JP2016149822A - スイッチトリラクタンスモータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】制御量の制御性を向上させることができるスイッチトリラクタンスモータの制御装置を提供する。
【解決手段】各相巻線のうち、指令電圧の算出対象となる１つの巻線を自相巻線とし、残余の巻線を他相巻線とする。制御装置は、自相巻線の自己インダクタンスと、自相巻線及び他相巻線の間の相互インダクタンスとのそれぞれが、各相巻線のそれぞれに流れる電流全てに依存するモータのモデルに基づいて、各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを指令電流Ｉａ＊，Ｉｂ＊，Ｉｃ＊にフィードバック制御するための指令電圧Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊を算出する。制御装置は、算出した指令電圧Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊に基づいて、電力変換回路を操作する。
【選択図】 図４

Description

本発明は、互いに磁気結合可能な複数の巻線を有するスイッチトリラクタンスモータに適用される制御装置に関する。

この種の制御装置としては、スイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲＭ）を構成する複数の巻線に電流が流れる場合において、複数の巻線間の相互磁気干渉の影響を打ち消す非干渉制御を行うものが知られている。詳しくは、複数の巻線のそれぞれの自己インダクタンスと、複数の巻線間の相互インダクタンスとを含むモータモデルに基づいて、非干渉制御を行う。このモデルにおいて、自己インダクタンス及び相互インダクタンスのそれぞれは、自相に流れる電流に依存するパラメータとされている（下記非特許文献１参照）。これにより、ＳＲＭにおける電流制御の高応答化を図っている。

Han-Kyung Bae, et. al, "A Novel Approach to Control of Switched Reluctance Motors Considering Mutual Inductance" IEEE Industrial Electronics Society. IECON2000, Vol.1, pp.369-374

ここで本発明者は、上述した非干渉制御を行う場合であっても、巻線に流れる電流がその指令値から大きく乖離する等、ＳＲＭにおける電流制御性が大きく低下する事態に直面した。このため、ＳＲＭの電流（制御量）の制御性の向上を図る技術については、未だ改善の余地を残すものとなっている。

本発明は、スイッチトリラクタンスモータの制御量の制御性を向上できるスイッチトリラクタンスモータの制御装置を提供することを主たる目的とする。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

本発明は、互いに磁気結合可能な複数の巻線（２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃ）を有するスイッチトリラクタンスモータと、前記複数の巻線のそれぞれに電圧を印加する電圧印加手段（２０）と、を備えるモータ制御システムに適用され、前記巻線に流れる電流又は前記巻線と鎖交する磁束を制御量とし、前記複数の巻線のそれぞれの前記制御量をその指令値に制御すべく、前記複数の巻線のそれぞれに印加する指令電圧を算出する指令電圧算出手段（３５Ａ〜３５Ｃ，５２Ａ〜５２Ｃ）と、前記指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧に基づいて、前記複数の巻線のそれぞれに電圧を印加すべく前記電圧印加手段を操作する操作手段と、を備え、前記複数の巻線のうち、前記指令電圧の算出対象とする１つの巻線を自相巻線とし、残余の巻線を他相巻線とし、前記指令電圧算出手段は、前記自相巻線の自己インダクタンスと、前記自相巻線及び前記他相巻線の間の相互インダクタンスとのそれぞれが、前記複数の巻線のそれぞれに流れる電流全てに依存する前記モータのモデルに基づいて、前記指令電圧を算出することを特徴とする。

本発明者は、複数の巻線のそれぞれについて、自相巻線の自己インダクタンスと、自相巻線及び他相巻線の間の相互インダクタンスとのそれぞれが、複数の巻線のそれぞれに流れる電流全てに依存するとの知見を得た。そして、自相巻線の自己インダクタンスと、自相巻線及び他相巻線の間の相互インダクタンスとのそれぞれが、複数の巻線のそれぞれに流れる電流全てに依存するモータのモデルによれば、自相巻線に流れる電流に加えて、他相巻線に流れる電流による磁気飽和の影響を高精度に定量化できることを見出した。

そこで上記発明では、上記自己インダクタンス及び相互インダクタンスのそれぞれが、複数の巻線のそれぞれに流れる電流全てに依存するモータのモデルに基づいて、複数の巻線のそれぞれに印加する指令電圧を算出する。そして、算出された指令電圧に基づいて、電圧印加手段の操作により、複数の巻線のそれぞれに電圧を印加する。これにより、複数の巻線のそれぞれにおいて、制御量が指令値から大きく乖離することを回避できる。したがって、モータの制御量の制御性を向上させることができる。

第１実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成図。 ＳＲＭの概略を示す断面図。 全節巻ＳＲＭの通電態様を示す図。 電流フィードバック制御の概要を示すブロック図。 フィードバックゲインの設定手法を説明するための図。 関連技術にかかる電流が小さい場合の電流フィードバック制御を示すタイムチャート。 関連技術にかかる電流が大きい場合の電流フィードバック制御を示すタイムチャート。 第１実施形態にかかる電流が小さい場合の電流フィードバック制御を示すタイムチャート。 第１実施形態にかかる電流が大きい場合の電流フィードバック制御を示すタイムチャート。 第２実施形態にかかる磁束フィードバック制御の概要を示すブロック図。 第３実施形態にかかる電気角速度と干渉電圧の各成分との関係を示す図。 干渉電圧算出処理を示すフローチャート。 その他の実施形態にかかる単節巻ＳＲＭの通電態様を示す図。

（第１実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を、車載主機としての全節巻スイッチトリラクタンスモータに適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、直流電源としてのバッテリ１０は、端子間電圧が例えば数百Ｖとなる２次電池である。なお、バッテリ１０としては、例えば、リチウムイオン２次電池やニッケル水素２次電池を用いることができる。

