JP2023047965A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの制御の安定化を図ること。【解決手段】モータ制御装置１００において、加算器４４，４５は、モータＭを所望の回転数で駆動するためのｄ軸駆動用電圧指令値Ｖｄｍ，ｑ軸駆動用電圧指令値Ｖｑｍと、モータＭのロータ位置の推定に用いられる高周波電流を発生させるためのｄ軸高周波電圧指令値Ｖｄｈ＊，ｑ軸高周波電圧指令値Ｖｑｈ＊とを加算することによりｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊，ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出し、軸誤差演算器３０は、ｄ軸高周波電圧指令値Ｖｄｈ＊，ｑ軸高周波電圧指令値Ｖｑｈ＊の印加に応じて発生する高周波電流を用いて軸誤差Δθを算出し、高周波電圧振幅調整器７２は、２相電流から分離される鏡相電流ベクトルＩｈｎに基づいて高周波電圧振幅指令値Ｖｈ＊を調整し、高周波電圧指令値生成器４３は、調整後の高周波電圧振幅指令値に基づいてｄ軸高周波電圧指令値Ｖｄｈ＊，ｑ軸高周波電圧指令値Ｖｑｈ＊を生成する。【選択図】図１

Description

本開示は、モータ制御装置に関する。

交流モータのためのセンサレスベクトル制御におけるロータ位置の推定技術の一つとして、トルク発生に寄与しない高周波電圧をモータに印加し、検出電流に含まれる高周波成分（以下では「高周波電流」と呼ぶことがある）を用いてロータ位置の推定を行う技術がある。この技術では、高周波電圧の印加に応じて発生する高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する同相電流ベクトルと、高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する鏡相電流ベクトルとに基づいてロータ位置を推定する（特許文献１）。

特開２００２－１７１７９９号公報

ここで、モータのロータ位置の推定の精度（以下では「位置推定精度」と呼ぶことがある）は、鏡相電流ベクトルの振幅に大きく影響を受ける。また、鏡相電流ベクトルの振幅はモータのパラメータ（以下では「モータパラメータ」と呼ぶことがある）によって変化する。電流特性のあるモータパラメータは、モータの負荷やモータの回転数等のモータの駆動条件（以下では「モータ駆動条件」と呼ぶことがある）に応じて変化するため、モータ駆動条件によっては、鏡相電流ベクトルの振幅が小さくなってしまうことがある。鏡相電流ベクトルの振幅が小さくなってしまうと、鏡相電流ベクトルの振幅に対するノイズの比率が大きくなるため、Ｓ／Ｎ比が十分確保できないことになる。その結果、ノイズの影響によってモータの制御が不安定になってしまう。

そこで、本開示では、モータの制御の安定化を図ることができる技術を提案する。

本開示のモータ制御装置は、加算器と、軸誤差演算器と、電流算出器と、変換器と、調整器と、生成器とを有する。前記加算器は、モータを所望の回転数で駆動するための駆動用電圧指令値と、前記モータのロータ位置の推定に用いられる高周波電流を発生させるための高周波電圧指令値とを加算することにより電圧指令値を算出する。前記軸誤差演算器は、前記高周波電圧指令値の印加に応じて発生する前記高周波電流を用いて軸誤差を算出する。前記電流算出器は、前記高周波電流を含む３相電流を算出する。前記変換器は、前記３相電流を前記高周波電流を含む２相電流に変換する。前記調整器は、前記２相電流から分離される鏡相電流ベクトルに基づいて高周波電圧振幅指令値を調整する。前記生成器は、調整後の前記高周波電圧振幅指令値に基づいて、前記高周波電圧指令値を生成する。

本開示によれば、モータの制御の安定化を図ることができる。

図１は、本開示の実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。 図２は、本開示の実施例１の高周波電圧指令値生成器の構成例を示す図である。 図３は、本開示の実施例１の軸誤差演算器の構成例を示す図である。 図４は、本開示の実施例１の同相鏡相電流ベクトル生成器の構成例を示す図である。 図５は、本開示の実施例１の高周波電圧振幅調整器の構成例を示す図である。 図６は、本開示の実施例１の高周波電圧振幅調整器における処理手順例を示すフローチャートである。 図７は、本開示の実施例１のピークホールド算出器の動作例を示す図である。 図８は、本開示の実施例２の高周波電圧振幅調整器の構成例を示す図である。 図９は、本開示の実施例２の高周波電圧振幅調整器における処理手順例を示すフローチャートである。 図１０は、本開示の実施例２のピークホールド算出器の動作例を示す図である。

以下、本開示の実施例を図面に基づいて説明する。以下の実施例において、同一の部位には同一の符号を付し、重複する説明を省略することがある。

本開示では、圧縮機を駆動する永久磁石同期モータ（Permanent Magnet Synchronous Motor：ＰＭＳＭ）の位置センサレスベクトル制御を行うモータ制御装置を一例に挙げて説明する。しかし、開示の技術は、磁気突極性を有するモータに対し、磁気突極性を利用してロータ位置の推定を行うモータ制御装置に広く適用可能である。

