WO2022195918A1 - 同期機制御装置および同期機制御方法、並びに電気車 - Google Patents

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magnetic flux
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command value
control device
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峻 谷口
矩也 中尾
和明 戸張
俊幸 安島
健太郎 松尾
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日立Astemo株式会社
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    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a synchronous machine control device and a synchronous machine control method for driving a synchronous machine such as a synchronous motor, and an electric vehicle using the same.
  • Patent Document 1 and Patent Document 2 are known as conventional technologies related to stabilization control.
  • Patent Document 1 reduces the gain of current control with respect to the resonance frequency of the motor by controlling the voltage in the opposite direction based on the oscillation component of the current detection value.
  • the gain characteristic with respect to the resonance frequency of the motor is controlled by controlling the rotation phase angle based on the vibration component of the current detection value.
  • the voltage is controlled according to the current, so the current value is multiplied by the inductance in the control calculation.
  • the inductance considered here corresponds to the dynamic inductance, which changes with magnetic saturation. Dynamic inductance is also difficult to adapt control parameters. Therefore, it is difficult to perform stabilization control with high precision.
  • the present invention provides a synchronous machine control device and a synchronous machine control method that can appropriately perform stabilization control of a synchronous machine, and an electric vehicle equipped with a synchronous machine controlled by this synchronous machine control device.
  • a synchronous machine control device controls a power converter to which a synchronous machine is connected, and calculates a first magnetic flux command value from a current command value of the synchronous machine.
  • a voltage calculation unit and a damping ratio control unit that creates a correction amount for the voltage command value based on the vibration component of the magnetic flux value so that the vibration component is damped.
  • a synchronous machine control method is a method of controlling a power converter to which a synchronous machine is connected, wherein a first magnetic flux command value is calculated from a current command value of the synchronous machine. Then, the magnetic flux value of the synchronous machine is estimated from the current detection value of the synchronous machine, the voltage command value of the power converter is created so that the first magnetic flux command value and the magnetic flux value match, and based on the oscillating component of the magnetic flux value , the correction amount of the voltage command value is created so that the vibration component is attenuated.
  • an electric vehicle according to the present invention is driven by a synchronous machine, and includes a power converter connected to the synchronous machine and supplying power to the synchronous machine, and a power converter. and a synchronous machine control device for controlling, the synchronous machine control device being the synchronous machine control device according to the present invention.
  • FIG. 1 is a functional block diagram showing the configuration of a synchronous machine control device that is Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 3 is a functional block diagram showing the configuration of a PI controller in a second dq-axis magnetic flux command calculator 25 (FIG. 1); 2 is a functional block diagram showing the configuration of a damping ratio control section 27 (FIG. 1);
  • FIG. 3 is a functional block diagram showing the configuration of a voltage vector calculator 19 based on Equation (1);
  • FIG. 3 is a block diagram showing a modeled configuration of the control system of Example 1.
  • FIG. 4 is a Bode diagram showing an example of gain characteristics of the control system of Example 1.
  • FIG. 4 is a Bode diagram showing an example of gain characteristics of the control system of Example 1.
  • FIG. 4 is a Bode diagram showing an example of gain characteristics of the control system of Example 1.
  • FIG. 8 is a Bode diagram showing an example of gain characteristics of a control system of a comparative example;
  • FIG. It is a block diagram which shows the structure of the damping-ratio control part in the synchronous machine control apparatus which is a modification.
  • FIG. 7 is a functional block diagram showing the configuration of a synchronous machine control device that is Embodiment 2;
  • FIG. 11 is a functional block diagram showing the configuration of a damping ratio control section 27A (FIG. 10);
  • FIG. 11 is a functional block diagram showing the configuration of a voltage vector calculator 19A (FIG. 10);
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a damping ratio control unit in a synchronous machine control device that is a modified example of the second embodiment;
  • FIG. 11 is a functional block diagram showing the configuration of a synchronous machine control device that is Embodiment 3;
  • FIG. 15 is a functional block diagram showing the configuration of a damping ratio control section 27B (FIG. 14);
  • FIG. 14 is a functional block diagram showing the configuration of a voltage vector calculator 19B (FIG. 14);
  • 4 is a vector diagram showing a voltage vector and a magnetic flux vector;
  • FIG. FIG. 4 is a waveform diagram showing gate signals and voltage command values in one-pulse control;
  • FIG. 11 is a functional block diagram showing the configuration of a synchronous machine control device that is Embodiment 4;
  • FIG. 20 is a functional block diagram showing the configuration of a voltage vector calculator 19C (FIG. 19);
  • FIG. 11 is a block diagram showing the configuration of an electric vehicle that is Embodiment 5;
  • the synchronous machine to be controlled is a permanent magnet synchronous motor (hereinafter referred to as "PMSM” (abbreviation for Permanent Magnet Synchronous Motor)).
  • PMSM Permanent Magnet Synchronous Motor
  • FIG. 1 is a functional block diagram showing the configuration of a synchronous machine control device that is Embodiment 1 of the present invention.
  • a computer system such as a microcomputer functions as the synchronous machine control device shown in FIG. 1 by executing a predetermined program (the same applies to other embodiments).
  • PMSM 1 and DC voltage source 9 are connected to the AC side and DC side of power converter 2, respectively.
  • the power converter 2 converts the DC power from the DC voltage source 9 into AC power and outputs the AC power to the PMSM 1 .
  • the PMSM 1 is rotationally driven by this AC power.
  • the power converter 2 includes an inverter main circuit made up of semiconductor switching elements. DC power is converted into AC power by turning on/off the semiconductor switching element by a gate signal.
  • the semiconductor switching element for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) is applied.
  • Phase current detector 3 detects three-phase motor currents flowing from power converter 2 to PMSM 1, that is, U-phase current Iu, V-phase current Iv, and W-phase current Iw, and detects U-phase current values Iuc and V, respectively. It is output as the phase current detection value Ivc and the W-phase current detection value Iwc.
  • a Hall CT Current Transformer or the like is applied as the phase current detector 3 .
  • a magnetic pole position detector 4 detects the magnetic pole position of the PMSM 1 and outputs magnetic pole position information ⁇ * .
  • a resolver or the like is applied as the magnetic pole position detector 4 .
  • the frequency calculator 5 calculates speed information ⁇ 1 * from the magnetic pole position information ⁇ * output by the magnetic pole position detector 4 by time differentiation calculation or the like, and outputs the calculated speed information ⁇ 1 * .
  • a coordinate conversion unit 7 converts Iuc, Ivc, and Iwc output from the phase current detector into dq-axis current detection values Idc and Iqc in a rotating coordinate system according to the magnetic pole position information ⁇ * , and converts Idc and Iqc to Output.
  • the dq-axis magnetic flux estimator 23 refers to a lookup table (table data) based on the dq-axis current detection values Idc and Iqc output from the coordinate converter 7 to estimate dq-axis magnetic flux estimated values ⁇ dc and ⁇ qc. .
  • the lookup table (table data) referred to by the dq-axis magnetic flux estimator 23 is table data representing the correspondence between Idc, Iqc and ⁇ dc, ⁇ qc, and is stored in a storage device (not shown) included in the synchronous machine control device of the present embodiment. is stored in Note that a predetermined function (such as an approximate expression) may be used instead of the lookup table.
  • a first dq-axis magnetic flux command calculation unit 21 refers to a lookup table (table data) based on the dq-axis current command values Idc * and Iqc * given from a host controller or the like, and calculates a first dq-axis magnetic flux command. Calculate and output the values ⁇ d * and ⁇ q * .
  • the lookup table (table data) referred to by the first dq-axis magnetic flux command calculation unit 21 is table data representing the correspondence between Idc * , Iqc * and ⁇ d * , ⁇ q * , and is used in the synchronous machine control device of the present embodiment. is stored in a storage device (not shown) provided by the . Note that a predetermined function (such as an approximate expression) may be used instead of the lookup table.
  • a second dq -axis magnetic flux command calculation unit 25 controls the second dq -axis It calculates and outputs the magnetic flux command values ⁇ d ** and ⁇ q ** .
  • FIG. 2 is a functional block diagram showing the configuration of the PI controller in the second dq-axis magnetic flux command calculator 25 (FIG. 1).
  • the adder/subtractor 81 causes the first d-axis magnetic flux command value ⁇ d * and the d-axis magnetic flux estimated value ⁇ dc and the difference ( ⁇ d * ⁇ dc) is calculated, and the proportional gain (K P ) is multiplied by the calculated difference value by the proportional device 87 .
  • the calculated difference value is integrated by the integrator 83, and the integral value is multiplied by the integral gain (K I ) by the proportional device 85 .
  • the difference calculation value multiplied by the proportional gain KP and the integral value multiplied by the integral gain KI are added by the adder 89 to calculate the second d-axis magnetic flux command value ⁇ d ** .
  • an adder/subtractor 91 calculates the first q-axis magnetic flux command value ⁇ q * and the q-axis magnetic flux estimated value ⁇ qc.
  • a difference ( ⁇ q * ⁇ qc) is calculated, and the proportional gain (K P ) is multiplied by the calculated difference value by the proportional device 97 .
  • the calculated difference value is integrated by the integrator 93 and the integral value is multiplied by the integral gain (K I ) by the proportional device 95 .
  • the difference calculation value multiplied by the proportional gain KP and the integral value multiplied by the integral gain KI are added by the adder 99 to calculate the second q-axis magnetic flux command value ⁇ q ** .
  • the damping ratio control unit 27 shown in FIG. 1 extracts an oscillating component of the motor magnetic flux, and according to the extracted oscillating component, a voltage command value for damping this oscillating component (hereinafter referred to as a “stabilizing voltage command value”). ).
  • the damping ratio control unit 27 extracts the vibration component of the d-axis magnetic flux based on the first d-axis magnetic flux command value ⁇ d * and the d-axis magnetic flux estimated value ⁇ dc.
  • a d-axis stabilization voltage command value Vdd * for damping the vibration component is created according to the vibration component.
  • the value of the damping ratio in the motor's response (current, etc.) to the voltage command is usually set by the motor constant (armature winding resistance, armature winding inductance, etc.) and is difficult to control.
  • such a damping ratio is controlled by the damping ratio control section 27 so as to equivalently suppress the oscillation of the response.
  • FIG. 3 is a functional block diagram showing the configuration of the damping ratio control section 27 (FIG. 1).