バッテリ１０には、平滑コンデンサ１２を介して電力変換回路２０（「電圧印加手段」に相当）が接続されている。電力変換回路２０には、車載主機としてのモータジェネレータが接続されている。本実施形態では、モータジェネレータとして、Ａ相巻線２２Ａ、Ｂ相巻線２２Ｂ、及びＣ相巻線２２Ｃを備える３相の全節巻スイッチトリラクタンスモータを用いている。なお、以降、スイッチトリラクタンスモータを単にＳＲＭと称すこととする。

電力変換回路２０のＡ相は、Ａ相上アームスイッチＳＡｐ及びＡ相下アームダイオードＤＡｎの直列接続体と、Ａ相上アームダイオードＤＡｐ及びＡ相下アームスイッチＳＡｎの直列接続体とを備えている。電力変換回路２０のＢ相は、Ｂ相上アームスイッチＳＢｐ及びＢ相下アームダイオードＤＢｎの直列接続体と、Ｂ相上アームダイオードＤＢｐ及びＢ相下アームスイッチＳＢｎの直列接続体とを備えている。電力変換回路２０のＣ相は、Ｃ相上アームスイッチＳＣｐ及びＣ相下アームダイオードＤＣｎの直列接続体と、Ｃ相上アームダイオードＤＣｐ及びＣ相下アームスイッチＳＣｎの直列接続体とを備えている。本実施形態では、Ａ〜Ｃ相上アームスイッチＳＡｐ，ＳＢｐ，ＳＣｐ及びＡ〜Ｃ相下アームスイッチＳＡｎ，ＳＢｎ，ＳＣｎとして、ＩＧＢＴを用いている。

ここで、Ａ相の接続態様について詳述する。Ａ相上アームスイッチＳＡｐ及びＡ相下アームダイオードＤＡｎの接続点と、Ａ相上アームダイオードＤＡｐ及びＡ相下アームスイッチＳＡｎの接続点とは、Ａ相巻線２２Ａを介して接続されている。Ａ相上アームスイッチＳＡｐのエミッタ及びＡ相下アームダイオードＤＡｎのカソード同士は接続され、Ａ相上アームスイッチＳＡｐのコレクタは、バッテリ１０の正極端子に接続されている。また、Ａ相下アームダイオードＤＡｎのアノードは、バッテリ１０の負極端子に接続されている。一方、Ａ相上アームダイオードＤＡｐのアノード及びＡ相下アームスイッチＳＡｎのコレクタ同士は接続され、Ａ相上アームダイオードＤＡｐのカソードは、バッテリ１０の正極端子に接続されている。また、Ａ相下アームスイッチＳＡｎのエミッタは、バッテリ１０の負極端子に接続されている。

なお、Ｂ相及びＣ相の接続態様は、Ａ相と同様である。このため、本実施形態では、Ｂ相及びＣ相についての接続態様の詳細な説明を省略する。

制御装置３０は、図示しない中央演算装置（ＣＰＵ）及び記憶手段（メモリ）を備え、メモリに記憶された各種プログラムを中央演算装置によって実行することで、ＳＲＭの制御量であるトルクを、その指令値であるトルク指令値Ｔ＊に制御する。制御装置３０には、ＳＲＭの回転子２６の電気角を検出する回転角センサ４０の検出値が入力される。電気角は、０°以上３６０°未満の範囲で変化する値である。制御装置３０には、また、Ａ相巻線２２Ａに流れる電流（以下、Ａ相電流）を検出するＡ相電流センサ４２Ａや、Ｂ相巻線２２Ｂに流れる電流（以下、Ｂ相電流）を検出するＢ相電流センサ４２Ｂ、及びＣ相巻線２２Ｃに流れる電流（以下、Ｃ相電流）を検出するＣ相電流センサ４２Ｃの検出値が入力される。なお本実施形態において、Ａ，Ｂ，Ｃ相電流センサ４２Ａ，４２Ｂ，４２Ｃが「電流検出手段」に相当する。

制御装置３０は、これら各種センサの検出値に基づいて、ＳＲＭのトルクをトルク指令値Ｔ＊に制御すべく、電力変換回路２０を構成する各スイッチＳＡｐ、ＳＡｎ、ＳＢｐ、ＳＢｎ、ＳＣｐ、ＳＣｎに対して、オン状態とオフ状態との切り替えを指示する操作信号ｇＡｐ，ｇＡｎ、ｇＢｐ、ｇＢｎ、ｇＣｐ、ｇＣｎを出力することで、各スイッチＳＡｐ、ＳＡｎ、ＳＢｐ、ＳＢｎ、ＳＣｐ、ＳＣｎを操作する。

詳しくは、制御装置３０は、速度算出部３１及び操作信号生成部３２を備えている。速度算出部３１は、回転角センサ４０によって検出された電気角θを時間微分することにより、電気角速度ωを算出する。操作信号生成部３２は、トルク指令値Ｔ＊、電気角θ、電気角速度ω、及び各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃに基づいて、各スイッチＳＡｐ、ＳＡｎ、ＳＢｐ、ＳＢｎ、ＳＣｐ、ＳＣｎを操作するための操作信号ｇＡｐ，ｇＡｎ、ｇＢｐ、ｇＢｎ、ｇＣｐ、ｇＣｎを生成する。なお本実施形態において、操作信号生成部３２が「操作手段」を含む。

ちなみに、トルク指令値Ｔ＊は、例えば、制御装置３０よりも上位の制御装置（例えば、車両の走行制御を統括する制御装置）から制御装置３０に入力される。また、ＳＲＭの各相は独立しており、さらに、制御装置３０における各相に関する処理のそれぞれは、基本的には同一の処理となる。

図２に全節巻ＳＲＭの概略を示す。全節巻ＳＲＭは、円筒形状の固定子２４と、円柱形状の回転子２６とを備えている。本実施形態において、固定子２４の内面には、６つの突極２５、すなわち、相数の２倍の突極２５が、周方向に等間隔に設けられている。一方、回転子２６の外側には、４つの突極２７が、周方向に等間隔に設けられている。本実施形態において、Ａ相巻線２２Ａ、Ｂ相巻線２２Ｂ及びＣ相巻線２２Ｃのそれぞれは、固定子２４の突極２５間に設けられた、回転方向に機械角で１８０°対向する一対のスロットに集中巻される。巻線は、一方のスロットと他方のスロットでは、通電方向が逆方向となるように巻かれている。加えて、周方向に隣接するスロットでは、通電方向が逆方向となるように巻かれている。

