JP2023034801A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの制御の安定化を図ること。【解決手段】モータ制御装置１００ａにおいて、加算器４４，４５は、モータＭを所望の回転数で駆動するためのｄ軸駆動用電圧指令値Ｖｄｍ，ｑ軸駆動用電圧指令値Ｖｑｍと、モータＭのロータ位置の推定に用いられる高周波電流を発生させるためのｄ軸高周波電圧指令値Ｖｄｈ＊，ｑ軸高周波電圧指令値Ｖｑｈ＊とを加算することによりｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊，ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出し、軸誤差演算器３０は、ｄ軸高周波電圧指令値Ｖｄｈ＊，ｑ軸高周波電圧指令値Ｖｑｈ＊の印加に応じて発生する高周波電流を用いて軸誤差Δθを算出し、高周波電流周波数算出器６１は、機械角速度指令値ωｍ＊に応じた高周波電流周波数を算出し、高周波電圧指令値生成器４３は、高周波電流周波数に基づいてｄ軸高周波電圧指令値Ｖｄｈ＊，ｑ軸高周波電圧指令値Ｖｑｈ＊を生成する。【選択図】図１

Description

本開示は、モータ制御装置に関する。

交流モータのためのセンサレスベクトル制御におけるロータ位置の推定技術の一つとして、トルク発生に寄与しない高周波電圧をモータに印加し、検出電流に含まれる高周波成分（以下では「高周波電流」と呼ぶことがある）を用いてロータ位置の推定を行う技術がある。この技術では、高周波電圧の印加に応じて発生する高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する同相電流ベクトルと、高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する鏡相電流ベクトルとに基づいてロータ位置を推定する（特許文献１）。

特開２００２－１７１７９９号公報

しかしながら、モータが駆動する際には、主にモータのコギングトルクに起因して、モータの回転速度に応じて、電流に高周波の揺らぎが発生する。電流の揺らぎ（以下では「電流揺らぎ」と呼ぶことがある）の周波数（以下では「揺らぎ周波数」と呼ぶことがある）はモータの回転速度に応じて変化するため、モータの回転速度によっては、揺らぎ周波数が、ロータ位置の推定に用いられる高周波電流の周波数（以下では「高周波電流周波数」と呼ぶことがある）に近づいてしまう。揺らぎ周波数が高周波電流周波数に近づいてしまうと高周波電流に揺らぎが発生するため、ロータ位置の推定の精度（以下では「位置推定精度」と呼ぶことがある）が悪化する。その結果、モータの制御が不安定になってしまう。

そこで、本開示では、モータの制御の安定化を図ることができる技術を提案する。

本開示のモータ制御装置は、加算器と、軸誤差演算器と、高周波電流周波数出力器と、高周波電圧指令値生成器とを有する。前記加算器は、モータを所望の回転数で駆動するための駆動用電圧指令値と、前記モータのロータ位置の推定に用いられる高周波電流を発生させるための高周波電圧指令値とを加算することにより電圧指令値を算出する。前記軸誤差演算器は、前記高周波電圧指令値の印加に応じて発生する前記高周波電流を用いて前記軸誤差を算出する。前記高周波電流周波数出力器は、前記モータの回転速度に応じた高周波電流周波数を出力する。前記高周波電圧指令値生成器は、前記高周波電流周波数に基づいて前記高周波電圧指令値を生成する。

本開示によれば、モータの制御の安定化を図ることができる。

図１は、本開示の実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。 図２は、本開示の実施例１の高周波電圧指令値生成器の構成例を示す図である。 図３は、本開示の実施例１の軸誤差演算器の構成例を示す図である。 図４は、本開示の実施例１の同相鏡相電流ベクトル生成器の構成例を示す図である。 図５は、本開示の実施例１のモータ制御装置における処理手順の一例を示すフローチャートである。 図６は、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例を示す図である。 図７は、本開示の実施例２のモータ制御装置の構成例を示す図である。 図８は、本開示の実施例３のモータ制御装置の構成例を示す図である。 図９は、本開示の実施例３のモータ制御装置の動作例を示す図である。 図１０は、本開示の実施例４のモータ制御装置の構成例を示す図である。

以下、本開示の実施例を図面に基づいて説明する。以下の実施例において、同一の部位には同一の符号を付し、重複する説明を省略することがある。

本開示では、圧縮機を駆動する永久磁石同期モータ（Permanent Magnet Synchronous Motor：ＰＭＳＭ）の位置センサレスベクトル制御を行うモータ制御装置を一例に挙げて説明する。しかし、開示の技術は、磁気突極性を有するモータに対し、磁気突極性を利用してロータ位置の推定を行うモータ制御装置に広く適用可能である。

［実施例１］
＜モータ制御装置の構成＞
図１は、本開示の実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。図１において、モータ制御装置１００ａは、減算器１１，１８，１９と、速度制御器１２と、加算器２１，２２，４４，４５と、電流指令値算出器１４と、電流制御器２０と、ｄ－ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２３と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器２４と、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）２５とを有する。ＩＰＭ２５は、モータＭに接続される。モータＭの一例としてＰＭＳＭが挙げられる。

