CN114982123A - 电动机控制装置 - Google Patents

Abstract

一种能够实现电动机的制振效果的提升的电动机控制装置。在电动机控制装置(100)中，控制切换判断部(15)对电动机(M)的控制区是否处于电压饱和区进行判断，电压指令值生成器(14)基于速度指令值和电动机的速度来生成电动机的电压指令值，在控制切换判断部(15)判定电动机(M)的控制区处于电压饱和区的情况下，由合计转矩指令值以及能够向电动机(M)输出的最大电压的临界值求得施加于电动机的输出电压的电压矢量角，并基于该电压矢量角生成电压指令值。

Description

电动机控制装置

技术领域

本发明涉及电动机控制装置。

背景技术

在用于空调装置的压缩机中，负载转矩在驱动压缩机的电动机的转子旋转一圈的期间内周期性地波动。该周期性的负载转矩的波动是由在吸入、压缩、排出的各过程之间的制冷剂气体的压力变化而引起的，是由电动机的旋转速度的波动(以下有时简称为“速度波动”)造成的电动机发生振动的主要原因。在使用这种会发生负载转矩波动的压缩机的情况下，为了抑制电动机的旋转速度的波动而进行“转矩控制(周期性外部干扰抑制控制)”。

通常，电动机在低转速区(例如，进行电动机最大转矩电流比控制的普通控制区)中明显出现振动现象。然而，根据电动机的规格以及负载条件，在高转速区(例如，进行弱磁控制的电压饱和区)也会发生振动，并因发生振动而导致电动机的峰值电流增大。此外，若电动机的峰值电流增大，为了防止电动机的退磁，逆变器的保护功能可能启动从而导致电动机停止。

因此，作为在进行弱磁控制的电压饱和区中的转矩控制，已提案有如下技术：通过将输出电压限制在逆变器可输出的直流电压以下，并使表示输出电压的相位的电压矢量角与速度波动同步地波动，来进行在电压饱和区中的转矩控制。

专利文献1：日本特开2017-158414号公报

专利文献2：日本特开2017-158415号公报

发明内容

但是，在使输出电压的电压矢量角相对于速度波动进行波动从而进行在电压饱和区的转矩控制的情况下，至今为止，通过调试来调整电压矢量角波动的相位需要工时。因此，即使在某个条件下对电压矢量角波动的相位进行调试而得到了制振效果，若逆变器及电动机的规格和负载条件等发生变化，也有可能无法获得用于发生最优的输出转矩的电压矢量角波动，从而无法充分发挥制振效果。

因此，本发明提出一种能够实现将电动机的制振效果提升的技术。

本发明的电动机控制装置包括：电压指令值生成器和控制切换判断部。控制切换判断部对电动机的控制区是否处于电压饱和区进行判断。电压指令值生成器由基于速度指令值和电动机速度的转矩指令值，生成电动机的电压指令值，在控制切换判断部判定控制区处于电压饱和区时，基于转矩指令值、能够向电动机输出的最大电压的临界值、以及施加于电动机的输出电压的电压矢量角来生成电压指令值。

根据本发明，能够实现提升电动机的制振效果。

附图说明

图1A是用于说明本发明的实施例1的电动机控制装置的动作例的图。

图1B是用于说明本发明的实施例1的电动机控制装置的动作例的图。

图2是表示本发明的实施例1的电动机控制装置的结构例的图。

图3是表示本发明的实施例1的控制切换判断部的结构例的图。

图4是表示本发明的实施例1的校正转矩生成器的结构例的图。

图5是表示本发明的实施例1的电压饱和区电压指令值生成器的结构例的图。

图6是表示本发明的实施例1的输出电压限制指令值生成器的结构例的图。

图7A是用于说明本发明的实施例1的电流指令值计算器的动作例的图。

图7B是用于说明本发明的实施例1的电流指令值计算器的动作例的图。

图8是用于说明本发明的实施例1的电压矢量角计算器的动作例的图。

图9是用于说明本发明的实施例1的MTPI电压限幅处理器的动作例的图。

图10是表示本发明的实施例1的输出电压波形的一个示例的图。

图11是表示本发明的实施例1的普通控制区电压指令值生成器的结构例的图。

图12是表示本发明的实施例1的电流误差校正值生成器的结构例的图。

图13是表示本发明的实施例2的电压饱和区电压指令值生成器的结构例的图。

具体实施方式

下面，基于附图对本发明的实施例进行说明。在以下的实施例中，对相同的结构标注相同的符号。

在本发明中，以例如用于空调装置或低温保存装置等的如下的电动机控制装置为例进行说明，该电动机控制装置通过无位置传感器矢量控制来对驱动负载转矩周期性波动的压缩机的永磁同步电动机(PMSM(Permanent Magnet Synchronous Motor))进行转矩控制。但是，所公开的技术也能够广泛适用于对驱动负载的电动机进行转矩控制的电动机控制装置，所述负载的负载转矩周期性波动。

实施例1

电动机控制装置的动作

图1A及图1B是用于说明本发明的实施例1的电动机控制装置的动作例的图。

图1A及图1B所示的恒感应电压椭圆(图1A及图1B中对椭圆的一部分进行图示)为电动机的感应电压Vo相等的电流矢量轨迹，电角度推测角速度ωe增大，则恒感应电压椭圆的直径减小。图1A所示的恒感应电压椭圆表示电角度推测角速度ωe固定时的电流矢量轨迹。此外，图1B所示的恒感应电压椭圆表示电角度推测角速度ωe由于负载转矩波动而波动时的电流矢量轨迹。图1B表示了电角度推测角速度ωe为最大值时的恒感应电压椭圆、电角度推测角速度ωe为最小值时的恒感应电压椭圆、以及电角度推测角速度ωe为平均值时的恒感应电压椭圆。

在电动机的进行弱磁控制的电压饱和区中进行转矩控制时，如图1B所示，本发明的电动机控制装置基于根据转矩控制而波动±ΔT的恒转矩曲线T*(＝To*±ΔT)与波动的恒感应电压椭圆的交点，计算出q轴电流指令值Iq*及d轴电流指令值Id*。例如，本发明的电动机控制装置基于恒转矩曲线与恒感应电压椭圆的交点计算出d轴电流指令值Id*及q轴电流指令值Iq*，其中，所述恒转矩曲线为平均转矩指令值To*与作为校正转矩的波动转矩指令值ΔT相加的合计转矩指令值T*成为固定的电流的轨迹；所述恒感应电压椭圆为用于使输出电压振幅Va(电压指令值的振幅)为所需的振幅的感应电压指令值V0*以及电角度推测角速度ωe成为固定的电流的轨迹。此外，恒感应电压椭圆及恒转矩曲线并非根据电抗等电动机参数而唯一确定的，而是根据电动机的运行状态而时刻变化的。

电动机控制装置的结构

图2是表示本发明的实施例1的电动机控制装置的结构例的图。图2中，电动机控制装置100包括：减法器11、38、速度控制器12、加法器13、电压指令值生成器14、控制切换判断部15、d-q/u，v，w转换器23、PWM(脉冲宽度调制：Pulse Width Modulation)调制器24、以及IPM(智能功率模块：Intelligent Power Module)25。IPM25与电动机M连接。作为电动机M的一个示例可以例举PMSM。

此外，电动机控制装置100包括：分流电阻26、电流传感器27a、27b、以及

电流计算器28。另外，电动机控制装置100只要具备分流电阻26和电流传感器27a、27b中的任一方即可。

此外，电动机控制装置100包括：u，v，w/d-q转换器29、轴误差运算器30、PLL(锁相环：Phase Locked Loop)控制器31、位置推测器32、1/Pn处理器33、以及校正转矩生成器34。

