JP2009261101A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】センシング信号に対応する電流成分を精度良く抽出することができ、これにより、モータを安定に制御することができるモータ制御装置を提供する。
【解決手段】電流指令値生成部１１は、モータ３からトルクを発生させるための電流指令値Ｉ_dq ^*を生成する。センシング信号生成部２１は、所定のセンシング周波数の正弦波状センシング信号を生成する。このセンシング信号がモータ３のステータに注入される。センシング信号に対するモータ３の応答が電流センサ９によって検出される。減算部２４は、検出電流Ｉ_αβから電流指令値Ｉ_αβ ^*を差し引くことで、電流指令値Ｉ_αβ ^*の影響を抑制し、センシング信号に対応した電流応答信号Ｉ_αβeを生成する。位置推定部２０は、電流応答信号Ｉ_αβeの波形のピークに基づき、ロータの回転位置を推定する。
【選択図】図１

Description

この発明は、ブラシレスモータをセンサレス駆動するためのモータ制御装置に関する。ブラシレスモータは、たとえば、電動パワーステアリング装置における操舵補助力の発生源として利用される。

ブラシレスモータを駆動制御するためのモータ制御装置は、一般に、ロータの回転位置を検出するための位置センサの出力に応じてモータ電流の供給を制御するように構成されている。しかし、位置センサの耐環境性が問題となるうえ、高価な位置センサおよびこれに関連する配線がコストの削減を阻害し、かつ、小型化を阻害している。そこで、位置センサを用いることなくブラシレスモータを駆動するセンサレス駆動方式が提案されている。センサレス駆動方式は、ロータの回転に伴う誘起電圧を推定することによって、磁極の位相（ロータの電気角）を推定する方式である。

ロータ停止時および極低速回転時には、誘起電圧を推定できないので、別の方式で磁極の位相が推定される。具体的には、図４(a)に示すように、ロータ５０の回転中心を原点とする二相固定座標であるαβ座標の原点まわりにロータ５０の回転方向に沿って回転する高周波電圧ベクトル（大きさは一定）が形成される。より具体的には、このような高周波電圧ベクトルが形成されるように、正弦波の高周波探査電圧であるセンシング信号がＵ，Ｖ，Ｗ相のステータ巻線５１，５２，５３に印加される。高周波電圧ベクトルは、ロータ５０の回転速度に対して十分に高速に回転する電圧ベクトルである。この高周波電圧ベクトルの印加に伴って、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のステータ巻線５１，５２，５３に電流が流れる。この三相の電流の大きさおよび方向をαβ座標上で表した電流ベクトルは、原点まわりに回転することになる。

ロータ５０のインダクタンスは、磁束方向に沿う磁極軸であるｄ軸と、これに直交するｑ軸（トルク方向に沿う軸）とで異なる値をとる。そのため、電流ベクトルの大きさは、ｄ軸に近い方向の場合に大きく、ｑ軸に近い方向の場合に小さくなる。その結果、図４(b)に示すように、電流ベクトルの終点は、αβ座標上において、ロータ５０のｄ軸方向を長軸とする楕円形の軌跡５５を描く。

したがって、電流ベクトルの大きさは、ロータ５０のＮ極方向およびＳ極方向において極大値を有する。すなわち、図５(a)の曲線Ｌ２に示すように、電流ベクトルの１周期において、その大きさは、２つの極大値を有する。この場合、電圧ベクトルの大きさが十分に大きければ、ステータの磁気飽和の影響により、ロータ５０のＮ極側の方がＳ極側よりもインダクタンスが小さくなり、Ｎ極方向の電流ベクトルの大きさが最大値をとることになる（曲線Ｌ１参照）。

そこで、十分に大きな高周波電圧ベクトルを印加してＮ極に対応した電流ベクトルの極大を特定しておき、その後は、大きさを小さくした高周波電圧ベクトルを印加し、電流ベクトルの極大値に基づいて、ロータ５０の回転位置を推定することができる。より具体的には、大きさが極大値をとるときの電流ベクトルのα軸成分Ｉ_αおよびβ軸成分Ｉ_βにより、ロータ５０の位相角（電気角）θは、θ＝Ｔan^-1（Ｉ_β／Ｉ_α）として求められる。
特開２００４−３４３９６３号公報

ロータ停止時またはロータ低速回転時には、モータからトルクを発生させるためのモータ指示電流に対応する駆動信号にセンシング信号が重畳されてモータに供給される。そのため、モータ電流の応答から、センシング信号に対応した高周波電流成分を抽出するためのフィルタが必要となる。
しかし、たとえば、ロータの回転速度が変化する状況では、トルク発生用電流成分が高周波電流成分抽出用のフィルタを通過してしまい、センサレス駆動のためのアルゴリズムが不安定になりやすくなる。それに応じて、モータの制御が不安定になるという課題がある。

そこで、この発明の目的は、センシング信号に対応する電流成分を精度良く抽出することができ、これにより、モータを安定に制御することができるモータ制御装置を提供することである。

上記の目的を達成するための請求項１記載の発明は、ロータ（５０）と、このロータに対向するステータ（５１〜５３）とを備えたモータ（３）を制御するためのモータ制御装置（５）であって、前記モータからトルクを発生させるためのモータ指示電流を設定するモータ指示電流設定手段（１１）と、正弦波状センシング信号をステータに注入するためのセンシング信号注入手段（２１）と、前記モータに流れるモータ電流を検出するモータ電流検出手段（９，２３）と、このモータ電流検出手段によって検出されたモータ電流から前記モータ指示電流設定手段によって設定されたモータ指示電流を差し引いた信号に基づいてロータの回転位置を求める位置推定手段（２０）とを含む、モータ制御装置である。なお、括弧内の英数字は後述の実施形態における対応構成要素等を表す。以下、この項において同じ。

