JP7459906B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本開示は、モータ制御装置に関する。

モータの駆動を制御するモータ制御装置は、モータに印加される３相の交流電圧（以下では「３相電圧」と呼ぶことがある）を生成するインバータを有する。インバータは、複数のスイッチング素子から構成される。

また、モータ制御装置に対してベクトル制御を用いる場合、モ－タ制御装置は、モータの回転速度が速度指令値（目標速度）に一致するようにｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を生成し、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値からｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を生成する。さらに、モータ制御装置は、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を３相の電圧指令値へ変換する。

３相の電圧指令値に基づいてインバータを制御する技術としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）が知られている。ＰＷＭは、インバータを構成する複数のスイッチング素子のオン／オフ時間の長さを調節することによりインバータの出力電圧（つまり、３相電圧）を変化させる技術である。スイッチング素子のオン／オフを制御する信号（以下では「ＰＷＭ信号」と呼ぶことがある）は、ＰＷＭの搬送波であるキャリアと変調波との比較結果に基づいて生成される。ＰＷＭ信号に応じてスイッチング素子のオン／オフが制御されることにより、モータに３相電圧が印加されてモータの駆動が制御される。

また、モータのロータの回転位置（以下では「ロータ位置」と呼ぶことがある）を検出するためのセンサ（以下では「位置センサ」と呼ぶことがある）を使用せずにモータの駆動を制御する技術（以下では「位置センサレス方式」と呼ぶことがある）が知られている。位置センサレス方式では、モータに流れる３相の電流（以下では「モータ電流」と呼ぶことがある）を検出することにより、位置センサを使用せずに、ロータ位置を推定する。

また、モータ電流の検出方式として「１シャント検出方式」が知られている。１シャント検出方式では、３相電圧を生成するインバータと直流電源との間に流れる母線電流に基づいてモータ電流のうちの２相分の電流を検出し、残りの１相分の電流を、２相分の電流からキルヒホッフの法則を用いて算出する。

ここで、母線電流検出用のシャント抵抗の両端に発生する電圧を増幅した増幅電圧を第一Ａ／Ｄ変換器に伝送する第一接続線と、オフセット電圧生成部で生成されるオフセット電圧を第二Ａ／Ｄ変換器に伝送する第二接続線とを、ノイズの影響を等しく受けるように配置する先行技術が提案されている。この先行技術では、第一接続線にノイズが重畳した場合には第二接続線にも同じノイズが重畳するため、オフセット電圧が所定の範囲外の電圧であるか否かを判定することにより、母線電流に大きなノイズが重畳されているか否かの判定（以下では「ノイズ判定」と呼ぶことがある）を行っている。また、この先行技術では、オフセット電圧が所定の範囲外の電圧であるときは、検出された母線電流へのノイズによる影響が大きいと判定し、オフセット電圧と同時に検出された増幅電圧を破棄し、オフセット電圧が所定の範囲内であるときに、オフセット電圧と同時に検出された増幅電圧から算出した母線電流に基づいてＰＷＭ信号が生成される。こうすることで、ノイズによる影響が小さい電流値（つまり、精度の高い電流値）を用いてモータを制御することが可能になり、ノイズによる影響が大きい電流値を用いてモータを制御することによる制御の不安定化を防止できる。

特開２０１５－１２６５５５号公報

上記の先行技術では、ノイズ判定を行うにあたり、増幅電圧のサンプリングと同時にオフセット電圧のサンプリングを行う必要があるため、オフセット電圧を取得するための第二接続線や第二Ａ／Ｄ変換器が別途必要になる。このため、上記の先行技術では、精度の高い電流値を用いてモータの制御を行う際に、モータ制御装置における部品点数が増加してしまう。

そこで、本開示では、モータ制御装置における部品点数の増加を抑えつつ、精度の高い電流値を用いてモータの制御を行うことができる技術を提案する。

本開示のモータ制御装置は、インバータと、検出部と、算出部と、第一抽出部と、判定部とを有する。前記インバータは、直流電源から供給される直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧をモータに印加する。前記検出部は、前記直流電源と前記インバータとの間に接続された抵抗を用いて前記インバータの母線電流を検出する。前記算出部は、前記母線電流に基づいて前記モータに流れるモータ電流を算出する。前記第一抽出部は、前記モータ電流に含まれるノイズ成分を前記モータ電流から抽出する。前記判定部は、前記ノイズ成分に基づいて前記母線電流のノイズの大きさを判定する。

開示の技術によれば、モータ制御装置における部品点数の増加を抑えつつ、精度の高い電流値を用いてモータの制御を行うことができる。

図１は、本開示の実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。 図２は、本開示の実施例１のノイズ判定部の構成例を示す図である。 図３は、本開示の実施例１の第一抽出部の構成例を示す図である。 図４は、本開示の実施例１のモータ電流に含まれるノイズ成分及び非ノイズ成分の一例を示す図である。 図５は、本開示の実施例１の抽出されたノイズ成分の一例を示す図である。 図６は、本開示の実施例１のノイズ判定に用いられる閾値の更新例を示す図である。 図７は、本開示の実施例２のノイズ判定部の構成例を示す図である。 図８は、本開示の実施例２の第一抽出部及び第二抽出部の構成例を示す図である。 図９は、本開示の実施例２のノイズ判定部における処理手順の一例を示すフローチャートである。

以下、本開示の実施例を図面に基づいて説明する。以下の実施例において同一の構成には同一の符号を付す。

［実施例１］
＜モータ制御装置の構成＞
図１は、本開示の実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。図１に示すモータ制御装置１００は、位置センサレス方式、１シャント検出方式、及び、ＰＷＭ制御を用いてモータＭの駆動を制御する。図１において、モータ制御装置１００は、減算部４６，４７，５２と、ｄ軸電流設定部４８と、速度制御部４９と、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５と、ｄｑ／３φ変換部４３と、ＰＷＭ部４１と、インバータ１０と、直流電源Ｅ_ＤＣと、シャント抵抗Ｒｓとを有する。また、モータ制御装置１００は、ＤＣ電圧検出部３１と、電流検出部２１と、ＡＤ変換部７１，７２と、３φ電流算出部６１と、ＤＣ電圧算出部３２と、３φ／ｄｑ変換部４２と、位置・速度推定部４４と、１／Ｐｎ処理部５１と、ノイズ判定部８０と、電流推定部８１とを有する。

減算部４６，４７，５２、ｄ軸電流設定部４８、速度制御部４９、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５、ｄｑ／３φ変換部４３、ＰＷＭ部４１、ＤＣ電圧検出部３１、電流検出部２１、ＡＤ変換部７１，７２、３φ電流算出部６１、ＤＣ電圧算出部３２、３φ／ｄｑ変換部４２、位置・速度推定部４４、１／Ｐｎ処理部５１、ノイズ判定部８０、及び、電流推定部８１は、ハードウェアとして、例えばＭＣＵ（Micro Control Unit）により実現される。

また、インバータ１０は、上アームのスイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｖｐ，ＳＷｗｐと、下アームのスイッチング素子ＳＷｕｎ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｎとを有する。

モータ制御装置１００において、ｄ軸電流設定部４８は、所定値のｄ軸電流指令値ｉｄ^＊を減算部４６へ出力する。

減算部４６には、ｄ軸電流設定部４８からｄ軸電流指令値ｉｄ^＊が入力され、ノイズ判定部８０からｄ軸電流ｉｄが入力される。減算部４６は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊からｄ軸電流ｉｄを減算することによりｄ軸電流偏差Δｉｄを算出し、算出したｄ軸電流偏差Δｉｄをｄ軸ｑ軸電圧設定部４５へ出力する。

速度制御部４９は、減算部５２から入力される速度偏差Δωがゼロに近づくようにｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を算出し、算出したｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を減算部４７へ出力する。