  • the first-order lag of the first d-axis magnetic flux command ⁇ d * is calculated by the first-order lag calculator 61.
  • the reciprocal of the cutoff angular frequency ⁇ c of the control system is used as the time constant of the first-order lag.
  • an adder/subtractor 63 calculates a difference ( ⁇ dc ⁇ ( ⁇ d * first-order lag)) between the d-axis magnetic flux estimated value ⁇ dc and the first-order lag of the first d-axis magnetic flux command ⁇ d * .
  • a vibration component of the calculated difference value is extracted by a high-pass filter 65 (the transfer function of which is shown in FIG. 3).
  • a gain (2 ⁇ ) is multiplied by the proportional device 67 to the extracted vibration component.
  • ⁇ is a control parameter related to the degree of damping of the vibration component. That is, ⁇ corresponds to the damping ratio in the response of the motor, and is a constant set arbitrarily (where 0 ⁇ 1) independently of the damping ratio in the response of the motor in the control system. Therefore, ⁇ is hereinafter referred to as "damping ratio".
  • the multiplier 69 multiplies the vibration component of the d-axis magnetic flux multiplied by the gain (2 ⁇ ) by the absolute value of the velocity information ⁇ 1 * of the PMSM 1 (FIG. 1). As a result, the magnetic flux value is converted into a voltage value to create the d-axis stabilized voltage command value Vdd * .
  • the absolute value of the speed information ⁇ 1 * is calculated by the absolute value calculator 68 (ABS).
  • the voltage vector calculation unit 19 shown in FIG. 1 creates a voltage command value using an inverse model of the motor model whose state quantity is the magnetic flux of the motor.
  • the inverse model of the motor model is given by the equation It is represented by a voltage equation like (1).
  • the inverse model represented by equation (1) is applied, where ⁇ d and ⁇ q are the second d-axis magnetic flux command value ⁇ d ** and the second q-axis magnetic flux command value ⁇ q ** , respectively. , ⁇ 1 be velocity information ⁇ 1 * .
  • the voltage vector calculation unit 19 creates the d-axis voltage command value Vd * based on the Vd calculated by the equation (1) and the d-axis stabilized voltage command value Vdd * output by the damping ratio control unit 27. Output. Further, the voltage vector calculation unit 19 outputs Vq calculated by Equation (1) as the q-axis voltage command value Vq * .
  • Equation (1) the magnetic saturation of the motor is taken into account in Equation (1).
  • Equation (2) When magnetic fluxes (dq-axis magnetic fluxes ⁇ d, ⁇ q) are used as state quantities, the voltage equation is represented by Equation (2) in consideration of magnetic saturation.
  • the winding resistance R is sufficiently small, so the effect of the first term of equation (2) on motor control is relatively small. Therefore, even if Ld, Lq, and Ke are set to constant values by approximation as shown in Equation (1), the influence on motor control is small. Therefore, the voltage vector calculator 19 in the first embodiment creates the voltage command using the above equation (1).
  • the dq-axis voltage command values Vd * and Vq * are calculated based on the second dq-axis magnetic flux command values ⁇ d ** and ⁇ q ** created by the second dq-axis magnetic flux command calculation unit 25. created. Therefore, even in the high-speed region, the d-axis magnetic flux estimated value ⁇ dc and the q-axis magnetic flux estimated value ⁇ qc match the second d-axis magnetic flux command value ⁇ d ** and the second q-axis magnetic flux command value ⁇ q ** , respectively, with high accuracy. can be made Therefore, according to the synchronous machine control device according to the first embodiment, it is possible to control the high speed rotation of the PMSM 1 .
  • the influence of the temperature dependence of the magnetic flux is mitigated by the PI controller or the I controller provided in the second dq-axis magnetic flux command calculation unit 25. Therefore, the table data or function used to calculate the magnetic flux ( ⁇ d, ⁇ q) may be table data or a function (approximation formula or the like) that does not include the temperature as a variable but only the current as a variable. As a result, the calculation load of the synchronous machine control device can be reduced, and the parameter identification time can be shortened.
  • Idc and Iqc can match Id* and Iq*, respectively, through magnetic flux. controlled by In this case, a current control system is substantially constructed.
  • the first dq-axis magnetic flux command computing unit 21 and the dq-axis magnetic flux estimating unit 23 each use independent table data or functions, so that control can be performed in consideration of mutual interference between axes.
  • the first dq-axis magnetic flux command calculator 21 and the dq-axis magnetic flux estimator 23 respectively generate dq-axis magnetic flux command values ( ⁇ d * , ⁇ q * ) and dq-axis current command values (Id * , Iq * ). and a table data or function representing the correspondence between the dq-axis magnetic flux estimated values ( ⁇ dc, ⁇ qc) and the dq-axis current detection values (Idc, Iqc).
  • a PMSM that is greatly affected by magnetic saturation is used and an accurate torque response is required. It is suitable for application to electric vehicles such as electric vehicles that are
  • the lookup table, table data, and function which are information representing the correspondence between magnetic flux and current in the PMSM 1, can be set based on actual measurements, magnetic field analysis, and the like.
  • FIG. 4 is a functional block diagram showing the configuration of the voltage vector calculator 19 based on the inverse model represented by Equation (1).
  • R, Ld, Lq, and Ke are the winding resistance, d-axis inductance, q-axis inductance, and magnetic flux of the PMSM 1, respectively.
  • the differentiator 45 calculates differentiation of ⁇ d ** . Further, the adder/subtractor 44 calculates the difference ( ⁇ d ** -Ke) between ⁇ d ** and Ke. The calculated difference value is multiplied by R/Ld by the proportional device 46 .
  • An adder 47 adds the differential operation value by the differentiator 45 and the difference operation value multiplied by the gain R/Ld by the proportionalor 46 . Also, the multiplier 48 multiplies ⁇ 1 * and ⁇ q ** . Further, the adder/subtractor 49 subtracts the multiplied value by the multiplier 48 and the d-axis stabilization voltage command value Vdd * created by the damping ratio control unit 27 (FIG. 1) from the addition operation value by the adder 47. be. This creates Vd * .
  • the differentiator 35 calculates differentiation of ⁇ q ** . Also, ⁇ q ** is multiplied by R/Lq by the proportional device 36 .
  • An adder 37 adds the differential operation value by the differentiator 35 and ⁇ q ** multiplied by R/Lq by the proportional device 36 .
  • the multiplier 38 multiplies ⁇ 1 * and ⁇ d ** .
  • the adder 39 adds the addition calculated value by the adder 37 and the multiplied value by the multiplier 38 . This creates Vq * .
  • the voltage command value (the d-axis voltage value output by the adder 47) calculated using the voltage equation (equation (1)) with the motor magnetic flux as the state quantity is the motor magnetic flux (d-axis magnetic flux). It is corrected by a voltage command value (d-axis stabilization voltage command value Vdd * ) corresponding to the vibration component.
  • PMSM1 can be controlled stably.
  • the coordinate transformation unit 11 shown in FIG. 1 converts the dq-axis voltage command values Vd * and Vq * for the power converter 2 output by the voltage vector calculation unit 19 into the magnetic pole position information ⁇ * detected by the magnetic pole position detector 4.
  • the three-phase voltage command values Vu * , Vv * , and Vw * for the power converter 2 are created and output by performing coordinate conversion using the three-phase voltage command values.
  • the DC voltage detector 6 detects the voltage of the DC voltage source 9 and outputs DC voltage information Vdc.
  • PWM controller 12 shown in FIG. 1 receives three-phase voltage command values Vu * , Vv * , Vw * from coordinate conversion unit 11, and receives DC voltage information Vdc from DC voltage detector 6. Based on these, A gate signal to be given to the power converter 2 is created and output by pulse width modulation.
  • the PWM controller 12 uses, for example, a triangular wave as a carrier signal and creates a gate signal by pulse width modulation using a three-phase voltage command value as a modulating wave.
  • FIG. 5 is a block diagram showing the modeled configuration of the control system of the first embodiment including the PMSM1.
  • FIG. 5 shows from the input of the second dq-axis magnetic flux command calculator 25 (FIG. 1) to the output of the PMSM 1 (FIG. 1).
  • the model in FIG. 5 includes control delay portions 71 and 73 (e ⁇ ts ) representing the control delays of the differentiators 35 and 45, and a control delay portion representing the control delay between the voltage vector calculation portion 19 and the PMSM 1. 77, 79(e ⁇ ts ).
  • FIG. 6 is a Bode diagram showing an example of gain characteristics of the control system of the first embodiment modeled as shown in FIG. That is, FIG. 6 shows the result of examination of the gain characteristic by the inventor using the open-loop transfer function in FIG.
  • the value of the damping ratio ⁇ in the gain setter 75 of the damping ratio control section is set to zero. In this case, the damping ratio control section 27 does not operate substantially. Therefore, as shown in FIG. 6, resonance (51) occurs at the motor fundamental frequency.
  • FIG. 7 is a Bode diagram showing an example of gain characteristics of the control system of the first embodiment modeled as shown in FIG.
  • the value of the damping ratio ⁇ in the gain setter 75 of the damping ratio control section is set to 0.04.
  • the damping ratio control section 27 since the damping ratio control section 27 operates, the resonance (51A) at the motor fundamental frequency is suppressed. That is, the motor magnetic flux is prevented from oscillating at the motor fundamental frequency, and the control stability is improved.
  • FIG. 8 is a Bode diagram showing an example of the gain characteristics of the control system of the comparative example.
  • FIG. 8 is an example of the result of examination by the inventors of the present invention.
  • FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of the damping ratio control section in the synchronous machine control device that is a modification of the first embodiment.
  • the d-axis magnetic flux estimated value ⁇ dc is input to the high-pass filter 65 in the damping ratio control section, and the high-pass filter 65 extracts the vibration component of the d-axis magnetic flux estimated value ⁇ dc.
  • the configuration of the damping ratio control section can be simplified.
  • the vibration component of the difference between the d-axis magnetic flux estimated value ⁇ dc and the first d-axis magnetic flux command value ⁇ d * is extracted, the first d-axis magnetic flux command value ⁇ d * Even if V fluctuates greatly, the vibration component of the motor magnetic flux (d-axis magnetic flux) can be accurately extracted.
