JP2021125898A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの制振効果の向上を図ること。
【解決手段】モータ制御装置１００において、制御切替判定部１５は、モータＭの制御領域が電圧飽和領域にあるか否かを判定し、電圧指令値生成器１４は、速度指令値とモータの速度とに基づいてモータの電圧指令値を生成し、制御切替判定部１５によりモータＭの制御領域が電圧飽和領域にあると判定された場合に、合計トルク指令値とモータＭへ出力可能な最大電圧の限界値からモータに印加される出力電圧の電圧ベクトル角を求め、この電圧ベクトル角に基づいて電圧指令値を生成する。
【選択図】図２

Description

本開示は、モータ制御装置に関する。

空気調和装置に用いられる圧縮機では、圧縮機を駆動するモータのロータの１回転中において負荷トルクが周期的に変動する。この周期的な負荷トルク変動は、吸入、圧縮、吐出の各行程間における冷媒ガスの圧力変化に起因して発生し、モータの回転速度の変動（以下では単に「速度変動」と呼ぶことがある）によるモータの振動の発生要因となる。このような負荷トルク変動が発生する圧縮機を用いる場合、モータの回転速度の変動を抑えるために「トルク制御（周期的外乱抑制制御）」が行われる。

通常、モータの振動が顕著に現れるのは低回転領域（例えば、モータ最大トルク／電流制御が行われる通常制御領域）である。しかし、モータの仕様や負荷条件によっては、高回転領域（例えば、弱め磁束制御が行われる電圧飽和領域）でも振動が発生し、振動の発生に起因してモータのピーク電流が増大してしまう。また、モータのピーク電流が増大すると、モータの減磁を防止するためにインバータの保護機能が動作してモータが停止してしまうことがある。

そこで、弱め磁束制御が行われる電圧飽和領域でのトルク制御として、インバータが出力可能な直流電圧以下に出力電圧を制限しつつ、出力電圧の位相を示す電圧ベクトル角を速度変動に同期して変動させることにより、電圧飽和領域でのトルク制御を行う技術が提案されている。

特開２０１７−１５８４１４号公報 特開２０１７−１５８４１５号公報

しかしながら、速度変動に対して出力電圧の電圧ベクトル角を変動させて電圧飽和領域でのトルク制御を行う場合、これまでは、チューニングによって電圧ベクトル角変動の位相を調整するのに工数を要した。このため、ある条件下で電圧ベクトル角変動の位相のチューニングがなされて制振効果が得られたとしても、インバータやモータの仕様、負荷条件等が変われば最適な出力トルクを発生させるための電圧ベクトル角変動とならずに制振効果を十分に発揮できないことがある。

そこで、本開示では、モータの制振効果の向上を図ることができる技術を提案する。

本開示のモータ制御装置は、電圧指令値生成器と、制御切替判定部とを有する。制御切替判定部は、モータの制御領域が電圧飽和領域にあるか否かを判定する。電圧指令値生成器は、速度指令値とモータの速度とに基づいたトルク指令値からモータの電圧指令値を生成し、制御切替判定部により制御領域が電圧飽和領域にあると判定された場合には、トルク指令値と、モータへ出力可能な最大電圧の限界値と、モータに印加される出力電圧の電圧ベクトル角とに基づいて電圧指令値を生成する。

本開示によれば、モータの制振効果の向上を図ることができる。

図１Ａは、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。 図１Ｂは、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。 図２は、本開示の実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。 図３は、本開示の実施例１の制御切替判定部の構成例を示す図である。 図４は、本開示の実施例１の補正トルク生成器の構成例を示す図である。 図５は、本開示の実施例１の電圧飽和領域電圧指令値生成器の構成例を示す図である。 図６は、本開示の実施例１の出力電圧制限指令値生成器の構成例を示す図である。 図７Ａは、本開示の実施例１の電流指令値算出器の動作例の説明に供する図である。 図７Ｂは、本開示の実施例１の電流指令値算出器の動作例の説明に供する図である。 図８は、本開示の実施例１の電圧ベクトル角算出器の動作例の説明に供する図である。 図９は、本開示の実施例１のＭＴＰＩ電圧振幅制限処理器の動作例の説明に供する図である。 図１０は、本開示の実施例１の出力電圧波形の一例を示す図である。 図１１は、本開示の実施例１の通常制御領域電圧指令値生成器の構成例を示す図である。 図１２は、本開示の実施例１の電流誤差補正値生成器の構成例を示す図である。 図１３は、本開示の実施例２の電圧飽和領域電圧指令値生成器の構成例を示す図である。

以下、本開示の実施例を図面に基づいて説明する。以下の実施例において同一の構成には同一の符号を付す。

本開示では、周期的な負荷トルク変動を有する圧縮機を駆動する永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ（Permanent Magnet Synchronous Motor））のトルク制御を位置センサレスベクトル制御により行うモータ制御装置、例えば空気調和装置または低温保存装置等に用いられるモータ制御装置を一例に挙げて説明する。しかし、開示の技術は、周期的な負荷トルク変動を有する負荷を駆動するモータのトルク制御を行うモータ制御装置に広く適用可能である。

[実施例１]
＜モータ制御装置の動作＞
図１Ａ及び図１Ｂは、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。

図１Ａ及び図１Ｂに示す定誘起電圧楕円（図１Ａ及び図１Ｂでは楕円の一部を図示）は、モータの誘起電圧Ｖｏが等しくなる電流ベクトル軌跡であり、電気角推定角速度ωｅが大きくなると定誘起電圧楕円の径は小さくなる。図１Ａに示す定誘起電圧楕円は、電気角推定角速度ωｅが一定の場合の電流ベクトル軌跡を示す。また、図１Ｂに示す定誘起電圧楕円は、負荷トルク変動により電気角推定角速度ωｅが変動する場合の電流ベクトル軌跡を示す。図１Ｂには、電気角推定角速度ωｅの最大値における定誘起電圧楕円と、電気角推定角速度ωｅの最小値における定誘起電圧楕円と、電気角推定角速度ωｅの平均値における定誘起電圧楕円とを示す。

本開示のモータ制御装置は、モータの弱め磁束制御が行われる電圧飽和領域でのトルク制御を行う際、図１Ｂに示すように、トルク制御により±ΔＴだけ変動する定トルク曲線Ｔ^＊（＝Ｔo^＊±ΔＴ）と、変動する定誘起電圧楕円との交点に基づいて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を算出する。例えば、本開示のモータ制御装置は、平均トルク指令値Ｔo^＊に補正トルクである変動トルク指令値ΔＴを加算した合計トルク指令値Ｔ^＊が一定となる電流の軌跡である定トルク曲線と、出力電圧振幅Ｖａ（電圧指令値の振幅）を所望の振幅とするための誘起電圧指令値Ｖ０^＊及び電気角推定角速度ωｅが一定となる電流の軌跡である定誘起電圧楕円との交点に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を算出する。なお、定誘起電圧楕円や定トルク曲線は、リアクタンス等のモータパラメータに基づいて一意に決まるものではなく、モータの運転状態によって刻々と変化する。

＜モータ制御装置の構成＞
図２は、本開示の実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。図２において、モータ制御装置１００は、減算器１１，３８と、速度制御器１２と、加算器１３と、電圧指令値生成器１４と、制御切替判定部１５と、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２３と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器２４と、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）２５とを有する。ＩＰＭ２５は、モータＭに接続される。モータＭの一例としてＰＭＳＭが挙げられる。

また、モータ制御装置１００は、シャント抵抗２６と、電流センサ２７ａ，２７ｂと、３φ電流算出器２８とを有する。なお、モータ制御装置１００は、シャント抵抗２６、または、電流センサ２７ａ，２７ｂの何れか一方を有していれば良い。

また、モータ制御装置１００は、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２９と、軸誤差演算器３０と、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御器３１と、位置推定器３２と、１／Ｐｎ処理器３３と、補正トルク生成器３４とを有する。

電圧指令値生成器１４は、通常制御領域電圧指令値生成器１４ａと、電圧飽和領域電圧指令値生成器１４ｂと、スイッチＳＷ１と、スイッチＳＷ２とを有する。スイッチＳＷ１は、接点１４ｃ−１，１４ｃ−２，１４ｃ−３を有する。スイッチＳＷ２は、接点１４ｃ−４，１４ｃ−５，１４ｃ−６を有する。