減算部４７には、速度制御部４９からｑ軸電流指令値ｉｑ^＊が入力され、ノイズ判定部８０からｑ軸電流ｉｑが入力される。減算部４７は、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊からｑ軸電流ｉｑを減算することによりｑ軸電流偏差Δｉｑを算出し、算出したｑ軸電流偏差Δｉｑをｄ軸ｑ軸電圧設定部４５へ出力する。

ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５には、減算部４６からｄ軸電流偏差Δｉｄが入力され、減算部４７からｑ軸電流偏差Δｉｑが入力され、ノイズ判定部８０からｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑが入力される。ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５は、ｄ軸電流偏差Δｉｄ及びｑ軸電流偏差Δｉｑがゼロに近づくようにｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を算出し、算出したｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を位置・速度推定部４４、ｄｑ／３φ変換部４３及び電流推定部８１へ出力する。ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊は、３φ電流算出部６１により算出されるモータ電流であるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗに応じても変化する。

位置・速度推定部４４には、ノイズ判定部８０からｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑが入力され、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５からｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊が入力される。位置・速度推定部４４は、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊、及び、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊に基づいて、モータＭの電気的な角速度ωｅと、回転座標（ｄｑ座標）でのモータＭの回転位相角θｄｑとを推定する。位置・速度推定部４４は、推定した角速度ωｅを１／Ｐｎ処理部５１、ノイズ判定部８０及び電流推定部８１へ出力し、推定した回転位相角θｄｑを３φ／ｄｑ変換部４２及びｄｑ／３φ変換部４３へ出力する。

１／Ｐｎ処理部５１は、角速度ωｅをモータＭの極対数で除することにより、電気的な角速度ωｅをモータＭが有するロータの機械的な角速度ωｍに変換し、変換後の角速度ωｍを減算部５２へ出力する。

減算部５２には、１／Ｐｎ処理部５１から角速度ωｍが入力され、モータ制御装置１００の外部から（例えば、モータ制御装置１００の上位のコントローラから）速度指令値ωｍ^＊が入力される。減算部５２は、速度指令値ωｍ^＊から角速度ωｍを減算することにより速度偏差Δωを算出し、算出した速度偏差Δωを速度制御部４９へ出力する。

ｄｑ／３φ変換部４３は、回転位相角θｄｑを用いて、回転座標の２相のｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を、固定座標（ＵＶＷ座標）の３相の電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に変換する。ｄｑ／３φ変換部４３は、変換後の電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊をＰＷＭ部４１へ出力する。

ＰＷＭ部４１には、ｄｑ／３φ変換部４３から電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊が入力され、ＤＣ電圧算出部３２からＤＣ電圧Ｖｄｃが入力される。また、ＰＷＭ部４１には、モータ制御装置１００の外部から（例えば、モータ制御装置１００の上位のコントローラから）、ＰＷＭの搬送波であるキャリア信号が入力される。ＰＷＭ部４１は、電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊と、ＤＣ電圧Ｖｄｃと、キャリア信号とに基づいて、３相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎを生成し、生成したＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎをインバータ１０及び３φ電流算出部６１へ出力する。

インバータ１０には、直流電源Ｅ_ＤＣから直流電圧が供給され、ＰＷＭ部４１からＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎが入力される。インバータ１０は、直流電源Ｅ_ＤＣから供給される直流電圧をＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎに従って３相の交流電圧に変換し、変換後の３相の交流電圧をモータＭに印加する。つまり、インバータ１０は、ＰＷＭ制御によって交流電圧をモータＭに印加する。３相の交流電圧がモータＭに印加されることによりモータＭが駆動される。インバータ１０では、ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎに従って各スイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｕｎ，ＳＷｖｐ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｐ，ＳＷｗｎがオン／オフされることにより、直流電圧が３相電圧に変換される。各スイッチング素子ＳＷｕｐ，ＳＷｕｎ，ＳＷｖｐ，ＳＷｖｎ，ＳＷｗｐ，ＳＷｗｎの両端には、還流ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが接続されている。

電流検出部２１は、直流電源Ｅ_ＤＣとインバータ１０との間に接続されているシャント抵抗Ｒｓを用いて、インバータ１０の母線電流Ｉｓを検出する。シャント抵抗Ｒｓは、直流電源Ｅ_ＤＣにおけるＮ側端子とインバータ１０との間のＤＣラインであるＮラインＬ_Ｎ上に配置されている。なお、シャント抵抗Ｒｓは、直流電源Ｅ_ＤＣにおけるＰ側端子とインバータ１０との間のＤＣラインであるＰラインＬ_Ｐ上に配置されても良い。シャント抵抗Ｒｓには、ＰＷＭ信号に応じて流れるモータ電流であるＵ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流に応じた母線電流Ｉｓが流れ、シャント抵抗Ｒｓに母線電流Ｉｓが流れるときに、シャント抵抗Ｒｓの両端に電圧降下が生じる。電流検出部２１は、この電圧降下の大きさとシャント抵抗Ｒｓの抵抗値とから、シャント抵抗Ｒｓに流れる母線電流Ｉｓを検出する。さらに、電流検出部２１は、シャント抵抗Ｒｓと母線電流Ｉｓとに基づいて、式（１）によって表されるアナログ電圧ＶＡ１を算出し、算出したアナログ電圧ＶＡ１をＡＤ変換部７２へ出力する。式（１）における“ｋ”は所定の増幅率を示す。
ＶＡ１＝ｋ×（Ｒｓ・Ｉｓ） …（１）

ＡＤ変換部７２は、アナログ電圧ＶＡ１に対してサンプリングを行うことにより、アナログ電圧ＶＡ１をデジタル電圧値ＶＡ２へ変換し、変換後のデジタル電圧値ＶＡ２を３φ電流算出部６１へ出力する。

３φ電流算出部６１は、１シャント検出方式を用いてモータ電流を算出する。３φ電流算出部６１は、シャント抵抗Ｒｓの抵抗値と、増幅率ｋと、デジタル電圧値ＶＡ２と、ＰＷＭ信号Ｕｐ～Ｗｎとに基づいて、モータ電流であるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗを算出し、算出したモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを３φ／ｄｑ変換部４２へ出力する。

３φ／ｄｑ変換部４２は、位置・速度推定部４４から入力される回転位相角θｄｑを用いて、固定座標の３相の電流ベクトルを示すモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、回転座標の２相の電流ベクトルを示すｄ軸電流及びｑ軸電流に変換する。以下では、３φ／ｄｑ変換部４２での変換後のｄ軸電流を「検出ｄ軸電流」と呼び、３φ／ｄｑ変換部４２での変換後のｑ軸電流を「検出ｑ軸電流」と呼ぶことがある。２相の検出ｄ軸電流及び検出ｑ軸電流は、３φ電流算出部６１によって算出される３相のモータ電流に相当する。３φ／ｄｑ変換部４２は、検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔ及び検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔをノイズ判定部８０へ出力する。以下では、検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔ及び検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔを「検出電流ｉ_ｄｅｔ」と総称することがある。

電流推定部８１には、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５からｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊が入力され、位置・速度推定部４４から角速度ωｅが入力され、ノイズ判定部８０からｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑが入力される。電流推定部８１は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊、角速度ωｅ、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに基づいて電流の推定を行い、推定したｄ軸電流ｉｄ_ｅｓｔ、及び、推定したｑ軸電流ｉｑ_ｅｓｔをノイズ判定部８０へ出力する。以下では、電流推定部８１によって推定されたｄ軸電流を「推定ｄ軸電流」と呼び、電流推定部８１によって推定されたｑ軸電流を「推定ｑ軸電流」と呼ぶことがある。また以下では、推定ｄ軸電流ｉｄ_ｅｓｔ及び推定ｑ軸電流ｉｑ_ｅｓｔを「推定電流ｉ_ｅｓｔ」と総称することがある。