この構成によれば、モータからトルクを発生させるためのモータ指示電流とセンシング信号とが重畳されてステータに印加される。そして、モータに流れる電流がモータ電流検出手段によって検出される。このモータ電流検出手段によって検出されるモータ電流からモータ指示電流を差し引いた信号に基づいて、ロータの回転位置が求められる。したがって、トルク発生用のモータ指示電流の影響を抑制または排除した状態で、センシング信号に対応する応答電流に基づくロータ回転位置推定が行われる。これにより、センシング信号に対応する電流成分を精度よく抽出することが可能となり、その結果、モータを安定に制御することができるようになる。

請求項２記載の発明は、三角キャリヤ波に基づいて作成したＰＷＭ駆動パルスをステータに印加するＰＷＭ駆動手段（１６，８）をさらに含み、前記モータ電流検出手段は、前記三角キャリヤ波の山および谷と同期する検出タイミングでモータ電流をサンプリングするサンプリング手段（３２）と、このサンプリング手段によってサンプリングされたモータ電流に基づいて、当該モータ電流のサンプリングタイミング前後におけるＰＷＭ駆動パルスの立ち上がり時間および立ち下がり時間でのモータ電流である、立ち上がり電流および立ち下がり電流を推定する立ち上がり／立ち下がり電流演算手段（３３）と、この立ち上がり／立ち下がり電流演算手段によって推定された立ち上がり電流および立ち下がり電流の平均値を演算する平均電流演算手段（３４）とを含む、請求項１記載のモータ制御装置である。

この構成によれば、三角キャリヤ波に基づいてＰＷＭ駆動パルスが作成され、このＰＷＭ駆動パルスがステータに印加される。これにより、モータからトルクが発生する。ＰＷＭ駆動パルスのデューティは、モータ指示電流およびセンシング信号に応じた値となる。
モータ電流は、前記三角キャリヤ波の山および谷でサンプリングされる。したがって、ＰＷＭ駆動パルスのオン期間およびオフ期間の各中間タイミングでモータ電流がサンプリングされることになる。

モータ電流は、ＰＷＭ駆動パルスの立ち上がりに応じて、所定の過渡応答特性で指数関数的に立ち上がる。また、モータ電流は、ＰＷＭ駆動パルスの立ち下がりに応じて、所定の過渡応答特性で指数関数的に立ち下がる。そのため、ＰＷＭ駆動パルスのオン期間の中間タイミングでサンプリングされるモータ電流は、オン期間中の平均電流よりも大きな値となる。また、ＰＷＭ駆動パルスのオフ期間の中間タイミングでサンプリングされるモータ電流は、オフ期間中の平均電流よりも小さな値となる。したがって、オン期間およびオフ期間の各中間タイミングでサンプリングされるモータ電流は、ロータ位置推定のために用いる代表値（モータの電流を代表する値）としては、必ずしも適切ではない。

この発明では、モータ電流のサンプリングタイミング前後におけるＰＷＭ駆動パルスの立ち上がり時間および立ち下がり時間におけるモータ電流である立ち上がり電流および立ち下がり電流が推定される。そして、これらの平均値が求められる。この平均値は、オン期間およびオフ期間の各中間タイミングでサンプリングされるモータ電流自体よりも適切な代表値である。したがって、この平均値を用いることによって、より正確にロータ回転位置を推定することができる。その結果、モータをより安定に制御することができる。

ＰＷＭ駆動パルスのオン時およびオフ時におけるモータ電流Ｉ（相電流）の過渡応答特性は、たとえば、次式Ａ，Ｂでそれぞれ表すことができる。これらの式Ａ，Ｂに基づいて、立ち上がり電流Ｉ_rおよび立ち下がり電流Ｉ_fを推定することができる。

ただし、Ｉはモータ電流（相電流）、Ｅはステータ巻線への印加電圧、Ｒはステータ巻線の電気抵抗、Ｌはインダクタンス、ｔはＰＷＭ駆動パルスの立ち上がりからの時間（オン時）、または立ち下がりからの時間（オフ時）である。

モータ電流のサンプリングタイミングに対応する時間ｔは、ＰＷＭ駆動パルスの周期とＰＷＭ駆動パルスのデューティ比とから求めることができる。したがって、この時間ｔとサンプリングされたモータ電流Ｉとを式ＡまたはＢに代入することによって、立ち上がり電流Ｉ_rおよび立ち下がり電流Ｉ_fを推定することができる。

以下では、この発明の実施の形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、この発明の一実施形態に係るモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。この電動パワーステアリング装置は、車両のステアリングホイールに加えられる操舵トルクを検出するトルクセンサ１と、車両の舵取り機構２に操舵補助力を与えるモータ３（電動モータ）と、このモータ３を駆動制御するモータ制御装置５とを備えている。モータ制御装置５は、トルクセンサ１が検出する操舵トルクに応じてモータ３を駆動することによって、操舵状況に応じた適切な操舵補助を実現する。

モータ３は、この実施形態では、三相ブラシレスモータであり、図２に図解的に示すように、界磁としてのロータ５０と、これに対向するステータに配置されたＵ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線５１，５２，５３とを備えている。モータ３は、ロータの外部にステータを対向配置したインナーロータ型のものであってもよいし、筒状のロータの内部にステータを対向配置したアウターロータ型のものであってもよい。