［実施例１］
＜モータ制御装置の構成＞
図１は、本開示の実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。図１において、モータ制御装置１００は、減算器１１，１８，１９と、速度制御器１２と、加算器２１，２２，４４，４５と、電流指令値算出器１４と、電流制御器２０と、ｄ－ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２３と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器２４と、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）２５とを有する。ＩＰＭ２５は、モータＭに接続される。モータＭの一例としてＰＭＳＭが挙げられる。

また、モータ制御装置１００は、シャント抵抗２６と、電流センサ２７ａ，２７ｂと、３φ電流算出器２８とを有する。なお、モータ制御装置１００は、シャント抵抗２６、または、電流センサ２７ａ，２７ｂの何れか一方を有していれば良い。

また、モータ制御装置１００は、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９と、軸誤差演算器３０と、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御器３１と、位置推定器３２と、１／Ｐｎ処理器３３と、非干渉化制御器３６とを有する。

また、モータ制御装置１００は、高周波除去フィルタ４１，４２と、高周波電圧指令値生成器４３と、Ｐｎ処理器４６とを有する。

また、モータ制御装置１００は、高周波電圧振幅調整器７２を有する。

減算器１１は、モータ制御装置１００の外部（例えば、上位のコントローラ）からモータ制御装置１００へ入力される機械角速度指令値ωｍ^＊から、１／Ｐｎ処理器３３より出力される現在の推定角速度である機械角推定角速度ωｍを減算することにより角速度誤差Δωを算出する。

速度制御器１２は、角速度誤差Δωの平均が０に近づくようなトルク指令値Ｔ^＊を生成する。

電流指令値算出器１４は、トルク指令値Ｔ^＊をｄ－ｑ座標軸上のｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊とｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊とに分配する。

減算器１８は、高周波除去フィルタ４１より出力される高周波除去ｄ軸電流値Ｉｄｍをｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊から減算することにより、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊と高周波除去ｄ軸電流値Ｉｄｍとの誤差であるｄ軸電流誤差Ｉｄ_ｄｉｆｆを算出する。減算器１９は、高周波除去フィルタ４２より出力される高周波除去ｑ軸電流値Ｉｑｍをｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊から減算することにより、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊と高周波除去ｑ軸電流値Ｉｑｍとの誤差であるｑ軸電流誤差Ｉｑ_ｄｉｆｆを算出する。

電流制御器２０は、入力されたｄ軸電流誤差Ｉｄ_ｄｉｆｆに基づいてＰＩ（Proportional Integral）制御を行うことにより仮ｄ軸電圧指令値Ｖｄｔを算出する。また、電流制御器２０は、入力されたｑ軸電流誤差Ｉｑ_ｄｉｆｆに基づいてＰＩ制御を行うことにより仮ｑ軸電圧指令値Ｖｑｔを算出する。

非干渉化制御器３６は、Ｐｎ処理器４６より出力される電気角速度指令値ωｅ^＊と、電流指令値算出器１４より出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊とに基づいて、仮ｄ軸電圧指令値Ｖｄｔを補償するためのｄ軸非干渉化電圧指令値Ｖｄａを生成する。また、非干渉化制御器３６は、Ｐｎ処理器４６より出力される電気角速度指令値ωｅ^＊と、電流指令値算出器１４より出力されるｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊とに基づいて、仮ｑ軸電圧指令値Ｖｑｔを補償するためのｑ軸非干渉化電圧指令値Ｖｑａを生成する。ｄ軸非干渉化電圧指令値Ｖｄａ及びｑ軸非干渉化電圧指令値Ｖｑａは、ｄ－ｑ座標軸間の干渉をフィードフォワードでキャンセルするための非干渉化補償値である。

加算器２１は、ｄ軸非干渉化電圧指令値Ｖｄａを仮ｄ軸電圧指令値Ｖｄｔに加算することによりｄ軸駆動用電圧指令値Ｖｄｍを算出する。加算器２２は、ｑ軸非干渉化電圧指令値Ｖｑａを仮ｑ軸電圧指令値Ｖｑｔに加算することによりｑ軸駆動用電圧指令値Ｖｑｍを算出する。これにより、ｄ－ｑ座標軸間の干渉がフィードフォワードでキャンセルされたｄ軸駆動用電圧指令値Ｖｄｍ及びｑ軸駆動用電圧指令値Ｖｑｍが得られる。

ｄ－ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２３は、加算器４４，４５より出力される２相のｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を、位置推定器３２より出力される電気角位相θｅに基づいて、３相のＵ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊及びＷ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊へ変換する。位置推定器３２より出力される電気角位相θｅは、モータＭの現在のロータ位置を示す。

ＰＷＭ変調器２４は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊と、ＰＷＭキャリア信号とに基づいて、６相のＰＷＭ信号を生成し、生成した６相のＰＷＭ信号をＩＰＭ２５へ出力する。