  • the means for extracting the vibration component of the motor magnetic flux is not limited to the high-pass filter 65 in the first embodiment, and various means capable of extracting the vibration component of the fundamental frequency can be applied. For example, Fourier series expansion, Fourier transform, bandpass filter, etc. can be applied.
  • the synchronous Machine resonance can be suppressed. Therefore, the control stability of the synchronous machine is improved.
  • a second magnetic flux command value is created so that the magnetic flux of the synchronous machine matches the first magnetic flux command value, and a voltage command value is created using the second magnetic flux command value, thereby stabilizing the synchronous machine up to the high speed range.
  • the synchronous machine since the voltage command value is created using the magnetic flux as the state quantity, the synchronous machine can be stably controlled even if the inductance of the synchronous machine changes due to magnetic saturation.
  • FIG. 10 is a functional block diagram showing the configuration of a synchronous machine control device that is Embodiment 2 of the present invention.
  • the damping ratio control unit 27A in the second embodiment extracts the vibration component of the q-axis magnetic flux based on the first q-axis magnetic flux command value ⁇ q * and the q-axis magnetic flux estimated value ⁇ qc.
  • a q-axis stabilization voltage command value Vqd * for damping the vibration component is created according to the vibration component.
  • FIG. 11 is a functional block diagram showing the configuration of the damping ratio control section 27A (FIG. 10) in the second embodiment.
  • the high-pass filter 165 extracts the vibration component of the calculated difference value between the q-axis magnetic flux estimated value ⁇ qc and the first-order lag of the first q-axis magnetic flux command value ⁇ q * . be.
  • a gain (2 ⁇ ) is multiplied by the proportional device 167 to the extracted vibration component.
  • a multiplier 169 multiplies the vibration component of the q-axis magnetic flux multiplied by the gain (2 ⁇ ) by the absolute value of the velocity information ⁇ 1 * of the PMSM 1 (FIG. 10).
  • the magnetic flux value is converted into a voltage value to create the q-axis stabilized voltage command value Vqd * .
  • FIG. 12 is a functional block diagram showing the configuration of the voltage vector calculator 19A (FIG. 10) in the second embodiment.
  • the voltage vector calculation unit 19A uses the inverse model of the motor model represented by the voltage equation of formula (1) above.
  • the adder/subtractor 39A adds the multiplied value by the multiplier 38 to the addition calculated value by the adder 37, and the damping ratio control section 27A (FIG. 10 ) is subtracted from the q-axis stabilization voltage Vqd * produced by Thus, the q-axis voltage command value Vq * is created.
  • FIG. 13 is a block diagram showing the configuration of a damping ratio control section in a synchronous machine control device that is a modification of the second embodiment.
  • the q-axis magnetic flux estimated value ⁇ qc is input to the high-pass filter 165 in the damping ratio control section, and the high-pass filter 165 extracts the vibration component of the q-axis magnetic flux estimated value ⁇ qc.
  • the configuration of the damping ratio control section can be simplified.
  • the vibration component of the difference between the q-axis magnetic flux estimated value ⁇ qc and the first q-axis magnetic flux command value ⁇ q * is extracted, the first q-axis magnetic flux command value ⁇ q * Even if V fluctuates greatly, the vibration component of the motor magnetic flux (q-axis magnetic flux) can be extracted with high accuracy.
  • the voltage command value of the power converter is corrected according to the vibration component of the magnetic flux so that the magnetic flux of the synchronous machine matches the first magnetic flux command value. , the resonance of the synchronous machine can be suppressed. Therefore, the control stability of the synchronous machine is improved.
  • a second magnetic flux command value is created so that the magnetic flux of the synchronous machine matches the first magnetic flux command value, and a voltage command value is created using the second magnetic flux command value.
  • a synchronous machine can be stably controlled up to a high speed range.
  • the voltage command value is created using the magnetic flux as the state quantity, so even if the inductance of the synchronous machine changes due to magnetic saturation, the synchronous machine can be stably controlled.
  • FIG. 14 is a functional block diagram showing the configuration of a synchronous machine control device that is Embodiment 3 of the present invention.
  • the damping ratio control unit 27B in the third embodiment controls the first d-axis magnetic flux command value ⁇ d * and the first q-axis magnetic flux command value ⁇ q * , the d-axis magnetic flux estimated value ⁇ dc and the q-axis Based on the magnetic flux estimation value ⁇ qc, the oscillating component of the dq-axis magnetic flux is extracted, and the stabilized voltage command phase correction amount ⁇ d * for damping this oscillating component is created according to the extracted oscillating component.
  • FIG. 15 is a functional block diagram showing the configuration of the damping ratio control section 27B (FIG. 14) in the third embodiment.
  • the primary lag calculator 251 calculates the primary lag ⁇ qf * of the first q-axis magnetic flux command ⁇ q * .
  • a first-order lag calculator 252 calculates a first-order lag ⁇ df * of the first d-axis magnetic flux command ⁇ d * .
  • the reciprocal of the cutoff angular frequency ⁇ c of the control system is used as the time constant of the first-order lag.
  • an adder/subtractor 253 calculates the difference ( ⁇ qc ⁇ qf * ) between the q-axis magnetic flux estimated value ⁇ qc and the first-order lag ⁇ qf * of the first q-axis magnetic flux command ⁇ q * .
  • a vibration component of the calculated difference value is extracted by a high-pass filter 255 (the transfer function of which is shown in FIG. 15).
  • An adder/subtractor 254 calculates the difference ( ⁇ dc ⁇ df * ) between the d-axis magnetic flux estimated value ⁇ dc and the first-order lag ⁇ df * of the first d-axis magnetic flux command ⁇ d * .
  • a vibration component of the calculated difference value is extracted by the high-pass filter 256 (the transfer function is shown in FIG. 15).
  • the vibration components of the q-axis magnetic flux and the d-axis magnetic flux are extracted by the high-pass filters 255 and 256, respectively.
  • the oscillatory component of the q-axis magnetic flux extracted by the high-pass filter 255 is multiplied by ⁇ qf * by the multiplier 257 .
  • the oscillation component of the d-axis magnetic flux extracted by the high-pass filter 256 is multiplied by ⁇ df * by the multiplier 258 .
  • An adder 259 adds the multiplied value by the multiplier 257 and the multiplied value by the multiplier 258 .
  • the addition calculated value by the adder 259 corresponds to the inner product of the magnetic flux command vector and the vibration component vector of the magnetic flux.
  • ⁇ qf * and ⁇ df * are also input to the sum-of-squares calculator 260 in addition to the multipliers 257 and 258 .
  • the sum-of-squares calculator 260 calculates the sum of the square of ⁇ qf * and the square of ⁇ df * .
  • the sum-of-squares calculated value (( ⁇ qf * ) 2 +( ⁇ df * ) 2 ) by the sum-of-squares calculator 260 and the added value by the adder 259 are input to the divider 261 .
  • the divider 261 divides the sum of squares calculated by the sum of squares calculator 260 by the added value of the adder 259 ((added value) ⁇ (sum of squares)).
  • the value divided by the divider 261 is multiplied by the gain (2 ⁇ ) by the proportional device 262 .
  • the stabilized voltage command phase correction amount ⁇ d * is created.
  • FIG. 16 is a functional block diagram showing the configuration of the voltage vector calculator 19B (FIG. 14) in the third embodiment.
  • the voltage vector calculation unit 19B in the third embodiment has a coordinate conversion unit 40 that corrects the phase of the voltage command value according to the stabilized voltage command phase correction amount ⁇ d * created by the damping ratio control unit 27B. .
  • the coordinate conversion unit 40 rotates the phase of the voltage command value (voltage command vector (Vd0 * , Vq0 * )) created using the voltage equation according to the stabilized voltage command phase correction amount ⁇ d * .
  • ⁇ d * is created according to the amplitude-directional oscillating component of the magnetic flux vector. Therefore, the oscillation of the motor magnetic flux, that is, the motor current is suppressed, so the control stability of the PMSM 1 is improved.
  • a voltage equation with current as a state quantity is used to create a voltage command value.
  • the direction of the current and voltage changes with time, and the relationship is not constant.
  • a voltage equation with magnetic flux as a state quantity is used. In this case, if the primary resistance component is ignored, voltage and magnetic flux are orthogonal.
  • FIG. 17 is a vector diagram showing voltage vectors and magnetic flux vectors.
  • the magnetic flux vector ⁇ and the voltage vector V are orthogonal to each other. Therefore, the amplitude direction of the magnetic flux corresponds to the direction orthogonal to the amplitude direction of the voltage, that is, the phase direction of the voltage vector.
  • the resonance of PMSM 1 is can be suppressed.
  • the voltage phase is corrected and controlled, even if the output voltage of the power converter 2 (for example, an inverter) is in a region close to the limit (upper limit) of the voltage that can be output, resonance is ensured. can be suppressed. For example, in FIG. 17, even if it is difficult to correct the magnitude of the voltage vector V, it is possible to correct the phase and change Vd and Vq to suppress fluctuations in the magnetic flux vector.
  • the output voltage of the power converter 2 for example, an inverter
  • the third embodiment resonance of the synchronous machine can be suppressed in a region close to the voltage limit.
  • the third embodiment is suitable for driving and controlling a synchronous machine by one-pulse control as shown in FIG.
  • FIG. 18 is a waveform diagram showing U-phase gate signals (Su+ * , Su- * ) and U-phase voltage command value Vu * in 1-pulse control.
  • U-phase gate signals Su+ * and Su- * are gate signals supplied to the U-phase upper arm and the U-phase lower arm of power converter 2 (three-phase inverter), respectively.
  • the PWM controller 12 outputs a square-wave gate signal that repeats ON/OFF at the fundamental frequency in one-pulse control. Therefore, the magnitude of the voltage output by power converter 2 is maintained at a constant value. Therefore, although it is difficult to correct the magnitude of the voltage value, resonance can be suppressed by correcting the phase of the voltage.
  • the vibration of the synchronous machine can be suppressed by correcting the phase of the voltage command.
  • FIG. 19 is a functional block diagram showing the configuration of a synchronous machine control device that is Embodiment 4 of the present invention.
  • the adder/subtractor 15 converts the stabilized voltage command phase correction amount ⁇ d * created by the damping ratio control unit 27B from the magnetic pole position detection value ⁇ 0 * by the magnetic pole position detector 4. subtracted. A subtraction value ( ⁇ 0 * ⁇ d * ) by the adder/subtractor 15 is used in the frequency calculator 5, the coordinate converter 7 and the coordinate converter 11 as the magnetic pole position information ⁇ * .