モータ制御装置５は、マイクロコンピュータ７と、このマイクロコンピュータ７によって制御され、モータ３に電力を供給する駆動回路（インバータ回路）８と、モータ３の各相のステータ巻線に流れる電流を検出する電流センサ９とを備えている。
マイクロコンピュータ７は、ＣＰＵおよびメモリ（ＲＯＭおよびＲＡＭなど）を備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。この複数の機能処理部には、電流指令値生成部１１と、ＰＩ（比例積分）制御部１２と、指示電圧生成部１３と、γδ／αβ座標変換部１４と、αβ／ＵＶＷ座標変換部１５と、ＰＷＭ制御部１６と、ＵＶＷ／αβ座標変換部１７と、αβ／γδ座標変換部１８と、偏差演算部１９と、位置推定部２０と、センシング信号生成部２１と、加算部２２と、電流前処理部２３と、減算部２４と、ｄｑ／αβ座標変換部２５と、高周波電流応答抽出部２６を備えている。

電流指令値生成部１１は、モータ３のロータ磁極方向に沿うｄ軸電流成分の指令値Ｉ_d ^*と、ｄ軸に直交するｑ軸電流成分の指令値Ｉ_q ^*とを生成する。以下、これらをまとめて言うときには、「電流指令値Ｉ_dq ^*」という。ただし、ｄｑ座標平面はロータ５０の回転方向に沿う平面であり、ｄ軸およびｑ軸は、ロータ５０とともに回転する二相回転座標系（ｄ−ｑ）を規定する（図２参照）。

モータ３のＵ相、Ｖ相およびＷ相に与えるべき電流（正弦波電流）の振幅を表す電流指令値Ｉ^*を用いると、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*およびｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*は、次式(1)(2)のように表される。
Ｉ_d ^*＝０ ……(1)
Ｉ_q ^*＝−(3/2)^1/2・Ｉ^* ……(2)
したがって、電流指令値生成部１１は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*＝０を生成する一方で、トルクセンサ１によって検出される操舵トルクに応じたｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を生成する。より具体的には、操舵トルクに対応したｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を記憶したマップ（テーブル）を用いてｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*が生成されるようになっていてもよい。モータ３が発生するトルクは、モータ電流に対応するから、電流指令値Ｉ_dq ^*は、モータ３から発生させるべきトルクを指令するための「トルク指令値」と言い換えることもできる。

電流センサ９は、モータ３のＵ相電流Ｉ_U、Ｖ相電流Ｉ_VおよびＷ相電流Ｉ_Wを検出する（以下、これらをまとめていうときには「三相検出電流Ｉ_UVW」という）。その検出値は、所定のサンプリング周波数ｗ_sでサンプリングされてマイクロコンピュータ７に取り込まれ、電流前処理部２３による処理を受ける。電流前処理部２３は、三相検出電流Ｉ_UVWを処理することによって、より精度の高い電流値を生成し、ＵＶＷ／αβ座標変換部１７に与える。

ＵＶＷ／αβ座標変換部１７は、電流前処理部２３による処理を受けた三相検出電流Ｉ_UVWを、二相固定座標系（α−β）上での電流Ｉ_αおよびＩ_β（以下、これらをまとめていうときには「二相検出電流Ｉ_αβ」という。）に座標変換する。二相固定座標系（α−β）とは、ロータ５０の回転中心を原点として、ロータ５０の回転平面内にα軸およびこれに直交するβ軸を定めた固定座標系である（図２参照）。座標変換された二相検出電流Ｉ_αβは、αβ／γδ座標変換部１８に与えられる。

αβ／γδ座標変換部１８は、二相検出電流Ｉ_αβを、位置推定部２０によって推定されるロータ回転位置θ^（以下、「推定回転位置θ^」という。）に従う二相回転座標系（γ−δ）上での電流Ｉ_γおよびＩ_δ（以下、これらをまとめていうときには「二相検出電流Ｉ_γδ」という。）に座標変換する。二相回転座標系（γ−δ）は、推定回転位置θ^にロータ５０がある場合に、ロータ磁極方向に沿うγ軸と、このγ軸に直交するδ軸とによって規定される回転座標系である（図２参照）。推定回転位置θ^に誤差がなく、実際のロータ回転位置と一致しているとき、二相回転座標系（ｄ−ｑ）と二相回転座標系（γ−δ）とは一致する。

二相検出電流Ｉ_γδは、偏差演算部１９に与えられるようになっている。この偏差演算部１９は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*に対するγ軸電流Ｉ_γの偏差、およびｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*に対するδ軸電流Ｉ_δの偏差を演算する。これらの偏差がＰＩ制御部１２に与えられてそれぞれＰＩ演算処理を受ける。そして、これらの演算結果に応じて、指示電圧生成部１３によって、γ軸指示電圧Ｖ_γ ^*およびδ軸指示電圧Ｖ_δ ^*（以下、これらをまとめていうときには「二相指示電圧Ｖ_γδ ^*」という。）が生成されて、γδ／αβ座標変換部１４に与えられる。

γδ／αβ座標変換部１４は、γ軸指示電圧Ｖ_γ ^*およびδ軸指示電圧Ｖ_δ ^*を、二相固定座標系（α−β）の指示電圧であるα軸指示電圧Ｖ_α ^*およびβ軸指示電圧Ｖ_β ^*（以下、これらをまとめていうときには「二相指示電圧Ｖ_αβ ^*」という。）に座標変換する。この二相指示電圧Ｖ_αβ ^*は、αβ／ＵＶＷ座標変換部１５に与えられる。
αβ／ＵＶＷ座標変換部１５は、α軸指示電圧Ｖ_α ^*およびβ軸指示電圧Ｖ_β ^*を三相固定座標系の指示電圧、すなわち、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の指示電圧Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*（以下、これらをまとめていうときには「三相指示電圧Ｖ_UVW ^*」という。）に変換する。