減算器１１は、モータ制御装置１００の外部（例えば、上位のコントローラ）からモータ制御装置１００へ入力された機械角速度指令値ωｍ^＊から、１／Ｐｎ処理器３３より出力された現在の推定角速度である機械角推定角速度ωｍを減算することにより角速度誤差Δωを算出し、算出した角速度誤差Δωを速度制御器１２へ出力する。

速度制御器１２は、減算器１１から入力された角速度誤差Δωがゼロに近づくような平均トルク指令値Ｔo^＊を生成し、生成した平均トルク指令値Ｔo^＊を加算器１３へ出力する。

加算器１３は、速度制御器１２より出力された平均トルク指令値Ｔo^＊と、補正トルク生成器３４より出力された変動トルク指令値ΔＴとを加算することにより合計トルク指令値Ｔ^＊を算出し、算出した合計トルク指令値Ｔ^＊を電圧指令値生成器１４へ出力する。

電圧指令値生成器１４は、通常制御領域及び電圧飽和領域のそれぞれにおいて、加算器１３より出力された合計トルク指令値Ｔ^＊に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を生成し、生成したｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を出力する。電圧飽和領域とは、モータＭの高回転領域で出力電圧振幅Ｖａが飽和して弱め磁束制御が行われる領域である。通常制御領域とは、電圧飽和領域以外の領域であって、出力電圧を可変してモータＭが制御される領域であり、通常制御領域では、最大トルク／電流制御などが行われる。

電圧指令値生成器１４は、制御切替判定部１５より制御信号CONTROL_TYPE：Ａ（通常制御）が出力された場合には、スイッチＳＷ１の接点１４ｃ−１と接点１４ｃ−３とを接続するとともに、スイッチＳＷ２の接点１４ｃ−４と接点１４ｃ−６とを接続して、通常制御領域電圧指令値生成器１４ａにより生成されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊をｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２３へ出力する。一方で、制御切替判定部１５より制御信号CONTROL_TYPE：Ｂ（電圧飽和制御）が出力された場合には、電圧指令値生成器１４は、スイッチＳＷ１の接点１４ｃ−２と接点１４ｃ−３とを接続するとともに、スイッチＳＷ２の接点１４ｃ−５と接点１４ｃ−６とを接続して、電圧飽和領域電圧指令値生成器１４ｂにより生成されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊をｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２３へ出力する。

制御切替判定部１５は、出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊と、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊とに基づいて、モータＭの現在の制御領域が通常制御領域と電圧飽和領域の何れであるかを判定する。そして、制御切替判定部１５は、モータＭの現在の制御領域が通常制御領域であると判定した場合には制御信号CONTROL_TYPE：Ａ（通常制御）を電圧指令値生成器１４へ出力し、モータＭの現在の制御領域が電圧飽和領域であると判定した場合には制御信号CONTROL_TYPE：Ｂ（電圧飽和制御）を電圧指令値生成器１４へ出力する。出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔは、ＩＰＭ２５の外部（例えば、図示しない電源コンバータ）からＩＰＭ２５に供給される直流電圧Ｖｄｃが、制御系であるｄｑ回転座標軸系における電圧値に変換されたものである。

ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２３は、電圧指令値生成器１４より出力された２相のｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を、位置推定器３２より出力された現在のロータ位置である電気角位相（ｄｑ軸位相）θｅに基づいて、３相のＵ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊及びＷ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊へ変換する。そして、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２３は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊及びＷ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊をＰＷＭ変調器２４へ出力する。

ＰＷＭ変調器２４は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊と、ＰＷＭキャリア信号とに基づいて、６相のＰＷＭ信号を生成し、生成した６相のＰＷＭ信号をＩＰＭ２５へ出力する。

ＩＰＭ２５は、ＰＷＭ変調器２４より出力された６相のＰＷＭ信号に基づいて、ＩＰＭ２５の外部から供給される直流電圧Ｖｄｃを変換することにより、モータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれへ印加する交流電圧を生成し、それぞれの交流電圧をモータ１０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ印加する。

３φ電流算出器２８は、シャント抵抗２６を用いた１シャント方式で母線電流が検出される場合、ＰＷＭ変調器２４より出力される６相のＰＷＭスイッチング情報と、検出された母線電流とから、モータＭのＵ相電流値Ｉｕ、Ｖ相電流値Ｉｖ、Ｗ相電流値Ｉｗを算出する。または、３φ電流算出器２８は、電流センサ２７ａ，２７ｂによってＵ相電流及びＶ相電流が検出される場合、残りのＷ相電流値Ｉｗを“Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０”のキルヒホッフの法則に基づいて算出する。３φ電流算出器２８は、算出した各相の相電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２９へ出力する。

ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２９は、位置推定器３２より出力された現在のロータ位置を示す電気角位相θｅに基づいて、３φ電流算出器２８より出力された３相のＵ相電流値Ｉｕ、Ｖ相電流値Ｉｖ、Ｗ相電流値Ｉｗを、２相のｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑへ変換する。そして、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２９は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを電圧指令値生成器１４及び軸誤差演算器３０へ出力する。

軸誤差演算器３０は、電圧指令値生成器１４より出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊と、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２９より出力されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを用いて、軸誤差Δθ（推定された回転軸と実際の回転軸との差）を算出する。そして、軸誤差演算器３０は、算出した軸誤差ΔθをＰＬＬ制御器３１へ出力する。

ＰＬＬ制御器３１は、軸誤差演算器３０より出力された軸誤差Δθに基づいて現在の推定角速度である電気角推定角速度ωｅを算出し、算出した電気角推定角速度ωｅを位置推定器３２及び１／Ｐｎ処理器３３へ出力する。

位置推定器３２は、ＰＬＬ制御器３１より出力された電気角推定角速度ωｅに基づいて電気角位相θｅ及び機械角位相θｍを推定する。そして、位置推定器３２は、推定した電気角位相θｅをｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２３及びｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２９へ出力し、推定した機械角位相θｍを電圧指令値生成器１４及び補正トルク生成器３４へ出力する。

１／Ｐｎ処理器３３は、ＰＬＬ制御器３１より出力された電気角推定角速度ωｅをモータＭの極対数Ｐｎで除算することにより機械角推定角速度ωｍを算出し、算出した機械角推定角速度ωｍを減算器１１，３８へ出力する。

減算器３８は、１／Ｐｎ処理器３３より出力された機械角推定角速度ωｍから機械角速度指令値ωｍ^＊を減算することにより機械角推定角速度変動Δωｍを算出し、算出した機械角推定角速度変動Δωｍを補正トルク生成器３４へ出力する。

補正トルク生成器３４は、モータＭの振動が許容できる速度変動範囲である速度変動許容値|Δωｍ|^＊、減算器３８から出力された機械角推定角速度変動Δωｍ、及び、位置推定器３２より出力された機械角位相θｍに基づいて、周期的な速度変動である機械角推定角速度変動Δωｍを速度変動許容値|Δωｍ|^＊以下に抑制するための変動トルク指令値ΔＴを生成し、生成した変動トルク指令値ΔＴを加算器１３へ出力する。なお、速度変動許容値|Δωｍ|^＊は、モータ制御装置１００内に記憶されている。また、機械角推定角速度変動（速度変動）Δωｍは、上記の角速度誤差Δωの値と正負の符号が異なるだけである。

＜制御切替判定部の構成＞
図３は、本開示の実施例１の制御切替判定部の構成例を示す図である。図３において、制御切替判定部１５は、電圧振幅算出器１５ａと、制御切替判定器１５ｂとを有し、モータの現在の制御領域が通常制御領域か電圧飽和領域かを以下のようにして判定する。

電圧振幅算出器１５ａは、電圧指令値生成器１４より出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊基づいて、式（１）に従って、出力電圧振幅Ｖａを算出する。

制御切替判定器１５ｂは、電圧振幅算出器１５ａで算出された出力電圧振幅Ｖａのピーク値と、出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔとを比較する。

制御切替判定器１５ｂは、出力電圧振幅Ｖａのピーク値が出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔ未満である場合は、モータＭの現在の制御領域が通常制御領域であると判定し、制御信号CONTROL_TYPE：Ａを電圧指令値生成器１４へ出力する。