  • the rotating coordinate axes for control used in the three-phase/dq conversion in the coordinate conversion section 7 and the rotating coordinate axes for control used in the dq/three-phase conversion in the coordinate conversion section 11 are rotated according to ⁇ d * .
  • FIG. 20 is a functional block diagram showing the configuration of the voltage vector calculator 19C (FIG. 19) in the fourth embodiment.
  • a voltage vector calculation unit 19C in the fourth embodiment does not include the coordinate conversion unit 40 as in the third embodiment (FIG. 16). Therefore, the voltage vector calculation unit 19C does not correct the d-axis voltage value and the q-axis voltage value calculated based on the inverse model represented by the equation (1), and sets the d-axis voltage command value Vd* and It is output as the q-axis voltage command value Vq*.
  • the stabilized voltage command phase correction amount ⁇ d * is generated in the same manner as in the third embodiment . Not executed.
  • the position information ⁇ * is obtained by subtracting the stabilized voltage command phase correction amount ⁇ d * from the magnetic pole position detection value ⁇ 0 * , and the vector control is executed using this position information ⁇ * . Thereby, the phase of the voltage vector can be substantially controlled.
  • a magnetic pole position estimated value by sensorless control may be used instead of the magnetic pole position detection value ⁇ 0 * detected by the magnetic pole position detector 4 (for example, resolver) in the fourth embodiment (FIG. 19).
  • PLL Phase Locked Loop
  • the resonance of the synchronous machine can be reliably suppressed even in the sensorless control, so the stability of the sensorless control is improved.
  • FIG. 21 is a block diagram showing the configuration of an electric vehicle that is Embodiment 5 of the present invention. Note that the electric vehicle in the fifth embodiment is an electric vehicle.
  • the motor control device 100 controls AC power supplied from the power converter 2 (inverter) to the PMSM 1 .
  • a DC voltage source 9 eg a battery
  • Power converter 2 (inverter) is controlled by motor control device 100 to convert DC power from DC voltage source 9 into AC power.
  • the motor control device 100 one of the synchronous machine control devices of the first to fourth embodiments is applied.
  • the PMSM1 is mechanically connected to the transmission 101.
  • Transmission 101 is mechanically connected to drive shaft 105 via differential gear 103 to provide mechanical power to wheels 107 . Thereby, the wheel 107 is rotationally driven.
  • PMSM 1 may be directly connected to differential gear 103 without going through transmission 101 .
  • each of the front and rear wheels of the vehicle may be driven by independent PMSMs and inverters.
  • motor vibration can be damped at a wide range of operating points corresponding to a wide range of speeds and torques from low to high levels in an electric vehicle.
  • Example 3 or Example 4 described above is preferable.
  • Embodiments 1 to 4 of the present invention can be applied not only to the electric vehicles described above, but also to electric vehicles including electric railroad vehicles, and produce the above-described functions and effects.
  • the vibration of the motor can be suppressed, so the ride comfort of the driver and passengers is improved.
  • the synchronous machine to be controlled is not limited to the PMSM, and may be a synchronous reluctance motor, a permanent magnet synchronous generator, a wound field synchronous motor, a wound field synchronous generator, or the like.
  • the PMSM may be either an embedded magnet type or a surface magnet type, or may be either an abductor type or an adduction type.
  • the semiconductor switching elements that make up the inverter main circuit are not limited to IGBTs, and may be MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors).
  • the synchronous machine control device can be applied as a control device in various synchronous machine drive systems including a synchronous machine, a power converter for driving the synchronous machine, and a control device for controlling the power converter.

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Abstract

同期機の安定化制御を適正に実行できる同期機制御装置が開示される。この同期機制御装置は、同期機（１）が接続される電力変換器（２）を制御するものであって、同期機の電流指令値から第一磁束指令値を演算する第一磁束指令演算部（２１）と、同期機の電流検出値から同期機の磁束値を推定する磁束推定部（２３）と、第一磁束指令値と磁束値が一致するように電力変換器の電圧指令値を作成する電圧演算部（１９）と、磁束値の振動成分に基づいて、振動成分が減衰するように、電圧指令値の補正量を作成する減衰比制御部（２７）と、を備える。

Description

同期機制御装置および同期機制御方法、並びに電気車
　本発明は、同期モータなどの同期機を駆動するための同期機制御装置および同期機制御方法、並びにそれを用いる電気車に関する。
　同期モータを小型化するために、モータの高速回転化や高磁束密度化が進んでいる。特に、電気自動車などの電気車においては、モータの重量が消費電力量に影響を与えるため、その傾向は顕著である。
　高速回転化に対応するために、モータを安定に駆動するための安定化制御が要求される。
　安定化制御に関する従来技術として、特許文献１および特許文献２に記載された技術が知られている。
　特許文献１に記載された技術では、電流検出値の振動成分に基づいて、逆方向に電圧を制御することで、モータの共振周波数に対する電流制御のゲインを低下させる。
　特許文献２に記載された技術では、電流検出値の振動成分に基づいて、回転位相角を制御することで、モータの共振周波数に対するゲイン特性を制御する。
