JP6164166B2 - 多重巻線回転電機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ステータに巻回され、互いに磁気結合された複数の巻線群、及び前記複数の巻線群に対する共通のロータを有する多重巻線回転電機に適用される制御装置に関する。

従来、下記特許文献１に見られるように、２つの巻線群を有する３相２重巻線電動機を、２つの巻線群のそれぞれと各別に接続されたインバータを操作することで制御する技術が知られている。この技術は、２つの巻線群の間の磁気結合により、２つの巻線群のうち一方に流れる電流の微分値に比例した干渉電圧が他方に生じることで、電動機の電流制御系の応答性が低下することに対処するためのものである。より詳しくは、２つの巻線群のそれぞれに印加する指令電圧を上記電流の微分値に比例した干渉電圧で補償する。こうした技術によれば、電流制御系の応答性の低下を抑制でき、電動機のトルクリプルを低減させることができる。

特開２００３−１５３５８５号公報

ところで、２つの巻線群の間の磁気結合によって生じる干渉電圧には、上記電流の微分値に比例した干渉電圧に限らず、電動機の回転速度に比例した干渉電圧もある。ここで、電動機の回転速度が高い場合や電動機の回転速度が変化する場合においては、回転速度に比例した干渉電圧により、電動機の電流制御系の応答性が低下し、電動機の制御量（例えばトルク）とその目標値とのずれが増大する懸念がある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、多重巻線回転電機の電流制御系の応答性を向上させることができる多重巻線回転電機の制御装置を提供することにある。

上記目的を達成すべく、本発明は、ステータに巻回され、互いに磁気結合された複数の巻線群（１０ａ，１０ｂ）、及び前記複数の巻線群に対する共通のロータ（１２）を有する多重巻線回転電機（１０）と、前記複数の巻線群のそれぞれに電圧を印加する電力変換回路（ＩＮＶ１，ＩＮＶ２）と、前記回転電機の回転角を取得する回転角取得手段（２２）と、を備える制御システムに適用され、前記巻線群に流す指令電流を入力として、前記巻線群に流れる電流を前記指令電流に制御するために前記巻線群に印加する基本電圧を前記複数の巻線群のそれぞれについて算出する基本電圧算出手段（４１，５１，６１，７１）と、前記回転角取得手段によって取得された前記回転角に微分演算を施すことにより、前記回転電機の回転速度を算出する速度算出手段（４２）と、前記速度算出手段によって算出された前記回転速度を入力として、前記複数の巻線群のうち前記基本電圧の算出対象とする巻線群と残余の巻線群の少なくとも１つとの間の磁気結合によって前記算出対象とする巻線群に生じる干渉電圧であって前記回転電機の回転速度に比例した速度干渉電圧を、前記複数の巻線群のそれぞれについて算出する速度干渉電圧算出手段（４４，５４，６４，７４）と、前記基本電圧を前記速度干渉電圧で補償して出力する補償手段（４５，５５，６５，７５）と、前記補償手段によって補償された前記基本電圧を入力とする積分動作を少なくとも行うことで、前記巻線群に流れる電流を前記指令電流に制御するための前記巻線群に印加する指令電圧を、前記複数の巻線群のそれぞれについて算出する指令電圧算出手段（４６，５６，６６，７６）と、前記指令電圧に基づき、前記電力変換回路を操作する操作手段（３５ａ，３５ｂ）と、を備え、前記速度干渉電圧の算出用に前記速度干渉電圧算出手段に入力される前記回転速度には、ローパスフィルタ処理が施されていないことを特徴とする。

上記発明では、速度干渉電圧算出手段及び補償手段を備えることで、複数の巻線群のそれぞれに印加する指令電圧を、回転電機の回転速度に比例した速度干渉電圧で補償することができる。このため、回転機の電流制御系の応答性を好適に向上させることができる。さらに、上記発明では、速度干渉電圧の算出用に速度干渉電圧算出手段に入力される回転速度に、ローパスフィルタ処理を施さない構成としている。こうした構成は、回転速度変化に対して電流制御系を安定に動作させることを狙ったものである。

つまり、回転角度取得手段によって取得された回転角に微分演算を施すことによって算出された回転速度に、高周波ノイズ成分が含まれることがある。このため、速度算出手段によって算出された回転速度が速度干渉電圧算出手段に入力される前に、回転速度にローパスフィルタ処理を施すことで、回転速度から高周波ノイズ成分を除去することも考えられる。ただし、ローパスフィルタ処理を施すと、算出された回転速度に遅れが生じる。このため、ローパスフィルタ処理を施すことは、速度干渉電圧の算出精度の低下につながる。その結果、回転速度変化時における電流制御性を低下させ、ひいては制御量（例えばトルク）の制御性を低下させる懸念がある。

ここで、上記発明では、指令電圧算出手段において、速度干渉電圧で補償された基本電圧を入力とした積分動作が行われている。積分動作は、ローパスフィルタ機能も果たす。このため、速度算出手段によって算出された回転速度が速度干渉電圧算出手段に入力される前に、回転速度にローパスフィルタ処理を施さなくても、上記積分動作によって上記高周波ノイズ成分を低減させることができる。したがって、上記発明では、速度干渉電圧算出手段に入力される回転速度にローパスフィルタ処理を施さない構成とした。

このように、上記発明によれば、電流制御系の応答性を好適に向上させることができる。このため、回転電機の回転速度が高い場合や回転電機の回転速度が変化する場合においても、回転電機の制御量とその目標値とのずれを好適に低減させることができる。

第１実施形態にかかる制御システムの構成図。 同実施形態にかかる非干渉化電流制御系のブロック図。 同実施形態にかかる応答性の向上効果を示す図。 同実施形態にかかる非干渉化制御によるトルク誤差の低減効果を示す図。 第２実施形態にかかる非干渉化電流制御系のブロック図。 同実施形態にかかる応答性の向上効果を示す図。 同実施形態にかかる非干渉化制御によるトルク誤差の低減効果を示す図。 第３実施形態にかかる非干渉化電流制御系のブロック図。 第４実施形態にかかる制御システムの構成図。 同実施形態にかかる電圧ベクトルと母線電流との関係を示す図。

（第１実施形態）
以下、本発明にかかる多重巻線回転機の制御装置を車載主機としてエンジンを備える車両に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、モータ１０は、３相２重巻線回転機であり、具体的には、巻線界磁型同期モータである。本実施形態では、モータ１０として、スタータ及びオルタネータ（発電機）の機能を統合したＩＳＧ（Integrated Starter Generator）を想定している。モータ１０を構成するロータ１２は、界磁巻線１１を備え、また、エンジン１６のクランク軸１６ａと動力伝達が可能とされている。本実施形態において、ロータ１２は、ベルト１４を介してクランク軸１６ａに連結されている。

モータ１０のステータには、２つの巻線群（以下、第１巻線群１０ａ、第２巻線群１０ｂ）が巻回されている。第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂに対して、ロータ１２が共通とされている。第１巻線群１０ａ及び第２巻線群１０ｂのそれぞれは、異なる中性点を有する３相巻線からなる。