一方で、出力電圧振幅Ｖａのピーク値が出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔ以上である場合は、制御切替判定器１５ｂは、モータＭの現在の制御領域が電圧飽和領域であると判定し、制御信号CONTROL_TYPE：Ｂを電圧指令値生成器１４へ出力する。

＜補正トルク生成器の構成＞
図４は、本開示の実施例１の補正トルク生成器の構成例を示す図である。図４において、補正トルク生成器３４は、速度変動成分分離器３４ａと、速度変動振幅算出器３４ｂと、減算器３４ｃと、補正トルク振幅算出器３４ｄと、速度変動位相修正器３４ｅと、直交成分分離器３４ｆと、補正トルク復調器３４ｇとを有する。

補正トルク生成器３４は、速度変動振幅|Δωｍ|が、モータＭの振動が実使用上問題とならない範囲の速度変動許容値|Δωｍ|^＊内になるように変動トルク指令値（補正トルク）ΔＴの振幅（補正トルク振幅|ΔＴ|）及び位相を機械角周期毎に調整する。

速度変動成分分離器３４ａは、式（２．１）及び式（２．２）に従って、機械角推定角速度変動Δωｍを、Δωｍの基本波成分である２つのフーリエ係数ωｓｉｎ（ｓｉｎ成分）とωｃｏｓ（ｃｏｓ成分）に分離する。機械角推定角速度変動Δωｍの基本波成分のフーリエ係数を機械角周期毎に算出することで、機械角推定角速度変動Δωｍの高調波成分を排除して機械角推定角速度変動Δωｍの基本波成分を精度よく抽出することができる。ωｓｉｎ及びωｃｏｓは、機械角周期毎に更新される値である。

速度変動振幅算出器３４ｂは、フーリエ係数ωｓｉｎ，ωｃｏｓに基づいて、式（３）に従って、速度変動振幅|Δωｍ|を算出する。ωｓｉｎ及びωｃｏｓは機械角周期毎に更新される値であるため、速度変動振幅|Δωｍ|も機械角周期毎に更新される。

減算器３４ｃは、速度変動振幅算出器３４ｂより出力された速度変動振幅|Δωｍ|から速度変動許容値|Δωｍ|^＊を減算することにより速度変動誤差|Δωｍ|ｅｒｒを算出する。速度変動許容値|Δωｍ|^＊は、モータＭの振動が許容できる範囲での速度変動振幅|Δωｍ|を規定したものである。

補正トルク振幅算出器３４ｄは、速度変動振幅|Δωｍ|と速度変動許容値|Δωｍ|^＊との誤差に応じて補正トルク振幅|ΔＴ|を機械角周期毎に調整する。例えば、補正トルク振幅算出器３４ｄは、式（４）に従って、速度変動振幅|Δωｍ|と速度変動許容値|Δωｍ|^＊との誤差である速度変動誤差|Δωｍ|ｅｒｒに補正ゲインｋを乗算し、乗算結果と|ΔＴ|_ｏｌｄとを加算することにより補正トルク振幅|ΔＴ|を算出する。式（４）における|ΔＴ|_ｏｌｄは、前回の機械角周期における補正トルク振幅|ΔＴ|である。補正ゲインｋを適切に設定することで、速度変動|Δω|が速度変動許容値|Δωｍ|^＊の境界でハンチングすることや、急激な負荷トルク変化によって速度変動|Δω|が速度変動許容値|Δωｍ|^＊よりも大きくなって振動が発生することを抑制できる。

速度変動位相修正器３４ｅは、機械角周期毎に取得される機械角推定角速度変動Δωｍの位相を修正する。例えば、速度変動位相修正器３４ｅは、式（５．１）及び式（５．２）に従って、フーリエ係数ωｓｉｎ，ωｃｏｓのそれぞれに補正ゲインｋを乗算し、それぞれの乗算結果にωｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄ，ωｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄを加算する。式（５．１）におけるωｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄは、前回の機械角周期におけるωｓｉｎ_ｉであり、式（５．２）におけるωｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄは、前回の機械角周期におけるωｃｏｓ_ｉである。そして、速度変動位相修正器３４ｅは、式（５．３）に従って、ωｓｉｎ_ｉ及びωｃｏｓ_ｉの逆正接（Arctangent）を速度変動修正位相φωｉとして算出する。この速度変動修正位相φωｉが、トルク制御を行う際の位相の基準になり、この基準に対してπ／２遅角した位相が変動トルク指令値ΔＴの位相（補正トルク位相）となる。

直交成分分離器３４ｆは、補正トルク振幅|ΔＴ|及び速度変動修正位相φωｉに基づいて、式（６．１）及び式（６．２）に従って、速度変動修正位相φωｉのｓｉｎ成分（ωｓｉｎ_ｉ）とｃｏｓ成分（ωｃｏｓ_ｉ）とを算出する。この処理は、式（５．１）及び式（５．２）の演算による位相修正時の発散を防止する役割も有する。

補正トルク復調器３４ｇは、速度変動修正位相φωｉのｓｉｎ成分（ωｓｉｎ_ｉ）とｃｏｓ成分（ωｃｏｓ_ｉ）とに基づいて、式（７．１）及び式（７．２）に従って、変動トルク指令値ΔＴを算出する。この処理により速度変動修正位相φωｉからπ／２だけ遅角した補正トルク位相へ変換され、機械角位相θｍでの変動トルク指令値ΔＴの瞬時値が生成される。

なお、補正トルク復調器３４ｇは、式（７．１）及び式（７．２）の代わりに式（８）に従って変動トルク指令値ΔＴの瞬時値を算出しても良い。

そして、加算器１３は、式（９）に従って、速度制御器１２より出力された平均トルク指令値Ｔo^＊に変動トルク指令値ΔＴを加算することにより合計トルク指令値Ｔ^＊を算出する。

＜電圧飽和領域電圧指令値生成器の構成＞
図５は、本開示の実施例１の電圧飽和領域電圧指令値生成器の構成例を示す図である。図５において、電圧飽和領域電圧指令値生成器１４ｂは、出力電圧制限指令値生成器１４ｂ１と、誘起電圧指令値算出器１４ｂ２と、電流指令値算出器１４ｂ３と、仮電圧指令値算出器１４ｂ４と、電圧ベクトル角算出器１４ｂ５と、電圧指令値算出器１４ｂ６とを有する。

図６は、本開示の実施例１の出力電圧制限指令値生成器の構成例を示す図である。図６において、出力電圧制限指令値生成器１４ｂ１は、ＭＴＰＩ電流指令値算出器１４ｂ１−１と、ＭＴＰＩ電圧指令値算出器１４ｂ１−２と、ＭＴＰＩ電圧振幅算出器１４ｂ１−３と、平均出力電圧生成器１４ｂ１−４と、ＭＴＰＩ電圧変動成分抽出器１４ｂ１−５と、加算器１４ｂ１−６，１４ｂ１−８と、ＭＴＰＩ電圧振幅制限処理器１４ｂ１−７とを有する。

出力電圧制限指令値生成器１４ｂ１は、合計トルク指令値Ｔ^＊、電気角推定角速度ωｅ、出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔ、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、及び、機械角位相θｍに基づいて、出力電圧制限指令値Ｖａ^＊を生成する。この出力電圧制限指令値Ｖａ^＊は、出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔまでの範囲で出力電圧の変動振幅を調整し、出力電圧の変動位相を通常制御領域（ＭＴＰＩ制御領域）での出力電圧の変動位相と一致させるための電圧である。

図６において、ＭＴＰＩ電流指令値算出器１４ｂ１−１は、合計トルク指令値Ｔ^＊が一定となる電流の軌跡である定トルク曲線とＭＴＰＩ曲線（最大トルク／電流制御曲線）との交点であるＭＴＰＩ想定ｄ軸電流指令値Ｉｄ_ｍｔｐｉ^＊及びＭＴＰＩ想定ｑ軸電流指令値Ｉｑ_ｍｔｐｉ^＊を算出する。定トルク曲線とＭＴＰＩ曲線との交点は、例えば、式（１０）のモータトルク式と、ｑ軸電流が既知のときのＭＴＰＩ曲線上のｄ軸電流式である式（１１）とを用いて算出される。