ノイズ判定部８０には、３φ／ｄｑ変換部４２から検出電流ｉ_ｄｅｔが入力され、位置・速度推定部４４から角速度ωｅが入力され、電流推定部８１から推定電流ｉ_ｅｓｔが入力される。ノイズ判定部８０は、ノイズ判定を行い、ノイズ判定の判定結果に基づいて、位置・速度推定部４４、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５、減算部４６及び電流推定部８１へ出力するｄ軸電流ｉｄと、位置・速度推定部４４、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５、減算部４７及び電流推定部８１へ出力するｑ軸電流ｉｑとを決定する。ノイズ判定部８０の詳細については後述する。

ＤＣ電圧検出部３１は、ＰラインＬ_ＰとＮラインＬ_Ｎとの間の母線電圧を検出し、検出したアナログの母線電圧ＶＢ１をＡＤ変換部７１へ出力する。

ＡＤ変換部７１は、アナログの母線電圧ＶＢ１に対してサンプリングを行うことにより、アナログの母線電圧ＶＢ１をデジタルの母線電圧値ＶＢ２へ変換し、変換後のデジタルの母線電圧値ＶＢ２をＤＣ電圧算出部３２へ出力する。

ＤＣ電圧算出部３２は、デジタルの母線電圧値ＶＢ２からＤＣ電圧Ｖｄｃを算出し、算出したＤＣ電圧ＶｄｃをＰＷＭ部４１へ出力する。

＜ノイズ判定部の構成＞
図２は、本開示の実施例１のノイズ判定部の構成例を示す図である。図２に示すノイズ判定部８０ａは、図１に示すノイズ判定部８０に該当する。図２において、ノイズ判定部８０ａは、第一抽出部９１と、ノイズ量判定部９２と、電流決定部９３とを有する。

第一抽出部９１は、モータ電流に含まれるノイズ成分をモータ電流から抽出し、抽出したノイズ成分をノイズ量判定部９２へ出力する。第一抽出部９１によって抽出されるノイズ成分は、ｄ軸ノイズ成分ｉｄ_ｎｏとｑ軸ノイズ成分ｉｑ_ｎｏとから形成される。以下では、ｄ軸ノイズ成分ｉｄ_ｎｏ及びｑ軸ノイズ成分ｉｑ_ｎｏを「ノイズ成分ｉ_ｎｏ」と総称することがある。

ノイズ量判定部９２は、ノイズ成分に基づいて母線電流のノイズの大きさを判定する。ノイズ成分は、正の値になるときと、負の値になるときとがある。そこで例えば、ノイズ量判定部９２は、ｄ軸ノイズ成分ｉｄ_ｎｏの絶対値｜ｉｄ_ｎｏ｜またはｑ軸ノイズ成分ｉｑ_ｎｏの絶対値｜ｉｑ_ｎｏ｜の少なくとも一方が閾値±ＴＨＮの絶対値｜±ＴＨＮ｜以上であるときに母線電流のノイズが大きいと判定し、｜ｉｄ_ｎｏ｜及び｜ｉｑ_ｎｏ｜の双方が｜±ＴＨＮ｜未満であるときに母線電流のノイズが小さいと判定する。そして、ノイズ量判定部９２は、母線電流のノイズが大きいと判定され、かつ、ノイズ成分が正の値を有するときは、判定フラグＤＦを‘＋１’にセットし、‘＋１’にセットされた判定フラグＤＦを電流決定部９３へ出力する。一方、ノイズ量判定部９２は、母線電流のノイズが大きいと判定され、かつ、ノイズ成分が負の値を有するときは、判定フラグＤＦを‘－１’にセットし、‘－１’にセットされた判定フラグＤＦを電流決定部９３へ出力する。ノイズ量判定部９２は、母線電流のノイズが小さいと判定されたときは判定フラグＤＦを‘０’にセットし、‘０’にセットされた判定フラグＤＦを電流決定部９３へ出力する。

電流決定部９３には、３φ／ｄｑ変換部４２から検出電流ｉ_ｄｅｔが入力され、電流推定部８１から推定電流ｉ_ｅｓｔが入力され、ノイズ量判定部９２から判定フラグＤＦが入力される。

電流決定部９３は、判定フラグＤＦが‘０’にセットされているときは、検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔを今回のキャリア周期でのモータＭの制御に用いるｄ軸電流ｉｄとして決定し、検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔ及び推定ｄ軸電流ｉｄ_ｅｓｔのうち検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔを位置・速度推定部４４、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５、減算部４６及び電流推定部８１へ出力する。キャリア周期は、モータ制御装置１００におけるキャリア周波数ｆｃの逆数である。一方で、電流決定部９３は、判定フラグＤＦが‘＋１’または‘－１’にセットされているときは、推定ｄ軸電流ｉｄ_ｅｓｔを今回のキャリア周期でのモータＭの制御に用いるｄ軸電流ｉｄとして決定し、検出ｄ軸電流ｉｄ_ｄｅｔ及び推定ｄ軸電流ｉｄ_ｅｓｔのうち推定ｄ軸電流ｉｄ_ｅｓｔを位置・速度推定部４４、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５、減算部４６及び電流推定部８１へ出力する。

また、電流決定部９３は、判定フラグＤＦが‘０’にセットされているときは、検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔを今回のキャリア周期でのモータＭの制御に用いるｑ軸電流ｉｑとして決定し、検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔ及び推定ｑ軸電流ｉｑ_ｅｓｔのうち検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔを位置・速度推定部４４、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５、減算部４７及び電流推定部８１へ出力する。一方で、電流決定部９３は、判定フラグＤＦが‘＋１’または‘－１’にセットされているときは、推定ｑ軸電流ｉｑ_ｅｓｔを今回のキャリア周期でのモータＭの制御に用いるｑ軸電流ｉｑとして決定し、検出ｑ軸電流ｉｑ_ｄｅｔ及び推定ｑ軸電流ｉｑ_ｅｓｔのうち推定ｑ軸電流ｉｑ_ｅｓｔを位置・速度推定部４４、ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５、減算部４７及び電流推定部８１へ出力する。

＜電流の推定＞
以下、電流推定部８１によって行われる電流の推定の一例として、推定例１と推定例２との２つの推定例について説明する。

＜推定例１＞
ｄ軸ｑ軸電圧設定部４５から電流推定部８１に入力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊は、式（２.１）及び式（２.２）に示すモータモデル式によって表される。式（２.１）及び式（２.２）において、“Ｒ”はモータＭの巻線抵抗、“ｉｄ”は前回のキャリア周期で電流決定部９３から電流推定部８１に入力されたｄ軸電流（以下では「前回ｄ軸電流」と呼ぶことがある）、“ｐ”は（ｄ／ｄｔ）の微分演算子、“Ｌｄ”はモータＭのｄ軸インダクタンス、“ωｅ”は位置・速度推定部４４から電流推定部８１に入力される角速度、“Ｌｑ”はモータＭのｑ軸インダクタンス、“ｉｑ”は前回のキャリア周期で電流決定部９３から電流推定部８１に入力されたｑ軸電流（以下では「前回ｑ軸電流」と呼ぶことがある）、“Ψ”はモータＭの鎖交磁束である。巻線抵抗Ｒ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ及び鎖交磁束Ψは、モータＭの特性を決定するパラメータ（以下では「モータパラメータ」と呼ぶことがある）である。
Ｖｄ^＊＝Ｒ・ｉｄ＋ｐ・Ｌｄ・ｉｄ－ωｅ・Ｌｑ・ｉｑ …（２.１）
Ｖｑ^＊＝Ｒ・ｉｑ＋ｐ・Ｌｑ・ｉｑ＋ωｅ・Ｌｄ・ｉｄ＋ωｅ・Ψ …（２.２）