モータ１０には、第１巻線群１０ａ及び第２巻線群１０ｂのそれぞれに対応した２つのインバータ（以下、第１インバータＩＮＶ１、第２インバータＩＮＶ２）が電気的に接続されている。詳しくは、第１巻線群１０ａには、第１インバータＩＮＶ１が接続され、第２巻線群１０ｂには、第２インバータＩＮＶ２が接続されている。第１インバータＩＮＶ１及び第２インバータＩＮＶ２のそれぞれには、共通の直流電源であるバッテリ１８が並列接続されている。ちなみに、本実施形態において、各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２が「電力変換回路」に相当する。

なお、本実施形態では、第１巻線群１０ａを構成する巻線のそれぞれのターン数Ｎ１と、第２巻線群１０ｂを構成する巻線のターン数Ｎ２とを等しく設定している。

第１インバータＩＮＶ１は、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相高電位側スイッチＳＵｐ１，ＳＶｐ１，ＳＷｐ１と、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相低電位側スイッチＳＵｎ１，ＳＶｎ１，ＳＷｎ１との直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、第１巻線群１０ａのＵ，Ｖ，Ｗ相の端子に接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１にはそれぞれ、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相高電位側ダイオードＤＵｐ１〜ＤＷｎ１が逆並列に接続されている。なお、各ダイオードＤＵｐ１〜ＤＷｎ１は、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１のボディーダイオードであってもよい。

第２インバータＩＮＶ２は、第１インバータＩＮＶ１と同様に、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相高電位側スイッチＳＵｐ２，ＳＶｐ２，ＳＷｐ２と、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相低電位側スイッチＳＵｎ２，ＳＶｎ２，ＳＷｎ２との直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、第２巻線群１０ｂのＵ，Ｖ，Ｗ相の端子に接続されている。本実施形態では、本実施形態では、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２にはそれぞれ、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相低電位側ダイオードＤＵｐ２〜ＤＷｎ２が逆並列に接続されている。なお、各ダイオードＤＵｐ２〜ＤＷｎ２は、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２のボディーダイオードであってもよい。

第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の高電位側の端子（各高電位側スイッチのドレイン側の端子）には、バッテリ１８の正極端子が接続され、低電位側の端子（各低電位側スイッチのソース側の端子）には、バッテリ１８の負極端子が接続されている。また、第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の高電位側の端子には、車載機器の正極端子が接続され、低電位側の端子には、車載機器の負極端子が接続されている。本実施形態では、車載機器として、ハンドル操作をアシストするための電動パワーステアリング装置２０を例示している。電動パワーステアリング装置２０は、発電機としてのモータ１０及びバッテリ１８のうち少なくとも一方を電力供給源として駆動されるものとする。

本実施形態にかかる制御システムは、回転角センサ２２（「回転角取得手段」に相当）、電圧センサ２４、第１Ｖ，Ｗ相電流センサ２６ａ，２６ｂ、及び第２Ｖ，Ｗ相電流センサ２８ａ，２８ｂを備えている。回転角センサ２２は、モータ１０の回転角（電気角θ）を検出する回転角検出手段である。電圧センサ２４は、第１，第２インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の電源電圧（入力電圧ともいう）を検出する。第１Ｖ，Ｗ相電流センサ２６ａ，２６ｂは、第１巻線群１０ａのＶ相，Ｗ相電流（固定座標系における第１巻線群１０ａに流れる電流）を検出し、第２Ｖ，Ｗ相電流センサ２８ａ，２８ｂは、第２巻線群１０ｂのＶ相，Ｗ相電流を検出する。なお、第１Ｖ，Ｗ相電流センサ２６ａ，２６ｂや第２Ｖ，Ｗ相電流センサ２８ａ，２８ｂとしては、例えば、カレントトランスや抵抗器を備えるものを用いることができる。また、回転角センサ２２としては、例えばレゾルバを用いることができる。

上記各種センサの検出値は、制御装置３０に取り込まれる。制御装置３０は、中央処理装置（ＣＰＵ）やメモリを備え、メモリに格納されたプログラムをＣＰＵにて実行するソフトウェア処理手段である。制御装置３０は、モータ１０の制御量（出力トルク）をその目標値（目標トルクＴｒｑ＊）に制御すべく、これら各種センサの検出値に基づき、第１インバータＩＮＶ１及び第２インバータＩＮＶ２を操作する操作信号を生成して出力する。詳しくは、制御装置３０は、目標トルクＴｒｑ＊を実現するための指令電流とモータ１０の第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂに流れる電流とが一致するように、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１，ＳＵｐ２〜ＳＷｎ２をオンオフ操作する。本実施形態では、第１巻線群１０ａ及び第２巻線群１０ｂのそれぞれについて独立したベクトル制御を行う。なお、図１には、第１インバータＩＮＶ１の各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１を操作する信号を第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１として示し、第２インバータＩＮＶ２の各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２を操作する信号を第２操作信号ｇＵｐ２〜ｇＷｎ２として示している。

続いて、上記ベクトル制御に関する処理について説明する。指令電流算出部３１は、目標トルクＴｒｑ＊に基づき、第１巻線群１０ａ及び第２巻線群１０ｂのそれぞれに対応する回転座標系（ｄｑ座標系）の電流指令値であるｄ，ｑ軸指令電流を算出する。本実施形態では、第１巻線群１０ａに対応するこれら指令電流を、第１のｄ軸指令電流ｉｄ１＊及び第１のｑ軸指令電流ｉｑ１＊と称すこととする。また、第２巻線群１０ｂに対応するこれら指令電流を、第２のｄ軸指令電流ｉｄ２＊及び第２のｑ軸指令電流ｉｑ２＊と称すこととする。

第１の２相変換部３２ａは、回転角センサ２２によって検出された電気角θと、第１Ｖ，Ｗ相電流センサ２６ａ，２６ｂによって検出されたＶ相電流ｉＶ１，Ｗ相電流ｉＷ１とに基づき、第１巻線群１０ａに対応する固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流を、回転座標系における第１のｄ軸電流ｉｄ１ｒと、第１のｑ軸電流ｉｑ１ｒとに変換する。第２の２相変換部３２ｂは、電気角θと、第２Ｖ，Ｗ相電流センサ２８ａ，２８ｂによって検出されたＶ相電流ｉＶ２，Ｗ相電流ｉＷ２とに基づき、第２巻線群１０ｂに対応する固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流を、回転座標系における第２のｄ軸電流ｉｄ２ｒと、第２のｑ軸電流ｉｑ２ｒとに変換する。

各指令電流ｉｄ１＊，ｉｑ１＊，ｉｄ２＊，ｉｑ２＊、各ｄ軸電流ｉｄ１ｒ，ｉｄ２ｒ、各ｑ軸電流ｉｑ１ｒ，ｉｑ２ｒ、及び電気角θは、指令電圧算出部３３に入力される。指令電圧算出部３３は、これら入力値に基づき、回転座標系における第１のｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ１＊，Ｖｑ１＊と、回転座標系における第２のｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ２＊，Ｖｑ２＊とを算出する。なお、指令電圧算出部３３については、後に詳述する。