式（１０）及び式（１１）からｄ軸電流Ｉｄを消去すると、式（１２）に示すように、ｑ軸電流Ｉｑに関する４次方程式を得ることができる。

式（１２）に示す４次方程式の解として、式（１２）に示す４次方程式に対して例えばニュートン法等を用いることで、合計トルク指令値Ｔ^＊の定トルク曲線とＭＴＰＩ曲線との交点でのＭＴＰＩ想定ｑ軸電流指令値Ｉｑ_ｍｔｐｉ^＊に相当する解を導出することができる。

ＭＴＰＩ電流指令値算出器１４ｂ１−１は、式（１２）の解であるＭＴＰＩ想定ｑ軸電流指令値Ｉｑ_ｍｔｐｉ^＊に基づいて式（１１）のｄ軸電流式に従って、ＭＴＰＩ想定ｄ軸電流指令値Ｉｄ_ｍｔｐｉ^＊を算出する。

ＭＴＰＩ電圧指令値算出器１４ｂ１−２は、ＭＴＰＩ想定ｄ軸電流指令値Ｉｄ_ｍｔｐｉ^＊、ＭＴＰＩ想定ｑ軸電流指令値Ｉｑ_ｍｔｐｉ^＊及び電気角推定角速度ωｅに基づいて、式（１３．１）及び式（１３．２）に示すＰＭＳＭ電圧方程式に従って、ＭＴＰＩ想定ｄ軸電圧Ｖｄ_ｍｔｐｉ^＊及びＭＴＰＩ想定ｑ軸電圧Ｖｑ_ｍｔｐｉ^＊を算出する。なお、式（１３．１）及び式（１３．２）における“ｐ”は、微分演算子である。

なお、式（１３．１）及び式（１３．２）では、トルク制御による電流変化に伴うインダクタンスでの電圧降下“ｐ・Ｌｄ・Ｉｄ”及び“ｐ・Ｌｑ・Ｉｑ”（ｐ項電圧）が考慮されている。“Ｌｄ”はモータＭのｄ軸インダクタンス、“Ｌｑ”はモータＭのｑ軸インダクタンスを示す。

ここで、ｐ項電圧は、電流変化の時間微分を用いて示される。しかし、検出電流の変化量をそのまま微分値とすると、ＭＴＰＩ想定ｄ軸電圧Ｖｄ_ｍｔｐｉ^＊及びＭＴＰＩ想定ｑ軸電圧Ｖｑ_ｍｔｐｉ^＊が電流ノイズに敏感に反応してしまう。そこで、微分値は、電流基本波変動に基づいて、例えば以下のようにして生成される。

ｐ項電圧の生成について説明するために、まず、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの変動成分ΔＩｄａ及びΔＩｑａを式（１４．１）及び式（１４．２）のように定義する。

ここで、機械角一回転で１回の周期変動が起こる場合、式（１４．１）に含まれる“Ｉｄａ”と“φｄ”は、それぞれΔＩｄａの変動振幅と初期位相を示し、式（１４．２）に含まれる“Ｉｑａ”と“φｑ”は、それぞれΔＩｑａの変動振幅と初期位相を示し、式（１４．１）及び式（１４．２）に含まれる“θｍ”は機械角位相の瞬時値を示す。

よって、電流基本波変動により生ずるｐ項電圧は、式（１５．１）及び式（１５．２）のように示される。すなわち、ｄ軸電流変動及びｑ軸電流変動の位相をπ／２だけ進ませ、位相をπ／２だけ進ませたｄ軸電流変動及びｑ軸電流変動に機械角推定角速度ωｍを乗算することで、微分値（ｐ項電圧）を生成することができる。

ＭＴＰＩ電圧振幅算出器１４ｂ１−３は、ＭＴＰＩ想定ｄ軸電圧Ｖｄ_ｍｔｐｉ^＊及びＭＴＰＩ想定ｑ軸電圧Ｖｑ_ｍｔｐｉ^＊に基づいて、式（１６）に従って、ＭＴＰＩ想定出力電圧Ｖａ_ｍｔｐｉ^＊を算出する。

平均出力電圧生成器１４ｂ１−４は、モータＭのロータの１回転毎に変動するｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑのそれぞれの平均値がＭＴＰＩ曲線（最大トルク／電流制御曲線）をトレースするように調整した平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊を出力する。例えば、平均出力電圧生成器１４ｂ１−４は、現在のｑ軸電流ＩｑからＭＴＰＩ曲線上のｄ軸電流Ｉｄｔを算出し、算出したｄ軸電流Ｉｄｔと現在のｄ軸電流Ｉｄとの誤差がなくなるようにＰＩ制御等により平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊を調整する。平均出力電圧生成器１４ｂ１−４は、例えば式（１７．１）及び式（１７．２）に従って平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊を算出する。また、平均出力電圧生成器１４ｂ１−４は、平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊が出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔを超過した場合には、式（１８）に従って、平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊を出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔに制限する。平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊が出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔに制限されることで、弱め磁束制御となる。“Ψａ”はモータＭの鎖交磁束を示す。

ＭＴＰＩ電圧変動成分抽出器１４ｂ１−５は、ＭＴＰＩ想定出力電圧Ｖａ_ｍｔｐｉ^＊の変動振幅|ΔＶａ_ｍｔｐｉ|、及び、瞬時値ΔＶａ_ｍｔｐｉを、例えば以下のように算出する。

ＭＴＰＩ電圧変動成分抽出器１４ｂ１−５は、まず、式（１９．１）及び式（１９．２）に従って、ＭＴＰＩ想定出力電圧Ｖａ_ｍｔｐｉ^＊の基本波成分を、ｓｉｎ成分であるフーリエ係数Ｖａ_ｍｔｐｉ_ｓｉｎと、ｃｏｓ成分であるＶａ_ｍｔｐｉ_ｃｏｓとに分離する。ＭＴＰＩ電圧変動成分抽出器１４ｂ１−５は、ＭＴＰＩ想定出力電圧Ｖａ_ｍｔｐｉ^＊の基本波成分のフーリエ係数を機械角周期毎に算出することで、高調波成分が除去されたＭＴＰＩ想定出力電圧Ｖａ_ｍｔｐｉ^＊の基本波成分を抽出することができる。

次いで、ＭＴＰＩ電圧変動成分抽出器１４ｂ１−５は、式（１９．１）及び式（１９．２）に従って算出したフーリエ係数Ｖａ_ｍｔｐｉ_ｓｉｎ，Ｖａ_ｍｔｐｉ_ｃｏｓに基づいて、式（２０）に従って、ＭＴＰＩ想定出力電圧Ｖａ_ｍｔｐｉ^＊の基本波成分の振幅|ΔＶａ_ｍｔｐｉ|を算出する。なお、フーリエ係数Ｖａ_ｍｔｐｉ_ｓｉｎ，Ｖａ_ｍｔｐｉ_ｃｏｓは機械角周期毎に更新される値であるため、振幅|ΔＶａ_ｍｔｐｉ|も機械角周期毎に更新される。

そして、ＭＴＰＩ電圧変動成分抽出器１４ｂ１−５は、ＭＴＰＩ想定出力電圧Ｖａ_ｍｔｐｉ^＊の基本波成分の瞬時値ΔＶａ_ｍｔｐｉを式（２１）に従って算出する。

加算器１４ｂ１−６は、式（２２）に従って、平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊とＭＴＰＩ想定出力電圧Ｖａ_ｍｔｐｉ^＊の基本波成分の振幅｜ΔＶａ_ｍｔｐｉ｜とを加算することによりＭＴＰＩ想定出力電圧変動ピーク値Ｖａ_ｍｔｐｉ_ｐｅａｋを算出する。

ＭＴＰＩ電圧振幅制限処理器１４ｂ１−７は、加算器１４ｂ１−６での加算結果であるＭＴＰＩ想定出力電圧変動ピーク値Ｖａ_ｍｔｐｉ_ｐｅａｋが出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔ以下となるように調整した変動出力電圧制限指令値ΔＶａ_ｌｉｍｉｔ_ｍｔｐｉを生成し、生成した変動出力電圧制限指令値ΔＶａ_ｌｉｍｉｔ_ｍｔｐｉを出力する。

