値と正負の符号が異なるだけである。

補正トルク制限値生成器３９は、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９より出力されたｄ軸電流Ｉｄに基づいて、補正トルク指令値ΔＴの振幅である補正トルク振幅｜ΔＴ｜に制限を与える補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔを生成する。

＜制御切替判定部の構成＞
図２は、本開示の実施例１の制御切替判定部の構成例を示す図である。図２において、制御切替判定部１５は、電圧振幅算出器１５ａと、制御切替判定器１５ｂとを有し、モータの現在の制御領域が通常制御領域か電圧飽和領域かを以下のようにして判定する。

電圧振幅算出器１５ａは、加算器２１，２２より出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊，ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊基づいて、式（３）に従って、出力電圧振幅Ｖａを算出する。

制御切替判定器１５ｂは、電圧振幅算出器１５ａにより算出された出力電圧振幅Ｖａのピーク値と、出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔとを比較する。

制御切替判定器１５ｂは、出力電圧振幅Ｖａのピーク値が出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔ未満である場合は、モータＭの現在の制御領域が通常制御領域であると判定し、制御信号CONTROL_TYPE：Ａを電流指令値生成器１４へ出力する。

一方で、出力電圧振幅Ｖａのピーク値が出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔ以上である場合は、制御切替判定器１５ｂは、モータＭの現在の制御領域が電圧飽和領域であると判定し、制御信号CONTROL_TYPE：Ｂを電流指令値生成器１４へ出力する。

＜電流誤差補正値生成器の構成＞
図３は、本開示の実施例１の電流誤差補正値生成器の構成例を示す図である。図３において、電流誤差補正値生成器３７は、減算器３７ａ，３７ｅと、ｑ軸電流誤差成分分離器３７ｂと、ｑ軸電流誤差積算器３７ｃと、ｑ軸電流誤差補正値復調器３７ｄと、ｄ軸電流誤差成分分離器３７ｆと、ｄ軸電流誤差積算器３７ｇと、ｄ軸電流誤差補正値復調器３７ｈとを有する。

減算器３７ａは、式（４）に従って、ｑ軸電流Ｉｑとｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊との誤差であるｑ軸電流変動誤差Ｉｑ_ｅｒｒを算出する。

ｑ軸電流誤差成分分離器３７ｂは、式（５．１）及び式（５．２）に従って、ｑ軸電流変動誤差Ｉｑ_ｅｒｒの基本波成分である２つのフーリエ係数Ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ（ｓｉｎ成分），Ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ（ｃｏｓ成分）を機械角周期毎に算出する。

ｑ軸電流誤差積算器３７ｃは、式（６．１）及び式（６．２）に従って、ｑ軸電流変動誤差Ｉｑ_ｅｒｒのｓｉｎ成分Ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎと、ｑ軸電流変動誤差Ｉｑ_ｅｒｒのｃｏｓ成分Ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓとのそれぞれに補正ゲインｋを乗算し、それぞれの乗算結果をＩｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄ，Ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄに加算する。式（６．１）におけるＩｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉは、今回の機械角周期までのＩｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎの積算値であり、式（６．２）におけるＩｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉは、今回の機械角周期までのＩｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓの積算値である。また、式（６．１）におけるＩｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄは、前回の機械角周期までのＩｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉであり、式（６．２）におけるＩｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄは、前回の機械角周期までのＩｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉである。

ｑ軸電流誤差補正値復調器３７ｄは、式（７．１）及び式（７．２）に従って、ｑ軸電流誤差補正値ΔＩｑを算出する。これにより、ｑ軸電流変動誤差の位相が反転して、機械角位相θｍでのｑ軸電流誤差補正値ΔＩｑの瞬時値が算出される。

減算器３７ｅは、式（８）に従って、ｄ軸電流Ｉｄとｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊との誤差であるｄ軸電流変動誤差Ｉｄ_ｅｒｒを算出する。

ｄ軸電流誤差成分分離器３７ｆは、式（９．１）及び式（９．２）に従って、ｄ軸電流変動誤差Ｉｄ_ｅｒｒの基本波成分である２つのフーリエ係数Ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ（ｓｉｎ成分），Ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ（ｃｏｓ成分）を機械角周期毎に算出する。

ｄ軸電流誤差積算器３７ｇは、式（１０．１）及び式（１０．２）に従って、ｄ軸電流変動誤差Ｉｄ_ｅｒｒのｓｉｎ成分Ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎと、ｄ軸電流変動誤差Ｉｄ_ｅｒｒのｃｏｓ成分Ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓとのそれぞれに補正ゲインｋを乗算し、それぞれの乗算結果にＩｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄ，Ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄを加算する。式（１０．１）におけるＩｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉは、今回の機械角周期までのＩｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎの積算値であり、式（１０．２）におけるＩｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉは、今回の機械角周期までのＩｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓの積算値である。また、式（１０．１）におけるＩｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄは、前回の機械角周期までのＩｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉであり、式（１０．２）におけるＩｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄは、前回の機械角周期までのＩｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉである。

ｄ軸電流誤差補正値復調器３７ｈは、式（１１．１）及び式（１１．２）に従って、ｄ軸電流誤差補正値ΔＩｄを算出する。これにより、ｄ軸電流変動誤差の位相が反転して、機械角位相θｍでのｄ軸電流誤差補正値ΔＩｄの瞬時値が生成される。

＜通常制御領域電流指令値算出器の動作＞
通常制御領域電流指令値算出器１４ａは、合計トルク指令値Ｔ^＊によって示される定トルク曲線とＭＴＰＩ（最大トルク／電流制御）曲線との交点に基づいて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を算出する。

ここで、定トルク曲線とＭＴＰＩ曲線との交点は、例えば、式（１２）に示すモータトルク式と、ＭＴＰＩ曲線におけるｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの関係を示す式（１３）とを用いて算出できる。式（１２）の右辺において、第１項がマグネットトルクを表し、第２項がリラクタンストルクを表し、マグネットトルクはｑ軸電流Ｉｑのみを含み、リラクタンストルクはｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄとの双方を含む。従って、ｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄとを適切に制御することにより、モータＭに適正なトルクを発生させることができる。式（１２）及び式（１３）において、“Ｐｎ”はモータＭの極対数、“Ψａ”はモータＭの鎖交磁束、“Ｌｄ”はモータＭのｄ軸インダクタンス、“Ｌｑ”はモータＭのｑ軸インダクタンスを示す。