また、モータ制御装置１００ａは、シャント抵抗２６と、電流センサ２７ａ，２７ｂと、３φ電流算出器２８とを有する。なお、モータ制御装置１００ａは、シャント抵抗２６、または、電流センサ２７ａ，２７ｂの何れか一方を有していれば良い。

また、モータ制御装置１００ａは、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９と、軸誤差演算器３０と、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御器３１と、位置推定器３２と、１／Ｐｎ処理器３３と、非干渉化制御器３６とを有する。

また、モータ制御装置１００ａは、高周波除去フィルタ４１，４２と、高周波電圧指令値生成器４３と、Ｐｎ処理器４６と、高周波電流周波数算出器６１とを有する。

減算器１１は、モータ制御装置１００ａの外部（例えば、上位のコントローラ）からモータ制御装置１００ａへ入力される機械角速度指令値ωｍ^＊から、１／Ｐｎ処理器３３より出力される現在の推定角速度である機械角推定角速度ωｍを減算することにより角速度誤差Δωを算出する。

速度制御器１２は、角速度誤差Δωの平均が０に近づくようなトルク指令値Ｔ^＊を生成する。

電流指令値算出器１４は、トルク指令値Ｔ^＊をｄ－ｑ座標軸上のｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊とｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊とに分配する。

減算器１８は、高周波除去フィルタ４１より出力される高周波除去ｄ軸電流値Ｉｄｍをｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊から減算することにより、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊と高周波除去ｄ軸電流値Ｉｄｍとの誤差であるｄ軸電流誤差Ｉｄ_ｄｉｆｆを算出する。減算器１９は、高周波除去フィルタ４２より出力される高周波除去ｑ軸電流値Ｉｑｍをｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊から減算することにより、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊と高周波除去ｑ軸電流値Ｉｑｍとの誤差であるｑ軸電流誤差Ｉｑ_ｄｉｆｆを算出する。

電流制御器２０は、入力されたｄ軸電流誤差Ｉｄ_ｄｉｆｆに基づいてＰＩ（Proportional Integral）制御を行うことにより仮ｄ軸電圧指令値Ｖｄｔを算出する。また、電流制御器２０は、入力されたｑ軸電流誤差Ｉｑ_ｄｉｆｆに基づいてＰＩ制御を行うことにより仮ｑ軸電圧指令値Ｖｑｔを算出する。

非干渉化制御器３６は、Ｐｎ処理器４６より出力される電気角速度指令値ωｅ^＊と、電流指令値算出器１４より出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊とに基づいて、仮ｄ軸電圧指令値Ｖｄｔを補償するためのｄ軸非干渉化電圧指令値Ｖｄａを生成する。また、非干渉化制御器３６は、Ｐｎ処理器４６より出力される電気角速度指令値ωｅ^＊と、電流指令値算出器１４より出力されるｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊とに基づいて、仮ｑ軸電圧指令値Ｖｑｔを補償するためのｑ軸非干渉化電圧指令値Ｖｑａを生成する。ｄ軸非干渉化電圧指令値Ｖｄａ及びｑ軸非干渉化電圧指令値Ｖｑａは、ｄ－ｑ座標軸間の干渉をフィードフォワードでキャンセルするための非干渉化補償値である。

加算器２１は、ｄ軸非干渉化電圧指令値Ｖｄａを仮ｄ軸電圧指令値Ｖｄｔに加算することによりｄ軸駆動用電圧指令値Ｖｄｍを算出する。加算器２２は、ｑ軸非干渉化電圧指令値Ｖｑａを仮ｑ軸電圧指令値Ｖｑｔに加算することによりｑ軸駆動用電圧指令値Ｖｑｍを算出する。これにより、ｄ－ｑ座標軸間の干渉がフィードフォワードでキャンセルされたｄ軸駆動用電圧指令値Ｖｄｍ及びｑ軸駆動用電圧指令値Ｖｑｍが得られる。

ｄ－ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２３は、加算器４４，４５より出力される２相のｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を、位置推定器３２より出力される電気角位相θｅに基づいて、３相のＵ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊及びＷ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊へ変換する。位置推定器３２より出力される電気角位相θｅは、モータＭの現在のロータ位置を示す。

ＰＷＭ変調器２４は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊と、ＰＷＭキャリア信号とに基づいて、６相のＰＷＭ信号を生成し、生成した６相のＰＷＭ信号をＩＰＭ２５へ出力する。

ＩＰＭ２５は、ＰＷＭ変調器２４より出力される６相のＰＷＭ信号に基づいて、直流電圧ＶｄｃからＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の交流電圧を生成し、生成した３相それぞれの交流電圧をモータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ印加する。

３φ電流算出器２８は、シャント抵抗２６を用いた１シャント方式で母線電流が検出される場合、ＰＷＭ変調器２４より出力される６相のＰＷＭスイッチング情報と、検出された母線電流とから、モータＭのＵ相電流値Ｉｕ、Ｖ相電流値Ｉｖ、Ｗ相電流値Ｉｗを算出する。または、３φ電流算出器２８は、電流センサ２７ａ，２７ｂでＵ相電流及びＶ相電流が検出される場合、残りのＷ相電流値Ｉｗを“Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０”のキルヒホッフの法則に基づいて算出する。３φ電流算出器２８は、各相の相電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９へ出力する。