図３に、全節巻ＳＲＭの各相巻線２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃに対する通電態様を示す。詳しくは、図３（ａ）は電気角θの推移を示し、図３（ｂ）〜（ｄ）はＡ，Ｂ，Ｃ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃの推移を示す。

図示されるように、全節巻ＳＲＭでは、Ａ相巻線２２Ａ、Ｂ相巻線２２Ｂ及びＣ相巻線２２Ｃのそれぞれに、互いに位相が１２０°ずつずれ、かつ、少なくとも２つの巻線の通電期間の一部が重複するように、Ａ相巻線２２Ａ、Ｂ相巻線２２Ｂ、Ｃ相巻線２２Ｃの順に電圧が印加される。

ところで、各相巻線２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃのうち、いずれかの巻線への通電に伴って生じる磁束は、残余の巻線にも鎖交する。例えば、Ｂ相巻線２２Ｂに正の電圧を印加することにより通電すれば、その通電に伴って生じる磁束は、通電順序が前後するＡ相巻線２２Ａ及びＣ相巻線２２Ｃにも鎖交し、Ａ，Ｃ相巻線２２Ａ，２２Ｂに誘導起電力（干渉電圧）が生じることとなる。このため、各相巻線２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃのうち、少なくとも２つの巻線に通電される期間においては、干渉電圧によってＳＲＭの電流制御性が低下する懸念がある。特に、全節巻ＳＲＭでは、Ａ，Ｂ，Ｃ相巻線２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの全てに通電される期間があるため、電流制御性の低下が顕著となる懸念がある。

そこで本実施形態では、干渉電圧が電流制御性に及ぼす影響を抑制するような電流フィードバック制御を行う。以下、制御系の設計手法について説明した後、操作信号生成部３２の行う電流フィードバック制御について説明する。

まず、制御系の設計手法について説明する。

３相ＳＲＭの電圧方程式は、下式（ｅｑ１）で表される。

上式（ｅｑ１）において、Ｖａ，Ｖｂ，ＶｃはＡ，Ｂ，Ｃ相巻線２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの印加電圧を示し、Ａ，Ｂ，Ｃ相巻線２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの巻線抵抗を示し、Ｉａ，Ｉｂ，ＩｃはＡ，Ｂ，Ｃ相電流を示し、λａ，λｂ，λｃはＡ，Ｂ，Ｃ相巻線２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの鎖交磁束を示す。ここで本実施形態では、Ａ，Ｂ，Ｃ相鎖交磁束λａ，λｂ，λｃを下式（ｅｑ２）で表す。

上式（ｅｑ２）において、Ｌａ，Ｌｂ，ＬｃはＡ，Ｂ，Ｃ相巻線２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの自己インダクタンスを示し、Ｍｉｊ（ｉ，ｊ＝Ａ，Ｂ，Ｃであり、ｉ≠ｊ）は、ｊ相巻線２２ｊに対するｉ相巻線２２ｉの相互インダクタンスを示す。ここで本実施形態では、各インダクタンスＬａ，Ｌｂ，Ｌｃ，Ｍａｂ，Ｍａｃ，Ｍｂａ，Ｍｂｃ，Ｍｃａ，Ｍｃｂの全てが、Ａ，Ｂ，Ｃ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃと電気角θとの関数として表されるとする。この場合、各鎖交磁束λａ，λｂ，λｃの時間微分値は下式（ｅｑ３）で表される。

上式（ｅｑ３）に上式（ｅｑ２）を代入すると、下式（ｅｑ４）が導かれる。

上式（ｅｑ４）のＡ相について、下式（ｅｑ５）のように記号を置き換える。

上式（ｅｑ４）のＢ相について、下式（ｅｑ６）のように記号を置き換える。

上式（ｅｑ４）のＣ相について、下式（ｅｑ７）のように記号を置き換える。

上式（ｅｑ２）を上式（ｅｑ１）に代入し、各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃについて解くと、下式（ｅｑ８）〜（ｅｑ１０）が導かれる。

上式（ｅｑ８）を下式（ｅｑ１１）のように変形する。

上式（ｅｑ１１）において、ＶＩＮＡはＡ相巻線２２Ａに印加される干渉電圧を示す。

上式（ｅｑ９）を下式（ｅｑ１２）のように変形する。

上式（ｅｑ１２）において、ＶＩＮＢはＢ相巻線２２Ｂに印加される干渉電圧を示す。

上式（ｅｑ１０）を下式（ｅｑ１３）のように変形する。

上式（ｅｑ１３）において、ＶＩＮＣはＣ相巻線２２Ｃに印加される干渉電圧を示す。上式（ｅｑ１１）〜（ｅｑ１３）から、図４に示すＳＲＭのモデルが定まる。このモータモデルは、巻線の印加電圧を入力とし、制御量である電流を出力とするモデルである。モデルでは、Ａ，Ｂ，Ｃ相巻線２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃに印加されるＡ，Ｂ，Ｃ相干渉電圧ＶＩＮＡ，ＶＩＮＢ，ＶＩＮＣが示されている。本実施形態では、各干渉電圧ＶＩＮＡ，ＶＩＮＢ，ＶＩＮＣの影響を除去する非干渉制御を行う。

続いて、図４を用いて、操作信号生成部３２が行う電流フィードバック制御について説明する。

指令電流生成器３３は、トルク指令値Ｔ＊と、回転角センサ４０によって検出された電気角θとに基づいて、Ａ，Ｂ，Ｃ相巻線２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃに流れる電流指令値であるＡ，Ｂ，Ｃ相指令電流Ｉａ＊，Ｉｂ＊，Ｉｃ＊を算出する。