ＰＷＭ制御部１６は、三相の指示電圧Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*に応じて制御されたデューティ比のＰＷＭ制御信号を生成して駆動回路８に与える。これにより、モータ３の各相には、該当する相の指示電圧Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*に応じたデューティ比で電圧（ＰＷＭ駆動パルス）が印加されることになる。
ＰＷＭ制御部１６は、三角キャリヤ波を用いてＰＷＭ制御信号を生成するものである。具体的には、三角キャリヤ波と三相指示電圧Ｖ_UVW ^*に対応するレベルとを比較することによって、三相指示電圧Ｖ_UVW ^*に対応したデューティ比のＰＷＭ制御信号を生成する。このＰＷＭ制御信号によって駆動回路８が制御されることによって、ＰＷＭ駆動パルスが生成され、このＰＷＭ駆動パルスがモータ３のステータ巻線５１，５２，５３に印加されることになる。このように、前記ＰＷＭ制御部１６および駆動回路８によって、モータ３のステータ巻線５１〜５２にＰＷＭ駆動パルスを印加する駆動手段が構成されている。

このような構成によって、舵取り機構２に結合された操作部材としてのステアリングホイール（図示せず）に操舵トルクが加えられると、これがトルクセンサ１によって検出される。そして、その検出された操舵トルクに応じた電流指令値Ｉ_dq ^*が電流指令値生成部１１によって生成される。この電流指令値Ｉ_dq ^*と二相検出電流Ｉ_γδとの偏差が偏差演算部１９によって求められ、この偏差を零に導くようにＰＩ制御部１２によるＰＩ演算が行われる。この演算結果に対応した二相指示電圧Ｖ_γδ ^*が指示電圧生成部１３によって生成され、これが、座標変換部１４，１５を経て三相指示電圧Ｖ_UVW ^*に変換される。そして、ＰＷＭ制御部１６の働きによって、その三相指示電圧Ｖ_UVW ^*に応じたデューティ比で駆動回路８が動作することによって、モータ３が駆動され、電流指令値Ｉ_dq ^*に対応したアシストトルクが舵取り機構２に与えられることになる。こうして、操舵トルクに応じて操舵補助を行うことができる。電流センサ９によって検出される三相検出電流Ｉ_UVWは、電流前処理部２３および座標変換部１７，１８を経て、電流指令値Ｉ_dq ^*に対応するように二相回転座標系（γ−δ）で表された二相検出電流Ｉ_γδに変換された後に、偏差演算部１９に与えられる。

回転座標系と固定座標系との間での座標変換のためには、ロータ５０の回転位置を表す位相角（電気角）θが必要である。この位相角を表す推定回転位置θ^が位置推定部２０によって生成され、γδ／αβ座標変換部１４およびαβ／γδ座標変換部１８に与えられるようになっている。
センシング信号生成部２１は、ロータ５０の位相角θを推定するために、ステータ巻線５１〜５３に正弦波状のセンシング信号を注入するセンシング信号注入手段として機能する。このセンシング信号生成部２１は、モータ３の定格周波数に比較して十分に高いセンシング周波数ｗ_a（たとえば、ｗ_a＝４００Hz）の高周波正弦電圧（図５(b)参照）を、探査電圧として、モータ３のＵ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線５１，５２，５３に印加するためのセンシング信号を生成する。より具体的には、ロータ５０の回転を引き起こすことのない程度のデューティ比の高周波電圧の印加によって、Ｖ−Ｗ相通電、Ｗ−Ｕ相通電およびＵ−Ｖ相通電を順次繰り返させることにより、ロータ５０の回転中心まわりで空間的に回転する高周波電圧ベクトルを印加することができるセンシング信号を生成する。この高周波電圧ベクトルは、ロータ５０の回転中心を原点とする固定座標であるαβ座標の原点まわりに定速回転する一定の大きさの電圧ベクトルである（図４(a)参照）。

センシング信号生成部２１は、この実施形態では、二相指示電圧Ｖ_αβ ^*に重畳すべきセンシング信号を生成する。このセンシング信号は、加算部２２によって、二相指示電圧Ｖ_αβ ^*に重畳されるようになっている。
ｄｑ／αβ座標変換部２５には、電流指令値生成部１１が生成する電流指令値Ｉ_dq ^*が与えられるようになっている。ｄｑ／αβ座標変換部２５は、電流指令値Ｉ_dq ^*をαβ座標の電流指令値Ｉ_α ^*，Ｉ_β ^*（これらをまとめていうときには「電流指令値Ｉ_αβ ^*」という。）に変換する。この変換後の電流指令値Ｉ_αβ ^*が、減算部２４に与えられるようになっている。

減算部２４には、さらに、ＵＶＷ／αβ座標変換部１７から、二相検出電流Ｉ_αβが与えられている。減算部２４は、二相検出電流Ｉ_αβから電流指令値Ｉ_αβ ^*を差し引く。より正確には、α軸検出電流Ｉ_αからα軸電流指令値Ｉ_α ^*を差し引いてα軸電流応答信号Ｉ_αeを求め、さらに、β軸検出電流Ｉ_βからβ軸電流指令値Ｉ_β ^*を差し引いてβ軸電流応答信号Ｉ_βeを求める。以下、これらをまとめていうときには、「電流応答信号Ｉ_αβe」という。