ｕ，ｖ，ｗ／ｄ－ｑ変換器２９は、位置推定器３２より出力される電気角位相θｅに基づいて、３相のＵ相電流値Ｉｕ、Ｖ相電流値Ｉｖ、Ｗ相電流値Ｉｗを、２相のｄ軸電流値Ｉｄ及びｑ軸電流値Ｉｑへ変換する。

高周波電流周波数算出器６１は、機械角速度指令値ωｍ^＊に応じて高周波電圧の角周波数（以下では「高周波角周波数」と呼ぶことがある）ωｈ^＊を算出する。高周波角周波数ωｈ^＊は、高周波電流周波数ｆｈ^＊を用いて、式（１）によって定義される。高周波電流周波数算出器６１は、機械角速度指令値ωｍ^＊に基づいて高周波電流周波数ｆｈ^＊を決定することにより、機械角速度指令値ωｍ^＊に応じた高周波角周波数ωｈ^＊を式（１）に従って算出する。高周波電流周波数算出器６１は、式（１）に従って算出した高周波角周波数ωｈ^＊を軸誤差演算器３０、高周波除去フィルタ４１，４２、及び、高周波電圧指令値生成器４３へ出力する。

高周波除去フィルタ４１は、ｄ軸電流値Ｉｄの高周波成分をｄ軸電流値Ｉｄから除去することにより、トルク発生に寄与する駆動成分である高周波除去ｄ軸電流値Ｉｄｍをｄ軸電流値Ｉｄから抽出する。また、高周波除去フィルタ４２は、ｑ軸電流値Ｉｑの高周波成分をｑ軸電流値Ｉｑから除去することにより、トルク発生に寄与する駆動成分である高周波除去ｑ軸電流値Ｉｑｍをｑ軸電流値Ｉｑから抽出する。高周波除去フィルタ４１，４２は、例えば、バンドストップフィルタＦ（ｓ）により実現される。高周波角周波数ωｈ^＊をバンドストップの中心周波数とするバンドストップフィルタＦ（ｓ）は式（２）に従って実現可能である。式（２）において、“ｓ”はラプラス演算子、“ｄ”はノッチの深さ、“ζ”はノッチの帯域幅を表す所定のフィルタ係数である。

ＰＬＬ制御器３１は、軸誤差Δθに基づいて、モータＭの現在の推定角速度である電気角推定角速度ωｅを算出する。

位置推定器３２は、電気角推定角速度ωｅに基づいて電気角位相θｅを推定する。

１／Ｐｎ処理器３３は、電気角推定角速度ωｅをモータＭの極対数Ｐｎで除算することにより機械角推定角速度ωｍを算出する。

Ｐｎ処理器４６は、機械角速度指令値ωｍ^＊にモータＭの極対数Ｐｎを乗算することに電気角速度指令値ωｅ^＊を算出する。

高周波電圧指令値生成器４３は、高周波角周波数ωｈ^＊と、モータ制御装置１００ａの外部（例えば、上位のコントローラ）からモータ制御装置１００ａへ入力される高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊とに基づいて、ｄ軸高周波電圧指令値Ｖｄｈ^＊及びｑ軸高周波電圧指令値Ｖｑｈ^＊を生成する。以下では、ｄ軸高周波電圧指令値とｑ軸高周波電圧指令値とを「高周波電圧ベクトル」と総称することがある。高周波電圧ベクトルＶｄｈ^＊，Ｖｑｈ^＊は、ロータ位置の推定に用いられる高周波電流を発生させるために生成され、ロータ位置の推定のためのトルク発生には寄与しない。つまり、ロータ位置の推定に用いられる高周波電流は、高周波電圧ベクトルＶｄｈ^＊，Ｖｑｈ^＊の印加に応じて発生する。

加算器４４は、ロータ位置の推定のためのトルク発生に寄与するｄ軸駆動用電圧指令値Ｖｄｍとｄ軸高周波電圧指令値Ｖｄｈ^＊とを加算することによりｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を算出する。加算器４５は、ロータ位置の推定のためのトルク発生に寄与するｑ軸駆動用電圧指令値Ｖｑｍとｑ軸高周波電圧指令値Ｖｑｈ^＊とを加算することによりｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を算出する。以下では、ｄ軸駆動用電圧指令値Ｖｄｍ及びｑ軸駆動用電圧指令値Ｖｑｍを「駆動用電圧指令値」と総称することがある。

軸誤差演算器３０は、ｄ軸電流値Ｉｄと、ｑ軸電流値Ｉｑと、高周波角周波数ωｈ^＊とに基づいて、軸誤差Δθ（実際の回転軸と推定された回転軸との差）を算出する。ｄ軸電流値Ｉｄ及びｑ軸電流値Ｉｑには高周波電流成分が含まれる。つまり、軸誤差演算器３０は、高周波電圧ベクトルＶｄｈ^＊，Ｖｑｈ^＊の印加に応じて発生する高周波電流ベクトルを用いて、ｄ－ｑ座標軸とｄ－ｑ座標軸の推定座標軸とのズレである軸誤差Δθを算出する。

＜高周波電圧指令値生成器の構成＞
図２は、本開示の実施例１の高周波電圧指令値生成器の構成例を示す図である。図２において、高周波電圧指令値生成器４３は、位相発生器４３ａと、余弦正弦信号発生器４３ｂと、乗算器４３ｃとを有する。