ＩＰＭ２５は、ＰＷＭ変調器２４より出力される６相のＰＷＭ信号に基づいて、直流電圧ＶｄｃからＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の交流電圧を生成し、生成した３相それぞれの交流電圧をモータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ印加する。

３φ電流算出器２８は、シャント抵抗２６を用いた１シャント方式で母線電流が検出される場合、ＰＷＭ変調器２４より出力される６相のＰＷＭスイッチング情報と、検出された母線電流とから、モータＭのＵ相電流値Ｉｕ、Ｖ相電流値Ｉｖ、Ｗ相電流値Ｉｗを算出する。または、３φ電流算出器２８は、電流センサ２７ａ，２７ｂでＵ相電流及びＶ相電流が検出される場合、残りのＷ相電流値Ｉｗを“Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０”のキルヒホッフの法則に基づいて算出する。３φ電流算出器２８は、各相の相電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９へ出力する。

ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９は、位置推定器３２より出力される電気角位相θｅに基づいて、３相のＵ相電流値Ｉｕ、Ｖ相電流値Ｉｖ、Ｗ相電流値Ｉｗを、２相のｄ軸電流値Ｉｄ及びｑ軸電流値Ｉｑへ変換する。

高周波除去フィルタ４１は、ｄ軸電流値Ｉｄの高周波成分をｄ軸電流値Ｉｄから除去することにより、トルク発生に寄与する駆動成分である高周波除去ｄ軸電流値Ｉｄｍをｄ軸電流値Ｉｄから抽出する。また、高周波除去フィルタ４２は、ｑ軸電流値Ｉｑの高周波成分をｑ軸電流値Ｉｑから除去することにより、トルク発生に寄与する駆動成分である高周波除去ｑ軸電流値Ｉｑｍをｑ軸電流値Ｉｑから抽出する。高周波除去フィルタ４１，４２は、例えば、バンドストップフィルタＦ（ｓ）により実現される。高周波角周波数ωｈ^＊をバンドストップの中心周波数とするバンドストップフィルタＦ（ｓ）は式（１）に従って実現可能である。高周波角周波数ωｈ^＊は、モータ制御装置１００の外部（例えば、上位のコントローラ）からモータ制御装置１００へ入力される。式（１）において、“ｓ”はラプラス演算子、“ｄ”はノッチの深さ、“ζ”はノッチの帯域幅を表す所定のフィルタ係数である。

ＰＬＬ制御器３１は、軸誤差Δθに基づいて、モータＭの現在の推定角速度である電気角推定角速度ωｅを算出する。

位置推定器３２は、電気角推定角速度ωｅに基づいて電気角位相θｅを推定する。

１／Ｐｎ処理器３３は、電気角推定角速度ωｅをモータＭの極対数Ｐｎで除算することにより機械角推定角速度ωｍを算出する。

Ｐｎ処理器４６は、機械角速度指令値ωｍ^＊にモータＭの極対数Ｐｎを乗算することに電気角速度指令値ωｅ^＊を算出する。

高周波電圧指令値生成器４３は、高周波角周波数ωｈ^＊と、高周波電圧振幅調整器７２から入力される高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊とに基づいて、ｄ軸高周波電圧指令値Ｖｄｈ^＊及びｑ軸高周波電圧指令値Ｖｑｈ^＊を生成する。以下では、ｄ軸高周波電圧指令値とｑ軸高周波電圧指令値とを「高周波電圧ベクトル」と総称することがある。高周波電圧ベクトルＶｄｈ^＊，Ｖｑｈ^＊は、ロータ位置の推定に用いられる高周波電流を発生させるために生成され、ロータ位置の推定のためのトルク発生には寄与しない。つまり、ロータ位置の推定に用いられる高周波電流は、高周波電圧ベクトルＶｄｈ^＊，Ｖｑｈ^＊の印加に応じて発生する。

加算器４４は、ロータ位置の推定のためのトルク発生に寄与するｄ軸駆動用電圧指令値Ｖｄｍとｄ軸高周波電圧指令値Ｖｄｈ^＊とを加算することによりｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を算出する。加算器４５は、ロータ位置の推定のためのトルク発生に寄与するｑ軸駆動用電圧指令値Ｖｑｍとｑ軸高周波電圧指令値Ｖｑｈ^＊とを加算することによりｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を算出する。

軸誤差演算器３０は、ｄ軸電流値Ｉｄと、ｑ軸電流値Ｉｑと、高周波角周波数ωｈ^＊とに基づいて、軸誤差Δθ（実際の回転軸と推定された回転軸との差）を算出する。ｄ軸電流値Ｉｄ及びｑ軸電流値Ｉｑには高周波電流が含まれる。つまり、軸誤差演算器３０は、高周波電圧ベクトルＶｄｈ^＊，Ｖｑｈ^＊の印加に応じて発生する高周波電流ベクトルを用いて、ｄ－ｑ座標軸とｄ－ｑ座標軸の推定座標軸とのズレである軸誤差Δθを算出する。また、軸誤差演算器３０は、ｄ軸電流値Ｉｄ及びｑ軸電流値Ｉｑに含まれる鏡相電流ベクトルＩｈｎを検出し、検出した鏡相電流ベクトルＩｈｎを高周波電圧振幅調整器７２へ出力する。