γδ／αβ座標変換部１４から発生される二相指示電圧Ｖ_αβ ^*は電流指令値Ｉ_dq ^*に対応しており、これにセンシング信号が重畳された電圧がモータ３に与えられる。そのため、電流センサ９によって検出されるモータ電流は、センシング信号に対する応答成分のみならず、電流指令値Ｉ_dq ^*に対応する成分（トルク指令値の成分）をも含んでいる。
そこで、この実施形態では、減算部２４において、二相検出電流Ｉ_αβから電流指令値Ｉ_αβ ^*を差し引くことによって、二相検出電流Ｉ_αβからセンシング信号に対する応答成分としての電流応答信号Ｉ_αβeを抽出するようにしている。この抽出された電流応答信号Ｉ_αβeが、高周波電流応答抽出部２６に与えられるようになっている。

高周波電流応答抽出部２６は、ノイズ成分を除去して、電流応答信号Ｉ_αβeからセンシング信号の周波数ｗ_aに対応する周波数成分を抽出するためのフィルタ処理を行う。このフィルタ処理後の電流応答信号Ｉ_αβeが、位置推定部２０に与えられるようになっている。
位置推定部２０は、電流信号のサンプリング周期Ｔｓ（＝１／ｗ_s）ごとに高周波電流応答抽出部２６から与えられる電流応答信号Ｉ_αβeに基づいて、ロータ５０の回転位置を推定し、推定回転位置θ^を生成する。

図３は、位置推定部２０の構成を説明するためのブロック図である。位置推定部２０は、電流値演算部２７と、電流ピークタイミング抽出部２８と、電流同期抽出部２９と、ロータ位置演算部３０とを備えている。
電流値演算部２７は、電流ベクトルの大きさ、すなわち、電流の大きさＩを求める。より具体的には、電流値演算部２７は、高周波電流応答抽出部２６から与えられる電流応答信号Ｉ_αβeに基づいて、電流の大きさＩを演算する。たとえば、次式(3)に従って、電流の大きさＩが演算される。

Ｉ＝｛Ｉ_αe ²＋Ｉ_βe ²｝^1/2 …… (3)
電流ピークタイミング抽出部２８は、電流値演算部２７によって求められた電流の大きさＩが極大値（ピーク値）をとるタイミング（極大値タイミング）を検出する。より具体的には、電流ピークタイミング抽出部２８は、センシング信号周期毎にピークホールド処理を行い、そのセンシング信号周期中に電流の大きさＩが極大値をとる極大値タイミングを抽出する。この極大値タイミングは、ロータ５０の回転位置（位相）に対応する。

電流同期抽出部２９は、電流ピークタイミング抽出部２８が極大値タイミングｔ_pを生成すると、これに応答して、そのタイミングｔ_pにおける電流応答信号Ｉ_αβe(ｔ_p)を取り込んで出力する。
ロータ位置演算部３０は、電流同期抽出部２９から与えられる電流応答信号Ｉ_αβe(ｔ_p)を用いて、次式(4)に従って、推定回転位置θ＾（回転角）を求める。

θ＾＝Ｔan^-1（Ｉ_βe／Ｉ_αe） ……(4)
図４(a)は、センシング信号生成部２１によって生成されてステータ巻線５１，５２，５３に印加されるセンシング信号（回転探査電圧）に対応する高周波電圧ベクトルを示し、図４(b)は、高周波電圧ベクトルに対する電流ベクトルの応答を示す。回転探査電圧の印加により形成される高周波電圧ベクトルは、一定の大きさを有し、αβ座標の原点まわりに定速で回転する。このとき、ロータ５０の極位置に応じて電流ベクトルの大きさが変化する。より具体的には、ロータ５０のＮ極およびＳ極に対応する位置で電流ベクトルの大きさ、すなわち電流の大きさＩが極大値をとり、それらに対して電気角で９０度だけ異なる２つの位置で電流の大きさＩが極小値をとる。その結果、電流ベクトルの終点は、αβ座標の原点のまわりに楕円形の軌跡５５を形成することになる。その楕円形は、ロータ５０のＮ極およびＳ極に対応する長軸方向を有する。

図５(a)は、電流波形の一例を示す波形図である。すなわち、電流の大きさＩの時間変化の一例が示されている。電流波形には、電流ベクトルの終点が形成する楕円形の軌跡５５（図４(b)参照）の２つの長軸方向に対応した極大点Ｐ１，Ｐ２が現れる。
ロータ５０の角速度ωが高周波電圧ベクトルの回転速度に対して十分に小さいときには、高周波電圧ベクトルの１周期中に、電流の大きさＩは、２度の極大点Ｐ１，Ｐ２をとる。この状態が図５(a)の曲線Ｌ２に示されている。

前述のとおり、電流センサ９が出力する電流信号波形には、センシング信号に対する応答電流成分の他に、モータ３からトルクを発生させるための電流指令値Ｉ_dq ^*に対応する電流成分が含まれている。この電流指令値Ｉ_dq ^*に対応する電流成分が減算器２４で抑制または排除されることによって、図４(b)に示すように大きさが変化し、図５(a)に示すような波形が得られる。

図６は、電流前処理部２３の構成を説明するためのブロック図である。電流前処理部２３は、サンプリングタイミング生成部３１と、サンプリング部３２と、立ち上がり／立ち下がり電流演算部３３と、平均電流演算部３４とを備えている。
サンプリングタイミング生成部３１は、ＰＷＭ制御信号生成のために用いられる三角キャリヤ波をＰＷＭ制御部１６から受け、その三角キャリヤ波の山部および谷部の両方に同期するタイミングで、サンプリング部３２に対してサンプリング指令を与える。

サンプリング部３２は、サンプリングタイミング生成部３１からサンプリング指令を受けるたびに、その指令を受けたタイミングで、電流センサ９が出力する相電流信号をサンプリングする。
立ち上がり／立ち下がり電流演算部３３は、ＰＷＭ駆動パルスの立ち上がり時間および立ち下がり時間における電流である、立ち上がり電流Ｉ_rおよび立ち下がり電流Ｉ_fを推定する。