电压指令值生成器14包括：普通控制区电压指令值生成器14a、电压饱和区电压指令值生成器14b、以及开关SW1、开关SW2。开关SW1具有接触点14c-1、14c-2、14c-3。开关SW2具有接触点14c-4、14c-5、14c-6。

减法器11通过将从电动机控制装置100的外部(例如，上层控制器)输入电动机控制装置100的机械角速度指令值ωm*，减去1/Pn处理器33输出的当前推测角速度即机械角推测角速度ωm，计算出角速度误差Δω，并将计算出的角速度误差Δω输出至速度控制器12。

速度控制器12生成使从减法器11输入的角速度误差Δω接近为零的平均转矩指令值To*，并将生成的平均转矩指令值To*输出至加法器13。

加法器13将速度控制器12输出的平均转矩指令值To*与校正转矩生成器34输出的波动转矩指令值ΔT相加，从而计算出合计转矩指令值T*，并将计算出的合计转矩指令值T*输出至电压指令值生成器14。

电压指令值生成器14分别在普通控制区和电压饱和区中，基于加法器13输出的合计转矩指令值T*来生成d轴电压指令值Vd*及q轴电压指令值Vq*，并将生成的d轴电压指令值Vd*及q轴电压指令值Vq*输出。电压饱和区是在电动机M的高转速区中输出电压振幅Va饱和而进行弱磁控制的区域。普通控制区是电压饱和区以外的区域，是使输出电压可变从而控制电动机M的区域，在普通控制区中，进行最大转矩电流比控制等。

电压指令值生成器14在控制切换判断部15输出了控制信号CONTROL_TYPE：A(通常控制)的情况下，将开关SW1的接触点14c-1与接触点14c-3接通，同时将开关SW2的接触点14c-4与接触点14c-6接通，从而将普通控制区电压指令值生成器14a生成的d轴电压指令值Vd*及q轴电压指令值Vq*输出至d-q/u，v，w转换器23。另一方面，在控制切换判断部15输出了控制信号CONTROL_TYPE：B(电压饱和控制)的情况下，电压指令值生成器14将开关SW1的接触点14c-2与接触点14c-3接通，同时将开关SW2的接触点14c-5与接触点14c-6接通，从而将电压饱和区电压指令值生成器14b生成的d轴电压指令值Vd*及q轴电压指令值Vq*输出至d-q/u，v，w转换器23。

控制切换判断部15基于输出电压临界值Vdq_limit、d轴电压指令值Vd*以及q轴电压指令值Vq*，对电动机M的当前控制区为普通控制区和电压饱和区中的哪一方进行判断。当控制切换判断部15判定电动机M的当前控制区为普通控制区时，将控制信号CONTROL_TYPE：A(通常控制)输出至电压指令值生成器14；当判定电动机M的当前控制区为电压饱和区时，将控制信号CONTROL_TYPE：B(电压饱和控制)输出至电压指令值生成器14。输出电压临界值Vdq_limit是由IPM25的外部(例如，未图示的电源转换器)供给至IPM25的直流电压Vdc转换成的、控制系即dq旋转坐标系中的电压值。

d-q/u，v，w转换器23基于位置推测器32输出的当前转子位置即电角度相位(dq轴相位)θe，将电压指令值生成器14输出的两相的d轴电压指令值Vd*及q轴电压指令值Vq*，转换为三相的U相输出电压指令值Vu*、V相输出电压指令值Vv*及W相输出电压指令值Vw*。并且，d-q/u，v，w转换器23将U相输出电压指令值Vu*、V相输出电压指令值Vv*及W相输出电压指令值Vw*输出至PWM调制器24。

PWM调制器24基于U相输出电压指令值Vu*、V相输出电压指令值Vv*和W相输出电压指令值Vw*以及PWM载波信号，生成六相的PWM信号，并将生成的六相PWM信号输出至IPM25。

IPM25基于PWM调制器24输出的六相PWM信号，对由IPM25的外部供给来的直流电压Vdc进行转换，从而生成分别施加于电动机M的U相、V相及W相的交流电压，并将各交流电压施加于电动机10的U相、V相及W相。

在以使用分流电阻26的单分流方式检测到母线电流的情况下，

电流计算器28从PWM调制器24输出的六相PWM开关信息、以及检测到的母线电流，计算出电动机M的U相电流值Iu、V相电流值Iv、以及W相电流值Iw。或者，在通过电流传感器27a、27b检测到U相电流及V相电流的情况下，

电流计算器28基于“Iu+Iv+Iw＝0”的基尔霍夫法则来计算出剩余的W相电流值Iw。

电流计算器28将计算出的各相的相电流值Iu、Iv、Iw输出至u，v，w/d-q转换器29。

u，v，w/d-q转换器29基于位置推测器32输出的表示当前转子位置的电角度相位θe，将

电流计算器28输出的三相的U相电流值Iu、V相电流值Iv及W相电流值Iw转换为两相的d轴电流Id及q轴电流Iq。并且，u，v，w/d-q转换器29将d轴电流Id及q轴电流Iq输出至电压指令值生成器14及轴误差运算器30。

轴误差运算器30使用电压指令值生成器14输出的d轴电压指令值Vd*及q轴电压指令值Vq*、以及u，v，w/d-q转换器29输出的d轴电流Id及q轴电流Iq，计算出轴误差Δθ(推测的旋转轴与实际的旋转轴之差)。并且，轴误差运算器30将计算出的轴误差Δθ输出至PLL控制器31。

PLL控制器31基于轴误差运算器30输出的轴误差Δθ来计算出当前推测角速度即电角度推测角速度ωe，并将计算出的电角度推测角速度ωe输出至位置推测器32及1/Pn处理器33。

位置推测器32基于PLL控制器31输出的电角度推测角速度ωe来推测电角度相位θe及机械角相位θm。并且，位置推测器32将推测出的电角度相位θe输出至d-q/u，v，w转换器23及u，v，w/d-q转换器29，并将推测出的机械角相位θm输出至电压指令值生成器14及校正转矩生成器34。

1/Pn处理器33通过将PLL控制器31输出的电角度推测角速度ωe除以电动机M的极对数Pn，计算出机械角推测角速度ωm，并将计算出的机械角推测角速度ωm输出至减法器11、38。

减法器38通过将1/Pn处理器33输出的机械角推测角速度ωm减去机械角速度指令值ωm*来计算出机械角推测角速度波动Δωm，并将计算出的机械角推测角速度波动Δωm输出至校正转矩生成器34。

校正转矩生成器34基于能使电动机M的振动为可容许的速度波动范围的速度波动容许值|Δωm|*、减法器38输出的机械角推测角速度波动Δωm、以及位置推测器32输出的机械角相位θm，生成用于使周期性的速度波动即机械角推测角速度波动Δωm抑制在速度波动容许值|Δωm|*以下的波动转矩指令值ΔT，并将生成的波动转矩指令值ΔT输出至加法器13。此外，速度波动容许值|Δωm|*存储于电动机控制装置100内。另外，机械角推测角速度波动(速度波动)Δωm与上述的角速度误差Δω的数值仅存在正负符号的区别。

控制切换判断部的结构

图3是表示本发明的实施例1的控制切换判断部的结构例的图。图3中，控制切换判断部15具有电压振幅计算器15a和控制切换判断器15b，并以如下的方法对电动机的当前控制区为普通控制区还是电压饱和区进行判断。