位相発生器４３ａは、“０≦θｈ≦２π”の範囲で高周波角周波数ωｈ^＊を積分することにより、高周波電圧ベクトルの位相である高周波位相θｈを生成する。

余弦正弦信号発生器４３ｂは、式（３）に従って、高周波位相θｈの余弦・正弦値ｕ（θｈ）を発生する。

乗算器４３ｃは、余弦・正弦値ｕ（θｈ）と高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊とに基づいて式（４）に従ってｄ軸高周波電圧指令値Ｖｄｈ^＊及びｑ軸高周波電圧指令値Ｖｑｈ^＊を生成する。

＜軸誤差演算器の構成＞
図３は、本開示の実施例１の軸誤差演算器の構成例を示す図である。図３において、軸誤差演算器３０は、同相鏡相電流ベクトル生成器３０１と、鏡相推定器３０２とを有する。軸誤差演算器３０は、モータＭの磁気突極性を利用し、高周波角周波数ωｈ^＊と、ｄ軸電流値Ｉｄと、ｑ軸電流値Ｉｑとに基づいて、軸誤差Δθを算出する。図４は、本開示の実施例１の同相鏡相電流ベクトル生成器の構成例を示す図である。図４において、同相鏡相電流ベクトル生成器３０１は、符号反転器ｂ１１と、Ｄ因子フィルタｂ１２，ｂ１３とを有する。

図４において、符号反転器ｂ１１は、高周波角周波数ωｈ^＊の符号を反転し、符号反転後の高周波角周波数－ωｈ^＊をＤ因子フィルタｂ１２へ出力する。

Ｄ因子フィルタｂ１２，ｂ１３は、正相成分と逆相成分とを分離・抽出するフィルタであり、Ｄ因子フィルタｂ１２，ｂ１３におけるＤ因子は、単位行列Ｉと交代行列Ｊとラプラス演算子ｓとを用いた式（５）によって定義される。

Ｄ因子フィルタｂ１２は、符号反転後の高周波角周波数－ωｈ^＊に基づいて、ｄ軸電流値Ｉｄ及びｑ軸電流値Ｉｑに含まれる同相電流ベクトルＩｈｐを検出する。同相電流ベクトルＩｈｐは、高周波電圧ベクトルＶｄｈ^＊，Ｖｑｈ^＊の印加に応じて発生する高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する。

Ｄ因子フィルタｂ１３は、高周波角周波数ωｈ^＊に基づいて、ｄ軸電流値Ｉｄ及びｑ軸電流値Ｉｑに含まれる鏡相電流ベクトルＩｈｎを検出する。鏡相電流ベクトルＩｈｎは、高周波電圧ベクトルＶｄｈ^＊，Ｖｑｈ^＊の印加に応じて発生する高周波磁束ベクトルと逆方向へ回転する。

ここで、Ｄ因子フィルタｂ１２，ｂ１３は、２×１ベクトルの各成分であるスカラ信号に対して、周波数特性Ｆ（ｓ＋ｊωｈ^＊）のフィルタと等価な働きをする。よって、Ｆ（ｓ）をローパスの特性をもつように設計してＤ因子フィルタｂ１２，ｂ１３に適用することで、Ｄ因子フィルタｂ１２，ｂ１３は、ωｈ^＊を中心周波数とするバンドパスフィルタとして機能することになる。さらに、Ｄ因子フィルタｂ１２，ｂ１３は、極性分離の特性を有している。つまり、Ｄ因子フィルタｂ１２，ｂ１３における極性分離のバンドパス特性により、ｄ軸電流値Ｉｄ及びｑ軸電流値Ｉｑを同相電流ベクトルＩｈｐと鏡相電流ベクトルＩｈｎとに分離することができる。

鏡相推定器３０２は、同相電流ベクトルＩｈｐと鏡相電流ベクトルＩｈｎとに基づいて、式（６）及び式（７）に従って軸誤差Δθを算出する。つまり、鏡相推定器３０２は、ノルムを同一化した同相電流ベクトルＩｈｐと鏡相電流ベクトルＩｈｎとのベクトル加算によって得られる合成ベクトルの逆正接を軸誤差Δθとして算出する。

＜モータ制御装置における処理手順＞
図５は、本開示の実施例１のモータ制御装置における処理手順の一例を示すフローチャートである。

コギングトルクに起因する電流揺らぎが発生する揺らぎ周波数の次数は、モータＭのロータの極数（以下では「ロータ極数」と呼ぶことがある）と、モータＭのスロット数（以下では「モータスロット数」と呼ぶことがある）とに応じて定まる。例えば、モータＭがＰ極Ｓスロットのモータである場合には、ＰとＳの最小公倍数の周波数の電流揺らぎが発生する。さらに、ＰとＳの最小公倍数の２分の１倍、２倍、３倍、…、ｎ倍の次数の周波数の電流揺らぎも発生する。例えば、モータＭが６極９スロットのモータである場合、６と９との最小公倍数である１８次の周波数の他、６と９との最小公倍数の２分の１倍の９次の周波数、及び、３６次、５４次、…という１８×ｎ次の周波数の電流揺らぎが発生する。