平均電流演算部３４は、立ち上がり／立ち下がり電流演算部３３によって推定された立ち上がり電流Ｉ_rおよび立ち下がり電流Ｉ_fの平均値（（Ｉ_r＋Ｉ_f）／２）を演算する。
図７は、電流前処理部２３による処理を説明するための図解的な波形図である。図７(a)は、ＰＷＭ制御信号を生成するために用いられる前述の三角キャリヤ波と、ＵＶＷ相のうちの１相（たとえばＵ相）に対応するＰＷＭ駆動パルス（相電圧）との波形を表す。図７(b)は、相電圧の印加に対応する相電流（ＵＶＷ相のうちの対応する１相（たとえばＵ相）のステータ巻線に現れる電流）の波形を表す。

たとえば、ＰＷＭ制御部１６（図１参照）では、Ｕ相指示電圧Ｖ_U ^*と三角キャリヤ波とが比較され、その比較結果に対応したＵ相ＰＷＭ制御信号が生成される。このＵ相ＰＷＭ制御信号に対応する波形のＰＷＭ駆動パルス（Ｕ相電圧）が、Ｕ相ステータ巻線５１に印加されることになる。ＰＷＭ駆動パルスは、たとえば、オン期間には電源電圧となり、オフ期間には零となる。

一方、サンプリングタイミング生成部３１は、三角キャリヤ波の山部および谷部のタイミングでサンプリング指令を生成する。このサンプリング指令が生成されるタイミング、すなわち、サンプリングタイミングで、サンプリング部３２によって電流センサ９の出力信号がサンプリングされる。サンプリングタイミングでサンプリングされるＵ相電流を、図７(b)において記号「☆」で表す。

図７(b)から理解されるとおり、サンプリングタイミングは、ＰＷＭ駆動パルスのオン期間（すなわち、ＰＷＭ制御信号のオン期間）の中間タイミングと、ＰＷＭ駆動パルスのオフ期間（すなわち、ＰＷＭ制御信号のオフ期間）の中間タイミングとに対応している。
立ち上がり／立ち下がり電流演算部３３は、サンプリング部３２によってサンプリングされた電流信号を既知の過渡応答特性に当てはめる。既知の過渡応答特性は、たとえば、次式(5)(6)で表される。

ただし、Ｉ_UVWは相電流（Ｕ相電流Ｉ_U、Ｖ相電流Ｉ_VまたはＷ相電流Ｉ_W）、Ｅは駆動回路８への印加電圧（たとえば、電源電圧）、Ｒはステータ巻線の電気抵抗、Ｌはインダクタンス、ｔは時間（ＰＷＭ駆動パルスの立ち上がりまたは立ち下がりからの時間）である。

図７(b)において、ＰＷＭ駆動パルスの立ち上がりタイミングにおける相電流である立ち上がり電流Ｉ_rを記号「○」で表し、その立ち下がりタイミングにおける相電流である立ち下がり電流Ｉ_fを記号「●」で表す。
ＰＷＭ駆動パルスの立ち上がり（ｔ＝０）からＰＷＭ駆動パルスのオン期間の中間タイミングまでの時間ｔ_onは、三角キャリヤ波の周期（ＰＷＭ周期に等しい。）とデューティ比とから求まる。そこで、ＰＷＭ駆動パルスのオン期間の中間タイミングでサンプリングされた電流信号（図７中の記号「☆」）と、時間ｔ_onとを、前記式(5)に代入することによって、立ち上がり電流Ｉ_r（初期値。ｔ＝０における相電流Ｉ_UVW）が求まる。

同様にして、ＰＷＭ駆動パルスの立ち下がり（ｔ＝０）からＰＷＭ駆動パルスのオフ期間の中間タイミングまでの時間ｔ_offは、三角キャリヤ波の周期とデューティ比から求まる。そこで、ＰＷＭ駆動パルスのオフ期間の中間タイミングでサンプリングされた電流信号（図７中の記号「☆」）と、時間ｔ_offとを前記式(6)に代入することによって、立ち下がり電流Ｉ_f（初期値。ｔ＝０における相電流Ｉ_UVW）が求まる。

立ち上がり／立ち下がり電流演算部３３は、ＰＷＭ駆動パルスの立ち上がり期間および立ち下がり期間のそれぞれにおいて前述のような推定演算を行い、立ち上がり電流Ｉ_rおよび立ち下がり電流Ｉ_fを求める。
平均電流演算部３４は、立ち上がり電流Ｉ_rおよび立ち下がり電流Ｉ_fの平均値を求め、その平均値を前処理後の三相検出電流Ｉ_UVW（＝（Ｉ_r＋Ｉ_f）／２）として出力する。

相電流は、ＰＷＭ駆動パルスが立ち上がると、指数関数的に増加する。同様に、ＰＷＭ駆動パルスが立ち下がると、相電流は指数関数的減少傾向を示す。そのため、ＰＷＭ駆動パルスのオン期間およびオフ期間の各中間タイミングでサンプリングされた電流値をそのまま用いても、その値は、オン期間およびオフ期間の各平均電流に正確には対応していない。したがって、このサンプリングされた電流値は、そのままでは、ロータ回転位置を推定するための代表値として用いるには必ずしも適切ではない。