式（１２）及び式（１３）よりｄ軸電流Ｉｄを消去すると、ｑ軸電流Ｉｑに関する４次方程式である式（１４）を得ることができる。

式（１４）に示す４次方程式の解として、式（１４）に示す４次方程式に対して例えばニュートン法等を用いることで、合計トルク指令値Ｔ^＊の定トルク曲線とＭＴＰＩ曲線との交点でのｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊に相当する解を導出することができる。そこで、通常制御領域電流指令値算出器１４ａは、式（１４）に従って、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を算出する。通常制御領域電流指令値算出器１４ａは、算出したｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊に基づいて式（１３）に従って、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を算出する。

＜電圧飽和領域電流指令値算出器の構成＞
図４は、本開示の実施例１の電圧飽和領域電流指令値算出器の構成例を示す図である。図４において、電圧飽和領域電流指令値算出器１４ｂは、出力電圧制限指令値生成器１４ｂ１と、誘起電圧指令値算出器１４ｂ２と、電流指令値算出器１４ｂ３とを有する。

図５は、本開示の実施例１の出力電圧制限指令値生成器１４ｂ１の構成例を示す図である。図５において、出力電圧制限指令値生成器１４ｂ１は、ＭＴＰＩ電流指令値算出器１４ｂ１－１と、ＭＴＰＩ電圧指令値算出器１４ｂ１－２と、ＭＴＰＩ電圧振幅算出器１４ｂ１－３と、平均出力電圧生成器１４ｂ１－４と、ＭＴＰＩ電圧変動成分抽出器１４ｂ１－５と、加算器１４ｂ１－６，１４ｂ１－８と、ＭＴＰＩ電圧振幅制限処理器１４ｂ１－７とを有する。

出力電圧制限指令値生成器１４ｂ１は、合計トルク指令値Ｔ^＊、電気角推定角速度ωｅ、出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔ、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、及び、機械角位相θｍに基づいて、出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔまでの範囲で出力電圧の変動振幅、及び、出力電圧の変動位相を調整し、出力電圧制限指令値Ｖａ^＊を生成する。なお、出力電圧制限指令値Ｖａ^＊とは、実際の出力電圧が出力電圧制限指令値Ｖａ^＊と一致するような電流指令値を生成するための理論電圧値を指す。

図５において、ＭＴＰＩ電流指令値算出器１４ｂ１－１は、合計トルク指令値Ｔ^＊からなる定トルク曲線とＭＴＰＩ（最大トルク／電流制御)曲線との交点であるＭＴＰＩ想定ｄ軸電流指令値Ｉｄ_ｍｔｐｉ^＊及びＭＴＰＩ想定ｑ軸電流指令値Ｉｑ_ｍｔｐｉ^＊を算出する。定トルク曲線とＭＴＰＩ曲線との交点は、例えば、式（１２）に示すモータトルク式と、ｑ軸電流が既知のときのＭＴＰＩ曲線上のｄ軸電流式である式（１３）とを用いて算出される。

式（１２）及び式（１３）からｄ軸電流Ｉｄを消去すると、式（１４）に示すように、ｑ軸電流Ｉｑに関する４次方程式を得ることができる。

式（１４）に示す４次方程式の解として、式（１４）に示す４次方程式に対して例えばニュートン法等を用いることで、合計トルク指令値Ｔ^＊の定トルク曲線とＭＴＰＩ曲線との交点でのＭＴＰＩ想定ｑ軸電流指令値Ｉｑ_ｍｔｐｉ^＊に相当する解を導出することができる。

そこで、ＭＴＰＩ電流指令値算出器１４ｂ１－１は、式（１４）の解であるＭＴＰＩ想定ｑ軸電流指令値Ｉｑ_ｍｔｐｉ^＊に基づいて式（１３）のｄ軸電流式に従って、ＭＴＰＩ想定ｄ軸電流指令値Ｉｄ_ｍｔｐｉ^＊を算出する。

ＭＴＰＩ電圧指令値算出器１４ｂ１－２は、ＭＴＰＩ想定ｄ軸電流指令値Ｉｄ_ｍｔｐｉ^＊、ＭＴＰＩ想定ｑ軸電流指令値Ｉｑ_ｍｔｐｉ^＊及び電気角推定角速度ωｅに基づいて、式（１５．１）及び式（１５．２）に示すＰＭＳＭ電圧方程式に従って、ＭＴＰＩ想定ｄ軸電圧Ｖｄ_ｍｔｐｉ^＊及びＭＴＰＩ想定ｑ軸電圧Ｖｑ_ｍｔｐｉ^＊を算出する。なお、式（１５．１）及び式（１５．２）における“ｐ”は、微分演算子である。

なお、式（１５．１）及び式（１５．２）では、トルク制御による電流変化に伴うインダクタンスでの電圧降下“ｐ・Ｌｄ・Ｉｄ”及び“ｐ・Ｌｑ・Ｉｑ”（ｐ項電圧）が考慮されている。“Ｌｄ”はモータＭのｄ軸インダクタンス、“Ｌｑ”はモータＭのｑ軸インダクタンスを示す。

ここで、ｐ項電圧は、電流変化の時間微分を用いて示される。しかし、検出電流の変化量をそのまま微分値とすると、ＭＴＰＩ想定ｄ軸電圧Ｖｄ_ｍｔｐｉ^＊及びＭＴＰＩ想定ｑ軸電圧Ｖｑ_ｍｔｐｉ^＊が電流ノイズに敏感に反応してしまう。そこで、微分値は、電流基本波変動に基づいて、例えば以下のようにして生成される。

ｐ項電圧の生成について説明するために、まず、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの変動成分ΔＩｄａ及びΔＩｑａを式（１６．１）及び式（１６．２）のように定義する。

ここで、機械角一回転で１回の周期変動が起こる場合、式（１６．１）に含まれる“Ｉｄａ”と“φｄ”は、それぞれΔＩｄａの変動振幅と初期位相を示し、式（１６．２）に含まれる“Ｉｑａ”と“φｑ”は、それぞれΔＩｑａの変動振幅と初期位相を示し、式（１６．１）及び式（１６．２）に含まれる“θｍ”は機械角位相の瞬時値を示す。