また、モータ制御装置１００におけるキャリア周波数ｆｃを用いると、式（２.１）及び式（２.２）は、式（３.１）及び式（３.２）に変形できる。式（３.１）及び式（３.２）において、“ΔＩｄ”は、今回のキャリア周期で電流決定部９３から出力されると予測されるｄ軸電流（以下では「予測ｄ軸電流」と呼ぶことがある）の前回ｄ軸電流に対する変化量（以下では「ｄ軸電流変化量」と呼ぶことがある）、“ΔＩｑ”は、今回のキャリア周期で電流決定部９３から出力されると予測されるｑ軸電流（以下では「予測ｑ軸電流」と呼ぶことがある）の前回ｑ軸電流に対する変化量（以下では「ｑ軸電流変化量」と呼ぶことがある）である。
Ｖｄ^＊＝Ｒ・ｉｄ＋Ｌｄ・ΔＩｄ・ｆｃ－ωｅ・Ｌｑ・ｉｑ …（３.１）
Ｖｑ^＊＝Ｒ・ｉｑ＋Ｌｑ・ΔＩｑ・ｆｃ＋ωｅ・Ｌｄ・ｉｄ＋ωｅ・Ψ …（３.２）

式（３.１）及び式（３.２）をｄ軸電流変化量及びｑ軸電流変化量について解くと、式（４.１）及び式（４.２）が得られる。
ΔＩｄ＝（Ｖｄ^＊－Ｒ・ｉｄ＋ωｅ・Ｌｑ・ｉｑ）／（Ｌｄ・ｆｃ） …（４.１）
ΔＩｑ＝（Ｖｑ^＊－Ｒ・ｉｑ－ωｅ・Ｌｄ・ｉｄ－ωｅ・Ψ）／（Ｌｑ・ｆｃ）
…（４.２）

そこで、推定例１では、電流推定部８１は、前回のキャリア周期で電流決定部９３によって決定され電流決定部９３から入力された前回ｄ軸電流ｉｄと、前回のキャリア周期で電流決定部９３によって決定され電流決定部９３から入力された前回ｑ軸電流ｉｑとを用いて、式（５.１）及び式（５.２）に従って、推定ｄ軸電流ｉｄ_ｅｓｔ及び推定ｑ軸電流ｉｑ_ｅｓｔを算出する。
ｉｄ_ｅｓｔ＝ｉｄ＋ΔＩｄ …（５.１）
ｉｑ_ｅｓｔ＝ｉｑ＋ΔＩｑ …（５.２）

このようにして、推定例１では、電流推定部８１は、モータＭのモータモデル式に従って理論的に導出される推定ｄ軸電流ｉｄ_ｅｓｔ及び推定ｑ軸電流ｉｑ_ｅｓｔを算出し、算出した推定ｄ軸電流ｉｄ_ｅｓｔ及び推定ｑ軸電流ｉｑ_ｅｓｔを電流決定部９３へ出力する。

＜推定例２＞
推定例２では、電流推定部８１は、前回ｄ軸電流を推定ｄ軸電流ｉｄ_ｅｓｔとして使用し、前回ｑ軸電流を推定ｑ軸電流ｉｑ_ｅｓｔとして使用する。

＜第一抽出部の構成＞
図３は、本開示の実施例１の第一抽出部の構成例を示す図である。図３において、第一抽出部９１は、第一ノッチフィルタ９１１と、第二ノッチフィルタ９１２と、第一ハイパスフィルタ９１３とを有する。第一ノッチフィルタ９１１には、３φ／ｄｑ変換部４２から検出電流ｉ_ｄｅｔが入力され、位置・速度推定部４４から角速度ωｅが入力される。第二ノッチフィルタ９１２には、位置・速度推定部４４から角速度ωｅが入力される。

ここで、検出電流ｉ_ｄｅｔには、ノイズ成分と、ノイズ成分と異なる成分（以下では「非ノイズ成分」と呼ぶことがある）とが含まれる。第一抽出部９１は、検出電流ｉ_ｄｅｔから非ノイズ成分を除去することにより検出電流ｉ_ｄｅｔからノイズ成分を抽出し、抽出したノイズ成分をノイズ量判定部９２へ出力する。

ここで、非ノイズ成分の一例として、負荷脈動成分と、モータＭの構造に起因する高周波成分（以下では「モータ構造起因成分」と呼ぶことがある）と、オフセット成分とが挙げられる。負荷脈動成分は、モータＭが１回転する間の負荷の脈動によって現れる成分である。モータ構造起因成分は、モータＭの回転数に依存する高調波成分を含む周波数成分であり、一例として、コギングトルクによる脈動等が挙げられる。オフセット成分は、モータ電流の平均値に相当し、周波数成分を持たない。

第一抽出部９１において、まず、第一ノッチフィルタ９１１が、負荷脈動成分を非ノイズ成分として検出電流ｉ_ｄｅｔから除去する。

負荷脈動成分はモータＭの負荷の脈動に起因して発生する周波数成分であるため、特定の周波数に出現する。また、負荷脈動成分が出現する周波数は、モータＭの回転数によって変化する。

そこで、第一ノッチフィルタ９１１は、例えば、キャリア周波数“ｆｃ”と、負荷脈動成分が出現する特定の周波数“ωｎ”とに基づいて、式（６.１）～（６.７）に従って、検出電流ｉ_ｄｅｔをフィルタ処理することにより、検出電流ｉ_ｄｅｔから負荷脈動成分を除去する。これにより、検出電流ｉ_ｄｅｔから負荷脈動成分が除去された後のノイズ成分が抽出される。負荷脈動成分が出現する特定の周波数ωｎは角速度ωｅに基づいて算出される。第一ノッチフィルタ９１１は、検出電流ｉ_ｄｅｔから負荷脈動成分が除去された後のノイズ成分ｉ_ｎｏを第二ノッチフィルタ９１２へ出力する。

ここで、式（６.１）～（６.７）において、“Ｎ_０”、“Ｎ_１”、“Ｎ_２”、“Ｄ_０”、“Ｄ_１”及び“Ｄ_２”は、ノッチフィルタの所定のフィルタ定数、“ｄ”はノッチフィルタでの減衰量を決めるパラメータ、“σ”はノッチフィルタでの減衰対象の周波数帯域の幅を決めるパラメータである。また、式（６.１）～（６.７）において、“ｘ”は検出電流ｉ_ｄｅｔ、“ｙ”はノッチフィルタによって抽出されたノイズ成分である。また、式（６.１）～（６.７）において、“［ｋ］”は今回のキャリア周期、“［ｋ－１］”は前回のキャリア周期、“［ｋ－２］”は前々回のキャリア周期である。よって、式（６.１）～（６.７）において、“ｘ［ｋ］”は今回のキャリア周期での検出電流ｉ_ｄｅｔ、“ｘ［ｋ－１］”は前回のキャリア周期での検出電流ｉ_ｄｅｔ、“ｘ［ｋ－２］”は前々回のキャリア周期での検出電流ｉ_ｄｅｔであり、“ｙ［ｋ］”は今回のキャリア周期で抽出されたノイズ成分ｉ_ｎｏ、“ｙ［ｋ－１］”は前回のキャリア周期で抽出されたノイズ成分ｉ_ｎｏ、“ｙ［ｋ－２］”は前々回のキャリア周期で抽出されたノイズ成分ｉ_ｎｏである。