一方で、同相鏡相電流ベクトル生成器３０１はバンドパスフィルタとして機能し、通過周波数領域が広いほどバンドパスフィルタとしての同相鏡相電流ベクトル生成器３０１の応答速度は速くなる。このため、同相鏡相電流ベクトル生成器３０１におけるフィルタ定数の設計では、駆動成分の電流を十分に除去できる程度にフィルタ定数を設計することが好ましい。

ここで、軸誤差の演算はキャリア信号の１周期毎に行われるため、高周波電流周波数ｆｈ^＊がキャリア周波数に近い高い値であると、高周波電流の１周期あたりのサンプリング回数が少なくなり、位置推定の精度が低下する。このため、高周波電流周波数ｆｈ^＊はキャリア周波数に対して十分に低い周波数（例えば２０分の１）であることが好ましい。また、上述のように、バンドパスフィルタとして機能する同相鏡相電流ベクトル生成器３０１によって、駆動成分の電流を除去するため、高周波電流周波数ｆｈ^＊は駆動用電圧指令値の周波数帯より十分に高い周波数（例えば２５倍）であることが好ましい。したがって、高周波電流周波数ｆｈ^＊は、モータ制御装置１００ａのキャリア周波数より十分に低く、駆動用電圧指令値の周波数帯より十分に高い周波数に設定されるのが好ましい。

しかし、高周波電流周波数ｆｈ^＊を固定値にしておくと、高周波角周波数ωｈ^＊も固定値となり、同相鏡相電流ベクトル生成器３０１の通過周波数領域が固定される。そのため、モータＭの回転速度によっては、同相鏡相電流ベクトル生成器３０１の通過周波数領域にコギングトルクに起因する揺らぎ周波数が含まれてしまう場合がある。この場合、同相鏡相電流ベクトル生成器３０１において、ロータ位置の推定のためのトルク発生に寄与しない高周波電圧ベクトルＶｄｈ^＊，Ｖｑｈ^＊によって発生する電流以外の成分まで抽出されてしまう。この結果、モータＭの回転速度によっては、位置推定精度が悪化してしまう。

そこで、まず、ステップＳ１００では、高周波電流周波数算出器６１は、式（８）に従って、ロータ極数Ｐとモータスロット数Ｓとの最小公倍数と機械角速度指令値ωｍ^＊との乗算結果を２πで除算することにより、揺らぎ周波数を表すコギング周波数ｆｃｏｇを算出する。

次いで、ステップＳ１０５では、高周波電流周波数算出器６１は、式（９）に従って、コギング周波数ｆｃｏｇと第一マージンｆｍｇ１との加算値（以下では「マージン加算周波数」と呼ぶことがある）が所定の基準周波数ｆｈ１以上であるか否かを判定する。基準周波数ｆｈ１は、上述の、高周波電流周波数ｆｈ^＊として好ましい周波数、すなわち、モータ制御装置１００ａのキャリア周波数より十分に低く、駆動用電圧指令値の周波数帯より十分に高い周波数に予め決定される。例えば、キャリア周波数が４ｋＨｚ、駆動電圧の周波数が８Ｈｚである時、基準周波数ｆｈ１は、２００Ｈｚと設定することができる。マージン加算周波数が基準周波数ｆｈ１以上であるときは（ステップＳ１０５：Ｙｅｓ）、処理はステップＳ１１０へ進み、マージン加算周波数が基準周波数ｆｈ１未満であるときは（ステップＳ１０５：Ｎｏ）、処理はステップＳ１１５へ進む。

ステップＳ１１０では、高周波電流周波数算出器６１は、式（１０）に従って、マージン加算周波数を高周波電流周波数ｆｈ^＊として設定する。

一方で、ステップＳ１１５では、高周波電流周波数算出器６１は、式（１１）に従って、コギング周波数ｆｃｏｇの２倍の値から第二マージンｆｍｇ２を減算した値（以下では「マージン減算周波数」と呼ぶことがある）が基準周波数ｆｈ１未満であるか否かを判定する。マージン減算周波数が基準周波数ｆｈ１未満であるときは（ステップＳ１１５：Ｙｅｓ）、処理はステップＳ１２０へ進み、マージン減算周波数が基準周波数ｆｈ１以上であるときは（ステップＳ１１５：Ｎｏ）、処理はステップＳ１２５へ進む。

第一マージンｆｍｇ１は、同相鏡相電流ベクトル生成器３０１の通過周波数領域の幅と、高周波電流の大きさと、コギング周波数ｆｃｏｇの揺らぎの大きさとに基づいて予め決定されるマージンであり、例えば６０Ｈｚである。また、第二マージンｆｍｇ２は、同相鏡相電流ベクトル生成器３０１の通過周波数領域の幅と、高周波電流の大きさと、コギング周波数ｆｃｏｇの２倍の周波数の揺らぎの大きさとに基づいて予め決定されるマージンであり、例えば３０Ｈｚである。