Ａ，Ｂ，Ｃ相電流偏差算出部３４Ａ，３４Ｂ，３４Ｃは、Ａ，Ｂ，Ｃ相指令電流Ｉａ＊，Ｉｂ＊，Ｉｃ＊と、Ａ，Ｂ，Ｃ相電流センサ４２Ａ，４２Ｂ，４２Ｃによって検出されたＡ，Ｂ，Ｃ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃとの電流偏差ΔＩａ，ΔＩｂ，ΔＩｃを算出する。詳しくは、Ａ，Ｂ，Ｃ相指令電流Ｉａ＊，Ｉｂ＊，Ｉｃ＊からＡ，Ｂ，Ｃ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを減算することにより、Ａ，Ｂ，Ｃ相電流偏差ΔＩａ，ΔＩｂ，ΔＩｃを算出する。

Ａ，Ｂ，Ｃ相電流制御器３５Ａ，３５Ｂ，３５Ｃは、Ａ，Ｂ，Ｃ相電流偏差ΔＩａ，ΔＩｂ，ΔＩｃを入力として、Ａ，Ｂ，Ｃ相電流Ｉａ，Ｉｂ，ＩｃをＡ，Ｂ，Ｃ相指令電流Ｉａ＊，Ｉｂ＊，Ｉｃ＊にフィードバック制御するための操作量として、Ａ，Ｂ，Ｃ相基本電圧Ｖａ１，Ｖｂ１，Ｖｃ１を算出する。本実施形態では、Ａ，Ｂ，Ｃ相電流偏差ΔＩａ，ΔＩｂ，ΔＩｃに基づく比例積分制御により、Ａ，Ｂ，Ｃ相基本電圧Ｖａ１，Ｖｂ１，Ｖｃ１を算出する。

特に本実施形態では、Ａ相基本電圧Ｖａ１を算出するための比例ゲインＫｐａ，積分ゲインＫｉａを、下式（ｅｑ１４）によって算出する。

上式（ｅｑ１４）において、ωｃｃは、制御帯域幅を定める交差角周波数［ｒａｄ／ｓ］を示す。ここで本実施形態では、比例ゲインＫｐａのＡ０を、以下に説明する手法によって算出する。本実施形態では、各相鎖交磁束λａ，λｂ，λｃが、Ａ，Ｂ，Ｃ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃと電気角θとを独立変数として数式化され、制御装置３０の備えるメモリに予め記憶されている。数式化された磁束は、例えば、実験又は磁界解析により得られるものである。このため、検出されたＡ，Ｂ，Ｃ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ，電気角θで各相鎖交磁束λａ，λｂ，λｃを偏微分することにより、上式（ｅｑ５）〜（ｅｑ７）に示した各偏微分値を算出することができる。そして、算出した各偏微分値に基づいて、上式（ｅｑ８）に示したＤａ，Ａａを算出し、算出したＤａ，Ａａに基づいて、上式（ｅｑ１１）に示したＡ０を算出する。鎖交磁束λａ，λｂ，λｃを数式化して記憶させる構成によれば、例えば、メモリに記憶されるゲイン算出用の情報量を低減しつつ、偏微分演算により各偏微分値を簡易に算出することができる。

Ｂ相基本電圧Ｖｂ１を算出するための比例ゲインＫｐｂ，積分ゲインＫｉｂを、下式（ｅｑ１５）によって算出する。

ここで比例ゲインＫｐｂのＢ０は、上記Ａ０の算出手法と同様な手法によって算出すればよい。詳しくは、各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ及び電気角θに基づいて、上式（ｅｑ５）〜（ｅｑ７）に示した各偏微分値を算出し、算出した各偏微分値に基づいて、上式（ｅｑ９）に示したＤｂ，Ｂｂを算出する。そして、算出したＤｂ，Ｂｂに基づいて、上式（ｅｑ１２）に示したＢ０を算出する。

Ｃ相基本電圧Ｖｃ１を算出するための比例ゲインＫｐｃ，積分ゲインＫｉｃを、下式（ｅｑ１６）によって算出する。

ここで比例ゲインＫｐｃのＣ０は、上記Ａ０の算出手法と同様な手法によって算出すればよい。詳しくは、各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ及び電気角θに基づいて、上式（ｅｑ５）〜（ｅｑ７）に示した各偏微分値を算出し、算出した各偏微分値に基づいて、上式（ｅｑ１０）に示したＤｃ，Ｃｃを算出する。そして、算出したＤｃ，Ｃｃに基づいて、上式（ｅｑ１３）に示したＣ０を算出する。

ここで本実施形態において、各比例ゲインＫｐａ，Ｋｐｂ，Ｋｐｃ及び各積分ゲインＫｉａ，Ｋｉｂ，Ｋｉｃは、極零相殺によって設定した。以下、図５を用いて、Ａ相を例にして説明する。図５には、Ａ相干渉電圧ＶＩＮＡが非干渉制御によって完全に除去されている場合のブロック図を示す。

図５（ａ）に示すＳＲＭモデルの伝達関数の分母の極と、Ａ相電流制御器３５Ａの伝達関数の分子の零点とを相殺する各ゲインＫｐａ，Ｋｉａを算出すると、上式（ｅｑ１４）に示したゲインが導かれる。本実施形態において、ＳＲＭモデルの極は安定である。上式（ｅｑ１４）の各ゲインＫｐａ、ＫｉａをＡ相電流制御器３５Ａの伝達関数に代入し、Ａ相電流制御器３５Ａの伝達関数とＳＲＭモデルの伝達関数とをまとめると、図５（ｂ）に示すブロック図が導かれる。図５（ｂ）に示す伝達関数Ｆは、積分形であるため、定常偏差を０とすることができる。なお、図５（ｂ）に示すブロック図において、Ａ相指令電流ｉａ＊を入力とし、Ａ相電流ｉａを出力とする閉ループ伝達関数は、１次遅れ系となる。