第１の３相変換部３４ａは、電気角θに基づき、指令電圧算出部３３から出力された第１のｄ軸指令電圧Ｖｄ１＊及び第１のｑ軸指令電圧Ｖｑ１＊を固定座標系における３相の指令電圧ＶＵ１＊，ＶＶ１＊，ＶＷ１＊に変換する。これら指令電圧ＶＵ１＊，ＶＶ１＊，ＶＷ１＊は、第１のｄ，ｑ軸電流ｉｄ１ｒ，ｉｑ１ｒを第１のｄ，ｑ軸指令電流ｉｄ１＊，ｉｑ１＊にフィードバック制御するための操作量となる。第２の３相変換部３４ｂは、電気角θに基づき、指令電圧算出部３３から出力された第２のｄ軸指令電圧Ｖｄ２＊及び第２のｑ軸指令電圧Ｖｑ２＊を固定座標系における３相の指令電圧ＶＵ２＊，ＶＶ２＊，ＶＷ２＊に変換する。

第１の操作部３５ａ（「操作手段」に相当）は、第１インバータＩＮＶ１の各相電圧を指令電圧ＶＵ１＊，ＶＶ１＊，ＶＷ１＊とするための第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１を生成する。本実施形態では、電圧センサ２４によって検出された電源電圧ＶＤＣにて指令電圧ＶＵ１＊，ＶＶ１＊，ＶＷ１＊を規格化したものと、キャリア（例えば三角波信号）との大小比較に基づく三角波ＰＷＭ処理によって第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１を生成する。第１の操作部３５ａは、生成された第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１を第１インバータＩＮＶ１に出力する。これにより、第１巻線群１０ａのＵ，Ｖ、Ｗ相には、電気角で互いに位相が１２０度ずれた正弦波状の電圧が印加され、電気角で互いに位相が１２０度ずれた正弦波状の電流が流れることとなる。

第２の操作部３５ｂ（「操作手段」に相当）は、第２インバータＩＮＶ２の各相電圧を指令電圧ＶＵ２＊，ＶＶ２＊，ＶＷ２＊とするための第２操作信号ｇＵｐ２〜ｇＷｎ２を生成する。本実施形態では、電圧センサ２４によって検出された電源電圧ＶＤＣにて指令電圧ＶＵ２＊，ＶＶ２＊，ＶＷ２＊を規格化したものと、キャリアとの大小比較に基づく三角波ＰＷＭ処理によって第２操作信号ｇＵｐ２〜ｇＷｎ２を生成する。第２の操作部３５ｂは、生成された第２操作信号を第２インバータＩＮＶ２に出力する。これにより、第２巻線群１０ｂのＵ，Ｖ、Ｗ相のそれぞれには、電気角で互いに位相が１２０度ずれた正弦波状の電流が流れることとなる。

なお、界磁巻線１１に流れる界磁電流は、制御装置３０の備える界磁回路３６によって制御される。

次に、図２を用いて、モータ１０の電流制御系について更に説明する。図２は、電流制御系のブロック図であり、特に、指令電圧算出部３３における処理を示す図である。このブロック図は、下式（ｅｑ１）にて表される回転座標系における第１巻線群１０ａ及び第２巻線群１０ｂの電圧方程式に基づくものである。

ここで、上式（ｅｑ１）において、「Ｒ１，Ｒ２」は第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂの電機子巻線抵抗を示し、「Ｌｄ１，Ｌｑ１」は第１巻線群１０ａのｄ，ｑ軸インダクタンスを示し、「Ｌｄ２，Ｌｑ２」は第２巻線群１０ｂのｄ，ｑ軸インダクタンスを示す。「Ｍｄ，Ｍｑ」は第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂの間のｄ，ｑ軸相互インダクタンスを示し、「ｐ」はラプラス変換における微分演算子を示す。「Ｌｆ」は界磁巻線１１のインダクタンスを示し、「ｉｆ」は界磁電流を示す。なお、図２では、外乱としての誘起電圧及び電機子反作用による電圧の図示を省略している。

まず、モータ１０内部に関する伝達関数について説明する。第１のｄ軸干渉部４７ａは、後述する第１のｄ軸フィードバック制御器４６から出力された第１のｄ軸指令電圧Ｖｄ１＊に、モータ１０の電気角速度ω（回転速度）に比例した干渉電圧（以下、第１のｄ軸速度干渉電圧）を加算する。第１のｄ軸速度干渉電圧は、電気角速度ω及びｑ軸相互インダクタンスＭｑからなる伝達関数４７ｂ「ω×Ｍｑ」に、第２巻線群１０ｂに実際に流れる第２のｑ軸電流ｉｑ２を入力することで算出される。第２のｄ軸干渉部４７ｃは、第１のｄ軸干渉部４７ａの出力値から、第２のｄ軸電流ｉｄ２の微分値に比例した干渉電圧（以下、第１のｄ軸微分干渉電圧）を減算する。第１のｄ軸微分干渉電圧は、ｄ軸相互インダクタンスＭｄ及び微分演算子ｓからなる伝達関数４７ｄ「Ｍｄ×ｓ」に、第２巻線群１０ｂに実際に流れる第２のｄ軸電流ｉｄ２を入力することで算出される。なお、第２のｄ軸干渉部４７ｃの出力値がモータ１０のｄ軸に関する伝達関数４７ｅ「１／（Ｌｄ１×ｓ＋Ｒ１）」に入力されることで、この伝達関数４７ｅから第１のｄ軸電流ｉｄ１が出力される。

一方、第３のｄ軸干渉部５７ａは、後述する第２のｄ軸フィードバック制御器５６から出力された第２のｄ軸指令電圧Ｖｄ２＊に、電気角速度ωに比例した干渉電圧（以下、第２のｄ軸速度干渉電圧）を加算する。第２のｄ軸速度干渉電圧は、電気角速度ω及びｑ軸相互インダクタンスＭｑからなる伝達関数５７ｂ「ω×Ｍｑ」に第１のｑ軸電流ｉｑ１を入力することで算出される。第４のｄ軸干渉部５７ｃは、第３のｄ軸干渉部５７ａの出力値から第１のｄ軸電流ｉｄ１の微分値に比例した干渉電圧（以下、第２のｄ軸微分干渉電圧）を減算する。第２のｄ軸微分干渉電圧は、ｄ軸相互インダクタンスＭｄ及び微分演算子ｓからなる伝達関数５７ｄ「Ｍｄ×ｓ」に第１のｄ軸電流ｉｄ１を入力することで算出される。なお、第４のｄ軸干渉部５７ｃの出力値がモータ１０のｄ軸に関する伝達関数５７ｅ「１／（Ｌｄ２×ｓ＋Ｒ２）」に入力されることで、この伝達関数５７ｅから第２のｄ軸電流ｉｄ２が出力される。

ちなみに、モータ１０内部のｑ軸に関する伝達関数も、上述したｄ軸に関する伝達関数と同様である。図２には、第１のｄ軸干渉部４７ａ、伝達関数４７ｂ、第２のｄ軸干渉部４７ｃ及び伝達関数４７ｄ，４７ｅに対応するｑ軸に関する伝達関数として、第１のｑ軸干渉部６７ａ、伝達関数６７ｂ、第２のｑ軸干渉部６７ｃ及び伝達関数６７ｄ，６７ｅを図示した。また、第３のｄ軸干渉部５７ａ、伝達関数５７ｂ、第４のｄ軸干渉部５７ｃ及び伝達関数５７ｄ，５７ｅに対応するｑ軸の伝達関数として、第３のｑ軸干渉部７７ａ、伝達関数７７ｂ、第４のｑ軸干渉部７７ｃ及び伝達関数７７ｄ，７７ｅを図示した。ここでは、ｑ軸について、第１，第２のｄ軸速度干渉電圧及び第１，第２のｄ軸微分干渉電圧に相当するものを、第１，第２のｑ軸速度干渉電圧及び第１，第２のｑ軸微分干渉電圧と称すこととする。