ステップＳ１２０では、高周波電流周波数算出器６１は、式（１２）に従って、マージン減算周波数を高周波電流周波数ｆｈ^＊として設定する。

一方で、ステップＳ１２５では、高周波電流周波数算出器６１は、式（１３）に従って、基準周波数ｆｈ１を高周波電流周波数ｆｈ^＊として設定する。

ステップＳ１１０，Ｓ１２０，Ｓ１２５の処理の後、処理はステップＳ１３０へ進む。

ステップＳ１３０では、高周波電流周波数算出器６１は、式（１）に従って高周波電流周波数ｆｈ^＊から高周波角周波数ωｈ^＊を算出し、算出した高周波角周波数ωｈ^＊を軸誤差演算器３０、高周波除去フィルタ４１，４２、及び、高周波電圧指令値生成器４３へ出力する。

以上のように、機械角速度指令値ωｍ^＊に応じて変化するコギング周波数ｆｃｏｇに基づいて高周波電流周波数ｆｈ^＊を変化させることにより、同相鏡相電流ベクトル生成器３０１の通過周波数領域にコギングトルクに起因して発生する揺らぎ周波数が含まれることを防止することができる。

＜モータ制御装置の動作＞
図６は、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例を示す図である。

高周波電流周波数算出器６１が図５に示すフローチャートに従って動作する結果、機械角速度指令値ωｍ^＊と高周波電流周波数ｆｈ^＊との関係が図６に示すものになる。図６から分かるように、モータ制御装置１００ａでは、モータＭの回転速度に応じて発生する電流揺らぎを避けることができるように、機械角速度指令値ωｍ^＊に応じて高周波電流周波数ｆｈ^＊が変化する。

なお、高周波電流周波数算出器６１は、コギング周波数ｆｃｏｇに第一所定値αを乗じた第一乗算結果に第一マージンｆｍｇ１を加算した値をマージン加算周波数として算出し、コギング周波数ｆｃｏｇに第二所定値βを乗じた第二乗算結果から第二マージンｆｍｇ２を減算した値をマージン減算周波数として算出しても良い。第一所定値αは、０より大きい正の整数であり、第二所定値βは、第一所定値αに１を加算した値である。図５及び図６では、一例として、第一所定値αを１とした。つまり、高周波電流周波数算出器６１は、コギング周波数ｆｃｏｇに第一所定値αを乗じた第一乗算結果に第一マージンｆｍｇ１を加算した周波数以上、かつ、コギング周波数ｆｃｏｇに第二所定値βを乗じた第二乗算結果から第二マージンｆｍｇ２を減算した周波数以下の周波数範囲にある周波数を高周波電流周波数ｆｈ^＊として設定しても良い。このようにすることで、高周波電流周波数ｆｈ^＊をどのような値に設定した場合であっても、高周波電流周波数ｆｈ^＊を揺らぎ周波数から遠ざけることができる。

以上のように、モータＭの回転速度に相当する機械角速度指令値ωｍ^＊に応じて高周波電流周波数ｆｈ^＊を変化させることで、高周波電流周波数をモータ制御装置１００ａのキャリア周波数より十分に低く、駆動用電圧指令値の周波数帯より十分に高い周波数とし、揺らぎ周波数から遠ざけることができるため、高周波電流が電流揺らぎの影響を受けないようにすることができる。これにより、精度良くロータ位置を推定することができるため、モータＭの制御の安定化を図ることができる。

以上、実施例１について説明した。

［実施例２］
実施例２では、鏡相電流ベクトルＩｈｎの振幅が一定になるような高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊を算出する点が実施例１と相違する。以下、実施例１と異なる点について説明する。

＜モータ制御装置の構成＞
図７は、本開示の実施例２のモータ制御装置の構成例を示す図である。図７において、モータ制御装置１００ｂは、高周波電圧振幅算出器６２を有する。高周波電圧振幅算出器６２には、高周波電流周波数算出器６１から高周波角周波数ωｈ^＊が入力され、モータ制御装置１００ｂの外部（例えば、上位のコントローラ）から鏡相電流ベクトル振幅指令値|Ｉｈｎ|^＊が入力される。

ここで、実施例１のように機械角速度指令値ωｍ^＊に応じて高周波電流周波数ｆｈ^＊を変化させると、トルク発生に寄与しない高周波電流の振幅が高周波電流周波数ｆｈ^＊に応じて変化する。また、高周波電流に含まれる鏡相電流ベクトルＩｈｎの振幅は、高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊が大きいほど大きくなり、位置推定精度は、鏡相電流ベクトルＩｈｎの振幅が大きいほど高まる。このため、高周波電流周波数ｆｈ^＊の大きさにかかわらず位置推定精度が保証されるように、高周波電流周波数ｆｈ^＊の大きさにかかわらず一律に高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊を大きくしておくことが考えられる。しかし、高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊を大きくすると、モータＭに騒音が発生したり、モータＭの効率が悪化したりする等のデメリットが生じる。

そこで、高周波電圧振幅算出器６２は、式（１４）に従って、鏡相電流ベクトル振幅指令値|Ｉｈｎ|^＊と高周波角周波数ωｈ^＊とに基づいて高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊を算出する。式（１４）において、“Ｌｄ”はモータＭのｄ軸インダクタンス、“Ｌｑ”はモータＭのｑ軸インダクタンスである。ここで、鏡相電流ベクトル振幅指令値|Ｉｈｎ|^＊は、位置推定精度が保証される最低限の値に予め決定される。高周波電圧振幅算出器６２は、式（１４）に従って算出した高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊を高周波電圧指令値生成器４３へ出力する。