次いで、第二ノッチフィルタ９１２が、モータ構造起因成分を非ノイズ成分として検出電流ｉ_ｄｅｔから除去する。

モータ構造起因成分には高調波成分が含まれ、モータ構造起因成分が出現する周波数はモータＭの極数、モータＭのスロット数及びモータＭの回転数によって定まる。例えば、モータＭの回転数を基本波周波数として、モータＭがＸ極Ｙスロットモータである場合には、ＸとＹの最小公倍数の周波数にモータ構造起因成分が出現する。さらに、ＸとＹの最小公倍数の２分の１倍、２倍、３倍、…、ｎ倍の次数の周波数にもモータ構造起因成分が出現する。例えば、モータＭが６極９スロットのモータである場合、６と９との最小公倍数である１８次の周波数の他、６と９との最小公倍数の２分の１倍の９次の周波数、及び、３６次、５４次、…という１８×ｎ次の周波数にモータ構造起因成分が出現する。よって例えば、モータＭの回転数が３０［ｒｐｓ］である場合、２７０［Ｈｚ］、５４０［Ｈｚ］、１０８０［Ｈｚ］、１６２０［Ｈｚ］、…、５４０×ｎ［Ｈｚ］の周波数にモータ構造起因成分が出現する。このように、モータ構造起因成分は、モータＭの回転数によって決まる特定の周波数に出現する。

そこで、第二ノッチフィルタ９１２は、第一ノッチフィルタ９１１と同様に、例えば、キャリア周波数“ｆｃ”と、モータ構造起因成分が出現する特定の周波数“ωｎ”とに基づいて、式（６.１）～（６.７）に従って、検出電流ｉ_ｄｅｔをフィルタ処理することにより、検出電流ｉ_ｄｅｔからモータ構造起因成分を除去する。これにより、検出電流ｉ_ｄｅｔからモータ構造起因成分が除去された後のノイズ成分が抽出される。モータ構造起因成分が出現する特定の周波数ωｎは角速度ωｅに基づいて算出される。第二ノッチフィルタ９１２は、検出電流ｉ_ｄｅｔからモータ構造起因成分が除去された後のノイズ成分ｉ_ｎｏを第一ハイパスフィルタ９１３へ出力する。

ここで、負荷脈動成分または、モータ構造起因成分が出現する特定の周波数ωｎはモータＭの回転数によって変化するため、式（６.１）～（６.７）における所定のフィルタ定数Ｎ_０，Ｎ_１，Ｎ_２，Ｄ_０，Ｄ_１，Ｄ_２はモータＭの回転数に応じて定められる。

次いで、第一ハイパスフィルタ９１３が、オフセット成分を非ノイズ成分として検出電流ｉ_ｄｅｔから除去する。

例えば、第一ハイパスフィルタ９１３は、キャリア周波数“ｆｃ”に基づいて、式（７.１）～（７.６）に従って検出電流ｉ_ｄｅｔをフィルタ処理することにより、検出電流ｉ_ｄｅｔからオフセット成分を除去する。これにより、検出電流ｉ_ｄｅｔからオフセット成分が除去された後のノイズ成分が式（７.１）の“ｙ［ｋ］”として抽出される。第一ハイパスフィルタ９１３は、検出電流ｉ_ｄｅｔからオフセット成分が除去された後のノイズ成分ｉ_ｎｏをノイズ量判定部９２へ出力する。式（７.１）～（７.６）において、“ａ１”及び“ａ０”は第一ハイパスフィルタ９１３の特性を決めるフィルタ定数である。

図４及び図５に示すように、第一抽出部９１は、以上のようにして、負荷脈動成分、モータ構造起因成分及びオフセット成分を非ノイズ成分として検出電流ｉ_ｄｅｔから除去することによりモータ電流に含まれるノイズ成分をモータ電流から抽出する。図４は、本開示の実施例１のモータ電流に含まれるノイズ成分及び非ノイズ成分の一例を示す図であり、図５は、本開示の実施例１の抽出されたノイズ成分の一例を示す図である。

なお、第一抽出部９１は、負荷脈動成分、モータ構造起因成分及びオフセット成分のうち一つまたは複数を検出電流ｉ_ｄｅｔから除去しても良い。また、上記では、第一抽出部９１が、二次フィルタである第一ノッチフィルタ９１１、第二ノッチフィルタ９１２及び第一ハイパスフィルタ９１３を有する場合について説明したが、開示の技術が適用可能なフィルタは二次フィルタに限定されない。

＜閾値±ＴＨＮの更新＞
以下、ノイズ量判定部９２によって行われる閾値±ＴＨＮの更新の一例として、更新例１～３の３つの更新例について説明する。

＜更新例１＞
更新例１では、ノイズ量判定部９２は、母線電流のノイズが小さいと判定したときのノイズ成分の直近のｎキャリア分の移動平均値によって閾値±ＴＨＮを更新する。

＜更新例２＞
更新例２では、ノイズ量判定部９２は、ローパスフィルタを用いて母線電流のノイズが小さいと判定したときのノイズ成分の平均値を算出し、算出した平均値によって閾値±ＴＨＮを更新する。

＜更新例３＞
更新例３では、ノイズ量判定部９２は、母線電流のノイズが小さいと判定したときのノイズ成分に基づいて閾値±ＴＨＮを更新する。図６は、本開示の実施例１のノイズ判定に用いられる閾値の更新例を示す図である。

図６に示すように、例えば、ノイズ量判定部９２は、所定期間Ｉａにおいて母線電流のノイズが小さいと判定したときの所定期間Ｉａにおけるノイズ成分ｉ_ｎｏの絶対値が最大となる正及び負のピーク値Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を随時検出し、各ピーク値Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の絶対値にマージンを加えた値によって閾値±ＴＨＮを更新する。図６に示すように、例えば、それぞれが同一の所定期間Ｉａを有する周期Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３が設定されている場合、ノイズ量判定部９２は、周期Ｔ１において負のピーク値Ｐ１を検出し、ピーク値Ｐ１の絶対値に正の符号を付した値に正のマージンを加えた値を周期Ｔ２における閾値＋ＴＨＮとして設定するとともに、ピーク値Ｐ１の絶対値に負の符号を付した値に負のマージンを加えた値を周期Ｔ２における閾値－ＴＨＮとして設定する。また、ノイズ量判定部９２は、周期Ｔ２において正のピーク値Ｐ２を検出し、ピーク値Ｐ２の絶対値に正の符号を付した値に正のマージンを加えた値を周期Ｔ３における閾値＋ＴＨＮとして設定するとともに、ピーク値Ｐ２の絶対値に負の符号を付した値に負のマージンを加えた値を周期Ｔ３における閾値－ＴＨＮとして設定する。なお、マージンは、モータＭの制御が不安定化しないように、実験等によって求められた所定値に予め設定されている。

ここで、所定期間Ｉａの一例として、モータＭの回転に伴ってモータＭの負荷が脈動する周期である「負荷脈動周期」が挙げられる。電流値の精度に影響しない定常的なノイズのピーク値は、負荷脈動周期で周期的に出現するため、負荷脈動周期ごとに閾値±ＴＨＮを更新することで、閾値±ＴＨＮを適切に設定することができる。つまり、電流値の精度に影響しない定常的なノイズによって母線電流のノイズが大きいと誤判定されてしまうことを防止できる。また、母線電流のノイズが大きなノイズであるにもかかわらず定常的なノイズであると誤判定（ノイズが小さいと誤判定）されてしまうことを防止できる。したがって、ノイズ判定を正確に行うことができる。

以上、実施例１について説明した。

［実施例２］
ノッチフィルタのような二次フィルタにノイズのような周期性がない単発の信号が入力されると、二次フィルタの出力に振動が生じる。二次フィルタに入力されるノイズが大きいほど、二次フィルタの出力に生じる振動も大きくなり、振動が大きくなるほど振動の収まりが遅くなる。このため、今回のキャリア周期でノイズ量判定部９２が母線電流のノイズが大きいと判定した場合、次回以降のキャリア周期で、母線電流に重畳されたノイズが小さいにもかかわらず、ノイズ量判定部９２は母線電流のノイズが大きいと誤判定してしまう可能性がある。そこで、実施例２では、ノイズ判定部８０は以下の構成を採る。