よって、電流基本波変動により生ずるｐ項電圧は、式（１７．１）及び式（１７．２）のように示される。すなわち、ｄ軸電流変動及びｑ軸電流変動の位相をπ／２だけ進ませ、位相をπ／２だけ進ませたｄ軸電流変動及びｑ軸電流変動に機械角推定角速度ωｍを乗算することで、微分値（ｐ項電圧）を生成することができる。

ＭＴＰＩ電圧振幅算出器１４ｂ１－３は、ＭＴＰＩ想定ｄ軸電圧Ｖｄ_ｍｔｐｉ^＊及びＭＴＰＩ想定ｑ軸電圧Ｖｑ_ｍｔｐｉ^＊に基づいて、式（１８）に従って、ＭＴＰＩ想定出力電圧Ｖａ_ｍｔｐｉ^＊を算出する。

平均出力電圧生成器１４ｂ１－４は、モータＭのロータの１回転毎に変動するｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑのそれぞれの平均値がＭＴＰＩ曲線（最大トルク／電流制御曲線）をトレースするように調整した平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊を出力する。例えば、平均出力電圧生成器１４ｂ１－４は、現在のｑ軸電流ＩｑからＭＴＰＩ曲線上のｄ軸電流Ｉｄｔを算出し、算出したｄ軸電流Ｉｄｔと現在のｄ軸電流Ｉｄとの誤差がなくなるようにＰＩ制御等により平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊を調整する。平均出力電圧生成器１４ｂ１－４は、例えば式（１９．１）及び式（１９．２）に従って平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊を算出する。また、平均出力電圧生成器１４ｂ１－４は、平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊が出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔを超過した場合には、式（２０）に従って、平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊を出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔに制限する。平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊が出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔに制限されることで、弱め磁束制御となる。

ＭＴＰＩ電圧変動成分抽出器１４ｂ１－５は、ＭＴＰＩ想定出力電圧Ｖａ_ｍｔｐｉ^＊の変動振幅|ΔＶａ_ｍｔｐｉ|、及び、瞬時値ΔＶａ_ｍｔｐｉを、例えば以下のように算出する。

ＭＴＰＩ電圧変動成分抽出器１４ｂ１－５は、まず、式（２１．１）及び式（２１．２）に従って、ＭＴＰＩ想定出力電圧Ｖａ_ｍｔｐｉ^＊の基本波成分を、ｓｉｎ成分であるフーリエ係数Ｖａ_ｍｔｐｉ_ｓｉｎと、ｃｏｓ成分であるＶａ_ｍｔｐｉ_ｃｏｓとに分離する。ＭＴＰＩ電圧変動成分抽出器１４ｂ１－５は、ＭＴＰＩ想定出力電圧Ｖａ_ｍｔｐｉ^＊の基本波成分のフーリエ係数を機械角周期毎に算出することで、高調波成分が除去されたＭＴＰＩ想定出力電圧Ｖａ_ｍｔｐｉ^＊の基本波成分を抽出することができる。

次いで、ＭＴＰＩ電圧変動成分抽出器１４ｂ１－５は、式（２１．１）及び式（２１．２）に従って算出したフーリエ係数Ｖａ_ｍｔｐｉ_ｓｉｎ，Ｖａ_ｍｔｐｉ_ｃｏｓに基づいて、式（２２）に従って、ＭＴＰＩ想定出力電圧Ｖａ_ｍｔｐｉ^＊の基本波成分の振幅|ΔＶａ_ｍｔｐｉ|を算出する。なお、フーリエ係数Ｖａ_ｍｔｐｉ_ｓｉｎ，Ｖａ_ｍｔｐｉ_ｃｏｓは機械角周期毎に更新される値であるため、振幅|ΔＶａ_ｍｔｐｉ|も機械角周期毎に更新される。

そして、ＭＴＰＩ電圧変動成分抽出器１４ｂ１－５は、ＭＴＰＩ想定出力電圧Ｖａ_ｍｔｐｉ^＊の基本波成分の瞬時値ΔＶａ_ｍｔｐｉを式（２３）に従って算出する。

加算器１４ｂ１－６は、式（２４）に従って、平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊とＭＴＰＩ想定出力電圧Ｖａ_ｍｔｐｉ^＊の基本波成分の振幅｜ΔＶａ_ｍｔｐｉ｜とを加算することによりＭＴＰＩ想定出力電圧変動ピーク値Ｖａ_ｍｔｐｉ_ｐｅａｋを算出する。

ＭＴＰＩ電圧振幅制限処理器１４ｂ１－７は、加算器１４ｂ１－６での加算結果であるＭＴＰＩ想定出力電圧変動ピーク値Ｖａ_ｍｔｐｉ_ｐｅａｋが出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔ以下となるように調整した変動出力電圧制限指令値ΔＶａ_ｌｉｍｉｔ_ｍｔｐｉを生成し、生成した変動出力電圧制限指令値ΔＶａ_ｌｉｍｉｔ_ｍｔｐｉを出力する。

例えば、ＭＴＰＩ電圧振幅制限処理器１４ｂ１－７は、平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊と、ＭＴＰＩ想定出力電圧変動ピーク値Ｖａ_ｍｔｐｉ_ｐｅａｋと、出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔとの比較により、出力電圧変動成分の振幅比率ｓｃａｌｅを算出し、振幅比率ｓｃａｌｅをＭＴＰＩ想定出力電圧変動成分ΔＶａ_ｍｔｐｉに乗算することにより変動出力電圧制限指令値ΔＶａ_ｌｉｍｉｔ_ｍｔｐｉを生成する。こうすることで、ＭＴＰＩ想定出力電圧変動成分ΔＶａ_ｍｔｐｉと位相を一致させた変動出力電圧制限指令値ΔＶａ_ｌｉｍｉｔ_ｍｔｐｉを生成できる。

例えば、ＭＴＰＩ電圧振幅制限処理器１４ｂ１－７は、式（２５．１）～式（２５．３）に従って出力電圧変動成分の振幅比率ｓｃａｌｅを算出し、算出した振幅比率ｓｃａｌｅに基づいて、式（２５．４）に従って、変動出力電圧制限指令値ΔＶａ_ｌｉｍｉｔ_ｍｔｐｉを生成する。