式（１４）に従って高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊が算出されることにより、鏡相電流ベクトルＩｈｎの振幅は、位置推定精度が保証される最低限の値として一定になる。その結果、モータＭの回転速度にかかわらず位置推定精度を保証しつつ、高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊を最低限の値に抑えることができる。

以上、実施例２について説明した。

［実施例３］
実施例３では、機械角推定角速度ωｍの変動成分除去後の機械角推定角速度ωｍ_ｉｉｒに基づいて高周波角周波数ωｈ^＊を算出する点が実施例１と相違する。以下、実施例１と異なる点について説明する。

＜モータ制御装置の構成＞
図８は、本開示の実施例３のモータ制御装置の構成例を示す図である。図８において、モータ制御装置１００ｃは、ＩＩＲフィルタ５１と、高周波電流周波数算出器６５とを有する。

ＩＩＲフィルタ５１は、１／Ｐｎ処理器３３より出力される機械角推定角速度ωｍの変動成分を除去し、変動成分除去後の機械角推定角速度ωｍ_ｉｉｒを高周波電流周波数算出器６５へ出力する。

高周波電流周波数算出器６５は、図５のステップＳ１００において、式（１５）に従って、ロータ極数Ｐとモータスロット数Ｓとの最小公倍数と機械角推定角速度ωｍ_ｉｉｒとの乗算結果を２πで除算することによりコギング周波数ｆｃｏｇを算出する。

＜モータ制御装置の動作＞
図９は、本開示の実施例３のモータ制御装置の動作例を示す図である。

高周波電流周波数算出器６５が図５に示すフローチャートに従って動作する結果、機械角推定角速度ωｍ_ｉｉｒと高周波電流周波数ｆｈ^＊との関係が図９に示すものになる。図９から分かるように、モータ制御装置１００ｃでは、モータＭの回転速度に応じて発生する電流揺らぎを避けることができるように、機械角推定角速度ωｍ_ｉｉｒに応じて高周波電流周波数ｆｈ^＊が変化する。

以上のように、モータＭの回転速度を表すパラメータとして機械角速度指令値ωｍ^＊の替わりに機械角推定角速度ωｍ_ｉｉｒを用いても、実施例１と同様に、高周波電流周波数を揺らぎ周波数から遠ざけることができるため、高周波電流が電流揺らぎの影響を受けないようにすることができる。

以上、実施例３について説明した。

［実施例４］
実施例４では、鏡相電流ベクトルＩｈｎの振幅が一定になるような高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊を算出する点が実施例３と相違する。以下、実施例３と異なる点について説明する。

＜モータ制御装置の構成＞
図１０は、本開示の実施例４のモータ制御装置の構成例を示す図である。図１０において、モータ制御装置１００ｄは、高周波電圧振幅算出器６２を有する。高周波電圧振幅算出器６２には、高周波電流周波数算出器６５から高周波角周波数ωｈ^＊が入力され、モータ制御装置１００ｄの外部（例えば、上位のコントローラ）から鏡相電流ベクトル振幅指令値|Ｉｈｎ|^＊が入力される。

高周波電圧振幅算出器６２は、式（１４）に従って、鏡相電流ベクトル振幅指令値|Ｉｈｎ|^＊と高周波角周波数ωｈ^＊とに基づいて高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊を算出し、算出した高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊を高周波電圧指令値生成器４３へ出力する。

以上のように、モータＭの回転速度を表すパラメータとして機械角速度指令値ωｍ^＊の替わりに機械角推定角速度ωｍ_ｉｉｒを用いても、実施例２と同様に、モータＭの回転速度にかかわらず位置推定精度を保証しつつ、高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊を最低限の値に抑えることができる。

以上、実施例４について説明した。

以上のように、本開示のモータ制御装置（実施例のモータ制御装置１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ）は、加算器（実施例の加算器４４，４５）と、軸誤差演算器（実施例の軸誤差演算器３０）と、高周波電流周波数出力器（実施例の高周波電流周波数算出器６１，６５）と、高周波電圧指令値生成器（実施例の高周波電圧指令値生成器４３）とを有する。加算器は、モータ（実施例のモータＭ）を所望の回転数で駆動するための駆動用電圧指令値（実施例のｄ軸駆動用電圧指令値Ｖｄｍ，ｑ軸駆動用電圧指令値Ｖｑｍ）と、モータのロータ位置の推定に用いられる高周波電流を発生させるための高周波電圧指令値（実施例のｄ軸高周波電圧指令値Ｖｄｈ^＊，ｑ軸高周波電圧指令値Ｖｑｈ^＊）とを加算することにより電圧指令値（実施例のｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊，ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊）を算出する。軸誤差演算器は、高周波電圧指令値の印加に応じて発生する高周波電流を用いて軸誤差を算出する。高周波電流周波数出力器は、モータの回転速度（実施例の機械角速度指令値ωｍ^＊，機械角推定角速度ωｍ_ｉｉｒ）に応じた高周波電流周波数（実施例の高周波電流周波数ｆｈ^＊）を出力する。高周波電圧指令値生成器は、高周波電流周波数に基づいて高周波電圧指令値を生成する。