高周波電圧振幅調整器７２は、鏡相電流ベクトルＩｈｎに基づいて高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊を調整し、調整後の高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊を高周波電圧指令値生成器４３へ出力する。これにより、モータＭのロータ位置の推定に用いられる高周波電流を発生させるための高周波電圧の振幅が調整される。

＜高周波電圧指令値生成器の構成＞
図２は、本開示の実施例１の高周波電圧指令値生成器の構成例を示す図である。図２において、高周波電圧指令値生成器４３は、位相発生器４３ａと、余弦正弦信号発生器４３ｂと、乗算器４３ｃとを有する。

位相発生器４３ａは、“０≦θｈ≦２π”の範囲で高周波角周波数ωｈ^＊を積分することにより、高周波電圧ベクトルの位相である高周波位相θｈを生成する。

余弦正弦信号発生器４３ｂは、式（２）に従って、高周波位相θｈの余弦・正弦値ｕ（θｈ）を発生する。

乗算器４３ｃは、余弦・正弦値ｕ（θｈ）と高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊とに基づいて式（３）に従ってｄ軸高周波電圧指令値Ｖｄｈ^＊及びｑ軸高周波電圧指令値Ｖｑｈ^＊を生成する。

＜軸誤差演算器の構成＞
図３は、本開示の実施例１の軸誤差演算器の構成例を示す図である。図３において、軸誤差演算器３０は、同相鏡相電流ベクトル生成器３０１と、鏡相推定器３０２とを有する。軸誤差演算器３０は、モータＭの磁気突極性を利用し、高周波角周波数ωｈ^＊と、ｄ軸電流値Ｉｄと、ｑ軸電流値Ｉｑとに基づいて、軸誤差Δθを算出する。図４は、本開示の実施例１の同相鏡相電流ベクトル生成器の構成例を示す図である。図４において、同相鏡相電流ベクトル生成器３０１は、符号反転器ｂ１１と、Ｄ因子フィルタｂ１２，ｂ１３とを有する。

図４において、符号反転器ｂ１１は、高周波角周波数ωｈ^＊の符号を反転し、符号反転後の高周波角周波数－ωｈ^＊をＤ因子フィルタｂ１２へ出力する。

Ｄ因子フィルタｂ１２，ｂ１３は、同相成分と鏡相成分とを分離・抽出するフィルタであり、Ｄ因子フィルタｂ１２，ｂ１３におけるＤ因子は、単位行列Ｉと交代行列Ｊとラプラス演算子ｓとを用いた式（４）によって定義される。

Ｄ因子フィルタｂ１２は、符号反転後の高周波角周波数－ωｈ^＊に基づいて、ｄ軸電流値Ｉｄ及びｑ軸電流値Ｉｑに含まれる同相電流ベクトルＩｈｐを検出する。同相電流ベクトルＩｈｐは、高周波電圧ベクトルＶｄｈ^＊，Ｖｑｈ^＊の印加に応じて発生する高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する。Ｄ因子フィルタｂ１２は、同相電流ベクトルＩｈｐを鏡相推定器３０２へ出力する。

Ｄ因子フィルタｂ１３は、高周波角周波数ωｈ^＊に基づいて、ｄ軸電流値Ｉｄ及びｑ軸電流値Ｉｑに含まれる鏡相電流ベクトルＩｈｎを検出する。鏡相電流ベクトルＩｈｎは、高周波電圧ベクトルＶｄｈ^＊，Ｖｑｈ^＊の印加に応じて発生する高周波磁束ベクトルと逆方向へ回転する。Ｄ因子フィルタｂ１３は、鏡相電流ベクトルＩｈｎを鏡相推定器３０２及び高周波電圧振幅調整器７２へ出力する。

ここで、Ｄ因子フィルタｂ１２，ｂ１３は、２×１ベクトルの各成分であるスカラ信号に対して、周波数特性Ｆ（ｓ＋ｊωｈ^＊）のフィルタと等価な働きをする。よって、Ｆ（ｓ）をローパスの特性をもつように設計してＤ因子フィルタｂ１２，ｂ１３に適用することで、Ｄ因子フィルタｂ１２，ｂ１３は、ωｈ^＊を中心周波数とするバンドパスフィルタとして機能することになる。さらに、Ｄ因子フィルタｂ１２，ｂ１３は、極性分離の特性を有している。つまり、Ｄ因子フィルタｂ１２，ｂ１３における極性分離のバンドパス特性により、ｄ軸電流値Ｉｄ及びｑ軸電流値Ｉｑを同相電流ベクトルＩｈｐと鏡相電流ベクトルＩｈｎとに分離することができる。