电压振幅计算器15a基于电压指令值生成器14输出的d轴电压指令值Vd*及q轴电压指令值Vq*，根据式(1)，计算出输出电压振幅Va。

控制切换判断器15b将由电压振幅计算器15a计算出的输出电压振幅Va的峰值与输出电压临界值Vdq_limit进行比较。

在输出电压振幅Va的峰值小于输出电压临界值Vdq_limit的情况下，控制切换判断器15b判定电动机M的当前控制区为普通控制区，并将控制信号CONTROL_TYPE：A输出至电压指令值生成器14。

另一方面，在输出电压振幅Va的峰值在输出电压临界值Vdq_limit以上的情况下，控制切换判断器15b判定电动机M的当前控制区为电压饱和区，并将控制信号CONTROL_TYPE：B输出至电压指令值生成器14。

校正转矩生成器的结构

图4是表示本发明的实施例1的校正转矩生成器的结构例的图。图4中，校正转矩生成器34包括：速度波动分量分解器34a、速度波动振幅计算器34b、减法器34c、校正转矩振幅计算器34d、速度波动相位校正器34e、正交分量分解器34f以及校正转矩解调器34g。

校正转矩生成器34以每个机械角周期对波动转矩指令值(校正转矩)ΔT的振幅(校正转矩振幅|ΔT|)及相位进行调整，以使速度波动振幅|Δωm|在速度波动容许值|Δωm|*内，所述速度波动容许值|Δωm|*为使电动机M的振动在实际使用中不成为问题的范围。

速度波动分量分解器34a根据式(2.1)及式(2.2)，将机械角推测角速度波动Δωm分解为作为Δωm的基波分量的两个傅里叶系数ωsin(sin分量)与ωcos(cos分量)。通过以每个机械角周期计算机械角推测角速度波动Δωm的基波分量的傅里叶系数，能够排除机械角推测角速度波动Δωm的谐波分量，从而精确地提取机械角推测角速度波动Δωm的基波分量。ωsin及ωcos为每机械角周期更新的数值。

速度波动振幅计算器34b基于傅里叶系数ωsin、ωcos，根据式(3)来计算出速度波动振幅|Δωm|。由于ωsin及ωcos为每机械角周期更新的数值，因此速度波动振幅|Δωm|也在每一机械角周期进行更新。

减法器34c通过将速度波动振幅计算器34b输出的速度波动振幅|Δωm|减去速度波动容许值|Δωm|*，计算出速度波动误差|Δωm|err。速度波动容许值|Δωm|*是规定了能使电动机M的振动处于可容许范围内的速度波动振幅|Δωm|的数值。

校正转矩振幅计算器34d根据速度波动振幅|Δωm|与速度波动容许值|Δωm|*之间的误差，在每个机械角周期对校正转矩振幅|ΔT|进行调整。例如，校正转矩振幅计算器34d根据式(4)，将速度波动振幅|Δωm|与速度波动容许值|Δωm|*之间的误差，即速度波动误差|Δωm|err乘以校正增益k，并将相乘的结果加上|ΔT|_old，从而计算出校正转矩振幅|ΔT|。式(4)中的|ΔT|_old为上一机械角周期中的校正转矩振幅|ΔT|。通过适当地设置校正增益k，能够抑制速度波动|Δω|在速度波动容许值|Δωm|*的临界波动，或抑制由于剧烈的负载转矩波动而使速度波动|Δω|超出速度波动容许值|Δωm|*而发生振动。

|ΔT|＝k·(|Δω_m|-|Δω_m|^*)+|ΔT|_{_old}…(14)

速度波动相位校正器34e对每个机械角周期获取的机械角推测角速度波动Δωm的相位进行修正。例如，速度波动相位校正器34e根据式(5.1)及式(5.2)，将傅里叶系数ωsin和ωcos分别乘以校正增益k，并将其各自的相乘结果加上ωsin_i_old及ωcos_i_old。式(5.1)中的ωsin_i_old为上一机械角周期中的ωsin_i，式(5.2)中的ωcos_i_old为上一机械角周期中的ωcos_i。然后，速度波动相位校正器34e根据式(5.3)，计算出ωsin_i及ωcos_i的反正切(Arctangent)以作为速度波动校正相位

该速度波动校正相位

为进行转矩控制时的相位的基准，相对于该基准滞后π/2的相位为波动转矩指令值ΔT的相位(校正转矩相位)。

ω_{sin_i}＝ω_sin·k+ω_{sin_i_old}…(5.1)

ω_{cos_i}＝ω_cos·k+ω_{cos_i_old}…(5.2)

正交分量分解器34f基于校正转矩振幅|ΔT|及速度波动校正相位

根据式(6.1)及式(6.2)，计算出速度波动校正相位

的sin分量(ωsin_i)和cos分量(ωcos_i)。该处理还具有防止在根据式(5.1)及式(5.2)的运算来校正相位时出现发散的作用。

ω_{sin_i}＝|ΔT|·cos(φ_ωi)…(6.1)

ω_{cos_i}＝|ΔT|·sin(φ_ωi)…(6.2)

校正转矩解调器34g基于速度波动校正相位

的sin分量(ωsin_i)以及cos分量(ωcos_i)，根据式(7.1)及式(7.2)，计算出波动转矩指令值AT。根据该处理而变换为比速度波动校正相位

滞后π/2的校正转矩相位，从而生成在机械角相位θm的波动转矩指令值ΔT的瞬时值。

此外，校正转矩解调器34g也可以根据式(8)来计算出波动转矩指令值ΔT的瞬时值，以代替式(7.1)及式(7.2)。

然后，加法器13根据式(9)，将速度控制器12输出的平均转矩指令值To*加上波动转矩指令值ΔT，从而计算出合计转矩指令值T*。

T*＝T₀*+ΔT…(9)

电压饱和区电压指令值生成器的结构

图5是表示本发明的实施例1的电压饱和区电压指令值生成器的结构例的图。图5中，电压饱和区电压指令值生成器14b包括：输出电压限制指令值生成器14b1、感应电压指令值计算器14b2、电流指令值计算器14b3、暂定电压指令值计算器14b4、电压矢量角计算器14b5、以及电压指令值计算器14b6。

图6是表示本发明的实施例1的输出电压限制指令值生成器的结构例的图。图6中，输出电压限制指令值生成器14b1包括：MTPI电流指令值计算器14b1-1、MTPI电压指令值计算器14b1-2、MTPI电压振幅计算器14b1-3、平均输出电压生成器14b1-4、MTPI电压波动分量提取器14b1-5、加法器14b1-6、14b1-8、以及MTPI电压限幅处理器14b1-7。

输出电压限制指令值生成器14b1基于合计转矩指令值T*、电角度推测角速度ωe、输出电压临界值Vdq_limit、d轴电流Id、q轴电流Iq、以及机械角相位θm，生成输出电压限制指令值Va*。该输出电压限制指令值Va*为用于在输出电压临界值Vdq_limit为止的范围内对输出电压的波动振幅进行调整，以使输出电压的波动相位与普通控制区(MTPI控制区)中的输出电压的波动相位一致的电压。

在图6中，MTPI电流指令值计算器14b1-1用于计算MTPI预估d轴电流指令值Id_mtpi*及MTPI预估q轴电流指令值Iq_mtpi*，其为合计转矩指令值T*成为固定的电流轨迹即恒转矩曲线与MTPI曲线(最大转矩电流比控制曲线)的交点。恒转矩曲线与MTPI曲线的交点，例如可使用式(10)的电动机转矩表达式、以及q轴电流已知时的MTPI曲线上的d轴电流表达式即式(11)计算得出。