＜ノイズ判定部の構成＞
図７は、本開示の実施例２のノイズ判定部の構成例を示す図である。図７に示すノイズ判定部８０ｂは、図１に示すノイズ判定部８０に該当する。図７において、ノイズ判定部８０ｂは、第一抽出部９１と、ノイズ量判定部９２と、電流決定部９３、第二抽出部９４とを有する。

＜第一抽出部及び第二抽出部の構成＞
図８は、本開示の実施例２の第一抽出部及び第二抽出部の構成例を示す図である。

図８において、第一抽出部９１は、第一ノッチフィルタ９１１と、第二ノッチフィルタ９１２と、第一ハイパスフィルタ９１３と、データ設定部９１４とを有する。

また、図８において、第二抽出部９４は、入力制御部９４１と、第三ノッチフィルタ９４２と、第四ノッチフィルタ９４３と、第二ハイパスフィルタ９４４と、データ出力部９４５とを有する。入力制御部９４１には、３φ／ｄｑ変換部４２から検出電流ｉ_ｄｅｔが入力され、ノイズ量判定部９２から判定フラグＤＦが入力される。第三ノッチフィルタ９４２及び第四ノッチフィルタ９４３には、位置・速度推定部４４から角速度ωｅが入力される。データ出力部９４５には、ノイズ量判定部９２から判定フラグＤＦが入力される。

ここで、第三ノッチフィルタ９４２は第一ノッチフィルタ９１１と同一のフィルタ定数を有するフィルタであり、第四ノッチフィルタ９４３は第二ノッチフィルタ９１２と同一のフィルタ定数を有するフィルタであり、第二ハイパスフィルタ９４４は第一ハイパスフィルタ９１３と同一のフィルタ定数を有するフィルタである。つまり、第三ノッチフィルタ９４２は、第一ノッチフィルタ９１１と同様に式（６.１）～（６.７）に従ってフィルタ処理を行い、第四ノッチフィルタ９４３は、第二ノッチフィルタ９１２と同様に式（６.１）～（６.７）に従ってフィルタ処理を行い、第二ハイパスフィルタ９４４は、第一ハイパスフィルタ９１３と同様に式（７.１）～（７.６）に従ってフィルタ処理を行う。

＜ノイズ判定部の動作＞
以下、ノイズ判定部８０ｂの動作例について、母線電流のノイズが小さい場合と、母線電流のノイズが大きい場合とに分けて説明する。

＜母線電流のノイズが小さい場合＞
ノイズ量判定部９２が母線電流のノイズが小さいと判定した場合、つまり、‘０’にセットされた判定フラグＤＦが入力制御部９４１及びデータ出力部９４５に入力された場合、入力制御部９４１は、第三ノッチフィルタ９４２への入力として、検出電流ｉ_ｄｅｔを第三ノッチフィルタ９４２へ出力する。一方、データ出力部９４５は動作せず、データ出力部９４５からフィルタデータＦＤａ，ＦＤｂ，ＦＤｃが出力されないため、データ設定部９１４も動作しない。また、第一ノッチフィルタ９１１、第二ノッチフィルタ９１２及び第一ハイパスフィルタ９１３は、実施例１において説明したフィルタ処理と同一のフィルタ処理を行う。また、第三ノッチフィルタ９４２には検出電流ｉ_ｄｅｔが入力されるため、第三ノッチフィルタ９４２は第一ノッチフィルタ９１１と同一のフィルタ処理を行い、第四ノッチフィルタ９４３は第二ノッチフィルタ９１２と同一のフィルタ処理を行い、第二ハイパスフィルタ９４４は第一ハイパスフィルタ９１３と同一のフィルタ処理を行う。

＜母線電流のノイズが大きい場合＞
ノイズ量判定部９２が前回のキャリア周期で母線電流のノイズが大きいと判定した場合、つまり、‘＋１’または‘－１’にセットされた判定フラグＤＦが前回のキャリア周期で入力制御部９４１及びデータ出力部９４５に入力された場合、前回のキャリア周期では、入力制御部９４１は、記憶しておいた前々回のキャリア周期での検出電流ｉ_ｄｅｔに所定の加算値を加えた電流（以下では「仮想モータ電流」と呼ぶことがある）を算出し、第三ノッチフィルタ９４２への入力として、仮想モータ電流を第三ノッチフィルタ９４２へ出力する。入力制御部９４１は、前回のキャリア周期で入力された判定フラグＤＦが‘＋１’にセットされていた場合は所定の加算値である＋ａを前々回のキャリア周期での検出電流ｉ_ｄｅｔに加算し、前回のキャリア周期で入力された判定フラグＤＦが‘－１’にセットされていた場合は所定の加算値である－ａを前々回のキャリア周期での検出電流ｉ_ｄｅｔに加算する。また、所定の加算値±ａの絶対値｜±ａ｜は、閾値±ＴＨＮの絶対値｜±ＴＨＮ｜より小さいことが好ましい。二次フィルタの出力の振動は前回のキャリア周期よりも今回のキャリア周期の方が小さくなるため、所定の加算値±ａの絶対値｜±ａ｜を、閾値±ＴＨＮの絶対値｜±ＴＨＮ｜より小さくしておけば、第一ノッチフィルタ９１１、第二ノッチフィルタ９１２及び第一ハイパスフィルタ９１３で行われる後述のフィルタ処理により得られる出力の振動は、今回のキャリア周期で閾値±ＴＨＮを超えない範囲に抑えられる。つまり、ノイズ量判定部９２が母線電流のノイズが大きいと誤判定しない程度までノイズの影響が低減された仮想モータ電流が得られる。また、所定の加算値±ａは、更新後の閾値±ＴＨＮに応じて定められる可変の値であっても良い。このように、母線電流のノイズが大きいと判定されたときの検出電流ｉ_ｄｅｔに所定の加算値±ａが加えられることにより、ノイズの影響が低減された仮想モータ電流が得られる。なお、検出電流ｉ_ｄｅｔはキャリア周期毎に時系列にノイズ量判定部９２に記憶される。

また、ノイズ量判定部９２が前回のキャリア周期で母線電流のノイズが大きいと判定した場合、前回のキャリア周期で、第三ノッチフィルタ９４２及び第四ノッチフィルタ９４３は、前回のキャリア周期での仮想モータ電流に基づいて式（６.１）～（６.７）に従ってフィルタ処理を行い、第二ハイパスフィルタ９４４は、前回のキャリア周期での仮想モータ電流に基づいて式（７.１）～（７.６）に従ってフィルタ処理を行う。つまり、ノイズ量判定部９２が前回のキャリア周期で母線電流のノイズが大きいと判定した場合、前回のキャリア周期で、第三ノッチフィルタ９４２、第四ノッチフィルタ９４３及び第二ハイパスフィルタ９４４は、式（６.１）～（６.７）及び式（７.１）～（７.６）における“ｘ［ｋ］”を検出電流ｉ_ｄｅｔから仮想モータ電流に替えることにより、仮想モータ電流に基づいて式（６.１）～（６.７）及び式（７.１）～（７.６）に従ってフィルタ処理を行うことにより、仮想モータ電流に含まれるノイズ成分（以下では「仮想ノイズ成分」と呼ぶことがある）ｙ［ｋ］を仮想モータ電流から抽出する。