以上説明したように、２重巻線モータでは、第１，第２のｄ軸速度干渉電圧、第１，第２のｄ軸微分干渉電圧、第１，第２のｑ軸速度干渉電圧及び第１，第２のｑ軸微分干渉電圧が電流制御系に対して外乱として作用する。特に、本実施形態では、モータ１０が車両に搭載されることから、モータ１０の使用回転速度領域が広い。このため、モータ１０の回転速度が高くなったり、モータ１０の回転加速度（速度変化レート）が高くなったりすることで、上記外乱のうち速度干渉電圧によって電流制御系の応答性が過度に低下する懸念がある。

こうした問題に対処するには、例えば、各フィードバック制御部のゲインを高めることも考えられる。ただし、この場合、車載式のセンサに混入するノイズ等により、ゲインを高める度合いが制約され、電流制御系の応答性の低下を回避できない懸念がある。このため、本実施形態では、速度干渉電圧の影響を抑制すべく、以下に説明する非干渉化制御を行う。

第１のｄ軸電流偏差算出器４０は、第１の２相変換部３２ａから出力された第１のｄ軸電流ｉｄ１ｒと第１のｄ軸指令電流ｉｄ１＊（「第１指令電流」に相当）との偏差である第１のｄ軸電流偏差Δｉｄ１を算出する。第１のｄ軸電圧偏差算出器４１は、第１のｄ軸電流偏差Δｉｄ１に伝達関数「Ｌｄ１×ｓ＋Ｒ１」を乗算することで、第１のｄ軸電圧偏差ΔＶｄ１（「基本電圧」に相当）を算出する。ここで、上記伝達関数「Ｌｄ１×ｓ＋Ｒ１」は、第１巻線群１０ａのｄｑ座標系におけるインピーダンスに相当する。第１のｄ軸電圧偏差ΔＶｄ１は、第１のｄ軸電流ｉｄ１ｒを第１のｄ軸指令電流ｉｄ１＊にフィードバック制御するための第１巻線群１０ａにおけるｄ軸電圧の過不足分に相当する。速度算出器４２（「速度算出手段」に相当）は、回転角センサ２２によって検出された電気角θを時間微分することで電気角速度ωを算出する。電気角速度ωは、各速度干渉電圧算出器４４，５４，６４，７４に直接入力される。

第２のｑ軸電流偏差算出器４３は、第２の２相変換部３２ｂから出力された第２のｑ軸電流ｉｑ２ｒと第２のｑ軸指令電流ｉｑ２＊（「第２指令電流」に相当）との偏差である第２のｑ軸電流偏差Δｉｑ２を算出する。第１のｄ軸速度干渉電圧算出器４４は、速度算出器４２によって算出された電気角速度ωと、第２のｑ軸電流偏差Δｉｑ２とを入力として、第１のｄ軸速度干渉電圧を算出する。詳しくは、第２のｑ軸電流偏差Δｉｑ２とｑ軸相互インダクタンスＭｑとの乗算値に、電気角速度ωを乗算することで第１のｄ軸速度干渉電圧を算出する。第１のｄ軸速度電圧補償器４５は、第１のｄ軸電圧偏差算出器４１から出力された第１のｄ軸電圧偏差ΔＶｄ１から第１のｄ軸速度干渉電圧を減算することで、第１のｄ軸電圧偏差ΔＶｄ１を補償する。すなわち、第１，第２巻線群１０ａ，１０ｂのうち電圧偏差の算出対象とする第１巻線群１０ａに生じる第１のｄ軸速度干渉電圧で第１のｄ軸電圧偏差ΔＶｄ１を補償する。

第１のｄ軸フィードバック制御器４６は、積分器を備えている。第１のｄ軸速度電圧補償器４５の出力値を入力とする積分器における積分動作により、第１のｄ軸指令電圧Ｖｄ１＊を算出する。第１のｄ軸指令電圧Ｖｄ１＊は、第１のｄ軸電流ｉｄ１ｒを第１のｄ軸指令電流ｉｄ１＊にフィードバック制御するための操作量となる。なお、図２では、フィードバック制御で用いる積分器の積分ゲインを「Ｋｉ」で示している。

第２のｄ軸電流偏差算出器５０は、第２の２相変換部３２ｂから出力された第２のｄ軸電流ｉｄ２ｒと第２のｄ軸指令電流ｉｄ２＊（「第１指令電流」に相当）との偏差である第２のｄ軸電流偏差Δｉｄ２を算出する。第２のｄ軸電圧偏差算出器５１は、第２のｄ軸電流偏差Δｉｄ２に伝達関数「Ｌｄ２×ｓ＋Ｒ２」を乗算することで、第２のｄ軸電圧偏差ΔＶｄ２（「基本電圧」に相当）を算出する。ここで、上記伝達関数「Ｌｄ２×ｓ＋Ｒ２」は、第２巻線群１０ｂのｄｑ座標系におけるインピーダンスに相当する。

第１のｑ軸電流偏差算出器５３は、第１の２相変換部３２ａから出力された第１のｑ軸電流ｉｑ１ｒと第１のｑ軸指令電流ｉ１２＊（「第２指令電流」に相当）との偏差である第１のｑ軸電流偏差Δｉｑ１を算出する。第２のｄ軸速度干渉電圧算出器５４は、電気角速度ωと、第１のｑ軸電流偏差Δｉｑ１とを入力として、第２のｄ軸速度干渉電圧を算出する。詳しくは、第１のｑ軸電流偏差Δｉｑ１とｑ軸相互インダクタンスＭｑとの乗算値に、電気角速度ωを乗算することで第２のｄ軸速度干渉電圧を算出する。第２のｄ軸速度電圧補償器５５は、第２のｄ軸電圧偏差算出器５１から出力された第２のｄ軸電圧偏差ΔＶｄ２から第２のｄ軸速度干渉電圧を減算することで、第２のｄ軸電圧偏差ΔＶｄ２を補償する。第２のｄ軸フィードバック制御器５６は、積分器を備えている。第２のｄ軸速度電圧補償器５５の出力値を入力とする積分器における積分動作により、第２のｄ軸指令電圧Ｖｄ２＊を算出する。第２のｄ軸指令電圧Ｖｄ２＊は、第２のｄ軸電流ｉｄ２ｒを第２のｄ軸指令電流ｉｄ２＊にフィードバック制御するための操作量となる。

第１のｑ軸電圧偏差算出器６１は、第１のｑ軸電流偏差算出器５３によって算出された第１のｑ軸電流偏差Δｉｑ１に伝達関数「Ｌｑ１×ｓ＋Ｒ１」を乗算することで、第１のｑ軸電圧偏差ΔＶｑ１（「基本電圧」に相当）を算出する。第１のｑ軸速度干渉電圧算出器６４は、第２のｄ軸電流偏差算出器５０によって算出された第２のｄ軸電流偏差Δｉｄ２とｄ軸相互インダクタンスＭｄとの乗算値に、電気角速度ωを乗算することで第１のｑ軸速度干渉電圧を算出する。第１のｑ軸速度電圧補償器６５は、第１のｑ軸電圧偏差ΔＶｑ１と第１のｑ軸速度干渉電圧とを加算することで、第１のｑ軸電圧偏差ΔＶｑ１を補償する。第１のｑ軸フィードバック制御器６６は、第１のｑ軸速度電圧補償器６５の出力値を入力とする積分器における積分動作により、第１のｑ軸指令電圧Ｖｑ１＊を算出する。第１のｑ軸指令電圧Ｖｑ１＊は、第１のｑ軸電流ｉｑ１ｒを第１のｑ軸指令電流ｉｑ１＊にフィードバック制御するための操作量となる。