そこで、この実施形態では、前述のようにして立ち上がり電流Ｉ_rおよび立ち下がり電流Ｉ_fの平均値を求め、それを前処理後の三相検出電流Ｉ_UVWとするようにしている。この平均値処理によって得られた三相検出電流Ｉ_UVWは、サンプリングされたそのままの電流値よりも、モータ電流の代表値としてより適切な値である。したがって、電流前処理部２３で処理された後の三相検出電流Ｉ_UVWを用いることによって、ロータ回転位置の推定精度を高めることができる。

図８は、ロータ５０の推定回転位置θ^を求めるために所定の制御周期毎に繰り返し実行される処理の流れを説明するためのフローチャートである。ただし、高周波電圧ベクトルの１周期（センシング信号周期）中に２回現れる電流信号の極大のうちロータ５０のＮ極に対応する極大を特定するための処理（Ｎ極判定処理）が、予め行われているものとする。Ｎ極判定処理には、公知の方法を適用することができる。たとえば、充分に大きな高周波電圧ベクトルを印加すると、ステータの磁気飽和の影響により、ロータ５０のＮ極側の方がＳ極側よりもインダクタンスが小さくなり、Ｎ極方向の電流ベクトルの大きさが最大値をとることになる（図５(a)の曲線Ｌ１参照）。これを利用して、電流波形の２つの極大点のうちの一方をＮ極に対応する極大点として特定できる。

まず、センシング信号生成部２１からセンシング信号がステータ巻線５１〜５３に注入される（ステップＳ１）。
一方、センシング信号印加時に電流センサ９が出力する電流信号に対して電流前処理部２３による前処理が施される（ステップＳ２）。これにより、ＰＷＭ駆動パルスの立ち上がりおよび立ち下がりにそれぞれ対応する立ち上がり電流Ｉ_rおよび立ち下がり電流Ｉ_fの平均値によって表される電流検出値（三相検出電流Ｉ_UVW）が得られる。

この三相検出電流Ｉ_UVWをＵＶＷ／αβ座標変換部１７で二相検出電流Ｉ_αβに変換し、減算部２４において電流指令値Ｉ_αβ ^*を減じることによって、電流応答信号Ｉ_αβeが得られる（ステップＳ３）。この電流応答信号Ｉ_αβeは、高周波電流応答抽出部２６によってフィルタ処理され、ノイズ成分が除去されて、センシング信号の周波数に対応する周波数成分が抽出される（ステップＳ４）。この抽出された信号は、図４(b)および図５(a)に示すような特性を示す。

位置推定部２０では、電流値演算部２７において、サンプリング周期Ｔｓ毎に電流値Ｉが演算される（ステップＳ５）。この電流値Ｉに基づいて、電流ピークタイミング抽出部２８は、センシング信号の一周期中の極大値（ただしＮ極に対応する極大値）に対応する極大値タイミングｔ_pを出力する（ステップＳ６）。この極大値タイミングｔ_pにおける電流応答信号Ｉ_αβeが電流同期抽出部２９によって抽出される（ステップＳ７）。こうして、サンプリング周期Ｔｓ中における電流応答信号Ｉ_αβeのピーク値がサンプリングされることになる。このサンプリングされた電流応答信号Ｉ_αβeのピーク値に基づいて、ロータ位置演算部３０は、推定回転位置θ^を求める（ステップＳ８）。

以上のように、この実施形態によれば、二相検出電流Ｉ_αβから電流指令値Ｉ_αβ ^*を差し引くことによって、センシング信号に対応した電流応答信号Ｉ_αβeが抽出される。そして、この電流応答信号Ｉ_αβeからノイズ成分を除去するためのフィルタ処理を高周波電流応答抽出部２６によって行い、このフィルタ処理後の電流応答信号Ｉ_αβeを用いて、ロータ５０の回転位置が推定される。このように、モータ３からトルクを発生させるための電流指令値Ｉ_dq ^*による影響を抑制または排除した電流応答信号Ｉ_αβeを用いてロータ５０の回転位置が推定されるので、その推定精度を高めることができる。

しかも、この実施形態では、電流前処理部２３によって、立ち上がり電流Ｉ_rおよび立ち下がり電流Ｉ_fの平均値が三相検出電流Ｉ_UVWとして出力されるようになっている。これにより、電流検出精度が向上されているので、このことも、位置推定部２０によって求められる推定回転位置θ＾の精度の向上に寄与している。
このように、ロータ５０の回転位置を高精度で推定することができるようになるので、モータ制御装置５によるモータ３の制御を安定化することができ、モータ３から所望のトルクを確実に発生させることができる。したがって、舵取り機構２に適切な操舵補助力を与えることができるので、操舵フィーリングを向上することができる。

以上、この発明の一実施形態について説明したが、この発明は、さらに他の形態で実施することもできる。
たとえば、前述の実施形態では、ＵＶＷ／αβ座標変換部１７から生成される二相検出電流Ｉ_αβから電流指令値Ｉ_αβ ^*を差し引くようにしているが、ＵＶＷ／αβ座標変換部１７による座標変換前の三相検出電流Ｉ_UVWから電流指令値を差し引くようにしてもよい。この場合の構成を図９に示す。すなわち、図１におけるｄｑ／αβ座標変換部２５に代えて、ｄｑ／ＵＶＷ座標変換部２５Ａが設けられており、このｄｑ／ＵＶＷ座標変換部２５Ａからは、電流指令値Ｉ_dq ^*をＵＶＷ三相座標系の値に変換した三相電流指令値Ｉ_UVW ^*が生成される。そして、減算部２４においては、電流前処理部２３が生成する三相検出電流Ｉ_UVWから、三相電流指令値Ｉ_UVW ^*が差し引かれるようになっている。したがって、この減算部２４は、電流指令値Ｉ_dq ^*に対応した電流成分を抑制または排除した電流応答信号Ｉ_UVWeを生成することになる。この電流応答信号Ｉ_UVWeは、ＵＶＷ／αβ座標変換部４０によってαβ座標の電流応答信号Ｉ_αβeに変換された後、高周波電流応答抽出部２６に与えられるようになっている。ＵＶＷ／αβ座標変換部４０は、高周波電流応答抽出部２６と位置推定部２０との間に置かれてもよい。すなわち、電流応答信号Ｉ_UVWeに対してノイズ成分を除去するためのフィルタ処理を行った後に、このフィルタ処理後の電流応答信号Ｉ_UVWeをαβ座標の電流応答信号Ｉ_αβeに変換してもよい。