鏡相推定器３０２は、同相電流ベクトルＩｈｐと鏡相電流ベクトルＩｈｎとに基づいて、式（５）及び式（６）に従って軸誤差Δθを算出する。つまり、鏡相推定器３０２は、ノルムを同一化した同相電流ベクトルＩｈｐと鏡相電流ベクトルＩｈｎとのベクトル加算によって得られる合成ベクトルの逆正接を軸誤差Δθとして算出する。

＜高周波電圧振幅調整器の構成＞
図５は、本開示の実施例１の高周波電圧振幅調整器の構成例を示す図である。図５に示す高周波電圧振幅調整器７２ａは、図１に示す高周波電圧振幅調整器７２に該当する。図５において、高周波電圧振幅調整器７２ａは、ピークホールド算出器７２ａ１と、減算器７２ａ２と、電圧振幅算出器７２ａ３とを有する。

＜高周波電圧振幅調整器における処理手順＞
図６は、本開示の実施例１の高周波電圧振幅調整器における処理手順例を示すフローチャートである。

鏡相電流ベクトルＩｈｎは、ｄ－ｑ座標軸上で、ｄ軸の鏡相電流ベクトルであるｄ軸鏡相電流ベクトルＩｄｎと、ｑ軸の鏡相電流ベクトルであるｑ軸鏡相電流ベクトルＩｑｎとに分解可能である。また、鏡相電流ベクトルＩｈｎはｄ－ｑ座標軸上で真円を描くため、ｄ軸鏡相電流ベクトルＩｄｎとｑ軸鏡相電流ベクトルＩｑｎとは同一の振幅で揺れ、ｄ軸鏡相電流ベクトルＩｄｎのピーク値及びｑ軸鏡相電流ベクトルＩｑｎのピーク値は、鏡相電流ベクトルＩｈｎのピーク値に相当する。

そこで、図６に示すように、ステップＳ５０では、ピークホールド算出器７２ａ１は、カウンタｎを初期値の“１”にセットする。

次いで、ステップＳ１００では、ピークホールド算出器７２ａ１は、鏡相電流ベクトルＩｈｎから得られるｄ軸鏡相電流ベクトルＩｄｎの位相θｄｈが２πｎ未満であるか否かを判定する。位相θｄｈが２πｎ未満である間は（ステップＳ１００：Ｙｅｓ）、処理はステップＳ１０５へ進み、位相θｄｈが２πｎに達したときは（ステップＳ１００：Ｎｏ）、処理はステップＳ１１５へ進む。

ステップＳ１０５では、ピークホールド算出器７２ａ１は、初期値を０としてピークホールド算出器７２ａ１に予め記憶されている仮ｄ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｄｎ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐがｄ軸鏡相電流ベクトルＩｄｎの振幅値未満であるか否かを判定する。仮ｄ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｄｎ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐがｄ軸鏡相電流ベクトルＩｄｎの振幅値未満であるときは（ステップＳ１０５：Ｙｅｓ）、処理はステップＳ１１０へ進み、仮ｄ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｄｎ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐがｄ軸鏡相電流ベクトルＩｄｎの振幅値以上であるときは（ステップＳ１０５：Ｎｏ）、処理はステップＳ１００に戻る。

ステップＳ１１０では、ピークホールド算出器７２ａ１は、ｄ軸鏡相電流ベクトルＩｄｎの振幅値によって仮ｄ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｄｎ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐを更新する。ステップＳ１１０の処理後、処理はステップＳ１００に戻る。

一方で、ステップＳ１１５では、ピークホールド算出器７２ａ１は、仮ｄ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｄｎ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐによってｄ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｄｎ_ｐｅａｋを更新する。

次いで、ステップＳ１２０では、ピークホールド算出器７２ａ１は、仮ｄ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｄｎ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐを“０”に初期化する。

次いで、ステップＳ１２５では、ピークホールド算出器７２ａ１は、ｎをインクリメントする。

次いで、ステップＳ１３０では、減算器７２ａ２は、ｄ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｄｎ_ｐｅａｋからｄ軸鏡相電流ベクトル振幅指令値｜Ｉｄｎ｜^＊を減算することにより、ｄ軸鏡相電流ベクトル振幅指令値｜Ｉｄｎ｜^＊に対するｄ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｄｎ_ｐｅａｋの偏差｜Ｉｄｎ｜ｅｒｒを算出する。ｄ軸鏡相電流ベクトル振幅指令値｜Ｉｄｎ｜^＊は、モータＭを安定して駆動するために十分なＳ／Ｎ比が確保できることが分かっている最低限の値に定められ、モータ制御装置１００の外部（例えば、上位のコントローラ）から高周波電圧振幅調整器７２ａへ入力される。

次いで、ステップＳ１３５では、電圧振幅算出器７２ａ３は、所定のゲイン値ｇと偏差｜Ｉｄｎ｜ｅｒｒとを乗算し、前回の周期で算出された高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊からｇ×｜Ｉｄｎ｜ｅｒｒを減算した値によって高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊を更新することにより今回の周期での高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊を算出する。これにより、偏差｜Ｉｄｎ｜ｅｒｒが０に近づいていく。ステップＳ１３５の処理後、処理はステップＳ１００に戻る。