第２のｑ軸電圧偏差算出器７１は、第２のｑ軸電流偏差算出器４３によって算出された第２のｑ軸電流偏差Δｉｑ２に伝達関数「Ｌｑ２×ｓ＋Ｒ２」を乗算することで、第２のｑ軸電圧偏差ΔＶｑ２（「基本電圧」に相当）を算出する。第２のｑ軸速度干渉電圧算出器７４は、第１のｄ軸電流偏差算出器４０によって算出された第１のｄ軸電流偏差Δｉｄ１とｄ軸相互インダクタンスＭｄとの乗算値に、電気角速度ωを乗算することで第２のｑ軸速度干渉電圧を算出する。第２のｑ軸速度電圧補償器７５は、第２のｑ軸電圧偏差ΔＶｑ２と第２のｑ軸速度干渉電圧とを加算することで、第２のｑ軸電圧偏差ΔＶｑ２を補償する。第２のｑ軸フィードバック制御器７６は、第２のｑ軸速度電圧補償器７５の出力値を入力とする積分器における積分動作により、第２のｑ軸指令電圧Ｖｑ２＊を算出する。第２のｑ軸指令電圧Ｖｑ２＊は、第２のｑ軸電流ｉｑ２ｒを第２のｑ軸指令電流ｉｑ２＊にフィードバック制御するための操作量となる。

なお、本実施形態において、各電圧偏差算出器４１，５１，６１，７１が「基本電圧算出手段」に相当する。また、本実施形態において、各速度干渉電圧算出器４４，５４，６４，７４が「速度干渉電圧算出手段」に相当する。さらに、本実施形態において、各速度電圧補償器４５，５５，６５，７５が「補償手段」に相当する。加えて、本実施形態において、各フィードバック制御器４６，５６，６６，７６が「指令電圧算出手段」に相当する。

次に、図３及び図４を用いて、本実施形態にかかる非干渉制御の効果を説明する。まず、図３を用いて、上記非干渉化制御による電流制御系の応答性の向上効果について説明する。図３は、目標トルクＴｒｑ＊をステップ状に変化させた場合の実際の出力トルクＴｒの推移を示す。図３（ａ）は関連技術に対応する図であり、図３（ｂ）は本実施形態に対応する図である。なお、関連技術とは、上記特許文献１に記載された技術のことである。また、図３（ａ），（ｂ）において、「ＶＬ１」によって縦軸スケールが互いに同一であることを示し、「ＨＬ１」によって横軸スケールが互いに同一であることを示している。

図示されるように、本実施形態にかかる非干渉化制御によれば、関連技術と比較して、時定数を大きく短縮させることができる。このため、電流制御系の応答性を好適に向上させることができる。なお、図３では、回転速度が一定とされる状況下におけるステップ応答である。このため、本実施形態の先の図２に示す構成において、速度算出器４２と各速度干渉電圧算出器４４，５４，６４，７４との間にローパスフィルタが設けられる場合であっても、ローパスフィルタによる遅れの影響はない。

続いて、図４に、目標トルクＴｒｑ＊が一定とされる状況下、モータ１０の回転速度を１０００ｒｐｍから２００００ｒｐｍまでランプ状に変化させた場合の出力トルクＴｒの推移を示す。ここで、図４（ａ）は関連技術に対応し、図４（ｃ）は本実施形態に対応している。図４（ｂ）は、本実施形態の先の図２に示す構成において、速度算出器４２と各速度干渉電圧算出器４４，５４，６４，７４との間にローパスフィルタを設けた構成に対応している。また、図４（ａ）〜（ｃ）において、「ＶＬ２」によって縦軸スケールが互いに同一であることを示し、「ＨＬ２」によって横軸スケールが互いに同一であることを示している。

図４（ａ）に示すように、関連技術では、回転速度を２００００ｒｐｍに向かって上昇させていく途中において、実際のトルクＴｒの制御性が大きく低下し、出力トルクＴｒと目標トルクＴｒｑ＊とのずれであるトルク誤差が増大している。これは、関連技術では指令電圧が速度干渉電圧で補償されておらず、回転速度が高くなることによって速度干渉電圧がトルク制御に及ぼす影響が大きくなるためである。

これに対し、図４（ｂ）に示す例では、関連技術と比較してトルク誤差を大きく低減させることができる。ただし、ローパスフィルタの設置により、回転速度が１０００ｒｐｍから上昇し始めた直後においてトルク誤差が一時的に増大する。ここで、本実施形態によれば、ローパスフィルタを設置していないため、図４（ｃ）に示すように、回転速度の上昇開始直後においても、トルク誤差が一時的に増大しない。

このように、本実施形態では、速度算出器４２と各速度干渉電圧算出器４４，５４，６４，７４との間にローパスフィルタを設けない構成としている。これは、電流制御系の応答性をさらに向上させるためである。つまり、回転角センサ２２の検出値に速度算出器４２において微分演算を施すことによって算出された電気角速度ωには、高周波ノイズ成分が含まれる。このため、算出された電気角速度ωが各速度干渉電圧算出器４４，５４，６４，７４に入力される前に、電気角速度ωにローパスフィルタ処理を施すことで、電気角速度ωから高周波ノイズ成分を除去することも考えられる。ただし、ローパスフィルタ処理を施すと、算出された電気角速度ωに遅れが生じる。このため、ローパスフィルタ処理を施すことは、速度干渉電圧の算出精度の低下につながる。その結果、回転速度変化時における電流制御性を低下させ、ひいてはトルクの制御性を低下させる懸念がある。

ここで、各フィードバック制御器４６，５６，６６，７６において、速度干渉電圧で補償された電圧偏差を入力とした積分動作が行われている。積分動作は、ローパスフィルタ機能も果たす。このため、速度算出器４２によって算出された電気角速度ωが各速度干渉電圧算出器４４，５４，６４，７４に入力される前に、電気角速度ωにローパスフィルタ処理を施さなくても、上記積分動作によって上記高周波ノイズ成分を低減させることができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）各指令電圧Ｖｄ１＊，Ｖｄ２＊，Ｖｑ１＊，Ｖｑ２＊を速度干渉電圧で補償した。このため、モータ１０の回転速度や速度変化レートが高い場合においても電流制御系の応答性を好適に向上させることができる。これにより、モータ１０のトルク誤差を好適に低減させることができる。さらに、各速度干渉電圧の算出用に各速度干渉電圧算出器４４，５４，６４，７４に入力される電気角速度ωに、ローパスフィルタ処理が施されない構成とした。これにより、回転速度変化に対して電流制御系を安定に動作させることができる。