例えば、ＭＴＰＩ電圧振幅制限処理器１４ｂ１−７は、平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊と、ＭＴＰＩ想定出力電圧変動ピーク値Ｖａ_ｍｔｐｉ_ｐｅａｋと、出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔとの比較により、出力電圧変動成分の振幅比率ｓｃａｌｅを算出し、振幅比率ｓｃａｌｅをＭＴＰＩ想定出力電圧変動成分ΔＶａ_ｍｔｐｉに乗算することにより変動出力電圧制限指令値ΔＶａ_ｌｉｍｉｔ_ｍｔｐｉを生成する。こうすることで、ＭＴＰＩ想定出力電圧変動成分ΔＶａ_ｍｔｐｉと位相を一致させた変動出力電圧制限指令値ΔＶａ_ｌｉｍｉｔ_ｍｔｐｉを生成できる。

例えば、ＭＴＰＩ電圧振幅制限処理器１４ｂ１−７は、式（２３．１）〜式（２３．３）に従って出力電圧変動成分の振幅比率ｓｃａｌｅを算出し、算出した振幅比率ｓｃａｌｅに基づいて、式（２３．４）に従って、変動出力電圧制限指令値ΔＶａ_ｌｉｍｉｔ_ｍｔｐｉを生成する。

加算器１４ｂ１−８は、式（２４）に従って、平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊と変動出力電圧制限指令値ΔＶａ_ｌｉｍｉｔ_ｍｔｐｉとを加算することにより出力電圧制限指令値Ｖａ^＊を算出する。加算器１４ｂ１−８は、算出した出力電圧制限指令値Ｖａ^＊を誘起電圧指令値算出器１４ｂ２及び電圧指令値算出器１４ｂ６へ出力する。

図５において、誘起電圧指令値算出器１４ｂ２は、現在のｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ及び電気角推定角速度ωｅに基づいて、式（２５．１）及び式（２５．２）に示すモータモデル式に従って、出力電圧制限指令値Ｖａ^＊に基づく誘起電圧指令値Ｖｏ^＊を算出する。以下に、誘起電圧指令値Ｖｏ^＊の算出の詳細を示す。

ＰＭＳＭの電圧方程式（ｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑ）、出力電圧振幅Ｖａの理論式、及び、モータＭの誘起電圧Ｖｏの理論式は、式（２５．１）〜式（２７）に示される。

また、式（２５．１）〜式（２７）から、出力電圧制限指令値Ｖａ^＊と誘起電圧指令値Ｖｏ^＊とを関連づける式は、式（２８）のようになる。そこで、誘起電圧指令値算出器１４ｂ２は、式（２８）に従って誘起電圧指令値Ｖｏ^＊を算出し、算出した誘起電圧指令値Ｖｏ^＊を電流指令値算出器１４ｂ３へ出力する。

電流指令値算出器１４ｂ３は、合計トルク指令値Ｔ^＊が一定となる電流の軌跡である定トルク曲線と、誘起電圧指令値Ｖｏ^＊及び電気角推定角速度ωｅが一定となる電流の軌跡である定誘起電圧楕円との交点に基づいて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊とｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊とを算出する（図１Ｂ参照）。電流指令値算出器１４ｂ３は、算出したｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を仮電圧指令値算出器１４ｂ４へ出力する。

定トルク曲線と定誘起電圧楕円との交点は、例えば、式（２９）に示すモータトルク式と、式（３０）に示す誘起電圧式とを用いて算出できる。

式（２９）及び式（３０）からｄ軸電流Ｉｄを消去すると、式（３１）のように、ｑ軸電流Ｉｑに関する４次方程式を得ることができる。但し、式（３１）において、“ΔＬ＝Ｌｄ−Ｌｑ”である。

式（３１）に示す４次方程式の解として、式（３１）に示す４次方程式に対して例えばニュートン法等を用いることで、合計トルク指令値Ｔ^＊が一定となる電流の軌跡である定トルク曲線と、誘起電圧Ｖｏ及び電気角推定角速度ωｅが一定となる電流の軌跡である定誘起電圧楕円とが交差する点でのｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊に相当する解を導出することができる（図１Ｂ参照）。

電流指令値算出器１４ｂ３は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を算出後、式（３０）に示す誘起電圧式をｄ軸電流式に変形した式（３２）に従って、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を算出する。

ここで、式（３２）において、√に係る符号として正または負の何れを採るかは、Ｉｑ軸に平行で、かつ、定誘起電圧楕円の中心であるＭ点（−Ψａ／Ｌｄ，０）を通る直線（以下では「Ｍ点境界ライン」と呼ぶことがある）と、定誘起電圧楕円とが交差する点でのトルク（以下では「Ｍ点境界上トルクＴ_Ｍ」と呼ぶことがある）を算出し、Ｍ点境界上トルクＴ_Ｍと合計トルク指令値Ｔ^＊とを比較することによって決定することができる。

以下に、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊の算出手順を示す。図７Ａ及び図７Ｂは、本開示の実施例１の電流指令値算出器の動作例の説明に供する図である。

電流指令値算出器１４ｂ３は、まず、Ｍ点上のｄ軸電流Ｉｄ_Ｍを式（３３）に従って算出する。

次いで、電流指令値算出器１４ｂ３は、Ｍ点境界ラインと定誘起電圧楕円とが交差する点におけるｑ軸電流Ｉｑ_Ｍを算出する。ｑ軸電流Ｉｑ_Ｍは、式（３０）にＭ点上のｄ軸電流Ｉｄ_Ｍを代入することにより算出できるため、式（３４）に従って算出される。

よって、電流指令値算出器１４ｂ３は、式（３５）に従って、Ｍ点境界上トルクＴ_Ｍを算出する。

そして、電流指令値算出器１４ｂ３は、合計トルク指令値Ｔ^＊とＭ点境界上トルクＴ_Ｍとの大小関係に基づいて、式（３６．１）及び式（３６．２）に従って、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を決定する。式（３６．１）には、“合計トルク指令値Ｔ^＊≦Ｍ点境界上トルクＴ_Ｍ”の場合のｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊（図７Ａ参照）を示し、式（３６．２）には、“合計トルク指令値Ｔ^＊＞Ｍ点境界上トルクＴ_Ｍ”の場合のｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊（図７Ｂ参照）を示す。

電流指令値算出器１４ｂ３は、以上のようにして算出したｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を仮電圧指令値算出器１４ｂ４へ出力する。

図５において、仮電圧指令値算出器１４ｂ４は、電気角推定角速度ωｅ、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊に基づいて、式（３７．１）及び式（３７．２）に示すモータモデル式に従って、フィードフォワードで仮ｄ軸電圧指令値Ｖｄ_ｍ及び仮ｑ軸電圧指令値Ｖｑ_ｍを算出する。仮電圧指令値算出器１４ｂ４は、算出した仮ｄ軸電圧指令値Ｖｄ_ｍ及び仮ｑ軸電圧指令値Ｖｑ_ｍを電圧ベクトル角算出器１４ｂ５へ出力する。なお、フィードフォワードで仮電圧指令値を算出することで、入力飽和によってＰＩ制御などの積分器に発生するワインドアップ（飽和現象）を防止できる。

なお、式（３７．１）及び式（３７．２）では、トルク制御による電流変化に伴うインダクタンスでの電圧降下“ｐ・Ｌｄ・Ｉｄ”及び“ｐ・Ｌｑ・Ｉｑ”（ｐ項電圧）が考慮されている。

電圧ベクトル角算出器１４ｂ５は、仮ｄ軸電圧指令値Ｖｄ_ｍ及び仮ｑ軸電圧指令値Ｖｑ_ｍに基づいて、式（３８）に従って、電圧ベクトル角δを算出する。電圧ベクトル角算出器１４ｂ５は、算出した電圧ベクトル角δを電圧指令値算出器１４ｂ６へ出力する。つまり、電圧ベクトル角算出器１４ｂ５は、図８に示すように、式（１）のようにして算出される振幅Ｖａを有する出力電圧ベクトルがｑ軸から為す角度を電圧ベクトル角δとして算出する。こうすることで、出力電圧振幅がインバータの出力可能な直流電圧（ＤＣ電圧）以下に制限される電圧飽和領域において、合計トルク指令値Ｔ^＊に対応した電圧ベクトル角δを演算によって生成できる。よって、電圧ベクトル角変動のチューニングを行うことなく制振制御を行うことができるため、電圧ベクトル角変動のチューニングをせずにモータＭの制振効果の向上を図ることができる。図８は、本開示の実施例１の電圧ベクトル角算出器の動作例の説明に供する図である。