加算器１４ｂ１－８は、式（２６）に従って、平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊と変動出力電圧制限指令値ΔＶａ_ｌｉｍｉｔ_ｍｔｐｉとを加算することにより出力電圧制限指令値Ｖａ^＊を算出する。加算器１４ｂ１－８は、算出した出力電圧制限指令値Ｖａ^＊を誘起電圧指令値算出器１４ｂ２及び電圧指令値算出器１４ｂ６へ出力する。

図４において、誘起電圧指令値算出器１４ｂ２は、現在のｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ及び電気角推定角速度ωｅに基づいて、式（２７．１）及び式（２７．２）に示すモータモデル式に従って、出力電圧制限指令値Ｖａ^＊に基づく誘起電圧指令値Ｖｏ^＊を算出する。以下に、誘起電圧指令値Ｖｏ^＊の算出の詳細を示す。

ＰＭＳＭの電圧方程式（ｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑ）、出力電圧振幅Ｖａの理論式、及び、モータＭの誘起電圧Ｖｏの理論式は、式（２７．１）、式（２７．２）、式（２８）及び式（２９）に示される。

また、式（２７．１）、式（２７．２）、式（２８）及び式（２９）から、出力電圧制限指令値Ｖａ^＊と誘起電圧指令値Ｖｏ^＊とを関連づける式は、式（３０）のようになる。そこで、誘起電圧指令値算出器１４ｂ２は、式（３０）に従って誘起電圧指令値Ｖｏ^＊を算出し、算出した誘起電圧指令値Ｖｏ^＊を電流指令値算出器１４ｂ３へ出力する。

電流指令値算出器１４ｂ３は、合計トルク指令値Ｔ^＊が一定となる電流の軌跡である定トルク曲線と、誘起電圧指令値Ｖｏ^＊及び電気角推定角速度ωｅが一定となる電流の軌跡である定誘起電圧楕円との交点に基づいて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊とｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊とを算出する。

定トルク曲線と定誘起電圧楕円との交点は、例えば、式（１２）に示すモータトルク式と、式（３１）に示す誘起電圧式とを用いて算出できる。

式（１２）及び式（３１）からｄ軸電流Ｉｄを消去すると、式（３２）のように、ｑ軸電流Ｉｑに関する４次方程式を得ることができる。但し、式（３２）において、“ΔＬ＝Ｌｄ－Ｌｑ”である。

式（３２）に示す４次方程式の解として、式（３２）に示す４次方程式に対して例えばニュートン法等を用いることで、合計トルク指令値Ｔ^＊の定トルク曲線と、誘起電圧Ｖｏ及び電気角推定角速度ωｅが一定となる電流の軌跡である定誘起電圧楕円とが交差する点でのｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊に相当する解を導出することができる。

電流指令値算出器１４ｂ３は、式（３２）に従ってｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を算出後、式（３１）に示す誘起電圧式をｄ軸電流式に変形した式（３３）に従って、式（３３）にｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を算出する。

ここで、式（３３）において、√に係る符号として正または負の何れを採るかは、Ｉｑ軸に平行で、かつ、定誘起電圧楕円の中心であるＭ点（－Ψａ／Ｌｄ，０）を通る直線（以下では「Ｍ点境界ライン」と呼ぶことがある）と、定誘起電圧楕円とが交差する点でのトルク（以下では「Ｍ点境界上トルクＴ_Ｍ」と呼ぶことがある）を算出し、Ｍ点境界上トルクＴ_Ｍと合計トルク指令値Ｔ^＊とを比較することによって決定することができる。

以下に、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊の算出手順を示す。図６Ａ及び図６Ｂは、本開示の実施例１の電流指令値算出器１４ｂ３の動作例の説明に供する図である。

電流指令値算出器１４ｂ３は、まず、Ｍ点上のｄ軸電流Ｉｄ_Ｍを式（３４）に従って算出する。

次いで、電流指令値算出器１４ｂ３は、Ｍ点境界ラインと定誘起電圧楕円とが交差する点におけるｑ軸電流Ｉｑ_Ｍを算出する。ｑ軸電流Ｉｑ_Ｍは、式（３１）にＭ点上のｄ軸電流Ｉｄ_Ｍを代入することにより算出できるため、式（３５）に従って算出される。

よって、電流指令値算出器１４ｂ３は、式（３６）に従って、Ｍ点境界上トルクＴ_Ｍを算出する。

そして、電流指令値算出器１４ｂ３は、合計トルク指令値Ｔ^＊とＭ点境界上トルクＴ_Ｍとの大小関係に基づいて、式（３７．１）及び式（３７．２）に従って、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を決定する。式（３７．１）には、“合計トルク指令値Ｔ^＊≦Ｍ点境界上トルクＴ_Ｍ”の場合のｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊（図６Ａ参照）を示し、式（３７．２）には、“合計トルク指令値Ｔ^＊＞Ｍ点境界上トルクＴ_Ｍ”の場合のｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊（図６Ｂ参照）を示す。

電流指令値算出器１４ｂ３は、以上のようにしてｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を算出する。

＜補正トルク制限値生成器の構成＞
図７は、本開示の実施例１の補正トルク制限値生成器の構成例を示す図である。図７において、補正トルク制限値生成器３９は、ピークホールド算出器３９ａと、ΔＴ制限値生成器３９ｂとを有する。

ピークホールド算出器３９ａは、所定の取得期間Ｔｍ毎に、各取得期間Ｔｍにおいてｄ軸電流Ｉｄの最大値をｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋとして取得し、取得したｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋをΔＴ制限値生成器３９ｂへ出力する。例えば、所定の取得期間Ｔｍは、モータＭの機械角周期に相当する。

図８は、本開示の実施例１のピークホールド算出器の動作例の説明に供する図である。

図８に示すように、ピークホールド算出器３９ａは、取得期間Ｔｍ１（機械角位相θｍ＝０～２π）において、式（３８）に従って、時間の経過に伴って変化するｄ軸電流Ｉｄと、仮ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐとを比較し、ｄ軸電流Ｉｄが仮ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐよりも大きくなったときに、仮ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐをｄ軸電流Ｉｄによって更新する。つまり、取得期間Ｔｍ１では、ｄ軸電流Ｉｄの最大値を随時トレースするように仮ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐが更新される。