以上のように、高周波電圧振幅調整器７２ａでは、周期２π毎に、ｄ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｄｎ_ｐｅａｋが更新され、ｄ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｄｎ_ｐｅａｋがｄ軸鏡相電流ベクトル振幅指令値｜Ｉｄｎ｜^＊になるように高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊が調整される。

また、鏡相電流ベクトルＩｈｎの振幅｜Ｉｈｎ｜は式（７）によって表されるため、高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊の調整に応じて振幅｜Ｉｈｎ｜が調整される。式（７）において、“Ｌｄ”はモータＭのｄ軸インダクタンス、“Ｌｑ”はモータＭのｑ軸インダクタンスである。

なお、図６では、ｄ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｄｎ_ｐｅａｋ及び高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊の更新周期を２πとした。しかし、ｄ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｄｎ_ｐｅａｋ及び高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊の更新周期は、２π以外の所定の周期Ｔｍであっても良い。周期Ｔｍは、例えば４πであっても良い。

＜ピークホールド算出器の動作＞
図７は、本開示の実施例１のピークホールド算出器の動作例を示す図である。図７には、ｄ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｄｎ_ｐｅａｋ及び高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊の更新周期Ｔｍを２πとした場合を一例として示す。

図７に示すように、一つの所定期間Ｔｍ内において（ステップＳ１００：Ｙｅｓ）、仮ｄ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｄｎ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐよりｄ軸鏡相電流ベクトルＩｄｎの振幅値が大きくなると（ステップＳ１０５：Ｙｅｓ）、ｄ軸鏡相電流ベクトルＩｄｎの振幅値によって仮ｄ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｄｎ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐが逐次更新される（ステップＳ１１０）。つまり、一つの所定期間Ｔｍ内でｄ軸鏡相電流ベクトルＩｄｎの振幅値が上昇する区間においては、ｄ軸鏡相電流ベクトルＩｄｎの振幅の最大値をトレースするように仮ｄ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｄｎ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐが更新される。

そして、一つの所定期間Ｔｍの終了時点で（ステップＳ１００：Ｎｏ）、仮ｄ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｄｎ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐによってｄ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｄｎ_ｐｅａｋが更新される（ステップＳ１１５）。

ピークホールド算出器７２ａ１は、以上の動作を、周期Ｔｍで繰り返す。

ここで、鏡相電流ベクトルＩｈｎの振幅｜Ｉｈｎ｜は、一般的に、同相電流ベクトルＩｈｐの振幅｜Ｉｈｐ｜より小さくなる。また、式（７）から分かるように、振幅｜Ｉｈｎ｜は、モータパラメータＬｄ，Ｌｑに応じて変化する。モータパラメータＬｄ，Ｌｑには電流特性があるため、モータ駆動条件によってモータパラメータＬｄ，Ｌｑは変化する。このため、モータ駆動条件によっては、振幅｜Ｉｈｎ｜が小さくなってしまい、Ｓ／Ｎ比が十分確保できないことがある。

これに対し、高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊を一律で大きくしておくことにより、如何なるモータ駆動条件でもＳ／Ｎ比が十分確保できる大きさに振幅｜Ｉｈｎ｜を保つことが可能になる。

しかし、高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊が過度に大きくなると、モータＭの騒音増大やモータＭの効率悪化等を招いてしまう。

そこで、実施例１では、以上のように、ｄ軸鏡相電流ベクトルＩｄｎに基づいて高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊を調整するようにした。こうすることで、モータＭの騒音増大やモータＭの効率悪化等を防ぎつつ、鏡相電流ベクトルＩｈｎのＳ／Ｎ比を十分に確保できるようになるため、モータＭの制御の安定化を図ることができる。

以上、実施例１について説明した。

［実施例２］
実施例２では、ｑ軸鏡相電流ベクトルＩｑｎに基づいて高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊を調整する点が実施例１と相違する。以下、実施例１と異なる点について説明する。

＜高周波電圧振幅調整器の構成＞
図８は、本開示の実施例２の高周波電圧振幅調整器の構成例を示す図である。図８に示す高周波電圧振幅調整器７２ｂは、図１に示す高周波電圧振幅調整器７２に該当する。図８において、高周波電圧振幅調整器７２ｂは、ピークホールド算出器７２ｂ１と、減算器７２ｂ２と、電圧振幅算出器７２ｂ３とを有する。

＜高周波電圧振幅調整器における処理手順＞
図９は、本開示の実施例２の高周波電圧振幅調整器における処理手順例を示すフローチャートである。

図９に示すように、ステップＳ７０では、ピークホールド算出器７２ｂ１は、カウンタｎを初期値の“１”にセットする。

次いで、ステップＳ２００では、ピークホールド算出器７２ｂ１は、鏡相電流ベクトルＩｈｎから得られるｑ軸鏡相電流ベクトルＩｑｎの位相θｑｈが２πｎ未満であるか否かを判定する。位相θｑｈが２πｎ未満である間は（ステップＳ２００：Ｙｅｓ）、処理はステップＳ２０５へ進み、位相θｑｈが２πｎに達したときは（ステップＳ２００：Ｎｏ）、処理はステップＳ２１５へ進む。