電圧指令値算出器１４ｂ６は、電圧ベクトル角δ及び出力電圧制限指令値Ｖａ^＊に基づいて、式（３９．１）及び式（３９．２）に従って、極座標から直交座標への座標変換を行うことにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を算出する。

＜ＭＴＰＩ電圧振幅制限処理器の動作＞
図９は、本開示の実施例１のＭＴＰＩ電圧振幅制限処理器の動作例の説明に供する図である。

例えば、図９のケース（ａ）に示すように、平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊を中心に変動するＭＴＰＩ想定出力電圧変動成分ΔＶａ_ｍｔｐｉのピーク値Ｖａ_ｍｔｐｉ_ｐｅａｋが出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔ以下である場合は、式（２３．２）の条件に該当するため、ＭＴＰＩ電圧振幅制限処理器１４ｂ１−７は、出力電圧変動成分の振幅比率ｓｃａｌｅを“１”とする。そして、ＭＴＰＩ電圧振幅制限処理器１４ｂ１−７は、式（２３．４）において“ｓｃａｌｅ＝１”とし、ＭＴＰＩ想定出力電圧変動成分ΔＶａ_ｍｔｐｉをそのまま変動出力電圧制限指令値ΔＶａ_ｌｉｍｉｔ_ｍｔｐｉとして出力する。その結果、出力電圧制限指令値Ｖａ^＊は、ＭＴＰＩ想定出力電圧変動成分ΔＶａ_ｍｔｐｉと一致する。

また例えば、図９のケース（ｂ）に示すように、平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊を中心に変動するＭＴＰＩ想定出力電圧変動成分ΔＶａ_ｍｔｐｉのピーク値Ｖａ_ｍｔｐｉ_ｐｅａｋが出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔを超え、かつ、平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊が出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔを超えない場合は、式（２３．３）の条件に該当するため、ＭＴＰＩ電圧振幅制限処理器１４ｂ１−７は、出力電圧変動成分の振幅比率ｓｃａｌｅを“（Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔ−Ｖａ０^＊）／|ΔＶａ_ｍｔｐｉ|”とする。そして、ＭＴＰＩ電圧振幅制限処理器１４ｂ１−７は、式（２３．４）において“ｓｃａｌｅ＝（Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔ−Ｖａ０^＊）／|ΔＶａ_ｍｔｐｉ|”とした変動出力電圧制限指令値ΔＶａ_ｌｉｍｉｔ_ｍｔｐｉを出力する。その結果、ＭＴＰＩ想定出力電圧変動成分ΔＶａ_ｍｔｐｉと位相が一致し、かつ、変動振幅によるピーク値が出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔ以下となる出力電圧制限指令値Ｖａ^＊が生成される。

また例えば、図９のケース（ｃ）に示すように、ＭＴＰＩ想定出力電圧変動成分ΔＶａ_ｍｔｐｉの平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊が出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔ以上である場合は、式（２３．１）の条件に該当するため、ＭＴＰＩ電圧振幅制限処理器１４ｂ１−７は、出力電圧変動成分の振幅比率ｓｃａｌｅを“０”とする。そして、ＭＴＰＩ電圧振幅制限処理器１４ｂ１−７は、式（２３．４）において“ｓｃａｌｅ＝０”とし、変動出力電圧制限指令値ΔＶａ_ｌｉｍｉｔ_ｍｔｐｉを“０”として出力する。その結果、出力電圧制限指令値Ｖａ^＊は、出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔと一致する。

このようにして出力電圧制限指令値Ｖａ^＊を制御することで、図１０に示す出力電圧波形の一例のように、モータＭの制御領域が通常制御領域から電圧飽和領域に遷移した直後も、出力電圧振幅Ｖａを出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔ以下に保ちつつ、通常制御領域と電圧飽和領域との間で出力電圧振幅Ｖａを一致させることができる。このため、通常制御領域から電圧飽和領域への遷移時の切替ショックを低減できる。さらに、モータ制御装置１００が電圧飽和領域電圧指令値生成器１４ｂを有することで、電圧飽和領域において、出力電圧制限指令値Ｖａ^＊の変動の中心である平均出力電圧指令値Ｖａ０^＊が出力電圧限界値Ｖｄｑ_ｌｉｍｉｔで制限される場合にも対応できる。

＜通常制御領域電圧指令値生成器の構成＞
図１１は、本開示の実施例１の通常制御領域電圧指令値生成器の構成例を示す図である。図１１において、通常制御領域電圧指令値生成器１４ａは、電流指令値算出器１４ａ１と、加算器１６，１７，２１，２２と、減算器１８，１９と、電圧指令値算出器２０と、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタ３５ａ，３５ｂと、非干渉化制御器３６と、電流誤差補正値生成器３７とを有する。

電流指令値算出器１４ａ１は、合計トルク指令値Ｔ^＊が一定となる電流の軌跡である定トルク曲線とＭＴＰＩ曲線との交点に基づいて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を算出する。

ここで、定トルク曲線とＭＴＰＩ曲線との交点は、例えば、式（２９）に示すモータトルク式と、ＭＴＰＩ曲線におけるｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの関係を示す式（式（１７．１）とを用いて算出できる。なお、式（２９）の右辺において、第１項がマグネットトルクを表し、第２項がリラクタンストルクを表し、マグネットトルクはｑ軸電流Ｉｑのみを含み、リラクタンストルクはｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄとの双方を含む。従って、ｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄとを適切に制御することにより、モータＭに適正なトルクを発生させることができる。

式（２９）及び式（１７．１）よりｄ軸電流Ｉｄを消去すると、ｑ軸電流Ｉｑに関する４次方程式である式（４０）を得ることができる。

式（４０）に示す４次方程式の解として、式（４０）に示す４次方程式に対して例えばニュートン法等を用いることで、合計トルク指令値Ｔ^＊の定トルク曲線とＭＴＰＩ曲線との交点でのｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊に相当する解を導出することができる。また、電流指令値算出器１４ａ１は、式（４０）に従って算出したｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を式（１７．１）に代入することにより、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を算出する。

加算器１７は、式（４１．１）に従って、電流指令値算出器１４ａ１より出力されたｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊と電流誤差補正値生成器３７より出力されたｑ軸電流誤差補正値ΔＩｑとを加算することによりｑ軸電流補正指令値Ｉｑ_ＦＦ^＊を算出する。加算器１６は、式（４１．２）に従って、電流指令値算出器１４ａ１より出力されたｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊と電流誤差補正値生成器３７より出力されたｄ軸電流誤差補正値ΔＩｄとを加算することによりｄ軸電流補正指令値Ｉｄ_ＦＦ^＊を算出する。

減算器１９は、加算器１７より出力されたｑ軸電流補正指令値Ｉｑ_ＦＦ^＊から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２９より出力されたｑ軸電流Ｉｑを減算することにより、ｑ軸電流補正指令値Ｉｑ_ＦＦ^＊とｑ軸電流Ｉｑとの誤差であるｑ軸電流誤差Ｉｑ_ｄｉｆｆを算出する。減算器１８は、加算器１６より出力されたｄ軸電流補正指令値Ｉｄ_ＦＦ^＊から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２９より出力されたｄ軸電流Ｉｄを減算することにより、ｄ軸電流補正指令値Ｉｄ_ＦＦ^＊とｄ軸電流Ｉｄとの誤差であるｄ軸電流誤差Ｉｄ_ｄｉｆｆを算出する。

電圧指令値算出器２０は、式（４２．１）に従って、ｑ軸電流誤差Ｉｑ_ｄｉｆｆ（Ｉｑ_ＦＦ^＊−Ｉｑ）にＰＩ（Proportional Integral）制御を行うことにより非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖｑｔを算出する。また、電圧指令値算出器２０は、式（４２．２）に従って、ｄ軸電流誤差Ｉｄ_ｄｉｆｆ（Ｉｄ_ＦＦ^＊−Ｉｄ）にＰＩ制御行うことにより非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖｄｔを算出する。なお、式（４２．１）のｋｐ_ｑ及び式（４２．２）のｋｐ_ｄは比例定数であり、式（４２．１）のｋｉ_ｑ及び式（４２．２）のｋｉ_ｄは積分定数である。