また、ピークホールド算出器３９ａは、取得期間Ｔｍ１の終了時点で、式（３９）に従って、仮ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐをｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋに設定するとともに、式（４０）に従って、仮ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐをゼロに初期化する。つまり、取得期間Ｔｍ１の終了時点での仮ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐが、取得期間Ｔｍ１の次の取得期間である取得期間Ｔｍ２におけるｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋとして取得される。

また、図８に示すように、ピークホールド算出器３９ａは、取得期間Ｔｍ２（機械角位相θｍ＝２π～４π）において、式（３８）に従って、時間の経過に伴って変化するｄ軸電流Ｉｄと、仮ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐとを比較し、ｄ軸電流Ｉｄが仮ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐよりも大きくなったときに、仮ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐをｄ軸電流Ｉｄによって更新する。つまり、取得期間Ｔｍ２でも、取得期間Ｔｍ１と同様に、ｄ軸電流Ｉｄの最大値を随時トレースするように仮ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐが更新される。

また、ピークホールド算出器３９ａは、取得期間Ｔｍ２の終了時点で、式（３９）に従って、仮ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐをｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋに設定するとともに、式（４０）に従って、仮ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐをゼロに初期化する。つまり、取得期間Ｔｍ２の終了時点での仮ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐが、取得期間Ｔｍ２の次の取得期間である取得期間Ｔｍ３におけるｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋとして取得される。

取得期間Ｔｍ３（機械角位相θｍ＝４π～６π）以降の各取得期間Ｔｍにおいても、ピークホールド算出器３９ａは上記と同様に動作する。

図７において、ΔＴ制限値生成器３９ｂは、以下のようにして設定するΔＴ振幅制限フラグに従って補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔを生成する。ΔＴ振幅制限フラグが“オン”に設定されたときは補正トルク指令値ΔＴに制限が与えられ、ΔＴ振幅制限フラグが“オフ”に設定されているときは、補正トルク指令値ΔＴに制限が与えられない。また、ΔＴ振幅制限フラグが“オフ”に設定されているときは、補正トルク指令値ΔＴに制限が与えられない。

ΔＴ制限値生成器３９ｂは、補正トルク生成器３４より出力された補正トルク指令値ΔＴが０（ゼロ）でないとき（つまり、トルク制御が実行中のとき）で、かつ、ピークホールド算出器３９ａより出力されたｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋが正の値であるときに、ΔＴ振幅制限フラグを“オン”に設定する。つまり、ΔＴ制限値生成器３９ｂは、“ΔＴ≠０”かつ“Ｉｄ_ｐｅａｋ≧０”のときに、ΔＴ振幅制限フラグを“オン”に設定する。“ΔＴ≠０”かつ“Ｉｄ_ｐｅａｋ≧０”のときは、モータＭの制御が不安定にならないように補正トルク指令値ΔＴに制限を与えたいときに相当する。

一方で、ΔＴ制限値生成器３９ｂは、補正トルク指令値ΔＴに制限を与える必要がないときに、ΔＴ振幅制限フラグを“オフ”に設定する。ここで、ΔＴ振幅制限フラグが“オフ”に設定されると、速度変動振幅|Δωｍ|が速度変動許容値|Δωｍ|^＊より大きい場合、補正トルク指令値ΔＴが大きくなる方向へ制御されるため、モータＭの制御が不安定にならないように、再び、補正トルク指令値ΔＴに制限を与える必要が生じてしまう。

そこで、ΔＴ制限値生成器３９ｂは、速度変動振幅|Δωｍ|が速度変動許容値|Δωｍ|^＊より小さいとき、つまり、“|Δωｍ|＜|Δωｍ|^＊”のときに、ΔＴ振幅制限フラグを“オフ”に設定する。

ΔＴ制限値生成器３９ｂは、ΔＴ振幅制限フラグの設定後、ΔＴ振幅制限フラグに従って補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔを生成する。

ΔＴ制限値生成器３９ｂは、上記のようにしてΔＴ振幅制限フラグを“オン”に設定したときは、前回の機械角周期における補正トルク振幅｜ΔＴ｜である｜ΔＴ｜_ｏｌｄと、ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋとに基づいて、式（４１）に従って、補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔを生成する。式（４１）における“ｇ”は、ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋに乗算される所定のゲイン値である。つまり、ΔＴ振幅制限フラグが“オン”であるときは、ΔＴ制限値生成器３９ｂは、前回の機械角周期の補正トルク振幅｜ΔＴ｜_ｏｌｄを積分項に見立てた積分制御を行う。こうすることで、ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋが正の値となってモータＭの制御が不安定化しそうな場合に、補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔが減少することに伴ってｄ軸電流Ｉｄがゼロ未満に減少する。

一方で、ΔＴ制限値生成器３９ｂは、上記のようにしてΔＴ振幅制限フラグを“オフ”に設定したときは、補正トルク指令値ΔＴに制限がかからないような大きい値に補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔを設定する。例えば、ΔＴ制限値生成器３９ｂは、式（４２）に従って、平均トルク指令値Ｔo^＊の３倍の値を補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔに設定する。平均トルク指令値Ｔo^＊の３倍の値という大きい値が補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔとして設定されることで、補正トルク指令値ΔＴには、実質上、制限が与えられなくなる。

ΔＴ制限値生成器３９ｂは、以上のようにして生成した補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔを補正トルク生成器３４へ出力する。

＜補正トルク生成器の構成＞
図９は、本開示の実施例１の補正トルク生成器の構成例を示す図である。図９において、補正トルク生成器３４は、速度変動成分分離器３４ａと、速度変動振幅算出器３４ｂと、減算器３４ｃと、補正トルク振幅算出器３４ｄと、速度変動位相修正器３４ｅと、直交成分分離器３４ｆと、補正トルク復調器３４ｇと、補正トルク振幅制限器３４ｈとを有する。