また、ノイズ量判定部９２が前回のキャリア周期で母線電流のノイズが大きいと判定した場合、今回のキャリア周期で、データ出力部９４５は、第三ノッチフィルタ９４２におけるｘ［ｋ－１］及びｙ［ｋ－１］をフィルタデータＦＤａとしてデータ設定部９１４へ出力し、第四ノッチフィルタ９４３におけるｘ［ｋ－１］及びｙ［ｋ－１］をフィルタデータＦＤｂとしてデータ設定部９１４へ出力し、第二ハイパスフィルタ９４４におけるｘ［ｋ－１］及びｙ［ｋ－１］をフィルタデータＦＤｃとしてデータ設定部９１４へ出力する。データ設定部９１４は、今回のキャリア周期で、データ出力部９４５から入力されたフィルタデータＦＤａを第一ノッチフィルタ９１１に設定し、データ出力部９４５から入力されたフィルタデータＦＤｂを第二ノッチフィルタ９１２に設定し、データ出力部９４５から入力されたフィルタデータＦＤｃを第一ハイパスフィルタ９１３に設定する。これにより、今回のキャリア周期では、第一抽出部９１において、前回のキャリア周期でのｘ［ｋ－１］及びｙ［ｋ－１］が今回のキャリア周期でデータ出力部９４５から入力されたｘ［ｋ－１］及びｙ［ｋ－１］に置き換えられた上で、第一ノッチフィルタ９１１、第二ノッチフィルタ９１２及び第一ハイパスフィルタ９１３によるフィルタ処理が行われる。

＜ノイズ判定部における処理手順＞
図９は、本開示の実施例２のノイズ判定部における処理手順の一例を示すフローチャートである。

図９において、ステップＳ１００では、前回のキャリア周期で、第一抽出部９１は、検出電流ｉ_ｄｅｔからノイズ成分ｉ_ｎｏを抽出する。

次いで、ステップＳ１０５では、前回のキャリア周期で、ノイズ量判定部９２は、ノイズ成分ｉ_ｎｏの絶対値が閾値±ＴＨＮの絶対値以上であるか否か、つまり、母線電流のノイズが大きいか否かを判定する。母線電流のノイズが大きいと判定されたときは（ステップＳ１０５：Ｙｅｓ）、処理はステップＳ１１０へ進み、母線電流のノイズが小さいと判定されたときは（ステップＳ１０５：Ｎｏ）、処理はステップＳ１２５へ進む。

ステップＳ１１０では、入力制御部９４１は、前々回のキャリア周期での検出電流ｉ_ｄｅｔに所定の加算値±ａを加えることにより仮想モータ電流を算出し、検出電流ｉ_ｄｅｔに替えて仮想モータ電流を第三ノッチフィルタ９４２への入力とする。

次いで、ステップＳ１１５では、前回のキャリア周期で、第三ノッチフィルタ９４２、第四ノッチフィルタ９４３及び第二ハイパスフィルタ９４４は、前回のキャリア周期での仮想モータ電流に基づいてフィルタ処理を行う。

次いで、ステップＳ１２０では、今回のキャリア周期で、データ設定部９１４は、第一ノッチフィルタ９１１、第二ノッチフィルタ９１２及び第一ハイパスフィルタ９１３におけるｘ［ｋ－１］及びｙ［ｋ－１］を、前回のキャリア周期で仮想モータ電流に基づいて第三ノッチフィルタ９４２、第四ノッチフィルタ９４３及び第二ハイパスフィルタ９４４がフィルタ処理を行った際のｘ［ｋ－１］及びｙ［ｋ－１］に置き換え、第一ノッチフィルタ９１１、第二ノッチフィルタ９１２及び第一ハイパスフィルタ９１３は、置き換えられた後のｘ［ｋ－１］及びｙ［ｋ－１］を用いて検出電流ｉ_ｄｅｔに対するフィルタ処理を行う。

一方で、ステップＳ１２５では、入力制御部９４１は、検出電流ｉ_ｄｅｔを第三ノッチフィルタ９４２への入力とする。

次いで、ステップＳ１３０では、第三ノッチフィルタ９４２、第四ノッチフィルタ９４３及び第二ハイパスフィルタ９４４は、検出電流ｉ_ｄｅｔに基づいてフィルタ処理を行う。

以上、実施例２について説明した。

以上のように、本開示のモータ制御装置（実施例のモータ制御装置１００）は、インバータ（実施例のインバータ１０）と、検出部（実施例の電流検出部２１）と、算出部（実施例の３φ電流算出部６１）と、第一抽出部（実施例の第一抽出部９１）と、判定部（実施例のノイズ量判定部９２）とを有する。インバータは、直流電源から供給される直流電圧を交流電圧に変換し、変換後の交流電圧をモータ（実施例のモータＭ）に印加する。検出部は、直流電源とインバータとの間に接続された抵抗（実施例のシャント抵抗Ｒｓ）を用いてインバータの母線電流を検出する。算出部は、母線電流に基づいてモータに流れるモータ電流を算出する。第一抽出部は、モータ電流に含まれるノイズ成分をモータ電流から抽出する。判定部は、抽出されたノイズ成分に基づいて母線電流のノイズの大きさを判定する。

こうすることで、精度の高い電流値を用いてモータの制御を行うにあたり、母線電流のノイズの大きさを判定するために上記の先行技術が必要としたオフセット電圧が不要になる。そのため、オフセット電圧を取得するための回路や、オフセット電圧をサンプリングするためのＡ／Ｄ変換器が不要になる。よって、モータ制御装置における部品点数の増加を抑えつつ、精度の高い電流値を用いてモータの制御を行うことができる。また、オフセット電圧をサンプリングするためのＡ／Ｄ変換器が不要になるため、オフセット電圧のサンプリングに用いていたＡ／Ｄ変換器を別の用途に使用することが可能になる。

また、第一抽出部は、モータ電流からノイズ成分と異なる非ノイズ成分を除去することによりノイズ成分を抽出する。例えば、第一抽出部は、モータの回転数に依存する高調波成分を含む周波数成分を非ノイズ成分としてモータ電流から除去することによりモータ電流に含まれるノイズ成分をモータ電流から抽出する。また例えば、第一抽出部は、モータの負荷の脈動に起因する周波数成分を非ノイズ成分としてモータ電流から除去することによりモータ電流に含まれるノイズ成分をモータ電流から抽出する。また例えば、第一抽出部は、モータ電流の平均値であるオフセット成分を非ノイズ成分としてモータ電流から除去することによりモータ電流に含まれるノイズ成分をモータ電流から抽出する。

こうすることで、ノイズ成分を正確に抽出することができる。

また、判定部は、ノイズ成分が閾値未満であるときに母線電流のノイズが小さいと判定し、ノイズ成分が閾値以上であるときに母線電流のノイズが大きいと判定する。また、判定部は、母線電流のノイズが小さいと判定したとき、ノイズが小さいと判定したときのノイズ成分に基づいて閾値を更新する。一方で、判定部は、母線電流のノイズが大きいと判定したとき、閾値を更新しない。

例えば、判定部は、所定期間において母線電流のノイズが小さいと判定したときの所定期間におけるノイズ成分のピーク値に基づいて閾値を更新する。

また例えば、所定期間は、モータの回転に伴ってモータの負荷が脈動する周期である負荷脈動周期である。

こうすることで、電流値の精度に影響しない定常的なノイズによって母線電流のノイズが大きいと誤判定されてしまうことを防止できる。また、大きなノイズであるにもかかわらず定常的なノイズであると誤判定（ノイズが小さいと誤判定）されてしまうことを防止できる。したがって、ノイズ判定を正確に行うことができる。

また、第一抽出部は、前回のキャリア周期で算出されたモータ電流と、前回のキャリア周期で抽出したノイズ成分と、今回のキャリア周期で算出されたモータ電流とに基づいてフィルタ処理を行うことにより、モータ電流から非ノイズ成分を除去してモータ電流に含まれるノイズ成分をモータ電流から抽出する。