ステップＳ２０５では、ピークホールド算出器７２ｂ１は、初期値を０としてピークホールド算出器７２ｂ１に予め記憶されている仮ｑ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｑｎ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐがｑ軸鏡相電流ベクトルＩｑｎの振幅値未満であるか否かを判定する。仮ｑ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｑｎ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐがｑ軸鏡相電流ベクトルＩｑｎの振幅値未満であるときは（ステップＳ２０５：Ｙｅｓ）、処理はステップＳ２１０へ進み、仮ｑ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｑｎ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐがｑ軸鏡相電流ベクトルＩｑｎの振幅値以上であるときは（ステップＳ２０５：Ｎｏ）、処理はステップＳ２００に戻る。

ステップＳ２１０では、ピークホールド算出器７２ｂ１は、ｑ軸鏡相電流ベクトルＩｑｎの振幅値によって仮ｑ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｑｎ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐを更新する。ステップＳ２１０の処理後、処理はステップＳ２００に戻る。

一方で、ステップＳ２１５では、ピークホールド算出器７２ｂ１は、仮ｑ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｑｎ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐによってｑ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｑｎ_ｐｅａｋを更新する。

次いで、ステップＳ２２０では、ピークホールド算出器７２ｂ１は、仮ｑ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｑｎ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐを“０”に初期化する。

次いで、ステップＳ２２５では、ピークホールド算出器７２ｂ１は、ｎをインクリメントする。

次いで、ステップＳ２３０では、減算器７２ｂ２は、ｑ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｑｎ_ｐｅａｋからｑ軸鏡相電流ベクトル振幅指令値｜Ｉｑｎ｜^＊を減算することにより、ｑ軸鏡相電流ベクトル振幅指令値｜Ｉｑｎ｜^＊に対するｑ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｑｎ_ｐｅａｋの偏差｜Ｉｑｎ｜ｅｒｒを算出する。ｑ軸鏡相電流ベクトル振幅指令値｜Ｉｑｎ｜^＊は、モータＭを安定して駆動するために十分なＳ／Ｎ比が確保できることが分かっている最低限の値に定められ、モータ制御装置１００の外部（例えば、上位のコントローラ）から高周波電圧振幅調整器７２ｂへ入力される。

次いで、ステップＳ２３５では、電圧振幅算出器７２ｂ３は、所定のゲイン値ｇと偏差｜Ｉｑｎ｜ｅｒｒとを乗算し、前回の周期で算出された高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊からｇ×｜Ｉｑｎ｜ｅｒｒを減算した値によって高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊を更新することにより今回の周期での高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊を算出する。これにより、偏差｜Ｉｑｎ｜ｅｒｒが０に近づいていく。ステップＳ２３５の処理後、処理はステップＳ２００に戻る。

以上のように、高周波電圧振幅調整器７２ｂでは、周期２π毎に、ｑ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｑｎ_ｐｅａｋが更新され、ｑ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｑｎ_ｐｅａｋがｑ軸鏡相電流ベクトル振幅指令値｜Ｉｑｎ｜^＊になるように高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊が調整される。

また、鏡相電流ベクトルＩｈｎの振幅｜Ｉｈｎ｜は式（７）によって表されるため、高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊の調整に応じて振幅｜Ｉｈｎ｜が調整される。

なお、図９では、ｑ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｑｎ_ｐｅａｋ及び高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊の更新周期を２πとした。しかし、ｑ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｑｎ_ｐｅａｋ及び高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊の更新周期は、２π以外の所定の周期Ｔｍであっても良い。周期Ｔｍは、例えば４πであっても良い。

＜ピークホールド算出器の動作＞
図１０は、本開示の実施例２のピークホールド算出器の動作例を示す図である。図１０には、ｑ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｑｎ_ｐｅａｋ及び高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊の更新周期Ｔｍを２πとした場合を一例として示す。

図１０に示すように、一つの所定期間Ｔｍ内において（ステップＳ２００：Ｙｅｓ）、仮ｑ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｑｎ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐよりｑ軸鏡相電流ベクトルＩｑｎの振幅値が大きくなると（ステップＳ２０５：Ｙｅｓ）、ｑ軸鏡相電流ベクトルＩｑｎの振幅値によって仮ｑ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｑｎ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐが逐次更新される（ステップＳ２１０）。つまり、一つの所定期間Ｔｍ内でｑ軸鏡相電流ベクトルＩｑｎの振幅値が上昇する区間においては、ｑ軸鏡相電流ベクトルＩｑｎの振幅の最大値をトレースするように仮ｑ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｑｎ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐが更新される。