加算器２２は、式（４３．１）で表されるｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを、式（４３．３）に従って、非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖｑｔに加算することにより、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を算出する。加算器２１は、式（４３．２）で表されるｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを、式（４３．４）に従って、非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖｄｔに加算することにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を算出する。これにより、ｄｑ軸間の干渉がフィードフォワードでキャンセルされたｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊が算出される。

ＩＩＲフィルタ（Infinite Impulse Response Filter）３５ａは、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２９より出力されたｄ軸電流Ｉｄのノイズを除去し、ノイズ除去後のｄ軸応答電流Ｉｄ_ｉｉｒを出力する。ＩＩＲ３５ｂは、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２９より出力されたｑ軸電流Ｉｑのノイズを除去し、ノイズ除去後のｑ軸応答電流Ｉｑ_ｉｉｒを出力する。ＩＩＲフィルタ３５ａ，３５ｂはノイズ除去フィルタの一例である。

非干渉化制御器３６は、モータ制御装置１００の外部（例えば、上位のコントローラ）から入力された電気角速度指令値ωｅ^＊と、ｑ軸応答電流Ｉｑ_ｉｉｒとに基づいて、非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖｄｔを補正するためのｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを生成する。また、非干渉化制御器３６は、電気角速度指令値ωｅ^＊とｄ軸応答電流Ｉｄ_ｉｉｒとに基づいて、非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖｑｔを補正するためのｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを生成する。ｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａ及びｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａは、ｄｑ軸間の干渉項をフィードフォワードでキャンセルするための補正値である。ここで、安定制御を図るために、非干渉化補正値は直流化された値であることが望ましい。このため、非干渉化補正値の生成にあたっては、速度については電気角速度指令値ωｅ^＊が用いられ、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑについては、ＩＩＲフィルタにより変動成分が除去されたｄ軸応答電流Ｉｄ_ｉｉｒ及びｑ軸応答電流Ｉｑ_ｉｉｒが用いられる。

電流誤差補正値生成器３７は、電流指令値算出器１４ａ１より出力されたｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊と、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２９より出力されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、位置推定器３２より出力された機械角位相θｍとに基づいて、ｄ軸電流誤差補正値ΔＩｄ及びｑ軸電流誤差補正値ΔＩｑを生成する。

電流誤差補正値生成器３７は、電流指令値算出器１４ａ１の応答遅延やｄｑ軸の干渉により、ｄｑ軸電流が電流指令値に追従し切れずに生じる変動誤差（位相誤差及び振幅誤差）を積算し、積算値の反転出力を電流誤差補正値（ｄ軸電流誤差補正値ΔＩｄ及びｑ軸電流誤差補正値ΔＩｑ）として生成する。ここで、ｄ軸電流誤差補正値ΔＩｄは、ｄ軸電流指令値Ｉ^＊とｄ軸電流Ｉｄとの変動誤差を補正するためのフィードフォワード成分であり、ｑ軸電流誤差補正値ΔＩｑは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊とｑ軸電流Ｉｑとの変動誤差を補正するためのフィードフォワード成分である。

＜電流誤差補正値生成器の構成＞
図１２は、本開示の実施例１の電流誤差補正値生成器の構成例を示す図である。図１２において、電流誤差補正値生成器３７は、減算器３７ａ，３７ｅと、ｑ軸電流誤差成分分離器３７ｂと、ｑ軸電流誤差積算器３７ｃと、ｑ軸電流誤差補正値復調器３７ｄと、ｄ軸電流誤差成分分離器３７ｆと、ｄ軸電流誤差積算器３７ｇと、ｄ軸電流誤差補正値復調器３７ｈとを有する。

減算器３７ａは、式（４４）に従って、ｑ軸電流Ｉｑとｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊との誤差であるｑ軸電流変動誤差Ｉｑ_ｅｒｒを算出する。

ｑ軸電流誤差成分分離器３７ｂは、式（４５．１）及び式（４５．２）に従って、ｑ軸電流変動誤差Ｉｑ_ｅｒｒの基本波成分である２つのフーリエ係数Ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ（ｓｉｎ成分）及びＩｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ（ｃｏｓ成分）を機械角周期毎に算出する。

ｑ軸電流誤差積算器３７ｃは、式（４６．１）及び式（４６．２）に従って、ｑ軸電流変動誤差Ｉｑ_ｅｒｒのｓｉｎ成分Ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎと、ｑ軸電流変動誤差Ｉｑ_ｅｒｒのｃｏｓ成分Ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓとのそれぞれに補正ゲインｋを乗算し、それぞれの乗算結果をＩｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄ，Ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄに加算する。式（４６．１）におけるＩｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉは、今回の機械角周期までのＩｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎの積算値であり、式（４６．２）におけるＩｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉは、今回の機械角周期までのＩｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓの積算値である。また、式（４６．１）におけるＩｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄは、前回の機械角周期までのＩｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉであり、式（４６．２）におけるＩｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄは、前回の機械角周期までのＩｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉである。

ｑ軸電流誤差補正値復調器３７ｄは、式（４７．１）及び式（４７．２）に従って、ｑ軸電流誤差補正値ΔＩｑを算出する。これにより、ｑ軸電流変動誤差の位相が反転して、機械角位相θｍでのｑ軸電流誤差補正値ΔＩｑの瞬時値が算出される。

減算器３７ｅは、式（４８）に従って、ｄ軸電流Ｉｄとｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊との誤差であるｄ軸電流変動誤差Ｉｄ_ｅｒｒを算出する。

ｄ軸電流誤差成分分離器３７ｆは、式（４９．１）及び式（４９．２）に従って、ｄ軸電流変動誤差Ｉｄ_ｅｒｒの基本波成分である２つのフーリエ係数Ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ（ｓｉｎ成分）及びＩｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ（ｃｏｓ成分）を機械角周期毎に算出する。

ｄ軸電流誤差積算器３７ｇは、式（５０．１）及び式（５０．２）に従って、ｄ軸電流変動誤差Ｉｄ_ｅｒｒのｓｉｎ成分Ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎと、ｄ軸電流変動誤差Ｉｄ_ｅｒｒのｃｏｓ成分Ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓとのそれぞれに補正ゲインｋを乗算し、それぞれの乗算結果をＩｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄ，Ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄに加算する。式（５０．１）におけるＩｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉは、今回の機械角周期までのＩｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎの積算値であり、式（５０．２）におけるＩｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉは、今回の機械角周期までのＩｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓの積算値である。また、式（５０．１）におけるＩｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄは、前回の機械角周期までのＩｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉであり、式（５０．２）におけるＩｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄは、前回の機械角周期までのＩｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉである。

ｄ軸電流誤差補正値復調器３７ｈは、式（５１．１）及び式（５１．２）に従って、ｄ軸電流誤差補正値ΔＩｄを算出する。これにより、ｄ軸電流変動誤差の位相が反転して、機械角位相θｍでのｄ軸電流誤差補正値ΔＩｄの瞬時値が生成される。

以上、本開示の実施例１について説明した。

[実施例２]
本開示の実施例１は、モータＭの誘起電圧の歪みが小さい場合には有効である。しかし、実際の誘起電圧波形にはモータＭの構造に起因した誘起電圧歪みがあり、この誘起電圧歪みが大きい場合、モータＭの電流の高調波が大きくなる。その結果、モータＭの電流制御の追従性が悪くなる場合がある。そこで、実施例２では、モータＭの電流制御の追従性を高めて、制御の安定性をさらに向上させる。このため、実施例２では、電圧飽和領域電圧指令値生成器１４ｂの構成が実施例１と一部異なる。