T＝P_n·{Ψ_a·I_q+(L_d-L_q)·I_d·I_q}…(10)

从式(10)及式(11)中去掉d轴电流Id后，能够如式(12)所示得到有关q轴电流Iq的四次方程。

作为式(12)所示的四次方程的解，能够通过对式(12)所示的四次方程使用例如牛顿法等，推导出解，该解相当于在合计转矩指令值T*的恒转矩曲线与MTPI曲线的交点上的MTPI预估q轴电流指令值Iq_mtpi*。

MTPI电流指令值计算器14b1-1基于作为式(12)的解的MTPI预估q轴电流指令值Iq_mtpi*，根据式(11)的d轴电流表达式，计算出MTPI预估d轴电流指令值Id_mtpi*。

MTPI电压指令值计算器14b1-2基于MTPI预估d轴电流指令值Id_mtpi*、MTPI预估q轴电流指令值Iq_mtpi*以及电角度推测角速度ωe，根据式(13.1)及式(13.2)所示的PMSM电压方程，计算出MTPI预估d轴电压Vd_mtpi*及MTPI预估q轴电压Vq_mtpi*。此外，式(13.1)及式(13.2)中的“p”为微分算子。

V_{d_mtpi}*＝R·I_{d_mtpi}*+p·L_d·I_d-ω_e·L_q·I_{q_mtpi}*…(13.1)

V_{q_mtpi}*＝R·I_{q_mtpi}*+p·L_q·I_q+ω_e·L_d·I_{d_mtpi}*+ω_c·Ψ_a…(13.2)

此外，在式(13.1)及式(13.2)中，电感中的伴随由转矩控制引起的电流变化的电压降“p·Ld·Id”及“p·Lq·Iq”(p项电压)被纳入考虑范围。“Ld”表示电动机M的d轴电感，“Lq”表示电动机M的q轴电感。

在此，D项电压用电流波动的时间微分来表示。但是，若将检测电流的波动量直接作为微分值，则MTPI预估d轴电压Vd_mtpi*及MTPI预估q轴电压Vq_mtpi*会对电流噪声反应敏感。因此，微分值是基于电流基波波动而例如像下文所述这样生成的。

为了对p项电压的生成进行说明，首先，如式(14.1)及式(14.2)所示来对d轴电流Id及q轴电流Iq的波动分量ΔIda及ΔIqa进行定义。

ΔI_da＝I_da·sin(θ_m+φ_d)…(14.1)

ΔI_qa＝I_qa·sin(θ_m+φ_q)…(14.2)

其中，在机械角旋转一周发生一次周期波动的情况下，式(14.1)中包含的“Ida”和

分别表示ΔIda的波动振幅和初相位，式(14.2)中包含的“Iqa”和

分别表示ΔIqa的波动振幅和初相位，式(14.1)及式(14.2)中包含的“θm”表示机械角相位的瞬时值。

因此，由电流基波波动产生的p项电压如式(15.1)及式(15.2)所示。即，通过使d轴电流波动及q轴电流波动的相位提前π/2，并将相位提前了π/2的d轴电流波动及q轴电流波动乘以机械角推测角速度ωm，从而能够生成微分值(p项电压)。

MTPI电压振幅计算器14b1-3基于MTPI预估d轴电压Vd_mtpi*及MTPI预估q轴电压Vq_mtpi*，根据式(16)，计算出MTPI预估输出电压Va_mtpi*。

平均输出电压生成器14b1-4输出平均输出电压指令值Va0*，该平均输出电压指令值Va0*进行了如下调整，即，使电动机M的转子每旋转一圈时波动的d轴电流Id和q轴电流Iq的各自的平均值，复写MTPI曲线(最大转矩电流比控制曲线)。例如，平均输出电压生成器14b1-4由当前q轴电流Iq计算出MTPI曲线上的d轴电流Idt，并通过PI控制等对平均输出电压指令值Va0*进行调整，以使计算出的d轴电流Idt与当前d轴电流Id之间不存在误差。平均输出电压生成器14b1-4例如根据式(17.1)及式(17.2)来计算出平均输出电压指令值Va0*。此外，在平均输出电压指令值Va0*超出输出电压临界值Vdq_limit的情况下，平均输出电压生成器14b1-4根据式(18)，将平均输出电压指令值Va0*限制于输出电压临界值Vdq_limit。通过将平均输出电压指令值Va0*限制于输出电压临界值Vdq_limit，来进行弱磁控制。“Ψa”表示电动机M的交链磁通。

V_a0*＝K_p(I_dt-I_d)+K_i∫(I_dt-I_d)dt…(17.2)

MTPI电压波动分量提取器14b1-5例如以如下方式计算出MTPI预估输出电压Va_mtpi*的波动振幅|ΔVa_mtpi|以及瞬时值ΔVa_mtpi。

MTPI电压波动分量提取器14b1-5首先根据式(19.1)及式(19.2)，将MTPI预估输出电压Va_mtpi*的基波分量分解为作为sin分量的傅里叶系数Va_mtpi_sin和作为cos分量的Va_mtpi_cos。MTPI电压波动分量提取器14b1-5通过在每个机械周期计算MTPI预估输出电压Va_mtpi*的基波分量的傅里叶系数，从而能够提取出去除了谐波分量的MTPI预估输出电压Va_mtpi*的基波分量。

接着，MTPI电压波动分量提取器14b1-5基于根据式(19.1)及式(19.2)计算出的傅里叶系数Va_mtpi_sin及Va_mtpi_cos，根据式(20)，计算出MTPI预估输出电压Va_mtpi*的基波分量的振幅|ΔVa_mtpi|。此外，由于傅里叶系数Va_mtpi_sin及Va_mtpi_cos为每机械角周期更新的数值，因此振幅|ΔVa_mtpi|也在每一机械角周期进行更新。

然后，MTPI电压波动分量提取器14b1-5根据式(21)计算出MTPI预估输出电压Va_mtpi*的基波分量的瞬时值ΔVa_mtpi。

ΔV_{a_mtpi}＝V_{a_mtpi_sin}·sin(θ_m)+V_{a_mtpi_cos}·cos(θ_m)…(21)

加法器14b1-6根据式(22)，将平均输出电压指令值Va0*与MTPI预估输出电压Va_mtpi*的基波分量的振幅|ΔVa_mtpi|相加，从而计算出MTPI预估输出电压波动峰值Va_mtpi_peak。

V_{a_mtpi_peak}＝Va0^*+|ΔV_{a_mtpi}|…(22)

MTPI电压限幅处理器14b1-7生成波动输出电压限制指令值ΔVa_limit_mtpi，并将生成的波动输出电压限制指令值ΔVa_limit_mtpi输出，所述波动输出电压限制指令值ΔVa_limit_mtpi是将加法器14b1-6中的相加结果即MTPI预估输出电压波动峰值Va_mtpi_peak调整为输出电压临界值Vdq_limit以下而得到的。

例如，MTPI电压限幅处理器14b1-7通过将平均输出电压指令值Va0*、MTPI预估输出电压波动峰值Va_mtpi_peak、及输出电压临界值Vdq_limit进行比较，从而计算出输出电压波动分量的振幅比率scale，并将振幅比率scale乘以MTPI预估输出电压波动分量ΔVa_mtpi，从而生成波动输出电压限制指令值ΔVa_limit_mtpi。由此，能够生成相位与MTPI预估输出电压波动分量AVa_mtpi一致的波动输出电压限制指令值ΔVa_limit_mtpi。