特許第５９４８２６６号公報 特許第４７９７０７４号公報
　特許文献１に記載の技術では、電流に応じて電圧を制御するため、制御演算において、電流値にインダクタンスが乗算される。ここで考慮されるインダクタンスは動的インダクタンスに相当するが、動的インダクタンスは、磁気飽和によって変化する。また、動的インダクタンスは、制御パラメータの適合が難しい。このため、精度よく安定化制御を行うことが難しい。
　また、特許文献２に記載の技術では、電流と回転位相角との関係が一意的ではないため、トルクや速度によっては、安定化制御が適正に働かない場合がある。
　したがって、これらの従来技術は、自動車用途のように、モータの一次抵抗が小さく、トルクおよび速度の変動範囲が広い場合、安定化制御が適正に動作しない恐れがある。
　そこで、本発明は、同期機の安定化制御を適正に実行できる同期機制御装置および同期機制御方法、並びにこの同期機制御装置によって制御される同期機を搭載する電気車を提供する。
　上記課題を解決するために、本発明による同期機制御装置は、同期機が接続される電力変換器を制御するものであって、同期機の電流指令値から第一磁束指令値を演算する第一磁束指令演算部と、同期機の電流検出値から同期機の磁束値を推定する磁束推定部と、第一磁束指令値と磁束値が一致するように電力変換器の電圧指令値を作成する電圧演算部と、磁束値の振動成分に基づいて、振動成分が減衰するように、電圧指令値の補正量を作成する減衰比制御部と、を備える。
　また、上記課題を解決するために、本発明による同期機制御方法は、同期機が接続される電力変換器を制御する方法であって、同期機の電流指令値から第一磁束指令値を演算し、同期機の電流検出値から同期機の磁束値を推定し、第一磁束指令値と磁束値が一致するように電力変換器の電圧指令値を作成し、磁束値の振動成分に基づいて、振動成分が減衰するように、電圧指令値の補正量を作成する。
　また、上記課題を解決するために、本発明による電気車は、同期機によって駆動されるものであって、同期機に接続され、同期機に電力を供給する電力変換器と、電力変換器を制御する同期機制御装置と、を備え、同期機制御装置が上記本発明による同期機制御装置である。
　本発明によれば、トルクや速度に依らず、減衰比を適切に制御できる電流制御系を実現できる。
　上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
実施例１である同期機制御装置の構成を示す機能ブロック図である。 第二ｄｑ軸磁束指令演算部２５（図１）におけるＰＩ制御器の構成を示す機能ブロック図である。 減衰比制御部２７（図１）の構成を示す機能ブロック図である。 式（１）に基づく電圧ベクトル演算部１９の構成を示す機能ブロック図である。 実施例１の制御系のモデル化された構成を示すブロック図である。 実施例１の制御系のゲイン特性の一例を示すボード線図である。 実施例１の制御系のゲイン特性の一例を示すボード線図である。 比較例の制御系のゲイン特性の一例を示すボード線図である。 変形例である同期機制御装置における減衰比制御部の構成を示すブロック図である。 実施例２である同期機制御装置の構成を示す機能ブロック図である。 減衰比制御部２７Ａ（図１０）の構成を示す機能ブロック図である。 電圧ベクトル演算部１９Ａ（図１０）の構成を示す機能ブロック図である。 実施例２の変形例である同期機制御装置における減衰比制御部の構成を示すブロック図である。 実施例３である同期機制御装置の構成を示す機能ブロック図である。 減衰比制御部２７Ｂ（図１４）の構成を示す機能ブロック図である。 電圧ベクトル演算部１９Ｂ（図１４）の構成を示す機能ブロック図である。 電圧ベクトルと磁束ベクトルを示すベクトル図である。 １パルス制御における、ゲート信号および電圧指令値を示す波形図である。 実施例４である同期機制御装置の構成を示す機能ブロック図である。 電圧ベクトル演算部１９Ｃ（図１９）の構成を示す機能ブロック図である。 実施例５である電気車の構成を示すブロック図である。
　以下、本発明の実施形態について、下記の実施例１～５により、図面を用いながら説明する。各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。
　各実施例において、制御対象である同期機は、永久磁石同期モータ(以下、「ＰＭＳＭ」（Permanent Magnet Synchronous Motorの略)と記す）である。
　図１は、本発明の実施例１である同期機制御装置の構成を示す機能ブロック図である。なお、本実施例においては、マイクロコンピュータなどのコンピュータシステムが、所定のプログラムを実行することにより、図１に示す同期機制御装置として機能する（他の実施例も同様）。
　図１において、電力変換器２の交流側および直流側には、それぞれＰＭＳＭ１および直流電圧源９（例えばバッテリ）が接続される。電力変換器２は、直流電圧源９からの直流電力を交流電力に変換してＰＭＳＭ１へ出力する。ＰＭＳＭ１は、この交流電力によって、回転駆動される。電力変換器２は、半導体スイッチング素子からなるインバータ主回路を備えている。半導体スイッチング素子がゲート信号によってオン・オフ制御されることにより、直流電力が交流電力に変換される。なお、半導体スイッチング素子としては、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が適用される。
　相電流検出器３は、電力変換器２からＰＭＳＭ１に流れる３相のモータ電流、すなわちＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを検出して、それぞれＵ相電流検出値Ｉｕｃ、Ｖ相電流検出値ＩｖｃおよびＷ相電流検出値Ｉｗｃとして出力する。なお、相電流検出器３としては、ホールＣＴ（Current Transformer）などが適用される。
　磁極位置検出器４は、ＰＭＳＭ１の磁極位置を検出して、磁極位置情報θ*を出力する。磁極位置検出器４としては、レゾルバなどが適用される。
　周波数演算部５は、磁極位置検出器４が出力する磁極位置情報θ＊から、時間微分演算などによって速度情報ω１ ＊を演算して出力する。
　座標変換部７は、相電流検出器が出力するＩｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃを、磁極位置情報θ＊に応じて、回転座標系におけるｄｑ軸電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃに変換して、Ｉｄｃ，Ｉｑｃを出力する。
　ｄｑ軸磁束推定部２３は、座標変換部７が出力するｄｑ軸電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃに基づいて、ルックアップテーブル（テーブルデータ）を参照して、ｄｑ軸磁束推定値φｄｃ，φｑｃを推定する。ｄｑ軸磁束推定部２３が参照するルックアップテーブル（テーブルデータ）は、Ｉｄｃ，Ｉｑｃとφｄｃ，φｑｃとの対応を表す表データであり、本実施例の同期機制御装置が備える記憶装置（図示せず）に記憶されている。なお、ルックアップテーブルに替えて、所定の関数（近似式など）を用いてもよい。
　第一ｄｑ軸磁束指令演算部２１は、上位制御装置などから与えられるｄｑ軸電流指令値Ｉｄｃ＊，Ｉｑｃ＊に基づいて、ルックアップテーブル（テーブルデータ）を参照して、第一ｄｑ軸磁束指令値φｄ＊，φｑ＊を演算して出力する。第一ｄｑ軸磁束指令演算部２１が参照するルックアップテーブル（テーブルデータ）は、Ｉｄｃ＊，Ｉｑｃ＊とφｄ＊，φｑ＊との対応を表す表データであり、本実施例の同期機制御装置が備える記憶装置（図示せず）に記憶されている。なお、ルックアップテーブルに替えて、所定の関数（近似式など）を用いてもよい。
　第二ｄｑ軸磁束指令演算部２５は、第一ｄｑ軸磁束指令値φｄ＊，φｑ＊とｄｑ軸磁束推定値φｄｃ，φｑｃが一致するように、比例積分（ＰＩ）制御器によって第二ｄｑ軸磁束指令値φｄ＊＊，φｑ＊＊を演算して出力する。
　図２は、第二ｄｑ軸磁束指令演算部２５（図１）におけるＰＩ制御器の構成を示す機能ブロック図である。
　図２の上図に示すように、第二ｄ軸磁束指令値φｄ＊＊を演算するＰＩ制御器においては、加減算器８１によって、第一ｄ軸磁束指令値φｄ＊とｄ軸磁束推定値φｄｃとの差分（φｄ＊－φｄｃ）が演算され、比例器８７によって、差分演算値に、比例ゲイン（ＫＰ）が乗算される。また、差分演算値は、積分器８３によって積分され、比例器８５によって、積分値に積分ゲイン（ＫＩ）が乗算される。比例ゲインＫＰが乗算された差分演算値と、積分ゲインＫＩが乗算された積分値とが、加算器８９によって加算され、第二ｄ軸磁束指令値φｄ＊＊が演算される。
　図２の下図に示すように、第二ｑ軸磁束指令値φｑ＊＊を演算するＰＩ制御器においては、加減算器９１によって、第一ｑ軸磁束指令値φｑ＊とｑ軸磁束推定値φｑｃとの差分（φｑ＊－φｑｃ）が演算され、比例器９７によって、差分演算値に比例ゲイン（ＫＰ）が乗算される。また、差分演算値は、積分器９３によって積分され、比例器９５によって、積分値に積分ゲイン（ＫＩ）が乗算される。比例ゲインＫＰが乗算された差分演算値と、積分ゲインＫＩが乗算された積分値とが、加算器９９によって加算され、第二ｑ軸磁束指令値φｑ＊＊が演算される。
　図１に示す減衰比制御部２７は、モータ磁束の振動成分を抽出し、抽出した振動成分に応じて、この振動成分を減衰させるための電圧指令値（以下、「安定化電圧指令値」と称す）を作成する。本実施例では、図１に示すように、減衰比制御部２７は、第一ｄ軸磁束指令値φｄ＊およびｄ軸磁束推定値φｄｃに基づき、ｄ軸磁束の振動成分を抽出し、抽出した振動成分に応じて、この振動成分を減衰させるためのｄ軸安定化電圧指令値Ｖｄｄ＊を作成する。
　電圧指令に対するモータの応答（電流など）における減衰比の値は、通常は、モータ定数（電機子巻線の抵抗や電機子巻線のインダクタンスなど）によって設定され、制御が難しい。これに対し、本実施例１では、このような減衰比が、減衰比制御部２７によって、等価的に、応答の振動を抑えるように制御される。
　図３は、減衰比制御部２７（図１）の構成を示す機能ブロック図である。
　図３に示すように、減衰比制御部２７においては、一次遅れ演算器６１によって、第一ｄ軸磁束指令φｄ＊の一次遅れが演算される。なお、本実施例１では、制御系のカットオフ角周波数ωｃの逆数を、一次遅れにおける時定数とする。
　さらに、ｄ軸磁束推定値φｄｃと、第一ｄ軸磁束指令φｄ＊の一次遅れとの差分（φｄｃ－（φｄ＊の一次遅れ））が、加減算器６３によって演算される。差分演算値の振動成分が、ハイパスフィルタ６５（図３中に伝達関数を示す）によって抽出される。抽出された振動成分に、比例器６７によって、ゲイン（２ζ）が乗算される。
　ここで、ζは、振動成分の減衰の程度に関わる制御パラメータである。すなわち、ζは、モータの応答における減衰比に相当するが、制御系において、モータの応答における減衰比とは独立に、任意（ただし、０＜ζ≦１）に設定される定数である。そこで、以下、ζを「減衰比」と称する。