ちなみに本実施形態において、各電流制御器３５Ａ〜３５Ｃが「指令電圧算出手段」及び「ゲイン算出手段」に相当する。

先の図４の説明に戻り、Ａ，Ｂ，Ｃ相干渉電圧算出部３６Ａ，３６Ｂ，３６Ｃ（「干渉電圧算出手段」に相当）は、各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ、電気角θ及び電気角速度ωを入力として、上式（ｅｑ１１）〜（ｅｑ１３）に示した各相干渉電圧の数式に基づいて、Ａ，Ｂ，Ｃ相干渉電圧ＶＩＮＡ，ＶＩＮＢ，ＶＩＮＣを算出する。詳しくは、Ａ相を例に説明すると、まず、Ａ，Ｂ，Ｃ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ，電気角θで、数式化された各相鎖交磁束λａ，λｂ，λｃを偏微分することにより、上式（ｅｑ５）〜（ｅｑ７）に示した各偏微分値を算出することができる。そして、算出した各偏微分値に基づいて、上式（ｅｑ８）に示したＡａ，Ａｂ，Ａｃ，Ａｗを算出する。そして、算出したＡａ，Ａｂ，Ａｃ，Ａｗ、Ｂ，Ｃ相電流Ｉｂ，Ｉｃ、電気角速度ω、及びＢ，Ｃ相電圧Ｖｂ，Ｖｃに基づいて、上式（ｅｑ１１）に示したＡ相干渉電圧ＶＩＮＡを算出する。ここで、Ｂ，Ｃ相電圧Ｖｂ，Ｖｃとしては、例えば、前回の処理周期で算出されたＢ，Ｃ相指令電圧Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊を用いればよい。鎖交磁束λａ，λｂ，λｃを数式化して記憶させる構成によれば、例えば、メモリに記憶される干渉電圧算出用の情報量を低減しつつ、偏微分演算により各偏微分値を簡易に算出することができる。

Ａ，Ｂ，Ｃ相非干渉化部３７Ａ，３７Ｂ，３７Ｃ（「電圧補償手段」に相当）は、Ａ，Ｂ，Ｃ相基本電圧Ｖａ１，Ｖｂ１，Ｖｃ１から、Ａ，Ｂ，Ｃ相干渉電圧ＶＩＮＡ，ＶＩＮＢ，ＶＩＮＣを減算して出力する。各出力値が、Ａ，Ｂ，Ｃ相指令電圧Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊となる。操作信号生成部３２は、Ａ，Ｂ，Ｃ相巻線２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃに指令電圧Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊を印加すべく、各スイッチＳＡｐ、ＳＡｎ、ＳＢｐ、ＳＢｎ、ＳＣｐ、ＳＣｎの操作信号ｇＡｐ，ｇＡｎ、ｇＢｐ、ｇＢｎ、ｇＣｐ、ｇＣｎを生成する。ここでは、例えば、上，下アームスイッチの双方をオンする正電圧モード、双方をオフする負電圧印加モード、及び上，下アームいずれかのスイッチをオンするゼロ電圧モードの組み合わせにより、指令電圧を印加すればよい。

なお、本実施形態では、メモリに記憶される磁束情報を、Ａ，Ｂ，Ｃ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃと電気角θとを独立変数として数式化された各相鎖交磁束λａ，λｂ，λｃとしたがこれに限らない。例えば、上式（ｅｑ５）〜（ｅｑ７）に示した各偏微分値ＬＡｔ，ＭＡＢｔ，ＭＡＣｔ，ｄλａｔ，…，ＬＣｔ，ｄλｃｔを、各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ及び電気角θと関係付けた情報を磁束情報としてもよい。そして、記憶させた各偏微分値に基づいて、干渉電圧やフィードバックゲイン（例えば上記比例ゲイン）を算出してもよい。

続いて、図６〜図９を用いて、関連技術と対比しつつ本実施形態の効果について説明する。ここで関連技術とは、各自己インダクタンスＬａ，Ｌｂ，Ｌｃ及び各相互インダクタンスＭｉｊの電流依存性を下式（ｅｑ１７）に示すようにして干渉電圧及び各比例ゲインを算出する技術のことである。

図６及び図７に、関連技術にかかる各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ及び各相指令電流Ｉａ＊，Ｉｂ＊，Ｉｃ＊の推移を示す。ここで図５における各指令電流（例えば１００Ａ）は、図６における各指令電流（例えば１５０Ａ）よりも小さく設定されている。

図６に示すように、少なくとも２つの巻線に電流が流れる期間においては、相互磁気干渉の影響により、電流制御性及び制御安定性が低下する。ここで図７に示すように、指令電流がさらに大きくなる場合、相互磁気干渉の影響が大きくなり、電流制御が破綻する。

続いて図８及び図９に、本実施形態にかかる各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ及び各相指令電流Ｉａ＊，Ｉｂ＊，Ｉｃ＊の推移を示す。ここで図８における各指令電流（例えば１００Ａ）は、図９における各指令電流（例えば１５０Ａ）よりも小さく設定されている。

本実施形態では、上式（ｅｑ１７）とは異なり、各インダクタンスＬａ，Ｌｂ，Ｌｃ，Ｍａｂ，Ｍａｃ，Ｍｂａ，Ｍｂｃ，Ｍｃａ，Ｍｃｂの全てを、Ａ，Ｂ，Ｃ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃと電気角θとの関数として表し、各干渉電圧ＶＩＮＡ，ＶＩＮＢ，ＶＩＮＣ及び各比例ゲインＫｐａ，Ｋｐｂ，Ｋｐｃを算出した。このため、図９に示すように、指令電流が大きくなる場合であっても、電流制御を破綻させることなく、各相電流を指令電流に追従させることができる。

ちなみに、電気角速度ωが高い領域においては、各相の干渉電圧が高くなるため、干渉電圧が電流制御に及ぼす影響が大きくなる。この場合であっても、本実施形態によれば、干渉電圧が電流制御に及ぼす影響を抑制することができる。