例如，MTPI电压限幅处理器14b1-7根据式(23.1)～式(23.3)来计算出输出电压波动分量的振幅比率scale，并基于计算出的振幅比率scale，根据式(23.4)，生成波动输出电压限制指令值ΔVa_limit_mtpi。

[Va0*≥Vdq_limit]

scale＝0…(23.1)

[Va_mtpi_peak≤Vdq_limit]

scale＝1…(23.2)

[除上述以外]

ΔV_{a_limit_mtpi}＝scale×ΔV_{a_tpi}…(23.4)

加法器14b1-8根据式(24)，将平均输出电压指令值Va0*与波动输出电压限制指令值ΔVa_limit_mtpi相加，从而计算出输出电压限制指令值Va*。加法器14b1-8将计算出的输出电压限制指令值Va*输出至感应电压指令值计算器1462及电压指令值计算器1466。

V_a ^*＝Va0^*+ΔV_{a_limit_mtpi}…(24)

在图5中，感应电压指令值计算器14b2基于当前的d轴电流Id和q轴电流Iq以及电角度推测角速度ωe，根据式(25.1)及式(25.2)所示的电动机模型表达式，计算出基于输出电压限制指令值Va*的感应电压指令值Vo*。下面，对感应电压指令值Vo*的计算详情进行表示。

PMSM的电压方程式(d轴电压Vd、q轴电压Vq)、输出电压振幅Va的理论公式以及电动机M的感应电压Vo的理论公式如式(25.1)～式(27)所示。

V_d＝R·I_d+p·L_d·I_d-ω_e·L_q·I_q…(25.1)

V_q＝R·I_q+p·L_q·I_q+ω_c·L_d·I_d+ω_c·Ψ_a…(25.2)

此外，由式(25.1)～式(27)将输出电压限制指令值Va*与感应电压指令值Vo*关联起来的算式如式(28)所示。由此，感应电压指令值计算器14b2根据式(28)来计算出感应电压指令值Vo*，并将计算出的感应电压指令值Vo*输出至电流指令值计算器14b3。

电流指令值计算器1463基于恒转矩曲线与恒感应电压椭圆的交点，计算出q轴电流指令值Iq*与d轴电流指令值Id*(参见图1B)，其中，所述恒转矩曲线为合计转矩指令值T*成为固定的电流的轨迹；所述恒感应电压椭圆为感应电压指令值Vo*及电角度推测角速度ωe成为固定的电流的轨迹。电流指令值计算器14b3将计算出的q轴电流指令值Iq*及d轴电流指令值Id*输出至暂定电压指令值计算器14b4。

恒转矩曲线与恒感应电压椭圆的交点例如可用式(29)所示的电动机转矩表达式与式(30)所示的感应电压表达式计算得出。

T＝P_n·{Ψ_a·I_q+(L_d-L_q)·I_d·I_q}…(29)

若从式(29)及式(30)中去掉d轴电流Id，则如式(31)所示，能够得到有关q轴电流Iq的四次方程。在式(31)中，“ΔL＝Ld-Lq”。

作为式(31)所示的四次方程的解，能够通过对式(31)所示的四次方程使用例如牛顿法等，推导出解，该解相当于在合计转矩指令值T*成为固定的电流的轨迹即恒转矩曲线，与感应电压Vo及电角度推测角速度ωe成为固定的电流的轨迹即恒感应电压椭圆相交的点上的q轴电流指令值Iq*(参见图1B)。

电流指令值计算器14b3在计算出q轴电流指令值Iq*后，根据由式(30)所示的感应电压表达式变形为d轴电流表达式的式(32)，基于q轴电流指令值Iq*计算出d轴电流指令值Id*。

在此，在式(32)中，作为根号前面的符号而取正或负的哪一个，可以通过计算出与Iq轴平行且通过作为恒感应电压椭圆的中心的M点(-Ψa/Ld，0)的直线(在下文中有时称作“M点分界线”)与恒感应电压椭圆相交的点的转矩(在下文中有时称作“M点分界上转矩T_M”)，并将M点分界上转矩T_M与合计转矩指令值T*进行比较的方式来决定。

下面，对d轴电流指令值Id*及q轴电流指令值Iq*的计算步骤进行说明。图7A及图7B是用于说明本发明的实施例1的电流指令值计算器的动作例的图。

电流指令值计算器14b3首先根据式(33)来计算出M点上的d轴电流Id_M。

接着，电流指令值计算器14b3计算出M点分界线与恒感应电压椭圆相交的点的q轴电流Iq_M。由于q轴电流Iq_M能够通过将M点上的d轴电流Id_M代入式(30)来算出，因此可根据式(34)计算得出。

因此，电流指令值计算器14b3根据式(35)，计算出M点分界上转矩T_M。

T_{_M}＝P_n·{Ψ_a·I_{q_M}+(L_d-L_q)·I_{d_M}·I_{q_M}}…(35)

然后，电流指令值计算器14b3基于合计转矩指令值T*与M点分界上转矩T_M的大小关系，根据式(36.1)及式(36.2)，确定d轴电流指令值Id*。式(36.1)表示了在“合计转矩指令值T*≤M点分界上转矩T_M”的情况下的d轴电流指令值Id*(参见图7A)，式(36.2)表示了“合计转矩指令值T*＞M点分界上转矩T_M”的情况下的d轴电流指令值Id*(参见图7B)。

[T*≤T_M]

[T*＞T_M]

电流指令值计算器14b3将通过如上方式计算出的d轴电流指令值Id*及q轴电流指令值Iq*输出至暂定电压指令值计算器14b4。

在图5中，暂定电压指令值计算器14b4基于电角度推测角速度ωe、d轴电流指令值Id*及q轴电流指令值Iq*，根据式(37.1)及式(37.2)所示的电动机模型式，以前馈方式计算出暂定d轴电压指令值Vd_m及暂定q轴电压指令值Vq_m。暂定电压指令值计算器14b4将计算出的暂定d轴电压指令值Vd_m及暂定q轴电压指令值Vq_m输出至电压矢量角计算器14b5。此外，通过以前馈方式计算出暂定电压指令值，能够防止由于输入饱和而在PI控制等积分器中发生的饱和现象(windup)。

V_{d_m}＝R·I_d+p·L_d·I_d-ω_e·L_q·I_q…(37.1)

V_{q_m}＝R·I_q ^*+p·L_q·I_q+ω_e·(L_d·I_d ^*+Ψ_a)…(37.2)

此外，式(37.1)及式(37.2)中已将电感中伴随由转矩控制引起的电流变化的电压降“p·Ld·Id”及“p·Lq·Iq”(p项电压)纳入考虑范围。

电压矢量角计算器14b5基于暂定d轴电压指令值Vd_m及暂定q轴电压指令值Vq_m，根据式(38)，计算出电压矢量角δ。电压矢量角计算器14b5将计算出的电压矢量角δ输出至电压指令值计算器14b6。也就是说，如图8所示，电压矢量角计算器14b5计算出具有振幅Va的输出电压矢量与q轴所呈的角度，作为电压矢量角δ，所述振幅Va如式(1)所示计算得出。通过上述方式，在输出电压振幅被限制在逆变器的可输出直流电压(DC电压)以下的电压饱和区中，通过运算来生成对应合计转矩指令值T*的电压矢量角δ。由此，由于无需进行电压矢量角波动的调试即可进行制振控制，因此能够实现无需调试电压矢量角波动即可提高电动机M的制振效果。图8是用于说明本发明的实施例1的电压矢量角计算器的动作例的图。