　図３に示すように、ゲイン（２ζ）が乗算されたｄ軸磁束の振動成分に、ＰＭＳＭ１（図１）の速度情報ω１ ＊の絶対値が、乗算器６９によって乗算される。これにより、磁束値が電圧値に変換され、ｄ軸安定化電圧指令値Ｖｄｄ＊が作成される。なお、速度情報ω１ ＊の絶対値は、絶対値演算器６８（ＡＢＳ）によって演算される。
　図１に示す電圧ベクトル演算部１９は、モータの磁束を状態量とするモータモデルの逆モデルを用いて、電圧指令値を作成する。
　モータモデルの逆モデルは、モータのｄ軸磁束およびｑ軸磁束をそれぞれφｄおよびφｑとし、モータのｄ軸電圧およびｑ軸電圧をそれぞれＶｄおよびＶｑとし、モータ速度をω１とすると、例えば、式（１）のような電圧方程式によって表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　本実施例１においては、式（１）で表される逆モデルが適用されるが、φｄおよびφｑをそれぞれ第二ｄ軸磁束指令値φｄ＊＊および第二ｑ軸磁束指令値φｑ＊＊とし、ω１を速度情報ω１ ＊とする。電圧ベクトル演算部１９は、式（１）によって演算したＶｄと、減衰比制御部２７が出力するｄ軸安定化電圧指令値Ｖｄｄ＊とに基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を作成して出力する。また、電圧ベクトル演算部１９は、式（１）によって演算したＶｑを、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊として出力する。
　次に、説明するように、式（１）においては、モータの磁気飽和が考慮されている。
　磁束（ｄｑ軸磁束φｄ，φｑ）を状態量とする場合、磁気飽和を考慮すると、電圧方程
式は式（２）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　自動車用などの多くの高効率ＰＭＳＭでは巻線抵抗Ｒは十分小さいので、モータ制御における式（２）の第一項の影響は比較的小さい。このため、式（１）のように近似して、さらにＬｄ，Ｌｑ，Ｋｅを一定値として設定しても、モータ制御に対する影響は小さい。したがって、本実施例１における電圧ベクトル演算部１９は、上述の式（１）を用いて、電圧指令を作成する。
　なお、式（１）および式（２）のように、磁束（ｄｑ軸磁束）を状態量にすることにより、電流（ｄｑ軸電流）を状態量とする場合（磁気飽和を考慮）に比べ、電圧方程式中で用いられるインダクタンス値（ｄｑ軸インダクタンス（動的インダクタンスおよび静的インダクタンスを含む））の個数が低減される。これにより、磁気飽和を考慮しながらも、制御系が簡単化されるので、同期機制御装置の演算負荷が軽減できたり、パラメータ同定時間を短縮できたりする。
　また、本実施例１では、第二ｄｑ軸磁束指令演算部２５によって作成される第二ｄｑ軸磁束指令値φｄ＊＊，φｑ＊＊に基づいて、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊が作成される。このため、高速領域においても、ｄ軸磁束推定値φｄｃおよびｑ軸磁束推定値φｑｃを、それぞれ第二ｄ軸磁束指令値φｄ＊＊および第二ｑ軸磁束指令値φｑ＊＊に、精度よく一致させることができる。したがって、本実施例１による同期機制御装置によれば、ＰＭＳＭ１の高速回転の制御が可能になる。
　また、本実施例１では、磁束の温度依存性の影響は、第二ｄｑ軸磁束指令演算部２５が備えるＰＩ制御器またはＩ制御器によって緩和される。このため、磁束（φｄ，φｑ）の演算に用いるテーブルデータまたは関数は、変数として温度を含まず、電流のみを変数とするテーブルデータまたは関数（近似式など）でもよい。これにより、同期機制御装置の演算負荷が軽減できたり、パラメータ同定時間を短縮できたりする。
　また、第一ｄｑ軸磁束指令演算部２１とｄｑ軸磁束推定部２３で同じテーブルデータまたは関数を用いることにより、Ｉｄｃ，Ｉｑｃが、いわば磁束を介して、それぞれＩｄ＊，Ｉｑ＊に一致するように制御される。この場合、実質、電流制御系が構成されることになる。
　また、第一ｄｑ軸磁束指令演算部２１およびｄｑ軸磁束推定部２３の各々が独立したテーブルデータまたは関数を用いることにより、軸間の相互干渉を考慮した制御が可能になる。この場合、第一ｄｑ軸磁束指令演算部２１、およびｄｑ軸磁束推定部２３は、それぞれ、ｄｑ軸磁束指令値（φｄ＊，φｑ＊）とｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）との対応関係を表すテーブルデータまたは関数、およびｄｑ軸磁束推定値（φｄｃ，φｑｃ）とｄｑ軸電流検出値（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）との対応関係を表すテーブルデータまたは関数を用いる。
　なお、本実施例１の同期機制御装置は、モータの動的インダクタンスおよび静的インダクタンスが実質的に考慮されているので、磁気飽和の影響が大きなＰＭＳＭが用いられ、かつ正確なトルク応答が求められる電気自動車などの電気車への適用に好適である。
　なお、ＰＭＳＭ１における磁束と電流の対応関係を表す情報である、上述のルックアップテーブル、テーブルデータ、関数（近似式）は、実測や磁場解析などに基づいて、設定することができる。
　図４は、式（１）で表される逆モデルに基づく電圧ベクトル演算部１９の構成を示す機能ブロック図である。なお、Ｒ，Ｌｄ，Ｌｑ，Ｋｅは、それぞれＰＭＳＭ１における巻線抵抗、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス、磁石磁束である。
　図４に示すように、微分器４５により、φｄ＊＊の微分が演算される。また、加減算器４４により、φｄ＊＊とＫｅとの差分（φｄ＊＊－Ｋｅ）が演算される。この差分演算値に、比例器４６によって、Ｒ／Ｌｄが乗じられる。微分器４５による微分演算値と、比例器４６によってゲインであるＲ／Ｌｄが乗じられた差分演算値とが、加算器４７によって加算される。また、乗算器４８によって、ω１ ＊とφｑ＊＊とが乗算される。さらに、加減算器４９によって、加算器４７による加算演算値から、乗算器４８による乗算値と、減衰比制御部２７（図１）によって作成されたｄ軸安定化電圧指令値Ｖｄｄ＊とが減算される。これにより、Ｖｄ＊が作成される。
　図４に示すように、微分器３５により、φｑ＊＊の微分が演算される。また、比例器３６によって、φｑ＊＊にＲ／Ｌｑが乗じられる。微分器３５による微分演算値と、比例器３６によってＲ／Ｌｑが乗じられたφｑ＊＊とが、加算器３７によって加算される。また、乗算器３８によって、ω１ ＊とφｄ＊＊とが乗算される。さらに、加算器３９によって、加算器３７による加算演算値と、乗算器３８による乗算値とが加算される。これにより、Ｖｑ＊が作成される。
　このように、モータ磁束を状態量とする電圧方程式（式（１））を用いて演算される電圧指令値（加算器４７の出力するｄ軸電圧値）が、モータ磁束（ｄ軸磁束）の振動成分に応じた電圧指令値（ｄ軸安定化電圧指令値Ｖｄｄ＊）によって補正される。これにより、ＰＭＳＭ１を安定に制御できる。
　図１に示す座標変換部１１は、電圧ベクトル演算部１９が出力する、電力変換器２に対するｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を磁極位置検出器４で検出される磁極位置情報θ＊を用いて座標変換することにより、電力変換器２に対する三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を作成して出力する。
　直流電圧検出器６は、直流電圧源９の電圧を検出して、直流電圧情報Ｖｄｃを出力する。
　図１に示すＰＷＭ制御器１２は、座標変換部１１から三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を受けるとともに、直流電圧検出器６から直流電圧情報Ｖｄｃを受け、これらに基づいて、パルス幅変調によって、電力変換器２に与えるゲート信号を作成して出力する。ＰＷＭ制御器１２は、例えば、キャリア信号として三角波を用い、三相電圧指令値を変調波とするパルス幅変調によってゲート信号を作成する。
　以下、本実施例１による同期機制御装置の作用効果について説明する。
　図５は、ＰＭＳＭ１を含む本実施例１の制御系のモデル化された構成を示すブロック図である。図５では、第二ｄｑ軸磁束指令演算部２５（図１）の入力からＰＭＳＭ１（図１）の出力までが示されている。
　なお、ｄｑ軸磁束推定部２３は誤差なく磁束を推定できるものとし、第二ｄｑ軸磁束指令演算部２５においては、ＫＰ＝０、ＫＩ＝ωｃとしている（積分器２０１，２０２）。また、減衰比制御部２７における、図３に示すような、比例器６７（２ζ）と絶対値演算器６８（ＡＢＳ）と乗算器６９とは、図５では、ゲイン設定器７５（２ζ｜ω１｜）として、一つの演算器で表している。また、図５のモデルは、微分器３５，４５の制御遅れを表す制御遅れ部７１，７３（ｅ－ｔｓ）、並びに、電圧ベクトル演算部１９とＰＭＳＭ１との間における制御遅れを表す制御遅れ部７７，７９（ｅ－ｔｓ）を含んでいる。
　図６は、図５のようにモデル化された本実施例１の制御系のゲイン特性の一例を示すボード線図である。すなわち、図６は、本発明者が、図５における一巡伝達関数を用いて、ゲイン特性を検討した結果である（後述する、図７も同様）。
　図６では、減衰比制御部のゲイン設定器７５における減衰比ζの値が零に設定されている。この場合、減衰比制御部２７は、実質的に動作しない。このため、図６に示すように、モータ基本波周波数での共振（５１）が発生する。
　図７は、図５のようにモデル化された本実施例１の制御系のゲイン特性の一例を示すボード線図である。
　図７では、減衰比制御部のゲイン設定器７５における減衰比ζの値が０．０４に設定されている。この場合、減衰比制御部２７が動作するため、モータ基本波周波数での共振（５１Ａ）が抑えられている。すなわち、モータ基本波周波数でのモータ磁束の振動が防止され、制御の安定性が向上する。
　図８は、比較例の制御系のゲイン特性の一例を示すボード線図である。図８は、本発明者による検討結果の一例である。
　本比較例では、電圧指令値を作成するために電流を状態量とする電圧方程式が用いられ、従来技術（例えば、上述の特許文献１もしくは特許文献２に記載の技術）が適用されている。
　比較例では、図７の場合よりは共振の大きさは抑えられてはいるが、磁気飽和によってモータのインダクタンスが変化するため、図８に示すように、モータ基本周波数で共振（５１Ｂ）が発生している。
　図９は、実施例１の変形例である同期機制御装置における減衰比制御部の構成を示すブロック図である。
　図９に示すように、本変形例においては、減衰比制御部におけるハイパスフィルタ６５にｄ軸磁束推定値φｄｃが入力され、ハイパスフィルタ６５によってｄ軸磁束推定値φｄｃの振動成分が抽出される。本変形例によれば、減衰比制御部の構成を簡略化できる。
　なお、前述の実施例１では、ｄ軸磁束推定値φｄｃと、第一ｄ軸磁束指令値φｄ＊の一次遅れとの差分の振動成分が抽出されるので、第一ｄ軸磁束指令値φｄ＊が大きく変動しても、精度よくモータ磁束（ｄ軸磁束）の振動成分を抽出できる。
　モータ磁束の振動成分を抽出する手段としては、本実施例１におけるハイパスフィルタ６５に限らず、基本波周波数の振動成分を抽出できる各種手段を適用できる。例えば、フーリエ級数展開、フーリエ変換、バンドパスフィルタなどを適用できる。