（２）各電圧偏差算出器４１，５１，６１，７１における各電圧偏差ΔＶｄ１，ΔＶｄ２，ΔＶｑ１，ΔＶｑ２の算出に、電動機定数である各インダクタンスＬｄ１，Ｌｄ２，Ｌｑ１，Ｌｑ２及び各抵抗Ｒ１，Ｒ２を用いた。このため、各電圧偏差ΔＶｄ１，ΔＶｄ２，ΔＶｑ１，ΔＶｑ２を適切に算出することができる。

（３）モータ１０の発電電力が供給されるバッテリ１８と、モータ１０及びバッテリ１８の双方を電力供給源とし得る電動パワーステアリング装置２０とを備える車両の制御システムに非干渉化制御を適用した。車両に搭載されるモータ１０は、車両の走行中にクランク軸１６ａとともに連れ回されることから、モータ１０の使用回転速度領域が広くなり、トルク誤差が生じやすい。ここで、例えばバッテリ１８に何らかの異常が生じてバッファとしてのバッテリ１８が使用不能となる場合、電動パワーステアリング装置２０の電力供給源がモータ１０となる。このとき、モータ１０のトルク誤差が大きいと、モータ１０の実際の発電電力と電動パワーステアリング装置２０に供給すべき電力とのずれが大きくなることから、電動パワーステアリング装置２０の動作が不安定となり得る。このため、本実施形態では、トルク誤差を低減させ、ひいてはモータ１０の発電電力と上記供給すべき電力とのずれを低減できる非干渉化制御を適用するメリットが大きい。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、速度干渉電圧に加えて、微分干渉電圧によって各指令電圧Ｖｄ１＊，Ｖｑ１＊，Ｖｄ２＊，Ｖｑ２＊を補償する。図５に、本実施形態にかかるモータ１０の電流制御系のブロック図を示す。なお、図５において、先の図２に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

第１のｄ軸微分干渉電圧算出器４８ａは、第２のｄ軸電流偏差Δｉｄ２の時間微分を行った後、この時間微分値と、ｄ軸相互インダクタンスＭｄとを乗算することで、第１のｄ軸微分干渉電圧を算出する。ここで、第１のｄ軸微分干渉電圧の算出において、第２巻線群１０ｂが「対象巻線群」に相当する。第１のｄ軸微分電圧補償器４８ｂは、第１のｄ軸電圧偏差算出器４１から出力された第１のｄ軸電圧偏差ΔＶｄ１に第１のｄ軸微分干渉電圧を加算することで、第１のｄ軸電圧偏差ΔＶｄ１を補償する。補償された第１のｄ軸電圧偏差ΔＶｄ１は、第１のｄ軸速度電圧補償器４５に入力される。

第２のｄ軸微分干渉電圧算出器５８ａは、第１のｄ軸電流偏差Δｉｄ１の時間微分を行った後、この時間微分値と、ｄ軸相互インダクタンスＭｄとを乗算することで、第２のｄ軸微分干渉電圧を算出する。ここで、第２のｄ軸微分干渉電圧の算出において、第１巻線群１０ａが「対象巻線群」に相当する。第２のｄ軸微分電圧補償器５８ｂは、第２のｄ軸電圧偏差算出器５１から出力された第２のｄ軸電圧偏差ΔＶｄ２に第２のｄ軸微分干渉電圧を加算することで、第２のｄ軸電圧偏差ΔＶｄ２を補償する。補償された第２のｄ軸電圧偏差ΔＶｄ２は、第２のｄ軸速度電圧補償器５５に入力される。

第１のｑ軸微分干渉電圧算出器６８ａは、第２のｑ軸電流偏差Δｉｑ２の時間微分値と、ｑ軸相互インダクタンスＭｑとを乗算することで、第１のｑ軸微分干渉電圧を算出する。第１のｑ軸微分電圧補償器６８ｂは、第１のｑ軸電圧偏差算出器６１から出力された第１のｑ軸電圧偏差ΔＶｑ１に第１のｑ軸微分干渉電圧を加算することで、第１のｑ軸電圧偏差ΔＶｑ１を補償する。補償された第１のｑ軸電圧偏差ΔＶｑ１は、第１のｑ軸速度電圧補償器６５に入力される。第２のｑ軸微分干渉電圧算出器７８ａは、第１のｄ軸電流偏差Δｉｄ１の時間微分値と、ｑ軸相互インダクタンスＭｑとを乗算することで、第２のｑ軸微分干渉電圧を算出する。第２のｑ軸微分電圧補償器７８ｂは、第２のｑ軸電圧偏差算出器７１から出力された第２のｑ軸電圧偏差ΔＶｑ２に第２のｑ軸微分干渉電圧を加算することで、第２のｑ軸電圧偏差ΔＶｑ２を補償する。補償された第２のｑ軸電圧偏差ΔＶｑ２は、第２のｑ軸速度電圧補償器７５に入力される。

なお、本実施形態において、各微分干渉電圧算出器４８ａ，５８ａ，６８ａ，７８ａが「微分干渉電圧算出手段」に相当する。

ここで、本実施形態では、各微分干渉電圧算出器４８ａ，５８ａ，６８ａ，７８ａにおいて、各電流偏差の微分演算値にローパスフィルタ処理を施していない。これは、各フィードバック制御器４６，５６，６６，７６における積分動作が、ローパスフィルタ機能を果たすことを利用したためである。このため、本実施形態によれば、各電流偏差の微分演算値にローパスフィルタ処理を施す場合と比較して、電流制御系の応答性をより向上させることができる。

続いて、図６及び図７を用いて、本実施形態にかかる非干渉化制御の効果について説明する。ここで、図６，図７は、先の図３，図４に対応している。非干渉化制御によれば、図６に示すように、電流制御系の応答性を好適に向上させることができる。また、図７に示すように、トルク誤差を低減させることもできる。ここで、図６における時定数は、先の図３における時定数よりも短い。このように、本実施形態によれば、電流制御系の応答性をさらに向上させることができる。

（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、先の第２実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、微分干渉電圧の算出及び補償手法を変更する。図８に、本実施形態にかかるモータ１０の電流制御系のブロック図を示す。なお、図８において、先の図５に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

第１のｄ軸微分干渉電圧算出器４９ａは、第２のｄ軸電流偏差Δｉｄ２、第１のｄ軸フィードバック制御器４６における積分器の積分ゲインＫｉ（「所定の係数」に相当）、及びｄ軸相互インダクタンスＭｄを乗算することで、第１のｄ軸微分干渉電圧を算出する。算出された第１のｄ軸微分干渉電圧は、第１のｄ軸指令電圧補償器４９ｂに入力される。第１のｄ軸指令電圧補償器４９ｂは、第１のｄ軸フィードバック制御器４６によって算出された第１のｄ軸指令電圧に第１のｄ軸微分干渉電圧を加算することで、最終的な第１のｄ軸指令電圧Ｖｄ１＊を算出する。この算出手法は、先の図５において、第１のｄ軸微分干渉電圧算出器４８ａの伝達関数「Ｍｄ×ｓ」と、第１のｄ軸フィードバック制御器４６の伝達関数「Ｋｉ／ｓ」との乗算値が「Ｋｉ×Ｍｄ」となることに基づくものである。すなわち、伝達関数「Ｍｄ×ｓ」における微分演算と、伝達関数「Ｋｉ／ｓ」における積分演算とがキャンセルされることとなる。