电压指令值计算器14b6基于电压矢量角δ及输出电压限制指令值Va*，根据式(39.1)及式(39.2)，进行将极坐标转换为直角坐标的坐标转换，从而计算出d轴电压指令值Vd*及q轴电压指令值Vq*。

V_d ^*＝-V_a ^*·sinδ…(39.1)

V_q ^*＝V_a ^*·cosδ…(39.2)

MTPI电压限幅处理器的动作

图9是用于说明本发明的实施例1的MTPI电压限幅处理器的动作例的图。

例如，如图9的情况(a)所示，当以平均输出电压指令值Va0*为中心进行波动的MTPI预估输出电压波动分量ΔVa_mtpi的峰值Va_mtpi_peak在输出电压临界值Vdq_limit以下时，符合式(23.2)的条件，因此MTPI电压限幅处理器14b1-7将输出电压波动分量的振幅比率scale定为“1”。然后，MTPI电压限幅处理器14b1-7在式(23.4)中设置“scale＝1”，将MTPI预估输出电压波动分量ΔVa_mtpi直接作为波动输出电压限制指令值ΔVa_limit_mtpi输出。其结果，输出电压限制指令值Va*与MTPI预估输出电压波动分量ΔVa_mtpi一致。

此外，例如如图9的情况(b)所示，当以平均输出电压指令值Va0*为中心进行波动的MTPI预估输出电压波动分量ΔVa_mtpi的峰值Va_mtpi_peak超过输出电压临界值Vdq_limit、且平均输出电压指令值Va0*不超过输出电压临界值Vdq_limit时，符合式(23.3)的条件，因此MTPI电压限幅处理器14b1-7将输出电压波动分量的振幅比率scale定为“(Vdq_limit-Va0*)/|ΔVa_mtpi|”。并且，MTPI电压限幅处理器14b1-7将式(23.4)中设置为“scale＝(Vdq_limit-Va0*)/|ΔVa_mtpi|”的波动输出电压限制指令值ΔVa_limit_mtpi输出。其结果，生成了相位与MTPI预估输出电压波动分量ΔVa_mtpi一致、且波动振幅下的峰值在输出电压临界值Vdq_limit以下的输出电压限制指令值Va*。

此外，例如如图9的情况(c)所示，当MTPI预估输出电压波动分量ΔVa_mtpi的平均输出电压指令值Va0*为输出电压临界值Vdq_limit以上时，符合式(23.1)的条件，因此MTPI电压限幅处理器14b1-7将输出电压波动分量的振幅比率scale定为“0”。并且，MTPI电压限幅处理器14b1-7在式(23.4)中设置“scale＝0”，将波动输出电压限制指令值ΔVa_limit_mtpi作为“0”输出。其结果，输出电压限制指令值Va*与输出电压临界值Vdq_limit一致。

如图10所示的输出电压波形的一个示例所示，通过如此控制输出电压限制指令值Va*，在电动机M的控制区刚从普通控制区过渡至电压饱和区之后，也能够在将输出电压振幅Va保持在输出电压临界值Vdq_limit以下的同时，使输出电压振幅Va在普通控制区与电压饱和区之间保持一致。因此，能够降低从普通控制区过渡至电压饱和区时的切换冲击。并且，由于电动机控制装置100具有电压饱和区电压指令值生成器14b，在电压饱和区中，在输出电压限制指令值Va*的波动的中心即平均输出电压指令值Va0*被输出电压临界值Vdq_limit限制的情况下也能够进行对应。

普通控制区电压指令值生成器的结构

图11是表示本发明的实施例1的普通控制区电压指令值生成器的结构例的图。在图11中，普通控制区电压指令值生成器14a包括：电流指令值计算器14a1、加法器16、17、21、22、减法器18、19、电压指令值计算器20、IIR(无限冲激响应：Infinite Impulse Response)滤波器35a、35b、解耦控制器36、以及电流误差校正值生成器37。

电流指令值计算器14a1基于合计转矩指令值T*成为固定的电流的轨迹即恒转矩曲线与MTPI曲线的交点，计算出q轴电流指令值Iq*及d轴电流指令值Id*。

在此，恒转矩曲线与MTPI曲线的交点，例如可以用式(29)所示的电动机转矩表达式、以及MTPI曲线的d轴电流Id与q轴电流Iq的关系式(17.1)来计算得出。此外，在式(29)的右边中，第一项表示磁力矩，第二项表示磁阻转矩，磁力矩仅包含q轴电流Iq，磁阻转矩包含q轴电流Iq及d轴电流Id两者。因此，通过适当地控制q轴电流Iq与d轴电流Id，能够使电动机M产生适合的转矩。

从式(29)及式(17.1)去掉d轴电流Id后，能够得到有关q轴电流Iq的四次方程，即式(40)。

作为式(40)所示的四次方程的解，通过对式(40)所示的四次方程使用例如牛顿法等，能够推导出解，该解相当于在合计转矩指令值T*的恒转矩曲线与MTPI曲线的交点上的q轴电流指令值Iq*。此外，电流指令值计算器14a1通过将根据式(40)计算出的q轴电流指令值Iq*代入式(17.1)中，计算出d轴电流指令值Id*。

加法器17根据式(41.1)，将电流指令值计算器14a1输出的q轴电流指令值Iq*与电流误差校正值生成器37输出的q轴电流误差校正值ΔIq相加，从而计算出q轴电流校正指令值Iq_FF*。加法器16根据式(41.2)，将电流指令值计算器14a1输出的d轴电流指令值Id*与电流误差校正值生成器37输出的d轴电流误差校正值ΔId相加，从而计算出d轴电流校正指令值Id_FF*。

I_{q_FF}*＝I_q*+ΔI_q…(41.1)

I_{d_FF}*＝I_d*+ΔI_d…(41.2)

减法器19通过将加法器17输出的q轴电流校正指令值Iq_FF*减去u，v，w/d-q转换器29输出的q轴电流Iq，从而计算出q轴电流校正指令值Iq_FF*与q轴电流Iq之间的误差，即q轴电流误差Iq_diff。减法器18通过将加法器16输出的d轴电流校正指令值Id_FF*减去u，v，w/d-q转换器29输出的d轴电流Id，从而计算出d轴电流校正指令值Id_FF*与d轴电流Id之间的误差，即d轴电流误差Id_diff。

电压指令值计算器20根据式(42.1)，对q轴电流误差Iq_diff(Iq_FF*-Iq)进行PI(比例积分：Proportional Integral)控制，从而计算出解耦前q轴电压指令值Vqt。并且，电压指令值计算器20根据式(42.2)，对d轴电流误差Id_diff(Id_FF*-Id)进行PI控制，从而计算出解耦前d轴电压指令值Vdt。此外，式(42.1)的kp_q及式(42.2)的kp_d为比例常数，式(42.1)的ki_q及式(42.2)的ki_d为积分常数。

V_qt＝k_{p_q}·(I_{q_FF}*-I_q)+∫k_{i_q}·(I_{q_FF}*-I_q)·dt…(42.1)

V_dt＝k_{p_d}·(I_d__FF*I_d)+∫k_{i_d}·(I_{d_FF}*-I_d)·dt…(42.2)