また、前述の実施形態では、電流前処理部２３において、立ち上がり電流Ｉ_rおよび立ち下がり電流Ｉ_fの平均値を求めるようにしているが、ＰＷＭ駆動パルスのオン期間中間点でサンプリングされた電流信号と、ＰＷＭ駆動パルスのオフ期間中間点でサンプリングされた電流信号との平均値を求める構成としてもよい。
むろん、ＰＷＭ制御信号を生成するための三角キャリヤ波の山部および谷部でそれぞれサンプリングされる電流信号が充分な精度を有するのであれば、それらをそのまま用いてロータ回転位置の推定を行ってもよい。

また、たとえば、前述の実施形態では、電流の大きさＩが極大値をとるときの電流応答信号Ｉ_αβeを用いてロータ５０の回転位置θを求めているが、電流の大きさＩが極大値をとるときの二相指示電圧Ｖ_α ^*，Ｖ_β ^*を用いて（図１のライン３７参照）、次式(7)に従って、推定回転位置θ^を求めるようにしてもよい。
θ^＝Ｔan^-1（Ｖ_β ^*／Ｖ_α ^*） …(7)
電圧ベクトルは大きさが一定であるので、歪みの生じている電流ベクトルに比較して、その位相の計算が容易である。したがって、式(7)の適用により、演算処理を簡素化できる。

電流の大きさＩが極値をとるときの電圧ベクトルの位相を求めるには、前記の式(7)に従う演算を行う代わりに、センシング信号の印加と同期して計数動作を行うカウンタを用いるようにしてもよい。具体的には、高周波電圧ベクトルがα軸（Ｕ相方向に一致）に沿うとき（すなわち、高周波電圧ベクトルの位相が零のとき）に初期化されて計数動作を開始するように繰り返し動作するカウンタを設ける。このカウンタは、たとえば、高周波電圧ベクトルの周期（センシング信号周期）Ｔａ（＝１／ｗ_a）をｉ等分（ｉは１周期当たりのサンプリング数。たとえばｉ＝３６０）した周期Ｔａ／ｉ毎にカウントアップするもので、その出力は、高周波電圧ベクトルの位相を表す。そこで、図５(c)に示すように、電流の大きさＩの極大値が検出された時点でカウンタの計数値を参照すれば、この計数値はロータ５０の磁極位置（電流ベクトルの大きさが最大のときの高周波電圧ベクトルの位相角）を表す。

また、前述の実施形態では、電動パワーステアリング装置の駆動源としてのモータ３に本発明が適用された例について説明したが、この発明は、電動パワーステアリング装置以外の用途のモータの制御に対しても適用が可能である。
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。

この発明の一実施形態に係るモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。 モータの構成を説明するための図解図である。 位置推定部の構成を説明するためのブロック図である。 図４(a)はセンシング信号（回転探査電圧）に対応する高周波電圧ベクトルを示し、図４(b)は高周波電圧ベクトルに対する電流ベクトルの応答を示す。 図５(a)は電流波形の例を示し、図５(b)は電圧波形の例を示し、図５(c)は電圧ベクトルの位相を検出するためのカウンタの計数値の変化を表す。 電流前処理部の構成を説明するためのブロック図である。 電流前処理部による処理内容を説明するための波形図である。 ロータ回転位置推定演算の流れを説明するためのフローチャートである。 この発明の他の実施形態に係るモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。

符号の説明

５…モータ制御装置、７…マイクロコンピュータ、９…電流センサ、２４…減算部、５０…ロータ、５１，５２，５３…ステータ巻線

Claims (2)

1. ロータと、このロータに対向するステータとを備えたモータを制御するためのモータ制御装置であって、
   前記モータからトルクを発生させるためのモータ指示電流を設定するモータ指示電流設定手段と、
   正弦波状センシング信号をステータに注入するためのセンシング信号注入手段と、
   前記モータに流れるモータ電流を検出するモータ電流検出手段と、
   このモータ電流検出手段によって検出されたモータ電流から前記モータ指示電流設定手段によって設定されたモータ指示電流を差し引いた信号に基づいてロータの回転位置を求める位置推定手段とを含む、モータ制御装置。
2. 三角キャリヤ波に基づいて作成したＰＷＭ駆動パルスをステータに印加するＰＷＭ駆動手段をさらに含み、
   前記モータ電流検出手段は、
   前記三角キャリヤ波の山および谷と同期する検出タイミングでモータ電流をサンプリングするサンプリング手段と、
   このサンプリング手段によってサンプリングされたモータ電流に基づいて、当該モータ電流のサンプリングタイミング前後におけるＰＷＭ駆動パルスの立ち上がり時間および立ち下がり時間でのモータ電流である、立ち上がり電流および立ち下がり電流を推定する立ち上がり／立ち下がり電流演算手段と、
   この立ち上がり／立ち下がり電流演算手段によって推定された立ち上がり電流および立ち下がり電流の平均値を演算する平均電流演算手段とを含む、請求項１記載のモータ制御装置。

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