以上説明したように、本実施形態では、Ａ，Ｂ，Ｃ相巻線２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃのそれぞれについて、Ａ，Ｂ，Ｃ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ及び電気角θに基づいて、全ての相電流に依存するＡ，Ｂ，Ｃ相干渉電圧ＶＩＮＡ，ＶＩＮＢ，ＶＩＮＣを算出した。そして、Ａ，Ｂ，Ｃ相電流制御器３５Ａ，３５Ｂ，３５Ｃによって算出されたＡ，Ｂ，Ｃ相基本電圧Ｖａ１，Ｖｂ１，Ｖｃ１をＡ，Ｂ，Ｃ相干渉電圧ＶＩＮＡ，ＶＩＮＢ，ＶＩＮＣで補償した電圧を、Ａ，Ｂ，Ｃ相巻線２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃに印加した。

また、Ａ，Ｂ，Ｃ相電流制御器３５Ａ，３５Ｂ，３５Ｃにおいて用いる比例ゲインＫｐａ，Ｋｐｂ，Ｋｐｃを、Ａ，Ｂ，Ｃ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃと電気角θとに基づいて算出した。

これにより、Ａ，Ｂ，Ｃ相電流Ｉａ，Ｉｂ，ＩｃがＡ，Ｂ，Ｃ相指令電流Ｉａ＊，Ｉｂ＊，Ｉｃ＊から大きく乖離することを回避できる。したがって、ＳＲＭの電流制御性と制御安定性とを向上させることができる。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、電流フィードバック制御に代えて、ＳＲＭの制御量を鎖交磁束とする磁束フィードバック制御を行う。

まず、制御系の設計手法について説明する。

上式（ｅｑ２）を下式（ｅｑ１８）のように表す。

上式（ｅｑ１８）をＡ，Ｂ，Ｃ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃについて解くと、下式（ｅｑ１９）が導かれる。

上式（ｅｑ１９）を上式（ｅｑ１）に代入し、各鎖交磁束について解くと、下式（ｅｑ２０）〜（ｅｑ２２）が導かれる。なお、以降、ｄｅｔ［Ａ］＝Ｄｅｔとする。

上式（ｅｑ２０）〜（ｅｑ２２）において、ＶｉＡ，ＶｉＢ，ＶｉＣは、本実施形態にかかるＡ，Ｂ，Ｃ相干渉電圧を示す。上式（ｅｑ２０）〜（ｅｑ２２）から、図１０に示すＳＲＭのモデルが定まる。このモータモデルは、巻線の印加電圧を入力とし、制御量である磁束を出力とするモデルである。

続いて、図１０を用いて、操作信号生成部３２が行う磁束フィードバック制御について説明する。

指令電流生成器５０は、トルク指令値Ｔ＊と、電気角θとに基づいて、Ａ，Ｂ，Ｃ相巻線２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの鎖交磁束の指令値であるＡ，Ｂ，Ｃ相指令磁束λａ＊，λｂ＊，λｃ＊を算出する。

Ａ，Ｂ，Ｃ相磁束偏差算出部５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃは、Ａ，Ｂ，Ｃ相指令磁束λａ＊，λｂ＊，λｃ＊と、Ａ，Ｂ，Ｃ相巻線２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの現在の鎖交磁束であるＡ，Ｂ，Ｃ相鎖交磁束λａ，λｂ，λｃとの磁束偏差Δλａ，Δλｂ，Δλｃを算出する。ここで、Ａ，Ｂ，Ｃ相鎖交磁束λａ，λｂ，λｃは、Ａ，Ｂ，Ｃ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃと電気角θとに基づいて、数式化されている鎖交磁束から算出すればよい。

Ａ，Ｂ，Ｃ相磁束制御器５２Ａ，５２Ｂ，５２Ｃは、Ａ，Ｂ，Ｃ相磁束偏差Δλａ，Δλｂ，Δλｃを入力として、Ａ，Ｂ，Ｃ相鎖交磁束λａ，λｂ，λｃをＡ，Ｂ，Ｃ相指令磁束λａ＊，λｂ＊，λｃ＊にフィードバック制御するための操作量として、Ａ，Ｂ，Ｃ相基本電圧Ｖａ１，Ｖｂ１，Ｖｃ１を算出する。本実施形態では、Ａ，Ｂ，Ｃ相電流偏差ΔＩａ，ΔＩｂ，ΔＩｃに基づく比例積分制御により、Ａ，Ｂ，Ｃ相基本電圧Ｖａ１，Ｖｂ１，Ｖｃ１を算出する。

特に本実施形態では、Ａ相基本電圧Ｖａ１を算出するための比例ゲインＫｐａｄ，積分ゲインＫｉａｄを下式（ｅｑ２３）によって算出する。

ここで積分ゲインＫｉａｄのＡｄ０は、以下に説明する手法によって算出すればよい。詳しくは、本実施形態では、各自己インダクタンスＬａ，Ｌｂ，Ｌｃと、各相互インダクタンスＭａｂ，Ｍａｃ，Ｍｂａ，Ｍｂｃ，Ｍｃａ，Ｍｃｂとが、Ａ，Ｂ，Ｃ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ及び電気角θと関係付けられてメモリに予め記憶されている。このため、各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ及び電気角θに基づいて、上式（ｅｑ２０）に示したＡｄ０を算出すればよい。

Ｂ相基本電圧Ｖｂ１を算出するための比例ゲインＫｐｂｄ，積分ゲインＫｉｂｄを下式（ｅｑ２４）によって算出する。

ここで積分ゲインＫｉｂｄのＢｄ０は、上式（ｅｑ２１）に示すように、各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ及び電気角θに基づいて算出すればよい。

Ｃ相基本電圧Ｖｃ１を算出するための比例ゲインＫｐｃｄ，積分ゲインＫｉｃｄを下式（ｅｑ２５）によって算出する。

ここで積分ゲインＫｉｃｄのＢｄ０は、上式（ｅｑ２２）に示すように、各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ及び電気角θに基づいて算出すればよい。なお、各比例ゲインＫｐａｄ，Ｋｐｂｄ，Ｋｐｃｄ及び各積分ゲインＫｉａｄ，Ｋｉｂｄ，Ｋｉｃｄは、上記第１実施形態と同様に、極零相殺によって定めたものである。