加法器22根据式(43.3)，将式(43.1)表示的q轴解耦校正值Vqa与解耦前q轴电压指令值Vqt相加，从而计算出q轴电压指令值Vq*。加法器21根据式(43.4)，将式(43.2)表示的d轴解耦校正值Vda与解耦前d轴电压指令值Vdt相加，从而计算出d轴电压指令值Vd*。由此，计算得出将dq轴之间的耦合以前馈方式解除后的q轴电压指令值Vq*及d轴电压指令值Vd*。

V_qa＝ω_c*·(L_d·I_{d_iir}+ψ_a)…(43.1)

V_da＝-ω_e*·L_q·I_{q_iir}…(43.2)

V_q*＝V_qt+V_qa…(43.3)

V_d*＝V_dt+V_da…(43.4)

IIR滤波器(Infinite Impulse Response Filter)35a将u，v，w/d-q转换器29输出的d轴电流Id的噪声去除，并将去除噪声后的d轴响应电流Id_iir输出。IIR35b将u，v，w/d-q转换器29输出的q轴电流Iq的噪声去除，并将去除噪声后的q轴响应电流Iq_iir输出。IIR滤波器35a、35b为去噪滤波器的一个示例。

解耦控制器36基于从电动机控制装置100的外部(例如，上层控制器)输入的电角度速度指令值ωe*以及q轴响应电流Iq_iir，生成用于校正解耦前d轴电压指令值Vdt的d轴解耦校正值Vda。此外，解耦控制器36基于电角度速度指令值ωe*与d轴响应电流Id_iir，生成用于校正解耦前q轴电压指令值Vqt的q轴解耦校正值Vqa。d轴解耦校正值Vda及q轴解耦校正值Vqa为用于以前馈方式解除dq轴之间的耦合项的校正值。在此，为了实现稳定控制，解耦校正值优选为被直流化后的值。因此，在生成解耦校正值时，作为速度，使用电角度速度指令值ωe*；作为d轴电流Id及q轴电流Iq，则使用由IIR滤波器去除了波动分量的d轴响应电流Id_iir及q轴响应电流Iq_iir。

电流误差校正值生成器37基于电流指令值计算器14a1输出的d轴电流指令值Id*及q轴电流指令值Iq*、u，v，w/d-q转换器29输出的d轴电流Id及q轴电流Iq、以及位置推测器32输出的机械角相位θm，生成d轴电流误差校正值ΔId及q轴电流误差校正值ΔIq。

电流误差校正值生成器37将由于电流指令值计算器14a1的响应延迟以及dq轴的耦合，dq轴电流无法跟上电流指令值而产生的波动误差(相位误差及振幅误差)累加，并生成累计值的反相输出，来作为电流误差校正值(d轴电流误差校正值ΔId及q轴电流误差校正值ΔIq)。在此，d轴电流误差校正值ΔId是用于校正d轴电流指令值I*与d轴电流Id的波动误差的前馈分量，q轴电流误差校正值ΔIq是用于校正q轴电流指令值Iq*与q轴电流Iq的波动误差的前馈分量。

电流误差校正值生成器的结构

图12是表示本发明的实施例1的电流误差校正值生成器的结构例的图。图12中，电流误差校正值生成器37包括：减法器37a、37e、q轴电流误差分量分解器37b、q轴电流误差累加器37c、q轴电流误差校正值解调器37d、d轴电流误差分量分解器37f、d轴电流误差累加器37g、以及d轴电流误差校正值解调器37h。

减法器37a根据式(44)，计算出q轴电流Iq与q轴电流指令值Iq*之间的误差，即q轴电流波动误差Iq_err。

I_{q_err}＝I_q-I_q*…(44)

q轴电流误差分量分解器37b根据式(45.1)及式(45.2)，在每个机械角周期计算q轴电流波动误差Iq_err的基波分量，即两个傅里叶系数Iq_err_sin(sin分量)及Iq_err_cos(cos分量)。

q轴电流误差累加器37c根据式(46.1)及式(46.2)，将q轴电流波动误差Iq_err的sin分量Iq_err_sin和q轴电流波动误差Iq_err的cos分量Iq_err_cos分别乘以校正增益k，并将各自的相乘结果加上Iq_err_sin_i_old或Iq_err_cos_i_old。式(46.1)中的Iq_err_sin_i为本次机械角周期为止的Iq_err_sin的累计值，式(46.2)中的Iq_err_cos_i为本次机械角周期为止的Iq_err_cos的累计值。此外，式(46.1)中的Iq_err_sin_i_old为上一机械角周期为止的Iq_err_sin_i，式(46.2)中的Iq_err_cos_i_old为上一机械角周期为止的Iq_err_cos_i。

I_{q_err_sin_i}＝I_{q_err_sin}·k+I_{q_err_sin_i_old}…(46.1)

I_{q_crr_cos_i}＝I_{q_crr_cos}·k+I_{q_crr_cosi_old}…(46.2)

q轴电流误差校正值解调器37d根据式(47.1)及式(47.2)，计算出q轴电流误差校正值ΔIq。由此，使q轴电流波动误差的相位反转，从而计算出在机械角相位θm的q轴电流误差校正值ΔIq的瞬时值。

ΔI_q＝I_{q_crr_sin_i}·sin(θ_m-π)+I_{q_crr_cos_i}·cos(θ_m-π)…(47.1)

＝-I_{q_crr_sin_i}·sin(θ_m)-I_{q_err_cos_i}·cos(θ_m)…(47.2)

减法器37e根据式(48)，计算出d轴电流Id与d轴电流指令值Id*之间的误差，即d轴电流波动误差Id_err。

I_{d_err}＝I_d-I_d*…(48)

d轴电流误差分量分解器37f根据式(49.1)及式(49.2)，在每个机械角周期计算d轴电流波动误差Id_err的基波分量，即两个傅里叶系数Id_err_sin(sin分量)及Id_err_cos(cos分量)。

d轴电流误差累加器37g根据式(50.1)及式(50.2)，将d轴电流波动误差Id_err的sin分量Id_err_sin和d轴电流波动误差Id_err的cos分量Id_err_cos分别乘以校正增益k，并将各自的相乘结果加上Id_err_sin_i_old或Id_err_cos_i_old。式(50.1)中的Id_err_sin_i为本次机械角周期为止的Id_err_sin的累计值，式(50.2)中的Id_err_cos_i为本次机械角周期为止的Id_err_cos的累计值。此外，式(50.1)中的Id_err_sin_i_old为上一机械角周期为止的Id_err_sin_i，式(50.2)中的Id_err_cos_i_old为上一机械角周期为止的Id_err_cos_i。

I_{d_err_sin_i}＝I_{d_err_sin}·k+I_{d_err_sin_i_old}…(50.1)

I_{d_crr_cos_i}＝I_{d_crr_cos}·k+I_{d_crr_osi_old}…(50.2)

d轴电流误差校正值解调器37h根据式(51.1)及式(51.2)，计算出d轴电流误差校正值ΔId。由此，使d轴电流波动误差的相位反转，从而生成在机械角相位θm的d轴电流误差校正值ΔId的瞬时值。

ΔI_d＝I_{d_err_sin_i}·sin(θ_m-π)+I_{d_err_cos_i}·cos(θ_m-π)…(51.1)

＝-I_{d_crr_sin_i}·sin(θ_m)-I_{d_crr_cos_i}·cos(θ_m)…(51.2)

以上，对本发明的实施例1进行了说明。

实施例2

本发明的实施例1在电动机M的感应电压的畸变较小的情况下有效。但是，实际的感应电压波形中存在由电动机M的结构引起的感应电压畸变，在该感应电压畸变较大的情况下，电动机M的电流的谐波变大。其结果，可能发生电动机M的电流控制的跟随性变差的情况。因此，在实施例2中，对电动机M的电流控制的跟随性进行提升，从而进一步提高控制的稳定性。为此，在实施例2中，电压饱和区电压指令值生成器14b的结构与实施例1存在部分不同。