そして、一つの所定期間Ｔｍの終了時点で（ステップＳ２００：Ｎｏ）、仮ｑ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｑｎ_ｐｅａｋ_ｔｅｍｐによってｑ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｑｎ_ｐｅａｋが更新される（ステップＳ２１５）。

ピークホールド算出器７２ｂ１は、以上の動作を、周期Ｔｍで繰り返す。

以上のように、ｑ軸鏡相電流ベクトルＩｑｎに基づいて高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊を調整することで、実施例１と同様に、モータＭの騒音増大やモータＭの効率悪化等を防ぎつつ、鏡相電流ベクトルＩｈｎのＳ／Ｎ比を十分に確保できるようになるため、モータＭの制御の安定化を図ることができる。

以上、実施例２について説明した。

以上のように、本開示のモータ制御装置（実施例のモータ制御装置１００）は、加算器（実施例の加算器４４，４５）と、軸誤差演算器（実施例の軸誤差演算器３０）と、電流算出器（実施例の３φ電流算出器２８）と、変換器（実施例のｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９）と、調整器（実施例の高周波電圧振幅調整器７２，７２ａ，７２ｂ）と、生成器（実施例の高周波電圧指令値生成器４３）とを有する。加算器は、モータ（実施例のモータＭ）を所望の回転数で駆動するための駆動用電圧指令値（実施例のｄ軸駆動用電圧指令値Ｖｄｍ，ｑ軸駆動用電圧指令値Ｖｑｍ）と、モータのロータ位置の推定に用いられる高周波電流を発生させるための高周波電圧指令値（実施例のｄ軸高周波電圧指令値Ｖｄｈ^＊，ｑ軸高周波電圧指令値Ｖｑｈ^＊）とを加算することにより電圧指令値（実施例のｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊，ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊）を算出する。軸誤差演算器は、高周波電圧指令値の印加に応じて発生する高周波電流を用いて軸誤差を算出する。電流算出器は、高周波電流を含む３相電流（実施例のＵ相電流値Ｉｕ，Ｖ相電流値Ｉｖ，Ｗ相電流値Ｉｗ）を算出する。変換器は、３相電流を高周波電流を含む２相電流（実施例のｄ軸電流値Ｉｄ，ｑ軸電流値Ｉｑ）に変換する。調整器は、２相電流から分離される鏡相電流ベクトル（実施例のｄ軸鏡相電流ベクトルＩｄｎ，ｑ軸鏡相電流ベクトルＩｑｎ）に基づいて高周波電圧振幅指令値（実施例の高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊）を調整する。生成器は、調整後の高周波電圧振幅指令値に基づいて高周波電圧指令値を生成する。

例えば、調整器は、鏡相電流ベクトルの振幅ピーク値（実施例のｄ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｄｎ_ｐｅａｋ，ｑ軸鏡相電流ベクトルピーク値Ｉｑｎ_ｐｅａｋ）に基づいて高周波電圧振幅指令値を調整する。

また例えば、調整器は、鏡相電流ベクトルの振幅指令値（実施例のｄ軸鏡相電流ベクトル振幅指令値｜Ｉｄｎ｜^＊，ｑ軸鏡相電流ベクトル振幅指令値｜Ｉｑｎ｜^＊）に対する振幅ピーク値の偏差（実施例の偏差｜Ｉｄｎ｜ｅｒｒ，偏差｜Ｉｑｎ｜ｅｒｒ）と、鏡相電流ベクトルの前回の周期における高周波電圧振幅指令値とに基づいて、鏡相電流ベクトルの今回の周期における高周波電圧振幅指令値を算出する。

１００ モータ制御装置
７２，７２ａ，７２ｂ 高周波電圧振幅調整器
４３ 高周波電圧指令値生成器

Claims (3)

1. モータを所望の回転数で駆動するための駆動用電圧指令値と、前記モータのロータ位置の推定に用いられる高周波電流を発生させるための高周波電圧指令値とを加算することにより電圧指令値を算出する加算器と、
   前記高周波電圧指令値の印加に応じて発生する前記高周波電流を用いて軸誤差を算出する軸誤差演算器と、
   前記高周波電流を含む３相電流を算出する電流算出器と、
   前記３相電流を前記高周波電流を含む２相電流に変換する変換器と、
   前記２相電流から分離される鏡相電流ベクトルに基づいて高周波電圧振幅指令値を調整する調整器と、
   調整後の前記高周波電圧振幅指令値に基づいて前記高周波電圧指令値を生成する生成器と、
   を具備するモータ制御装置。
2. 前記調整器は、前記鏡相電流ベクトルの振幅ピーク値に基づいて前記高周波電圧振幅指令値を調整する、
   請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記調整器は、前記鏡相電流ベクトルの振幅指令値に対する前記振幅ピーク値の偏差と、前記鏡相電流ベクトルの前回の周期における高周波電圧振幅指令値とに基づいて、前記鏡相電流ベクトルの今回の周期における高周波電圧振幅指令値を算出する、
   請求項２に記載のモータ制御装置。

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