こうすることで、ノイズ成分をさらに正確に抽出することができる。

また、本開示のモータ制御装置は、第二抽出部（実施例の第二抽出部９４）を有する。第二抽出部は、前回のキャリア周期において判定部によって母線電流のノイズが大きいと判定されたときに、今回のキャリア周期で、ノイズの影響が低減された仮想モータ電流と、仮想モータ電流に含まれる仮想ノイズ成分とを第一抽出部へ出力する。

例えば、第一抽出部は、所定のフィルタ定数を用いてフィルタ処理を行い、第二抽出部は、第一抽出部における所定のフィルタ定数と同一のフィルタ定数を用いて、仮想モータ電流に基づいてフィルタ処理を行うことにより仮想モータ電流に含まれる仮想ノイズ成分を仮想モータ電流から抽出する。

また例えば、第一抽出部は、前回のキャリア周期において判定部によって母線電流のノイズが大きいと判定されたときに、今回のキャリア周期では、前回のキャリア周期で算出されたモータ電流及び前回のキャリア周期で抽出したノイズ成分を、今回のキャリア周期で第二抽出部から入力された仮想モータ電流及び仮想ノイズ成分に置き換えてフィルタ処理を行う。

また例えば、第二抽出部は、前々回のキャリア周期で算出されたモータ電流に所定の加算値を加えることにより仮想モータ電流を算出する。また、所定の加算値は、第一抽出部が抽出したノイズ成分の符号と同一の符号を有し、かつ、所定の加算値の絶対値はノイズ成分の閾値の絶対値より小さい。

こうすることで、今回のキャリア周期で判定部が母線電流のノイズが大きいと判定した場合であっても、次回以降のキャリア周期で、第一抽出部の出力の振動を抑制することができる。したがって、母線電流に重畳されたノイズが小さいにもかかわらず、母線電流のノイズが大きいと誤判定されてしまうことを防止できる。

１００ モータ制御装置
１０ インバータ
２１ 電流検出部
６１ ３φ電流算出部
９１ 第一抽出部
９２ ノイズ量判定部
９４ 第二抽出部

Claims (12)

1. 直流電源から供給される直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧をモータに印加するインバータと、
   前記直流電源と前記インバータとの間に接続された抵抗を用いて前記インバータの母線電流を検出する検出部と、
   前記母線電流に基づいて前記モータに流れるモータ電流を算出する算出部と、
   前記モータ電流に含まれるノイズ成分を前記モータ電流から抽出する抽出部と、
   を具備し、
   前記抽出部は、前記モータ電流から前記ノイズ成分と異なる非ノイズ成分を除去することにより前記ノイズ成分を抽出する、
   モータ制御装置。
2. 前記ノイズ成分に基づいて前記母線電流のノイズの大きさを判定する判定部、をさらに具備する、
   請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 直流電源から供給される直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧をモータに印加するインバータと、
   前記直流電源と前記インバータとの間に接続された抵抗を用いて前記インバータの母線電流を検出する検出部と、
   前記母線電流に基づいて前記モータに流れるモータ電流を算出する算出部と、
   前記モータ電流に含まれるノイズ成分を前記モータ電流から抽出する抽出部と、
   前記ノイズ成分に基づいて前記母線電流のノイズの大きさを判定する判定部と、
   を具備し、
   前記判定部は、
   前記ノイズ成分が閾値未満であるときに前記母線電流の前記ノイズが小さいと判定し、
   前記母線電流の前記ノイズが小さいと判定したときの前記ノイズ成分に基づいて前記閾値を更新する、
   モータ制御装置。
4. 前記判定部は、所定期間において前記母線電流の前記ノイズが小さいと判定したときの前記所定期間における前記ノイズ成分のピーク値に基づいて前記閾値を更新する、
   請求項３に記載のモータ制御装置。
5. 前記所定期間は、前記モータの回転に伴って前記モータの負荷が脈動する周期である負荷脈動周期である、
   請求項４に記載のモータ制御装置。
6. 前記抽出部は、前記モータの回転数に依存する高調波成分を含む周波数成分を前記非ノイズ成分として前記モータ電流から除去することにより前記モータ電流に含まれる前記ノイズ成分を前記モータ電流から抽出する、
   請求項１に記載のモータ制御装置。
7. 前記抽出部は、前記モータの負荷の脈動に起因する周波数成分を前記非ノイズ成分として前記モータ電流から除去することにより前記モータ電流に含まれる前記ノイズ成分を前記モータ電流から抽出する、
   請求項１に記載のモータ制御装置。
8. 前記抽出部は、前記モータ電流の平均値であるオフセット成分を前記非ノイズ成分として前記モータ電流から除去することにより前記モータ電流に含まれる前記ノイズ成分を前記モータ電流から抽出する、
   請求項１に記載のモータ制御装置。
9. 直流電源から供給される直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧をモータに印加するインバータと、
   前記直流電源と前記インバータとの間に接続された抵抗を用いて前記インバータの母線電流を検出する検出部と、
   前記母線電流に基づいて前記モータに流れるモータ電流を算出する算出部と、
   前記モータ電流に含まれるノイズ成分を前記モータ電流から抽出する第一抽出部と、
   前記ノイズ成分に基づいて前記母線電流のノイズの大きさを判定する判定部と、
   を具備し、
   前記第一抽出部は、前記モータ電流から前記ノイズ成分と異なる非ノイズ成分を除去することにより前記ノイズ成分を抽出し、
   前記インバータは、ＰＷＭ制御によって前記交流電圧を前記モータに印加し、
   前記判定部は、前記ノイズ成分が閾値以上であるときに前記母線電流の前記ノイズが大きいと判定し、
   前記第一抽出部は、前回のキャリア周期で算出された前記モータ電流と、前回のキャリア周期で抽出した前記ノイズ成分と、今回のキャリア周期で算出された前記モータ電流とに基づいてフィルタ処理を行うことにより、前記モータ電流から前記非ノイズ成分を除去して前記モータ電流に含まれる前記ノイズ成分を前記モータ電流から抽出し、
   前回のキャリア周期において前記判定部によって前記母線電流の前記ノイズが大きいと判定されたときに、今回のキャリア周期で、前記ノイズの影響が低減された仮想モータ電流と、前記仮想モータ電流に含まれる仮想ノイズ成分とを前記第一抽出部へ出力する第二抽出部、をさらに具備する、
   モータ制御装置。
10. 前記第一抽出部は、所定のフィルタ定数を用いて前記フィルタ処理を行い、
    前記第二抽出部は、前記所定のフィルタ定数と同一のフィルタ定数を用いて、前記仮想モータ電流に基づいてフィルタ処理を行うことにより前記仮想モータ電流に含まれる前記仮想ノイズ成分を前記仮想モータ電流から抽出する、
    請求項９に記載のモータ制御装置。
11. 前記第一抽出部は、前回のキャリア周期において前記判定部によって前記母線電流の前記ノイズが大きいと判定されたときに、今回のキャリア周期では、前回のキャリア周期で算出された前記モータ電流及び前回のキャリア周期で抽出した前記ノイズ成分を、今回のキャリア周期で前記第二抽出部から入力された前記仮想モータ電流及び前記仮想ノイズ成分に置き換えて前記フィルタ処理を行う、
    請求項９に記載のモータ制御装置。
12. 前記第二抽出部は、前々回のキャリア周期で算出された前記モータ電流に所定の加算値を加えることにより前記仮想モータ電流を算出し、
    前記所定の加算値は、前記第一抽出部が抽出したノイズ成分の符号と同一の符号を有し、かつ、前記所定の加算値の絶対値は前記閾値の絶対値より小さい、
    請求項９に記載のモータ制御装置。

Images