　上述のように、本実施例１によれば、同期機の磁束が第一磁束指令値に一致するように電力変換器の電圧指令値を、磁束の振動成分に応じて補正することにより、同期機の共振を抑制できる。したがって、同期機の制御の安定性が向上する。
　さらに、同期機の磁束が第一磁束指令値に一致するように第二磁束指令値を作成し、第二磁束指令値を用いて電圧指令値を作成することにより、同期機を高速域まで安定に制御できる。
　また、本実施例１では、磁束を状態量として電圧指令値を作成するので、磁気飽和により同期機のインダクタンスが変化しても、同期機を安定に制御できる。
　図１０は、本発明の実施例２である同期機制御装置の構成を示す機能ブロック図である。
　以下、主に、実施例１と異なる点について説明する。
　図１０に示すように、本実施例２における減衰比制御部２７Ａは、第一ｑ軸磁束指令値φｑ＊およびｑ軸磁束推定値φｑｃに基づき、ｑ軸磁束の振動成分を抽出し、抽出した振動成分に応じて、この振動成分を減衰させるためのｑ軸安定化電圧指令値Ｖｑｄ＊を作成する。
　図１１は、本実施例２における減衰比制御部２７Ａ（図１０）の構成を示す機能ブロック図である。
　図１１に示す一次遅れ演算器１６１、加減算器１６３、ハイパスフィルタ１６５、比例器１６７、絶対値演算器１６８、乗算器１６９は、それぞれ、実施例１（図３）における一次遅れ演算器６１、加減算器６３、ハイパスフィルタ６５、比例器６７、絶対値演算器６８、乗算器６９に相当する。
　本実施例２においては、実施例１とは異なり、ｑ軸磁束推定値φｑｃと、第一ｑ軸磁束指令値φｑ＊の一次遅れとの差分演算値の振動成分が、ハイパスフィルタ１６５によって抽出される。抽出された振動成分に、比例器１６７によって、ゲイン（２ζ）が乗算される。ゲイン（２ζ）が乗算されたｑ軸磁束の振動成分に、ＰＭＳＭ１（図１０）の速度情報ω１ ＊の絶対値が、乗算器１６９によって乗算される。これにより、磁束値が電圧値に変換され、ｑ軸安定化電圧指令値Ｖｑｄ＊が作成される。
　図１２は、本実施例２における電圧ベクトル演算部１９Ａ（図１０）の構成を示す機能ブロック図である。
　電圧ベクトル演算部１９Ａにおいては、実施例１と同様に、前述の式(1)の電圧方程式によって表される、モータモデルの逆モデルが用いられる。
　本実施例２においては、図１２に示すように、加減算器３９Ａによって、加算器３７による加算演算値に対して、乗算器３８による乗算値が加算されるとともに、減衰比制御部２７Ａ（図１０）によって作成されたｑ軸安定化電圧Ｖｑｄ＊が減算される。これにより、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊が作成される。
　また、加減算器４９Ａによって、加算器４７による加算演算値から、乗算器４８による乗算値が減算される。これにより、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊が作成される。
　図１３は、実施例２の変形例である同期機制御装置における減衰比制御部の構成を示すブロック図である。
　図１３に示すように、本変形例においては、減衰比制御部におけるハイパスフィルタ１６５にｑ軸磁束推定値φｑｃが入力され、ハイパスフィルタ１６５によってｑ軸磁束推定値φｑｃの振動成分が抽出される。本変形例によれば、減衰比制御部の構成を簡略化できる。
　なお、前述の実施例２では、ｑ軸磁束推定値φｑｃと、第一ｑ軸磁束指令値φｑ＊の一次遅れとの差分の振動成分が抽出されるので、第一ｑ軸磁束指令値φｑ＊が大きく変動しても、精度よくモータ磁束（ｑ軸磁束）の振動成分を抽出できる。
　本実施例２によれば、実施例１と同様に、同期機の磁束が第一磁束指令値に一致するように電力変換器の電圧指令値を、磁束の振動成分に応じて補正することにより、同期機の共振を抑制できる。したがって、同期機の制御の安定性が向上する。
　さらに、実施例１と同様に、同期機の磁束が第一磁束指令値に一致するように第二磁束指令値を作成し、第二磁束指令値を用いて電圧指令値を作成することにより、同期機を高速域まで安定に制御できる。
　また、本実施例２では、実施例１と同様に、磁束を状態量として電圧指令値を作成するので、磁気飽和により同期機のインダクタンスが変化しても、同期機を安定に制御できる。
　図１４は、本発明の実施例３である同期機制御装置の構成を示す機能ブロック図である。
　以下、主に、実施例１，２と異なる点について説明する。
　図１４に示すように、本実施例３における減衰比制御部２７Ｂは、第一ｄ軸磁束指令値φｄ＊および第一ｑ軸磁束指令値φｑ＊、並びに、ｄ軸磁束推定値φｄｃおよびｑ軸磁束推定値φｑｃ基づき、ｄｑ軸磁束の振動成分を抽出し、抽出した振動成分に応じて、この振動成分を減衰させるための安定化電圧指令位相補正量θｄ＊を作成する。
　実施例１，２では、電圧方程式（式（１））から演算される電圧指令の電圧値が補正されるのに対し、本実施例３では、安定化電圧指令位相補正量θｄ＊によって電圧指令の位相が補正される。
　図１５は、本実施例３における減衰比制御部２７Ｂ（図１４）の構成を示す機能ブロック図である。
　図１５に示すように、減衰比制御部２７Ｂにおいては、一次遅れ演算器２５１によって、第一ｑ軸磁束指令φｑ＊の一次遅れφｑｆ＊が演算される。また、一次遅れ演算器２５２によって、第一ｄ軸磁束指令φｄ＊の一次遅れφｄｆ＊が演算される。なお、本実施例３では、制御系のカットオフ角周波数ωｃの逆数を、一次遅れにおける時定数とする。
　さらに、ｑ軸磁束推定値φｑｃと、第一ｑ軸磁束指令φｑ＊の一次遅れφｑｆ＊との差分（φｑｃ－φｑｆ＊）が、加減算器２５３によって演算される。差分演算値の振動成分が、ハイパスフィルタ２５５（図１５中に伝達関数を示す）によって抽出される。
　また、ｄ軸磁束推定値φｄｃと、第一ｄ軸磁束指令φｄ＊の一次遅れφｄｆ＊との差分（φｄｃ－φｄｆ＊）が、加減算器２５４によって演算される。差分演算値の振動成分が、ハイパスフィルタ２５６（図１５中に伝達関数を示す）によって抽出される。
　すなわち、ハイパスフィルタ２５５および２５６によって、それぞれｑ軸磁束およびｄ軸磁束の振動成分が抽出される。
　さらに、ハイパスフィルタ２５５によって抽出されたｑ軸磁束の振動成分に、φｑｆ＊が乗算器２５７によって乗算される。また、ハイパスフィルタ２５６によって抽出されたｄ軸磁束の振動成分に、φｄｆ＊が乗算器２５８によって乗算される。乗算器２５７による乗算値と乗算器２５８による乗算値とが、加算器２５９によって加算される。加算器２５９による加算演算値は、磁束指令ベクトルと磁束の振動成分ベクトルとの内積に相当する。
　なお、φｑｆ＊およびφｄｆ＊は、乗算器２５７，２５８のほかに、二乗和演算器２６０にも入力される。二乗和演算器２６０は、φｑｆ＊の二乗とφｄｆ＊の二乗との和を演算する。
　二乗和演算器２６０による二乗和演算値（（φｑｆ＊）２＋（φｄｆ＊）２）と、加算器２５９による加算値とが、除算器２６１に入力される。除算器２６１は、二乗和演算器２６０による二乗和演算値を、加算器２５９による加算値で割る除算（（加算値）÷（二乗和））を実行する。
　ここで、除算器２６１による除算値は、磁束の振動成分の、磁束指令の振幅方向の成分の値（（磁束指令ベクトルと磁束の振動成分ベクトルとの内積）÷（磁束指令ベクトルの大きさ（＝（（φｑｆ＊）２＋（φｄｆ＊）２））１／２））を、電圧指令の位相補正量（ゲイン乗算前の暫定的な補正量）に変換（（磁束指令の振幅方向の成分）÷（磁束指令の大きさ（＝（（φｑｆ＊）２＋（φｄｆ＊）２））１／２））した値である。
　除算器２６１による除算値に、比例器２６２によって、ゲイン（２ζ）が乗算される。これにより、安定化電圧指令位相補正量θｄ＊が作成される。
　図１６は、本実施例３における電圧ベクトル演算部１９Ｂ（図１４）の構成を示す機能ブロック図である。
　電圧ベクトル演算部１９Ｂにおいては、実施例１と同様に、前述の式（１）の電圧方程式によって表される、モータモデルの逆モデルが用いられる。
　さらに、本実施例３における電圧ベクトル演算部１９Ｂは、減衰比制御部２７Ｂによって作成された安定化電圧指令位相補正量θｄ＊に応じて、電圧指令値の位相を補正する座標変換部４０を有する。
　座標変換部４０は、電圧方程式を用いて作成される電圧指令値（電圧指令ベクトル（Ｖｄ０＊，Ｖｑ０＊））の位相を、安定化電圧指令位相補正量θｄ＊に応じて回転させる。上述のように、θｄ＊は、磁束ベクトルの振幅方向の振動成分に応じて作成される。したがって、モータ磁束すなわちモータ電流の振動が抑制されるので、ＰＭＳＭ１の制御の安定性が向上する。
　従来技術（例えば、上述の特許文献１もしくは特許文献２に記載の技術）では、電圧指令値を作成するために電流を状態量とする電圧方程式が用いられるが、この場合、トルクや速度に応じて電流と電圧の方向は変化し、関係性は一定ではない。これに対し、本実施例３を含む各実施例では、磁束を状態量とする電圧方程式が用いられるが、この場合、一次抵抗成分を無視すれば、電圧と磁束は直交する。
　図１７は、電圧ベクトルと磁束ベクトルを示すベクトル図である。
　図１７に示すように、磁束ベクトルφと電圧ベクトルＶは互いに直交する。したがって、磁束の振幅方向は、電圧の振幅方向に直交する方向、すなわち電圧ベクトルの位相方向に相当する。
　したがって、本実施例３のように、磁束の振幅方向の振動成分に応じて電圧位相角を、この振動成分に対して電圧の位相方向の成分が逆方向になるように制御すれば、実施例１，２のように磁束の振動成分と逆方向に電圧指令値を補正する場合（図４，１２（加減算器４９，３９ＡによるＶｄｄ＊，Ｖｑｄの減算）参照）と同様に、ＰＭＳＭ１の共振を抑制できる。
　なお、本実施例３は、電圧位相を補正制御するため、電力変換器２（例えば、インバータ）の出力電圧が、出力可能な電圧の制限（上限）に近い領域である場合でも、確実に共振を抑えることができる。例えば、図１７において、電圧ベクトルＶの大きさの補正が難しくても、位相を補正して、Ｖｄ，Ｖｑを変化させて、磁束ベクトルの変動を抑えることができる。
　このように、本実施例３によれば、電圧制限に近い領域において、同期機の共振を抑制できる。例えば、本実施例３は、図１８に示すような、１パルス制御によって、同期機を駆動制御する場合に、好適である。
　図１８は、１パルス制御における、Ｕ相ゲート信号（Ｓｕ＋＊，Ｓｕ－＊）およびＵ相電圧指令値Ｖｕ＊を示す波形図である。なお、Ｕ相ゲート信号Ｓｕ＋＊およびＳｕ－＊は、それぞれ、電力変換器２（三相インバータ）のＵ相上アームおよびＵ相下アームに与えられるゲート信号である。
　図１８に示すように、ＰＷＭ制御器１２は、１パルス制御では、基本波周波数でオン・オフを繰り返す矩形波のゲート信号を出力する。したがって、電力変換器２が出力する電圧の大きさは一定値に維持される。このため、電圧値の大きさの補正は難しいが、電圧の位相を補正して、共振を抑えることができる。
　上述のように、本実施例３によれば、電圧指令の大きさの補正が難しい場合でも、電圧指令の位相を補正することにより、同期機の振動を抑えることができる。
　さらに、本実施例３によれば、実施例１，２と同様の効果が生じる。
　図１９は、本発明の実施例４である同期機制御装置の構成を示す機能ブロック図である。
　以下、主に、実施例３と異なる点について説明する。