例えば、高周波電流周波数出力器は、モータのロータの極数とモータのスロット数との最小公倍数と回転速度との乗算結果を２πで除算することにより、モータのコギングトルクに起因する周波数であって、高周波電流の揺らぎの周波数を表すコギング周波数（実施例のコギング周波数ｆｃｏｇ）を算出し、コギング周波数に基づいて高周波電流周波数を算出する。

また例えば、高周波電流周波数出力器は、コギング周波数に第一所定値（実施例の第一所定値α）を乗じた第一乗算結果に第一マージン（実施例の第一マージンｆｍｇ１）を加算した第一周波数（実施例のマージン加算周波数）以上、かつ、コギング周波数に第二所定値（実施例の第二所定値β）を乗じた第二乗算結果から第二マージン（実施例の第二マージンｆｍｇ２）を減算した第二周波数（実施例のマージン減算周波数）以下の周波数範囲にある周波数を高周波電流周波数として設定する。第一所定値は０より大きい正の整数であり、第二所定値は第一所定値に１を加算した値である。

また例えば、第一所定値は１である。

また例えば、高周波電流周波数出力器は、第一周波数が、モータ制御装置のキャリア周波数と駆動用電圧指令値の周波数帯とに基づいて決定される所定の基準周波数（実施例の基準周波数ｆｈ１）以上であるときは、第一周波数を高周波電流周波数として設定する。また例えば、高周波電流周波数出力器は、第一周波数が基準周波数未満であり、かつ、第二周波数が基準周波数未満であるときは、第二周波数を高周波電流周波数として設定する。また例えば、高周波電流周波数出力器は、第一周波数が基準周波数未満であり、かつ、第二周波数が基準周波数以上であるときは、基準周波数を高周波電流周波数として設定する。

また、本開示のモータ制御装置（実施例のモータ制御装置１００ｂ，１００ｄ）は、高周波電圧振幅算出器（実施例の高周波電圧振幅算出器６２）をさらに有する。高周波電圧振幅算出器は、鏡相電流ベクトル振幅指令値（実施例の鏡相電流ベクトル振幅指令値｜Ｉｈｎ|^＊）と高周波電流周波数とに基づいて高周波電圧振幅指令値（高周波電圧振幅指令値Ｖｈ^＊）を算出する。高周波電圧指令値生成器は、高周波電流周波数と高周波電圧振幅指令値とに基づいて高周波電圧指令値を生成する。

１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ モータ制御装置
４４，４５ 加算器
３０ 軸誤差演算器
６１，６５ 高周波電流周波数算出器
４３ 高周波電圧指令値生成器
６２ 高周波電圧振幅算出器

Claims (6)

1. モータを所望の回転数で駆動するための駆動用電圧指令値と、前記モータのロータ位置の推定に用いられる高周波電流を発生させるための高周波電圧指令値とを加算することにより電圧指令値を算出する加算器と、
   前記高周波電圧指令値の印加に応じて発生する前記高周波電流を用いて軸誤差を算出する軸誤差演算器と、
   前記モータの回転速度に応じた高周波電流周波数を出力する高周波電流周波数出力器と、
   前記高周波電流周波数に基づいて前記高周波電圧指令値を生成する高周波電圧指令値生成器と、
   を具備するモータ制御装置。
2. 前記高周波電流周波数出力器は、前記モータのロータの極数と前記モータのスロット数との最小公倍数と前記回転速度との乗算結果を２πで除算することにより、前記モータのコギングトルクに起因するコギング周波数であって、前記高周波電流の揺らぎの周波数を表す前記コギング周波数を算出し、前記コギング周波数に基づいて前記高周波電流周波数を算出する、
   請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記高周波電流周波数出力器は、前記コギング周波数に第一所定値を乗じた第一乗算結果に第一マージンを加算した第一周波数以上、かつ、前記コギング周波数に第二所定値を乗じた第二乗算結果から第二マージンを減算した第二周波数以下の周波数範囲にある周波数を前記高周波電流周波数として設定し、
   前記第一所定値は０より大きい正の整数であり、前記第二所定値は前記第一所定値に１を加算した値である、
   請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記第一所定値は１である、
   請求項３に記載のモータ制御装置。
5. 前記高周波電流周波数出力器は、
   前記第一周波数が、前記モータ制御装置のキャリア周波数と前記駆動用電圧指令値の周波数帯とに基づいて決定される所定の基準周波数以上であるときは、前記第一周波数を前記高周波電流周波数として設定し、
   前記第一周波数が前記基準周波数未満であり、かつ、前記第二周波数が前記基準周波数未満であるときは、前記第二周波数を前記高周波電流周波数として設定し、
   前記第一周波数が前記基準周波数未満であり、かつ、前記第二周波数が前記基準周波数以上であるときは、前記基準周波数を前記高周波電流周波数として設定する、
   請求項３に記載のモータ制御装置。
6. 鏡相電流ベクトル振幅指令値と前記高周波電流周波数とに基づいて高周波電圧振幅指令値を算出する高周波電圧振幅算出器、をさらに具備し、
   前記高周波電圧指令値生成器は、前記高周波電流周波数と前記高周波電圧振幅指令値とに基づいて前記高周波電圧指令値を生成する、
   請求項１に記載のモータ制御装置。

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