第２のｄ軸微分干渉電圧算出器５９ａは、第１のｄ軸電流偏差Δｉｄ１、第２のｄ軸フィードバック制御器５６における積分器の積分ゲインＫｉ、及びｄ軸相互インダクタンスＭｄを乗算することで、第２のｄ軸微分干渉電圧を算出する。算出された第２のｄ軸微分干渉電圧は、第２のｄ軸指令電圧補償器５９ｂに入力される。第２のｄ軸指令電圧補償器５９ｂは、第２のｄ軸フィードバック制御器５６によって算出された第２のｄ軸指令電圧に第２のｄ軸微分干渉電圧を加算することで、最終的な第２のｄ軸指令電圧Ｖｄ２＊を算出する。

なお、ｑ軸についても、ｄ軸と同様に微分干渉電圧を算出できる。ここで、図８には、第１，第２のｄ軸微分干渉電圧算出器４９ａ，５９ａに相当する構成として、第１，第２のｑ軸微分干渉電圧算出器６９ａ，７９ａを示した。また、第１，第２のｄ軸指令電圧補償器４９ｂ，５９ｂに相当する構成として、第１，第２のｑ軸指令電圧補償器６９ｂ，７９ｂを示した。ちなみに、本実施形態において、各微分干渉電圧算出器４９ａ，５９ａ，６９ａ，７９ａが「微分干渉電圧算出手段」に相当する。また、本実施形態において、各指令電圧補償器４９ｂ，５９ｂ，６９ｂ，７９ｂが「指令電圧補償手段」に相当する。

以上説明した本実施形態によれば、微分干渉電圧の算出に用いる電流偏差にローパスフィルタ処理を施す必要がない。このため、電流制御系の応答性の向上効果をより高めることができる。このため、本実施形態によれば、上記第２実施形態と同様の効果を得ることができる。さらに、本実施形態によれば、微分演算することなく微分干渉電圧を算出できるため、制御装置３０における演算負荷を低減させることもできる。

（第４実施形態）
以下、第４実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、指令電圧の算出に用いる電流の取得手法を変更する。

図９に、本実施形態にかかる制御システムの全体構成を示す。なお、図９において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、各電流センサ２６ａ，２６ｂ，２８ａ，２８ｂに代えて、第１，第２母線電流センサ２９ａ，２９ｂ（「母線電流検出手段」に相当）が制御システムに備えられている。第１母線電流センサ２９ａは、第１の高電位側スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｐ１の高電位側（ドレイン側）とバッテリ１８の正極端子とを接続する電気経路に流れる電流（第１母線電流ＩＤＣ１）を検出する。第２母線電流センサ２９ｂは、第２の高電位側スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｐ２の高電位側（ドレイン側）とバッテリ１８の正極端子とを接続する電気経路に流れる電流（第２母線電流ＩＤＣ２）を検出する。

制御装置３０は、第１，第２相電流推定器３７ａ，３７ｂ（「電流推定手段」に相当）を備えている。第１相電流推定器３７ａは、第１母線電流センサ２９ａによって検出された第１母線電流ＩＤＣ１と、第１の操作部３５ａから入力された第１インバータＩＮＶ１の出力電圧ベクトルとに基づき、第１の２相変換部３２ａに対して、第１母線電流ＩＤＣ１をＵ〜Ｖ相電流ｉＵ１，ｉＶ１，ｉＷ１のいずれかとして出力する。ここで、出力電圧ベクトルは、第１操作信号から定めることができる。第１相電流推定器３７ａは、図１０に示すように、出力電圧ベクトルと、第１母線電流ＩＤＣ１に対応する相電流との関係を記憶している。図１０では、巻線側から各スイッチの接続点へと流れる方向の相電流を正としている。第１相電流推定器３７ａは、出力電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７に基づき、第１母線電流ＩＤＣ１が相電流ｉＵ１，ｉＶ１，ｉＷ１のいずれに相当するかを識別する。そして、第１母線電流ＩＤＣ１を識別した相電流として第１の２相変換部３２ａに出力する。

第２相電流推定器３７ｂは、第１相電流推定器３７ａと同様に、第２母線電流センサ２９ｂによって検出された第２母線電流ＩＤＣ２と、第２の操作部３５ｂから入力された第２インバータＩＮＶ２の出力電圧ベクトルとに基づき、第２の２相変換部３２ｂに対して、第２母線電流ＩＤＣ２をＵ〜Ｖ相電流ｉＵ２，ｉＶ２，ｉＷ２のいずれかとして出力する。

以上説明した本実施形態によれば、制御システムに設けられる電流センサの数を削減できる。このため、制御システムのコストを低減させることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第４実施形態において、低電位側スイッチの低電位側（ソース側）とバッテリの負極端子とを接続する電気経路に母線電流センサを設けてもよい。

・各フィードバック制御器４６，５６，６６，７６において、比例動作及び微分動作のうち少なくとも一方を加えてもよい。

・巻線界磁型同期モータとしては、先の図１に示したものに限らない。例えば、固定子巻線に流れる電流によって界磁巻線が励磁されるものであってもよい。また、同期モータとしては、巻線界磁型同期モータに限らず、他の同期モータであってもよい。こうしたモータとしては、例えば、永久磁石界磁型同期モータや、シンクロナスリラクタンスモータが挙げられる。

・「多重巻線回転電機」としては、２重巻線回転電機に限らず、Ｎ重巻線回転電機（Ｎは３以上の整数）であってもよい。この場合であっても、複数の巻線群のうち指令電圧の算出対象とする１つの巻線群と残余の巻線群の少なくとも１つとの間の磁気結合によって回転電機の回転速度に比例した干渉電圧が生じるなら、本発明の適用が有効である。なお、例えば、３重巻線回転電機を採用する場合、３つの巻線群のうち基本電圧の算出対象とする１つの巻線群と残余の２つの巻線群との磁気結合によって回転速度に比例した干渉電圧が上記１つの巻線群に生じるなら、３つの巻線群のそれぞれについて、ある巻線群に対応する基本電圧を残余の２つの巻線群に起因した速度干渉電圧のそれぞれで補償することとなる。

・モータの制御量としては、トルクＴｒｑ＊に限らず、例えば回転速度であってもよい。また、モータの回転角としては、回転角センサによって検出されたものに限らない。例えば、モータの回転角を推定する回転角推定手段を制御装置３０に備え、回転角推定手段によって推定されたものであってもよい。なお、回転角推定手段としては、例えば、オブザーバ等を利用した周知のセンサレス制御にて推定するものを用いることができる。

・上記各実施形態では、回転座標系（ｄｑ軸座標系）において基本電圧を速度干渉電圧で補償したがこれに限らず、固定座標系において補償してもよい。この場合、例えば、回転座標系において算出された速度干渉電圧を固定座標系に変換し、固定座標系に変換された速度干渉電圧で固定座標系の基本電圧を補償すればよい。