＜電圧飽和領域電圧指令値生成器の構成＞
図１３は、本開示の実施例２の電圧飽和領域電圧指令値生成器１４ｂの構成例を示す図である。図１３において、電圧飽和領域電圧指令値生成器１４ｂが、出力電圧制限指令値生成器１４ｂ１と、誘起電圧指令値算出器１４ｂ２と、電流指令値算出器１４ｂ３と、仮電圧指令値算出器１４ｂ４と、電圧ベクトル角算出器１４ｂ５と、電圧指令値算出器１４ｂ６とを有する点は、実施例１（図５）と同一である。実施例２では、電圧飽和領域電圧指令値生成器１４ｂは、さらに電流比例制御器１４ｂ７と、加算器１４ｂ８，１４ｂ９と、減算器１４ｂ１０，１４ｂ１１とを有する。

図１３において、電圧飽和領域電圧指令値生成器１４ｂは、実施例１と同様にして、電圧指令値算出器１４ｂ６により算出したｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊を加算器１４ｂ８へ出力し、算出したｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊を加算器１４ｂ９へ出力する。

なお、実施例１では、電圧指令値算出器１４ｂ６から出力されるｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値をそれぞれＶｄ^＊、Ｖｑ^＊と表記したのに対し、実施例２では、電圧指令値算出器１４ｂ６から出力されるｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値をそれぞれＶｄ^＊＊、Ｖｑ^＊＊と表記する。つまり、実施例２におけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊及びｑ軸電圧指令値Ｖ^＊＊は、実施例１におけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊に相当する。

電流指令値算出器１４ｂ３は、算出したｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を仮電圧指令値算出器１４ｂ４へ出力する。また、電流指令値算出器１４ｂ３は、算出したｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を減算器１４ｂ１１へ出力し、算出したｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を減算器１４ｂ１０へ出力する。

減算器１４ｂ１０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊からｄ軸電流Ｉｄを減算することによりｄ軸電流誤差Ｉｄ_ｐを算出し、算出したｄ軸電流誤差Ｉｄ_ｐを電流比例制御器１４ｂ７へ出力する。減算器１４ｂ１１は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊からｑ軸電流Ｉｑを減算することによりｑ軸電流誤差Ｉｑ_ｐを算出し、算出したｑ軸電流誤差Ｉｑ_ｐを電流比例制御器１４ｂ７へ出力する。

電流比例制御器１４ｂ７は、ｄ軸電流誤差Ｉｄ_ｐに比例定数ｋｐ_ｄを乗算することによりｄ軸補償電圧Ｖｄ_ｐを算出し、算出したｄ軸補償電圧Ｖｄ_ｐを加算器１４ｂ８へ出力する。また、電流比例制御器１４ｂ７は、ｑ軸電流誤差Ｉｑ_ｐに比例定数ｋｐ_ｑを乗算することによりｑ軸補償電圧Ｖｑ_ｐを算出し、算出したｑ軸補償電圧Ｖｑ_ｐを加算器１４ｂ９へ出力する。つまり、ｄ軸補償電圧Ｖｄ_ｐは“ｋｐ_ｄ・Ｉｄ_ｐ”として算出され、ｑ軸補償電圧Ｖｑ_ｐは“ｋｐ_ｑ・Ｉｑ_ｐ”として算出される。

加算器１４ｂ８は、電流比例制御器１４ｂ７より出力されたｄ軸補償電圧Ｖｄ_ｐを、電圧指令値算出器１４ｂ６より出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊に加算することにより、最終的なｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を算出する。また、加算器１４ｂ９は、電流比例制御器１４ｂ７より出力されたｑ軸補償電圧Ｖｑ_ｐを、電圧指令値算出器１４ｂ６より出力されたｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊に加算することにより、最終的なｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を算出する。

このように電流比例制御器１４ｂ７を追加することで、誘起電圧歪みによる電流高調波を抑制することができ、電流指令値への追従性をさらに向上させることができる。

以上、実施例２について説明した。

以上のように、本開示のモータ制御装置（実施例１のモータ制御装置１００）は、電圧指令値生成器（実施例１の電圧指令値生成器１４）と、制御切替判定部１５とを有する。制御切替判定部１５は、モータ（実施例１のモータＭ）の制御領域が電圧飽和領域にあるか通常制御領域にあるかを判定する。電圧指令値生成器は、速度指令値（実施例１の機械角速度指令値ωｍ^＊）とモータの速度（実施例１の機械角推定角速度ωｍ）とに基づいてモータの電圧指令値（実施例１のｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊）を生成する。また、電圧指令値生成器は、制御切替判定部によりモータの制御領域が電圧飽和領域にあると判定された場合に、トルク指令値（実施例１の合計トルク指令値Ｔ^＊と、モータへ出力可能な最大電圧の限界値（実施例１の出力電圧制限指令値Ｖａ^＊）とからモータに印加される出力電圧の電圧ベクトル角（実施例１の電圧ベクトル角δ）を求め、この電圧ベクトル角に基づいて電圧指令値を生成する。

こうすることで、電圧振幅の変動を抑制しつつ、速度変動に対する出力トルク変動を最適化することができるため、電圧飽和領域でのトルク制御時におけるモータの制振効果の向上を図ることができる。

また、電圧指令値算出器は、モータの定トルク曲線とモータの定誘起電圧楕円との交点に基づいてモータの電流指令値（実施例１のｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊）を算出する。

また、電圧指令値生成器は、電流指令値に基づいてモータモデル式（実施例２の式（３７．１）及び式（３７．２））に従って仮電圧指令値（実施例１の仮ｄ軸電圧指令値Ｖｄ_ｍ及び仮ｑ軸電圧指令値Ｖｑ_ｍ）を算出し、仮電圧指令値に基づいて電圧ベクトル角を算出する。

こうすることで、フィードフォワードで電圧ベクトル角を算出することができで、積分制御が不要になるため、ワインドアップ（飽和現象）の発生を防止できる。

また、電圧指令値算出器（実施例２の電圧指令値算出器１４）は、電流指令値とモータの電流（実施例２のｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑ）との誤差（実施例２のｄ軸電流誤差Ｉｄ_ｐ及びｑ軸電流誤差Ｉｑ_ｐ）に比例定数（実施例２の比例定数ｋａ）を乗算することにより補償電圧（実施例２のｄ軸補償電圧Ｖｄ_ｐ及びｑ軸補償電圧Ｖｑ_ｐ）を算出する比例制御器（実施例２の電流比例制御器１４ｂ７）を有し、補償電圧が加算された電圧指令値を算出する。

こうすることで、比例制御のみで誘起電圧歪等により生ずる高調波電流を抑制して電流指令値への追従性を向上させることができる。

１００ モータ制御装置
１４ 電圧指令値生成器
１４ａ 通常制御領域電圧指令値生成器
１４ｂ 電圧飽和領域電圧指令値生成器
１４ｂ１ 出力電圧制限指令値生成器
１４ｂ２ 誘起電圧指令値算出器
１４ｂ３ 電流指令値算出器
１４ｂ４ 仮電圧指令値算出器
１４ｂ５ 電圧ベクトル角算出器
１４ｂ６ 電圧指令値算出器
１４ｂ７ 電流比例制御器

Claims (4)

1. 速度指令値とモータの速度とに基づいたトルク指令値から前記モータの電圧指令値を生成する電圧指令値生成器と、
   前記モータの制御領域が電圧飽和領域にあるか否かを判定する制御切替判定部と、を具備し、
   前記電圧指令値生成器は、前記制御切替判定部により前記制御領域が前記電圧飽和領域にあると判定された場合には、
   前記トルク指令値と、前記モータへ出力可能な最大電圧の限界値と、前記モータに印加される出力電圧の電圧ベクトル角とに基づいて前記電圧指令値を生成する、
   モータ制御装置。
2. 前記電圧指令値生成器は、前記トルク指令値の前記モータの定トルク曲線と前記モータの定誘起電圧楕円との交点に基づいて前記モータの電流指令値を算出し、前記電流指令値から電圧ベクトル角を求めて電圧指令値を生成する、
   請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記電圧指令値生成器は、前記電流指令値に基づいてモータモデル式に従って仮電圧指令値を算出し、前記仮電圧指令値に基づいて前記電圧ベクトル角を算出する、
   請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記電圧指令値生成器は、前記モータの電流指令値と前記モータの電流との誤差に比例定数を乗算することにより補償電圧を算出し、前記補償電圧が加算された前記電圧指令値を生成する、
   請求項１に記載のモータ制御装置。

Images