Ａ，Ｂ，Ｃ相干渉電圧算出部５３Ａ，５３Ｂ，５３Ｃは、各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ及び電気角θを入力として、上式（ｅｑ２０）〜（ｅｑ２２）に示したＡ，Ｂ，Ｃ相干渉電圧ＶｉＡ，ＶｉＢ，ＶｉＣを算出する。

Ａ，Ｂ，Ｃ相非干渉化部５４Ａ，５４Ｂ，５４Ｃは、Ａ，Ｂ，Ｃ相基本電圧Ｖａ１，Ｖｂ１，Ｖｃ１から、Ａ，Ｂ，Ｃ相干渉電圧ＶｉＡ，ＶｉＢ，ＶｉＣを減算して出力する。各出力値が、Ａ，Ｂ，Ｃ相指令電圧Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊となる。操作信号生成部３２は、Ａ，Ｂ，Ｃ相巻線２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃに指令電圧Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊を印加すべく、各スイッチＳＡｐ、ＳＡｎ、ＳＢｐ、ＳＢｎ、ＳＣｐ、ＳＣｎの操作信号ｇＡｐ，ｇＡｎ、ｇＢｐ、ｇＢｎ、ｇＣｐ、ｇＣｎを生成する。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１実施形態の効果と同様の効果を得ることができる。

（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、電気角速度ωが高い領域において、干渉電圧の算出手法を変更する。以下、Ａ相を例にして説明する。

上式（ｅｑ１１）に示した干渉電圧は、下式（ｅｑ２６）のように変形できる。

上式（ｅｑ２６）の右辺において、第１項は巻線抵抗Ｒに比例する抵抗項ＲＦを示し、第２項は電気角速度ωに比例する速度項ωＦを示し、第３項は巻線印加電圧に比例する電圧項を示す。ここで図１１に、電気角速度ωが高い場合（５０００ｒｐｍを例示）と低い場合（１００ｒｐｍを例示）との電気角１周期における抵抗項ＲＦと速度項ωＦとを示す。なお、図１１において、電気角速度が高い場合の抵抗項ＲＦ，速度項ωＦのグラフの縦軸１メモリのスケールは、電気角速度が低い場合の抵抗項ＲＦ，速度項ωＦのグラフの縦軸１メモリのスケールよりも大きい。

図示されるように、電気角速度が低い場合、抵抗項ＲＦと速度項ωＦとが同程度の値となる。これに対し、電気角速度が高い場合、抵抗項ＲＦが速度項ωＦに対して十分小さくなる。このことは、電気角速度が高い場合、抵抗項ＲＦが電流制御性に及ぼす影響が小さいことを意味する。このため、電気角速度が高い場合には、抵抗項ＲＦを無視することができる。

図１２に、本実施形態にかかる干渉電圧の算出処理の手順を示す。この処理は、各干渉電圧算出部３６Ａ〜３６Ｃにより、例えば所定の処理周期で繰り返し実行される。なお、図１２では、Ａ相を例に説明するが、この処理は、Ｂ，Ｃ相についても同様である。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角速度ωが閾値速度ωｔｈを超えているか否かを判断する。この処理は、抵抗項ＲＦが無視できるか否かを判断するための処理である。

ステップＳ１０において否定判断した場合には、ステップＳ１１に進み、抵抗項ＲＦ、速度項ωＦ及び電圧項ＶＦの加算値として、干渉電圧ＶＩＮＡを算出する。

一方、ステップＳ１０において肯定判断した場合には、抵抗項ＲＦを無視できると判断し、ステップＳ１２に進む。ステップＳ１２では、抵抗項ＲＦを算出することなく、速度項ωＦ及び電圧項ＶＦの加算値として、干渉電圧ＶＩＮＡを算出する。

このように本実施形態では、電気角速度ωが閾値速度ωｔｈよりも高くなる場合、抵抗項ＲＦを算出することなく、干渉電圧ＶＩＮＡ，ＶＩＮＢ，ＶＩＮＣを算出した。これにより、制御装置３０の演算負荷を低減することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１実施形態では、干渉電圧及びフィードバックゲインの算出に、前回の処理周期の指令電圧Ｖａ＊，Ｖｂ＊，Ｖｃ＊を用いたがこれに限らない。例えば、各相巻線２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃのそれぞれの印加電圧を検出する電圧検出手段を制御システムに備え、指令電圧に代えて、電圧検出手段の検出値を用いてもよい。

・上記各実施形態において、比例積分制御によって基本電圧を算出する構成に代えて、例えば、比例積分微分制御によって基本電圧を算出する構成を採用してもよい。

・上記各実施形態において、制御装置３０が３相の全節巻ＳＲＭの制御を行うものとしたが、３相以外の全節巻ＳＲＭの制御を行うものとしてもよい。この場合、全節巻ＳＲＭがＮ相であれば、各相の指令電流を「３６０°／Ｘ」ずれたものとすればよい。

また、ＳＲＭとしては、全節巻集中巻きのものに限らず、単節集中巻のものであってもよい。この場合、図１３に示すように各相巻線に通電すればよい。この構成であっても、２つの巻線に通電される期間が存在するため、本発明の適用が有効である。

・ＳＲＭの制御量として、トルクに代えて、例えばロータの回転速度を用いてもよい。

・本発明の適用対象としては、車載主機としてのモータに限らず、例えば車載補機としてのモータであってもよい。また、本発明の適用対象としては、車載モータに限らない。

２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃ…Ａ，Ｂ，Ｃ相巻線、２０…電力変換回路、３０…制御装置。

Claims (11)