・バッテリ及び車載機器としては、上記第１の実施形態の図１に示したように、第１インバータＩＮＶ１及び第２インバータＩＮＶ２のそれぞれに共通に接続されるものに限らない。例えば、これらインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のそれぞれに個別に接続されるものであってもよい。この場合、第１インバータＩＮＶ１に接続されたバッテリ（以下、第１バッテリ）の端子間電圧（具体的には例えば、同一の充電率（ＳＯＣ）における開放端電圧）と、第２インバータＩＮＶ２に接続されたバッテリ（以下、第２バッテリ）の端子間電圧とを相違させてもよい。具体的には例えば、第１バッテリの端子間電圧（例えば４８Ｖ）を第２バッテリの端子間電圧（例えば１２Ｖ）の４倍程度に設定してもよい。この場合、例えば、第１巻線群１０ａを構成する巻線のそれぞれのターン数Ｎ１を、第２巻線群１０ｂを構成する巻線のターン数Ｎ２の４倍程度に設定すればよい。

・インバータの備えるスイッチング素子としては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。

１０…モータ、１０ａ，１０ｂ…第１，第２巻線群、２２…回転角センサ、３０…制御装置、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２…第１，第２インバータ。

Claims (7)

1. ステータに巻回され、互いに磁気結合された複数の巻線群（１０ａ，１０ｂ）、及び前記複数の巻線群に対する共通のロータ（１２）を有する多重巻線回転電機（１０）と、
   前記複数の巻線群のそれぞれに電圧を印加する電力変換回路（ＩＮＶ１，ＩＮＶ２）と、
   前記回転電機の回転角を取得する回転角取得手段（２２）と、を備える制御システムに適用され、
   前記巻線群に流す指令電流を入力として、前記巻線群に流れる電流を前記指令電流に制御するために前記巻線群に印加する基本電圧を前記複数の巻線群のそれぞれについて算出する基本電圧算出手段（４１，５１，６１，７１）と、
   前記回転角取得手段によって取得された前記回転角に微分演算を施すことにより、前記回転電機の回転速度を算出する速度算出手段（４２）と、
   前記速度算出手段によって算出された前記回転速度を入力として、前記複数の巻線群のうち前記基本電圧の算出対象とする巻線群と残余の巻線群の少なくとも１つとの間の磁気結合によって前記算出対象とする巻線群に生じる干渉電圧であって前記回転電機の回転速度に比例した速度干渉電圧を、前記複数の巻線群のそれぞれについて算出する速度干渉電圧算出手段（４４，５４，６４，７４）と、
   前記基本電圧を前記速度干渉電圧で補償して出力する補償手段（４５，５５，６５，７５）と、
   前記補償手段によって補償された前記基本電圧を入力とする積分動作を少なくとも行うことで、前記巻線群に流れる電流を前記指令電流に制御するための前記巻線群に印加する指令電圧を、前記複数の巻線群のそれぞれについて算出する指令電圧算出手段（４６，５６，６６，７６）と、
   前記指令電圧に基づき、前記電力変換回路を操作する操作手段（３５ａ，３５ｂ）と、を備え、
   前記速度干渉電圧の算出用に前記速度干渉電圧算出手段に入力される前記回転速度には、ローパスフィルタ処理が施されていないことを特徴とする多重巻線回転電機の制御装置。
2. 前記指令電流を第１指令電流とし、
   前記基本電圧算出手段は、前記巻線群に流れる電流と前記第１指令電流との偏差を入力として、前記巻線群に流れる電流を前記第１指令電流にするために前記巻線群に印加する電圧の過不足分を前記基本電圧として算出し、
   前記速度干渉電圧算出手段は、前記残余の巻線群に流れる電流と第２指令電流との偏差と、前記回転速度とを入力として、前記速度干渉電圧を算出し、
   前記指令電圧算出手段は、前記巻線群に流れる電流を前記第１指令電流にフィードバック制御するための操作量として、前記積分動作を少なくとも行うことで前記指令電圧を算出する請求項１記載の多重巻線回転電機の制御装置。
3. 前記基本電圧算出手段は、前記巻線群に流れる電流と前記第１指令電流との偏差と、前記巻線群のインピーダンスとを乗算することで前記基本電圧を算出する請求項２記載の多重巻線回転電機の制御装置。
4. 前記複数の巻線群のうち前記基本電圧の算出対象とする巻線群以外の少なくとも１つを対象巻線群とし、
   前記複数の巻線群のうち前記基本電圧の算出対象とする巻線群と前記対象巻線群との間の磁気結合によって前記算出対象とする巻線群に生じる干渉電圧であって前記対象巻線群に流れる電流の微分値に比例した干渉電圧を微分干渉電圧とし、
   前記対象巻線群に流れる電流と前記対象巻線群の指令電流との偏差の微分値を入力として、前記微分干渉電圧を前記複数の巻線群のそれぞれについて算出する微分干渉電圧算出手段（４８ａ，５８ａ，６８ａ，７８ａ）をさらに備え、
   前記補償手段（４５，５５，６５，７５，４８ｂ，５８ｂ，６８ｂ，７８ｂ）は、前記速度干渉電圧と前記微分干渉電圧とで前記基本電圧を補償して出力し、
   前記微分干渉電圧の算出用に前記微分干渉電圧算出手段に入力される前記電流の微分値には、ローパスフィルタ処理が施されていない請求項１〜３のいずれか１項に記載の多重巻線回転電機の制御装置。
5. 前記複数の巻線群のうち前記基本電圧の算出対象とする巻線群以外の少なくとも１つを対象巻線群とし、
   前記複数の巻線群のうち前記基本電圧の算出対象とする巻線群と前記対象巻線群との間の磁気結合によって前記算出対象とする巻線群に生じる干渉電圧であって前記対象巻線群に流れる電流の微分値に比例した干渉電圧を微分干渉電圧とし、
   前記複数の巻線群のそれぞれについて、前記対象巻線群に流れる電流と前記対象巻線群の指令電流との偏差に所定の係数を乗算することで前記微分干渉電圧を算出する微分干渉電圧算出手段（４９ａ，５９ａ，６９ａ，７９ａ）をさらに備え、
   前記補償手段は、前記指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧を前記微分干渉電圧で補償して前記操作手段に出力する指令電圧補償手段（４９ｂ，５９ｂ，６９ｂ，７９ｂ）を含む請求項１〜３のいずれか１項に記載の多重巻線回転電機の制御装置。
6. 前記電力変換回路は、前記複数の巻線群のそれぞれに個別に接続されたインバータであり、
   前記制御システムには、前記インバータの母線電流を検出する母線電流検出手段（２９ａ，２９ｂ）が備えられ、
   前記母線電流検出手段によって検出された母線電流と、前記インバータの出力電圧ベクトルとに基づき、前記巻線群に流れる相電流を推定する電流推定手段（３７ａ，３７ｂ）をさらに備え、
   少なくとも前記基本電圧の算出には、前記電流推定手段によって推定された相電流が用いられる請求項１〜５のいずれか１項に記載の多重巻線回転電機の制御装置。
7. 前記電力変換回路は、前記複数の巻線群のそれぞれに個別に接続され、
   前記制御システムは、主機としてエンジン（１６）を備える車両に搭載され、
   前記回転電機は、前記ロータが前記エンジンのクランク軸（１６ａ）と動力伝達が可能とされてかつ発電機の機能を有し、
   前記車両には、
   前記回転電機の発電電力が前記電力変換回路を介して供給される蓄電池（１８ａ，１８ｂ）と、
   前記回転電機及び前記蓄電池の双方を電力供給源とし得る車載機器（２０ａ，２０ｂ）と、が備えられている請求項１〜６のいずれか１項に記載の多重巻線回転電機の制御装置。