図９において、速度変動成分分離器３４ａは、機械角周期毎に、機械角位相θｍに基づいて、式（４３．１）及び式（４３．２）に従って、機械角推定角速度変動Δωｍを、Δωｍの基本波成分である２つのフーリエ係数ωｓｉｎ（ｓｉｎ成分）とωｃｏｓ（ｃｏｓ成分）とへ分離する。機械角推定角速度変動Δωｍの基本波成分のフーリエ係数が機械角周期毎に算出されることで、機械角推定角速度変動Δωｍの高調波成分が除去されて機械角推定角速度変動Δωｍの基本波成分を精度よく抽出することができる。ωｓｉｎ及びωｃｏｓは、機械角周期毎に更新される値である。

速度変動振幅算出器３４ｂは、フーリエ係数ωｓｉｎ，ωｃｏｓに基づいて、式（４４）に従って、速度変動振幅|Δωｍ|を算出する。ωｓｉｎ及びωｃｏｓは機械角周期毎に更新される値であるため、速度変動振幅|Δωｍ|も機械角周期毎に更新される。

減算器３４ｃは、速度変動振幅算出器３４ｂより出力された速度変動振幅|Δωｍ|から速度変動許容値|Δωｍ|^＊を減算することにより速度変動誤差|Δωｍ|ｅｒｒを算出する。速度変動許容値|Δωｍ|^＊は、モータＭの振動が許容できる範囲での速度変動振幅|Δωｍ|を規定したものである。

補正トルク振幅算出器３４ｄは、速度変動振幅|Δωｍ|と速度変動許容値|Δωｍ|^＊との誤差に応じて補正トルク振幅|ΔＴ|を機械角周期毎に調整する。例えば、補正トルク振幅算出器３４ｄは、式（４５）に従って、速度変動振幅|Δωｍ|と速度変動許容値|Δωｍ|^＊との誤差である速度変動誤差|Δωｍ|ｅｒｒに補正ゲインｋを乗算し、乗算結果と|ΔＴ|_ｏｌｄとを加算することにより補正トルク振幅|ΔＴ|を算出する。式（４５）における|ΔＴ|_ｏｌｄは、前回の機械角周期における補正トルク振幅|ΔＴ|である。補正ゲインｋを適切に設定することで、速度変動|Δω|が速度変動許容値|Δωｍ|^＊の境界でハンチングすることや、急激な負荷トルク変化によって速度変動|Δω|が速度変動許容値|Δωｍ|^＊よりも大きくなって振動が発生することを抑制できる。

補正トルク振幅制限器３４ｈは、補正トルク振幅算出器３４ｄより出力された補正トルク振幅|ΔＴ|が、補正トルク制限値生成器３９より出力された補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔより大きいときは、補正トルク振幅|ΔＴ|の値を補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔによって書き換え、補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔに書き換え後の補正トルク振幅|ΔＴ|を直交成分分離器３４ｆへ出力する。つまり、補正トルク振幅|ΔＴ|が補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔより大きいときは、補正トルク振幅|ΔＴ|の値が補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔに設定される。補正トルク振幅|ΔＴ|の値が補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔに設定されることで、モータＭの制御が不安定になることを防止できる。

一方で、補正トルク振幅|ΔＴ|が補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔ以下のときは、補正トルク振幅制限器３４ｈは、補正トルク振幅算出器３４ｄより出力された補正トルク振幅|ΔＴ|をそのまま直交成分分離器３４ｆへ出力する。

速度変動位相修正器３４ｅは、機械角周期毎に取得される機械角推定角速度変動Δωｍの位相を修正する。例えば、速度変動位相修正器３４ｅは、式（４６．１）及び式（４６．２）に従って、フーリエ係数ωｓｉｎ，ωｃｏｓのそれぞれに補正ゲインｋを乗算し、それぞれの乗算結果にωｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄ，ωｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄを加算する。式（４６．１）におけるωｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄは、前回の機械角周期におけるωｓｉｎ_ｉであり、式（４６．２）におけるωｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄは、前回の機械角周期におけるωｃｏｓ_ｉである。そして、速度変動位相修正器３４ｅは、式（４６．３）に従って、ωｓｉｎ_ｉ及びωｃｏｓ_ｉの逆正接（Arctangent）を速度変動修正位相φωｉとして算出する。この速度変動修正位相φωｉが、トルク制御を行う際の位相の基準になり、この基準に対してπ／２遅角した位相が補正トルク指令値ΔＴの位相（補正トルク位相）となる。

直交成分分離器３４ｆは、補正トルク振幅制限器３４ｈより出力された補正トルク振幅|ΔＴ|と、速度変動位相修正器３４ｅより出力された速度変動修正位相φωｉとに基づいて、式（４７．１）及び式（４７．２）に従って、速度変動修正位相φωｉのｓｉｎ成分（ωｓｉｎ_ｉ）とｃｏｓ成分（ωｃｏｓ_ｉ）とを算出する。この処理は、式（４６．１）及び式（４６．２）の演算による位相修正時の発散を防止する役割も有する。

補正トルク復調器３４ｇは、速度変動修正位相φωｉのｓｉｎ成分（ωｓｉｎ_ｉ）とｃｏｓ成分（ωｃｏｓ_ｉ）とに基づいて、式（４８．１）及び式（４８．２）に従って、補正トルク指令値ΔＴを算出する。この処理により速度変動修正位相φωｉからπ／２だけ遅角した補正トルク位相へ変換され、機械角位相θｍでの補正トルク指令値ΔＴの瞬時値が生成される。

なお、補正トルク復調器３４ｇは、式（４８．１）及び式（４８．２）に代えて式（４９）に従って補正トルク指令値ΔＴの瞬時値を算出しても良い。

そして、図１に示す加算器１３は、式（５０）に従って、補正トルク復調器３４ｇより出力された補正トルク指令値ΔＴを、速度制御器１２より出力された平均トルク指令値Ｔo^＊に加算することにより合計トルク指令値Ｔ^＊を算出する。

＜モータ制御装置の動作＞
図１０は、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。

図１０に示す定誘起電圧楕円は、モータの誘起電圧Ｖｏが等しくなる電流ベクトル軌跡であり、電気角推定角速度ωｅが大きくなると定誘起電圧楕円の径は小さくなる。図１０に示す定誘起電圧楕円は、電気角推定角速度ωｅが一定の場合の電流ベクトル軌跡を示す。