电压饱和区电压指令值生成器的结构

图13是表示本发明的实施例2的电压饱和区电压指令值生成器14b的结构例的图。在图13中，电压饱和区电压指令值生成器14b在包括：输出电压限制指令值生成器14b1、感应电压指令值计算器14b2、电流指令值计算器14b3、暂定电压指令值计算器14b4、电压矢量角计算器14b5、以及电压指令值计算器14b6这一点上与实施例1(图5)相同。在实施例2中，电压饱和区电压指令值生成器14b还包括：电流比例控制器14b7、加法器14b8、14b9、以及减法器14b10、14b11。

在图13中，电压饱和区电压指令值生成器14b与实施例1一样地，将电压指令值计算器14b6计算出的d轴电压指令值Vd**输出至加法器14b8，并将计算出的q轴电压指令值Vq**输出至加法器14b9。

此外，在实施例1中将电压指令值计算器14b6输出的d轴电压指令值和q轴电压指令值分别标记为Vd*和Vq*，与此相对地，在实施例2中，将电压指令值计算器14b6输出的d轴电压指令值和q轴电压指令值分别标记为Vd**和Vq**。也就是说，实施例2中的d轴电压指令值Vd**及q轴电压指令值V**，相当于实施例1中的d轴电压指令值Vd*及q轴电压指令值Vq*。

电流指令值计算器14b3将计算出的q轴电流指令值Iq*及d轴电流指令值Id*输出至暂定电压指令值计算器14b4。此外，电流指令值计算器14b3将计算出的q轴电流指令值Iq*输出至减法器14b11，并将计算出的d轴电流指令值Id*输出至减法器14b10。

减法器14b10通过将d轴电流指令值Id*减去d轴电流Id来计算出d轴电流误差Id_p，并将计算出的d轴电流误差Id_p输出至电流比例控制器14b7。减法器14b11通过将q轴电流指令值Iq*减去q轴电流Iq来计算出q轴电流误差Iq_p，并将计算出的q轴电流误差Iq_p输出至电流比例控制器14b7。

电流比例控制器14b7通过将d轴电流误差Id_p乘以比例常数kp_d来计算出d轴补偿电压Vd_p，并将计算出的d轴补偿电压Vd_p输出至加法器14b8。并且，电流比例控制器14b7通过将q轴电流误差Iq_p乘以比例常数kp_q来计算出q轴补偿电压Vq_p，并将计算出的q轴补偿电压Vq_p输出至加法器14b9。也就是说，d轴补偿电压Vd_p以“kp_d·Id_p”计算得出，q轴补偿电压Vq_p以“kp_q·Iq_p”计算得出。

加法器14b8通过将电流比例控制器14b7输出的d轴补偿电压Vd_p与电压指令值计算器14b6输出的d轴电压指令值Vd**相加，计算出最终的d轴电压指令值Vd*。并且，加法器14b9通过将电流比例控制器14b7输出的q轴补偿电压Vq_p与电压指令值计算器14b6输出的q轴电压指令值Vq**相加，计算出最终的q轴电压指令值Vq*。

像这样通过追加电流比例控制器14b7，能够抑制由感应电压畸变造成的电流谐波，能够进一步提高对电流指令值的跟随性。

以上，对实施例2进行了说明。

如上所述，本发明的电动机控制装置(实施例1的电动机控制装置100)包括：电压指令值生成器(实施例1的电压指令值生成器14)和控制切换判断部15。控制切换判断部15对电动机(实施例1的电动机M)的控制区在电压饱和区中还是普通控制区中进行判断。电压指令值生成器基于速度指令值(实施例1的机械角速度指令值ωm*)和电动机的速度(实施例1的机械角推测角速度ωm)，生成电动机的电压指令值(实施例1的d轴电压指令值Vd*及q轴电压指令值Vq*)。并且，电压指令值生成器在控制切换判断部判定电动机的控制区处于电压饱和区的情况下，由转矩指令值(实施例1的合计转矩指令值T*)与能够向电动机输出的最大电压的临界值(实施例1的输出电压限制指令值Va*)求得施加于电动机的输出电压的电压矢量角(实施例1的电压矢量角δ)，并基于该电压矢量角生成电压指令值。

通过上述方式，能够在抑制电压振幅的波动的同时，将相对于速度波动的输出转矩波动最优化，因此能够实现在电压饱和区的转矩控制时的电动机的制振效果的提升。

此外，电压指令值计算器基于电动机的恒转矩曲线与电动机的恒感应电压椭圆的交点，计算出电动机的电流指令值(实施例1的q轴电流指令值Iq*及d轴电流指令值Id*)。

此外，电压指令值生成器基于电流指令值，根据电动机模型表达式(实施例2的式(37.1)及式(37.2))，计算出暂定电压指令值(实施例1的暂定d轴电压指令值Vd_m及暂定q轴电压指令值Vq_m)，并基于暂定电压指令值计算出电压矢量角。

通过上述方法，能够以前馈方式计算出电压矢量角，且由于无需积分控制，因此能够防止饱和现象(windup)的发生。

此外，电压指令值计算器(实施例2的电压指令值计算器14)具有比例控制器(实施例2的电流比例控制器14b7)，其通过将电流指令值与电动机的电流(实施例2的d轴电流Id及q轴电流Iq)之间的误差(实施例2的d轴电流误差Id_p及q轴电流误差Iq_p)乘以比例常数(实施例2的比例常数ka)来计算出补偿电压(实施例2的d轴补偿电压Vd_p及q轴补偿电压Vq_p)，从而计算出加上补偿电压的电压指令值。

由此，能够仅通过比例控制来抑制由感应电压畸变等产生的谐波电流，从而提升对电流指令值的跟随性。

符号说明

100 电动机控制装置

14 电压指令值生成器

14a 普通控制区电压指令值生成器

14b 电压饱和区电压指令值生成器

14b1 输出电压限制指令值生成器

14b2 感应电压指令值计算器

14b3 电流指令值计算器

14b4 暂定电压指令值计算器

14b5 电压矢量角计算器

14b6 电压指令值计算器

14b7 电流比例控制器

Claims (4)

1.一种电动机控制装置，其特征在于，具备：

电压指令值生成器，其由基于速度指令值和电动机的速度的转矩指令值，生成所述电动机的电压指令值；以及

控制切换判断部，其对所述电动机的控制区是否处于电压饱和区进行判断，

所述电压指令值生成器在所述控制切换判断部判定所述控制区处于所述电压饱和区的情况下，

基于所述转矩指令值、能够向所述电动机输出的最大电压的临界值、以及施加于所述电动机的输出电压的电压矢量角，生成所述电压指令值。

2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电压指令值生成器基于所述转矩指令值的所述电动机的恒转矩曲线与所述电动机的恒感应电压椭圆的交点，计算出所述电动机的电流指令值，并由所述电流指令值求得电压矢量角，从而生成电压指令值。

3.根据权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电压指令值生成器基于所述电流指令值，根据电动机模型表达式来计算出暂定电压指令值，并基于所述暂定电压指令值来计算出所述电压矢量角。

4.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电压指令值生成器通过将所述电动机的电流指令值与所述电动机的电流之间的误差乘以比例常数来计算出补偿电压，从而生成加上所述补偿电压的所述电压指令值。

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