　図１９に示すように、本実施例４では、加減算器１５によって、減衰比制御部２７Ｂが作成する安定化電圧指令位相補正量θｄ＊が、磁極位置検出器４による磁極位置検出値θ０＊から減算される。加減算器１５による減算値（θ０＊－θｄ＊）が、磁極位置情報θ＊として、周波数演算部５、座標変換部７および座標変換部１１において用いられる。
　すなわち、座標変換部７における三相／ｄｑ変換において用いられる制御用回転座標軸、並びに座標変換部１１におけるｄｑ／三相変換において用いられる制御用回転座標軸を、θｄ＊に応じて回転させる。
　図２０は、本実施例４における電圧ベクトル演算部１９Ｃ（図１９）の構成を示す機能ブロック図である。
　本実施例４における電圧ベクトル演算部１９Ｃは、実施例３（図１６）のような座標変換部４０は備えていない。このため、電圧ベクトル演算部１９Ｃは、式（１）で表される逆モデルに基づいて演算するｄ軸電圧値およびｑ軸電圧値を、補正することなく、それぞれｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊として出力する。
　本実施例４では、実施例３と同様に安定化電圧指令位相補正量θｄ＊が作成されるが、電圧ベクトル演算部１９Ｃにおいては、安定化電圧指令位相補正量θｄ＊による電圧位相の補正は実行されない。本実施例４では、磁極位置検出値θ０＊から安定化電圧指令位相補正量θｄ＊を減算して位置情報θ＊とし、この位置情報θ＊を用いてベクトル制御が実行される。これにより、実質的に電圧ベクトルの位相を制御できる。
　なお、本実施例４（図１９）における、磁極位置検出器４（例えば、レゾルバ）で検出される磁極位置検出値θ０＊に代えて、センサレス制御による磁極位置推定値を用いてもよい。また、磁極位置を推定する際にＰＬＬ（Phase Locked Loop）を用いる場合、ＰＬＬの目標値を用いてもよい。本実施例４によれば、センサレス制御であっても同期機の共振を確実に抑えることができるので、センサレス制御の安定性が向上する。
　図２１は、本発明の実施例５である電気車の構成を示すブロック図である。なお、本実施例５における電気車は、電気自動車である。
　モータ制御装置１００は、電力変換器２（インバータ）からＰＭＳＭ１に供給する交流電力を制御する。直流電圧源９（例えばバッテリ）は、電力変換器２（インバータ）に直流電力を供給する。電力変換器２（インバータ）は、モータ制御装置１００によって制御されることにより、直流電圧源９からの直流電力を交流電力に変換する。モータ制御装置１００として、前述の実施例１～４の内のいずれかの同期機制御装置が適用される。
　ＰＭＳＭ１は、トランスミッション１０１に機械的に接続される。トランスミッション１０１は、ディファレンシャルギア１０３を介してドライブシャフト１０５に機械的に接続され、車輪１０７に機械的動力を供給する。これにより、車輪１０７が回転駆動される。
　なお、ＰＭＳＭ１が、トランスミッション１０１を介さず、直接、ディファレンシャルギア１０３に接続されてもよい。また、自動車の前輪および後輪の各々が、独立したＰＭＳＭおよびインバータによって駆動されてもよい。
　電気自動車においては、振動抑制や空転制御のためにトルクの高速応答を要する場合、制御系の減衰比を高精度に設定することが要求される。このため、制御設計が複雑になるが、実施例1～４の同期機制御装置によれば、実質的に減衰比が制御されるので、制御設計を複雑化することなく、トルク応答を高速化しながらも、モータの振動が抑制された安定な制御が可能になる。
　また、実施例1～４の同期機制御装置によれば、電気自動車における、低レベルから高レベルまでの広範囲にわたる速度やトルクに応じた広範囲の動作点で、モータ振動を減衰させることができる。
　また、電気自動車においては、速度およびトルクの範囲が広い電気自動車用のモータは、高効率化のために一次抵抗が小さく、図１７に示すような電圧ベクトルと磁束ベクトルの直交関係が、広い速度範囲で成り立つ。したがって、前述の実施例３もしくは実施例４が好適である。
　本発明の実施例１～４は、上述の電気自動車に限らず、電気鉄道車両なども含む電気車に対して適用でき、上述した作用・効果を生じる。
　本実施例５によれば、モータの振動を抑制できるので、運転者や搭乗者の乗り心地が向上する。
　なお、本発明は前述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した各実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、削除、置き換え、他の構成の追加をすることが可能である。
　例えば、制御対象の同期機は、ＰＭＳＭに限らず、同期リラクタンスモータ、永久磁石同期発電機、巻線界磁型同期電動機、巻線界磁型同期発電機などでもよい。
　また、ＰＭＳＭは、埋込磁石型および表面磁石型のいずれでもよいし、外転型および内転型のいずれでもよい。
　また、インバータ主回路を構成する半導体スイッチング素子は、ＩＧＢＴに限らず、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などでもよい。
　また、上記各実施例による同期機制御装置は、同期機、同期機を駆動する電力変換器および電力変換器を制御する制御装置を備える各種の同期機駆動システムにおいて、この制御装置として適用できる。
１：ＰＭＳＭ、２：電力変換器、３：相電流検出器、４：磁極位置検出器、５：周波数演算部、６：直流電圧検出器、７：座標変換部、９：直流電圧源、１１：座標変換部、１２：ＰＷＭ制御器、１５：加減算器、１９：電圧ベクトル演算部、１９Ａ：電圧ベクトル演算部、１９Ｂ：電圧ベクトル演算部、１９Ｃ：電圧ベクトル演算部、２１：第一ｄｑ軸磁束指令演算部、２３：ｄｑ軸磁束推定部、２５：第二ｄｑ軸磁束指令演算部、２７：減衰比制御部、２７Ａ：減衰比制御部、２７Ｂ：減衰比制御部、３５：微分器、３６：比例器、３７：加算器、３８：乗算器、３９：加算器、３９Ａ：加減算器、４０：座標変換部、４４：加減算器、４５：微分器、４６：比例器、４７：加算器、４８：乗算器、４９：加減算器、４９Ａ：加減算器、６１：一次遅れ演算器、６３：加減算器、６５：ハイパスフィルタ、６７：比例器、６８：絶対値演算器、６９：乗算器、７１：制御遅れ部、７３：制御遅れ部、７５：ゲイン設定器、７７：制御遅れ部、７９：制御遅れ部、８１：加減算器、８３：積分器、８５：比例器、８７：比例器、８９：加算器、９１：加減算器、９３：積分器、９５：比例器、９７：比例器、９９：加算器、１００：モータ制御装置、１０１：トランスミッション、１０３：ディファレンシャルギア、１０５：ドライブシャフト、１０７：車輪、１６１：一次遅れ演算器、１６３：加減算器、１６５：ハイパスフィルタ、１６７：比例器、１６８：絶対値演算器、１６９：乗算器、２５１：一次遅れ演算器、２５２：一次遅れ演算器、２５３：加減算器、２５４：加減算器、２５５：ハイパスフィルタ、２５６：ハイパスフィルタ、２５７：乗算器、２５８：乗算器、２５９：加算器、２６０：二乗和演算器、２６１：除算器、２６２：比例器

Claims (14)

  1. 　同期機が接続される電力変換器を制御する同期機制御装置において、
    　前記同期機の電流指令値から第一磁束指令値を演算する第一磁束指令演算部と、
    　前記同期機の電流検出値から前記同期機の磁束値を推定する磁束推定部と、
    　前記第一磁束指令値と前記磁束値が一致するように前記電力変換器の電圧指令値を作成する電圧演算部と、
    　前記磁束値の振動成分に基づいて、前記振動成分が減衰するように、前記電圧指令値の補正量を作成する減衰比制御部と、
    を備えることを特徴とする同期機制御装置。
  2. 　請求項１に記載の同期機制御装置において、
    　さらに、前記第一磁束指令値と前記磁束値が一致するように第二磁束指令値を演算する第二磁束指令演算部を備え、
    　前記電圧演算部は、前記第二磁束指令値と、前記同期機の速度とに基づいて、前記電圧指令値を作成することを特徴とする同期機制御装置。
  3. 　請求項１に記載の同期機制御装置において、
    　前記補正量によって、前記電圧指令値の電圧値が補正されることを特徴とする同期機制御装置。
  4. 　請求項１に記載の同期機制御装置において、
    　前記減衰比制御部は、前記磁束値と前記第一磁束指令値との差分値から前記振動成分を抽出することを特徴とする同期機制御装置。
  5. 　請求項１に記載の同期機制御装置において、
    　前記減衰比制御部は、前記磁束値から前記振動成分を抽出することを特徴とする同期機制御装置。
  6. 　請求項１に記載の同期機制御装置において、
    　前記減衰比制御部は、前記振動成分をハイパスフィルタによって抽出することを特徴とする同期機制御装置。
  7. 　請求項１に記載の同期機制御装置において、
    　前記磁束値がｄ軸磁束値であり、前記電圧指令値がｄ軸電圧指令値であることを特徴とする同期機制御装置。
  8. 　請求項１に記載の同期機制御装置において、
    　前記磁束値がｑ軸磁束値であり、前記電圧指令値がｑ軸電圧指令値であることを特徴とする同期機制御装置。
  9. 　請求項１に記載の同期機制御装置において、
    　前記補正量によって、前記電圧指令値の位相が補正されることを特徴とする同期機制御装置。
  10. 　請求項９に記載の同期機制御装置において、
    　前記減衰比制御部は、前記振動成分の前記磁束値の振幅方向の成分に基づいて、前記電圧指令値の前記位相を補正する前記補正量を作成することを特徴とする同期機制御装置。
  11. 　請求項９に記載の同期機制御装置において、
    　前記電圧指令値の前記位相が、前記補正量に応じて回転されることにより、前記位相が補正されることを特徴とする同期機制御装置。
  12. 　請求項９に記載の同期機制御装置において、
    　前記電圧指令値の制御座標軸が前記補正量に応じて回転されることにより、前記位相が補正されることを特徴とする同期機制御装置。
  13. 　同期機が接続される電力変換器を制御する同期機制御方法において、
    　前記同期機の電流指令値から第一磁束指令値を演算し、
    　前記同期機の電流検出値から前記同期機の磁束値を推定し、
    　前記第一磁束指令値と前記磁束値が一致するように前記電力変換器の電圧指令値を作成し、
    　前記磁束値の振動成分に基づいて、前記振動成分が減衰するように、前記電圧指令値の補正量を作成することを特徴とする同期機制御方法。
  14. 　同期機によって駆動される電気車において、
    　前記同期機に接続され、前記同期機に電力を供給する電力変換器と、
    　前記電力変換器を制御する同期機制御装置と、
    を備え、
    　前記同期機制御装置は、
    　前記同期機の電流指令値から第一磁束指令値を演算する第一磁束指令演算部と、
    　前記同期機の電流検出値から前記同期機の磁束値を推定する磁束推定部と、
    　前記第一磁束指令値と前記磁束値が一致するように前記電力変換器の電圧指令値を作成する電圧演算部と、
    　前記磁束値の振動成分に基づいて、前記振動成分が減衰するように、前記電圧指令値の補正量を作成する減衰比制御部と、
    を備えることを特徴とする電気車。
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