本実施例のモータ制御装置１００は、モータＭのトルク制御を行う際、トルク制御により±ΔＴだけ変動する定トルク曲線Ｔ^＊（＝Ｔo^＊±ΔＴ）と、定誘起電圧楕円との交点に基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を算出する。

本実施例では、“ΔＴ≠０”かつ“Ｉｄ_ｐｅａｋ≧０”のときに、ΔＴ振幅制限フラグが“オン”に設定されることにより、式（４１）に従って補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔが生成される。このように、０（ゼロ）をｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋの上限閾値として補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔが生成されることにより、図１０に示すように、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊は負の値に維持されるため、ｄ軸電流Ｉｄも負の値に維持される。よって、ｄ軸電流Ｉｄが正の値となる過励磁になってしまうことを防止できるため、モータの制御が不安定になることを防止できる。

以上、本開示の実施例１について説明した。

[実施例２]
本実施例では、ΔＴ制限値生成器３９ｂの動作が実施例１と相違する。以下、実施例１と異なる点について説明する。

＜ΔＴ制限値生成器３９ｂの動作＞
実施例１のように、ｄ軸電流Ｉｄが正の値にならない（ｄ軸電流Ｉｄが負の値になる）ように補正トルク指令値ΔＴに制限を与えると、モータＭの制御が不安定になることを防止できる一方で、モータＭの制振効果が低下する。また、実使用上は、ｄ軸電流Ｉｄが正の値になった瞬間にモータＭの制御が直ちに不安定になってしまう訳ではなく、ｄ軸電流Ｉｄがある程度増加しなければモータＭの制御は不安定にならない。

そこで、ΔＴ制限値生成器３９ｂは、補正トルク生成器３４より出力された補正トルク指令値ΔＴが０（ゼロ）でないとき（つまり、トルク制御が実行中のとき）で、かつ、ピークホールド算出器３９ａより出力されたｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋが所定のｄ軸電流制限値Ｉｄ_ｌｉｍｉｔ以上（但し、Ｉｄ_ｌｉｍｉｔ＞０）であるときに、ΔＴ振幅制限フラグを“オン”に設定する。つまり、ΔＴ制限値生成器３９ｂは、“ΔＴ≠０”かつ“Ｉｄ_ｐｅａｋ≧Ｉｄ_ｌｉｍｉｔ”のときに、ΔＴ振幅制限フラグを“オン”に設定する。“ΔＴ≠０”かつ“Ｉｄ_ｐｅａｋ≧Ｉｄ_ｌｉｍｉｔ”のときは、モータＭの制御が不安定にならないように補正トルク指令値ΔＴに制限を与えたいときに相当する。

ΔＴ制限値生成器３９ｂは、上記のようにしてΔＴ振幅制限フラグを“オン”に設定したときは、前回の機械角周期における補正トルク振幅｜ΔＴ｜である｜ΔＴ｜_ｏｌｄと、ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋとに基づいて、式（５１）に従って、補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔを生成する。式（５１）における“ｇ”は、ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋとｄ軸電流制限値Ｉｄ_ｌｉｍｉｔとの偏差“Ｉｄ_ｐｅａｋ－Ｉｄ_ｌｉｍｉｔ”に乗算される所定のゲイン値である。つまり、ΔＴ振幅制限フラグが“オン”であるときは、ΔＴ制限値生成器３９ｂは、前回の機械角周期の補正トルク振幅｜ΔＴ｜_ｏｌｄを積分項に見立てた積分制御を行う。こうすることで、ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋとｄ軸電流制限値Ｉｄ_ｌｉｍｉｔとの偏差が正の値となってモータＭの制御が不安定化しそうな場合に、補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔが減少することに伴ってｄ軸電流Ｉｄがｄ軸電流制限値Ｉｄ_ｌｉｍｉｔ未満に減少する。

＜モータ制御装置の動作＞
図１１は、本開示の実施例２のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。

本実施例では、“ΔＴ≠０”かつ“Ｉｄ_ｐｅａｋ≧Ｉｄ_ｌｉｍｉｔ”のときに、ΔＴ振幅制限フラグが“オン”に設定されることにより、式（５１）に従って補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔが生成される。このように、所定のｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋをｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋの上限閾値として補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔが生成されることにより、図１１に示すように、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊はｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋ未満に維持されるため、ｄ軸電流Ｉｄもｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋ未満に維持される。つまり、実施例１では、ｄ軸電流Ｉｄの可動範囲が０未満の範囲であったのに対し、本実施例では、ｄ軸電流Ｉｄの可動範囲がＩｄ_ｐｅａｋ未満の範囲に拡張される。よって、本実施例では、モータの制御が不安定になることを防止しつつ、実施例１よりも、モータＭの制振効果を向上させることができる。

以上、本開示の実施例２について説明した。

[実施例３]
本実施例では、ΔＴ制限値生成器３９ｂの動作が実施例１，２と相違する。以下、実施例１，２と異なる点について説明する。

＜ΔＴ制限値生成器３９ｂの動作＞
実施例２における所定のｄ軸電流制限値Ｉｄ_ｌｉｍｉｔはチューニングによって適切な値に設定されるため、ｄ軸電流制限値Ｉｄ_ｌｉｍｉｔの設定にはチューニングの工数がかかることがある。また、ｄ軸電流Ｉｄの値がｑ軸電流の平均値より大きくなったときにモータＭの制御が不安定になる傾向が見られる。

そこで、ΔＴ制限値生成器３９ｂは、補正トルク生成器３４より出力された補正トルク指令値ΔＴが０（ゼロ）でないとき（つまり、トルク制御が実行中のとき）で、かつ、ピークホールド算出器３９ａより出力されたｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋがｑ軸電流平均値Ｉｑ_ａｖｅ以上であるときに、ΔＴ振幅制限フラグを“オン”に設定する。つまり、ΔＴ制限値生成器３９ｂは、“ΔＴ≠０”かつ“Ｉｄ_ｐｅａｋ≧Ｉｑ_ａｖｅ”のときに、ΔＴ振幅制限フラグを“オン”に設定する。“ΔＴ≠０”かつ“Ｉｄ_ｐｅａｋ≧Ｉｑ_ａｖｅ”のときは、モータＭの制御が不安定にならないように補正トルク指令値ΔＴに制限を与えたいときに相当する。