1. 互いに磁気結合可能な複数の巻線（２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃ）を有するスイッチトリラクタンスモータと、
   前記複数の巻線のそれぞれに電圧を印加する電圧印加手段（２０）と、を備えるモータ制御システムに適用され、
   前記巻線に流れる電流又は前記巻線と鎖交する磁束を制御量とし、前記複数の巻線のそれぞれの前記制御量をその指令値に制御すべく、前記複数の巻線のそれぞれに印加する指令電圧を算出する指令電圧算出手段（３５Ａ〜３５Ｃ，５２Ａ〜５２Ｃ）と、
   前記指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧に基づいて、前記複数の巻線のそれぞれに電圧を印加すべく前記電圧印加手段を操作する操作手段と、を備え、
   前記複数の巻線のうち、前記指令電圧の算出対象とする１つの巻線を自相巻線とし、残余の巻線を他相巻線とし、
   前記指令電圧算出手段は、前記自相巻線の自己インダクタンスと、前記自相巻線及び前記他相巻線の間の相互インダクタンスとのそれぞれが、前記複数の巻線のそれぞれに流れる電流全てに依存する前記モータのモデルに基づいて、前記指令電圧を算出することを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
2. 前記モータ制御システムには、前記複数の巻線のそれぞれに流れる電流を検出する電流検出手段（４２Ａ，４２Ｂ，４２Ｃ）が備えられ、
   前記複数の巻線のそれぞれについて、前記電流検出手段によって検出された前記複数の巻線のそれぞれに流れる電流に基づいて、前記自己インダクタンスと前記相互インダクタンスとを含む干渉電圧であって、前記自相巻線及び前記他相巻線の間の磁気結合によって前記自相巻線に生じる干渉電圧を算出する干渉電圧算出手段（３６Ａ〜３６Ｃ；５３Ａ〜５３Ｃ）と、
   前記複数の巻線のそれぞれについて、前記指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧を、前記干渉電圧算出手段によって算出された前記干渉電圧で補償する電圧補償手段（３７Ａ〜３７Ｃ；５４Ａ〜５４Ｃ）と、をさらに備え、
   前記操作手段は、前記電圧補償手段によって補償された前記指令電圧を前記複数の巻線のそれぞれに印加すべく、前記電圧印加手段を操作する請求項１記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
3. 前記複数の巻線のそれぞれに流れる電流と関係付けられた前記巻線の鎖交磁束に関する情報、又は前記複数の巻線のそれぞれに流れる電流と関係付けられた前記巻線の鎖交磁束を前記巻線に流れる電流で偏微分した値に関する情報を含む磁束情報が予め記憶されている記憶手段をさらに備え、
   前記干渉電圧算出手段は、前記記憶手段に記憶されている前記磁束情報に基づいて、前記干渉電圧を算出する請求項２に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
4. 前記磁束情報は、前記複数の巻線のそれぞれに流れる電流と、前記モータの電気角とを独立変数として数式化された前記鎖交磁束の情報を含み、
   前記干渉電圧算出手段は、前記数式化された鎖交磁束を前記巻線に流れる電流で偏微分してかつ、前記数式化された鎖交磁束を前記電気角で偏微分し、前記偏微分した各値に基づいて、前記干渉電圧を算出する請求項３記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
5. 前記制御量は、前記巻線に流れる電流であり、
   前記干渉電圧は、絶対値が前記巻線の抵抗に比例する項と、絶対値が前記モータの電気角速度に比例する項とを含み、
   前記干渉電圧算出手段は、前記電気角速度が所定角速度を超えていることを条件として、前記巻線の抵抗に比例する項を除外して前記干渉電圧を算出する請求項２〜４のいずれか１項に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
6. 前記モータ制御システムには、前記複数の巻線のそれぞれに流れる電流を検出する電流検出手段（４２Ａ，４２Ｂ，４２Ｃ）が備えられ、
   前記指令電圧算出手段は、前記複数の巻線のそれぞれについて、前記制御量を前記指令値にフィードバック制御する操作量として前記指令電圧を算出する制御器を構成し、
   前記電流検出手段によって検出された前記複数の巻線のそれぞれに流れる電流に基づいて、前記フィードバック制御で用いられるフィードバックゲインであって、前記自己インダクタンスと前記相互インダクタンスとを含むフィードバックゲインを算出するゲイン算出手段（３５Ａ〜３５Ｃ；５２Ａ〜５２Ｃ）をさらに備える請求項１〜５のいずれか１項に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
7. 前記モデルは、前記巻線の印加電圧を入力とし、前記制御量を出力とするものであり、
   前記フィードバックゲインは、伝達関数で表された前記モデルの極と、伝達関数で表された前記制御器の零点とを相殺する値として設定されている請求項６に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
8. 前記複数の巻線のそれぞれに流れる電流と関係付けられた前記巻線の鎖交磁束に関する情報、又は前記複数の巻線のそれぞれに流れる電流と関係付けられた前記巻線の鎖交磁束を前記巻線に流れる電流で偏微分した値に関する情報を含む磁束情報が予め記憶されている記憶手段をさらに備え、
   前記ゲイン算出手段は、前記記憶手段に記憶されている前記磁束情報に基づいて、前記フィードバックゲインを算出する請求項６又は７に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
9. 前記磁束情報は、前記複数の巻線のそれぞれに流れる電流と、前記モータの電気角とを独立変数として数式化された前記鎖交磁束の情報を含み、
   前記ゲイン算出手段は、前記数式化された鎖交磁束を前記巻線に流れる電流で偏微分してかつ、前記数式化された鎖交磁束を前記電気角で偏微分し、前記偏微分した各値に基づいて、前記フィードバックゲインを算出する請求項８に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
10. 前記操作手段は、前記複数の巻線のそれぞれに周期的に通電して、かつ、前記複数の巻線のうち少なくとも２つの巻線の通電期間の一部が重複するように、前記電圧印加手段を操作する請求項１〜９のいずれか１項に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
11. 前記モータは、３相であり、
    前記操作手段は、前記複数の巻線のそれぞれの通電期間の一部が互いに重複するように、前記電圧印加手段を操作する請求項１０に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。

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