ΔＴ制限値生成器３９ｂは、上記のようにしてΔＴ振幅制限フラグを“オン”に設定したときは、前回の機械角周期における補正トルク振幅｜ΔＴ｜である｜ΔＴ｜_ｏｌｄと、ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋとに基づいて、式（５２）に従って、補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔを生成する。式（５２）における“ｇ”は、ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋとｑ軸電流平均値Ｉｑ_ａｖｅとの偏差“Ｉｄ_ｐｅａｋ－Ｉｑ_ａｖｅ”に乗算される所定のゲイン値である。つまり、ΔＴ振幅制限フラグが“オン”であるときは、ΔＴ制限値生成器３９ｂは、前回の機械角周期の補正トルク振幅｜ΔＴ｜_ｏｌｄを積分項に見立てた積分制御を行う。こうすることで、ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋとｑ軸電流平均値Ｉｑ_ａｖｅとの偏差が正の値となってモータＭの制御が不安定化しそうな場合に、補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔが減少することに伴ってｄ軸電流Ｉｄがｑ軸電流平均値Ｉｑ_ａｖｅ未満に減少する。

＜モータ制御装置の動作＞
図１２は、本開示の実施例３のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。

本実施例では、“ΔＴ≠０”かつ“Ｉｄ_ｐｅａｋ≧Ｉｑ_ａｖｅ”のときに、ΔＴ振幅制限フラグが“オン”に設定されることにより、式（５２）に従って補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔが生成される。このように、ｑ軸電流平均値Ｉｑ_ａｖｅをｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋの上限閾値として補正トルク制限値｜ΔＴ｜_ｌｉｍｉｔが生成されることにより、図１２に示すように、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊はｑ軸電流平均値Ｉｑ_ａｖｅ未満に維持されるため、ｄ軸電流Ｉｄもｑ軸電流平均値Ｉｑ_ａｖｅ未満に維持される。つまり、実施例１では、ｄ軸電流Ｉｄの可動範囲が０未満の範囲であったのに対し、本実施例では、ｄ軸電流Ｉｄの可動範囲がＩｑ_ａｖｅ未満の範囲に拡張される。また、ｑ軸電流平均値Ｉｑ_ａｖｅはチューニングによって設定される値ではなく、時間の経過に伴って変化するｑ軸電流Ｉｑの平均値である。よって、本実施例では、モータの制御が不安定になることを防止しつつ、実施例１よりも、モータＭの制振効果を向上させることができる。さらに、本実施例では、実施例２に比べ、ｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋの上限閾値をチューニングレスで設定することができる。

以上のように、本開示のモータ制御装置（実施例１のモータ制御装置１００）は、電流指令値生成器（実施例１の電流指令値生成器１４）と、制御切替判定部（実施例１の制御切替判定部１５）と、補正トルク制限値生成器（実施例１の補正トルク制限値生成器３９）とを有する。電流指令値生成器は、速度指令値（実施例１の機械角速度指令値ωｍ^＊）とモータの速度（実施例１の機械角推定角速度ωｍ）とに基づいて生成されるトルク指令値（実施例１の合計トルク指令値Ｔ^＊）と、トルク指令値を補正するための補正トルク指令値（実施例１の補正トルク指令値ΔＴ）とに基づいて電流指令値（実施例１のｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊，ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊）を算出する。制御切替判定部は、モータの制御領域が電圧飽和領域にあるか否かを判定する。補正トルク制限値生成器は、補正トルク指令値がゼロでなく、かつ、制御領域が電圧飽和領域にあるモータのｄ軸電流の最大値（実施例１のｄ軸電流ピーク値Ｉｄ_ｐｅａｋ）が閾値以上のときに、補正トルク指令値に制限を与える。例えば、補正トルク制限値生成器は、ｄ軸電流の最大値に対する閾値としてゼロを用いる。

このようにして補正トルク指令値に制限を与えることで、モータが過励磁の状態になることを防止できるため、モータの制御が不安定になることを防止できる。

また、補正トルク制限値生成器は、モータの回転速度の変動幅（実施例１の速度変動振幅|Δωｍ|）が許容値（実施例１の速度変動許容値|Δωｍ|^＊）より小さいときに、補正トルク指令値に与えられている制限を解除する。

こうすることで、トルク制限ハンチングが発生することを防止できる。

例えば、補正トルク制限値生成器は、ｄ軸電流の最大値に対する閾値としてゼロより大きい所定の値（実施例２のｄ軸電流制限値Ｉｄ_ｌｉｍｉｔ）を用いても良い。

また例えば、補正トルク制限値生成器は、ｄ軸電流の最大値に対する閾値としてモータのｑ軸電流の平均値（実施例３のｑ軸電流平均値Ｉｑ_ａｖｅ）を用いても良い。

１００ モータ制御装置
１４ 電流指令値生成器
１５ 制御切替判定部
３４ 補正トルク生成器
３９ 補正トルク制限値生成器

Claims (5)

1. 速度指令値とモータの速度とに基づいて生成されるトルク指令値と、前記トルク指令値を補正するための補正トルク指令値とに基づいて電流指令値を生成する電流指令値生成器と、
   前記モータの制御領域が電圧飽和領域にあるか否かを判定する制御切替判定部と、
   前記補正トルク指令値がゼロでなく、かつ、前記制御領域が前記電圧飽和領域にある前記モータのｄ軸電流の最大値が閾値以上のときに、前記補正トルク指令値に制限を与える補正トルク制限値生成器と、
   を具備するモータ制御装置。
2. 前記補正トルク制限値生成器は、前記モータの回転速度の変動幅が許容値より小さいときに、前記補正トルク指令値に与えられている前記制限を解除する、
   請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記補正トルク制限値生成器は、前記閾値としてゼロを用いる、
   請求項１に記載のモータ制御装置。
4. 前記補正トルク制限値生成器は、前記閾値としてゼロより大きい所定の値を用いる、
   請求項１に記載のモータ制御装置。
5. 前記補正トルク制限値生成器は、前記閾値として前記モータのｑ軸電流の平均値を用いる、
   請求項１に記載のモータ制御装置。

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