JP2010252492A - モータシステム - Google Patents
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Abstract
【課題】PWM制御が飽和しても適切な制御を行う。
【解決手段】インバータ24は高圧直流電源からの直流電力を交流電圧指令に基づき生成されたPWM信号に応じて交流電流に変換し、モータ22を駆動する。モータ22の中性点とインバータの入力側との間には低圧直流電源32が配置され、インバータ24の入力側に配置された高圧直流電源30と低圧直流電源32との間で電力をやり取りする。電子制御ユニット40、インバータ22に供給される前記交流電圧指令が、PWM動作範囲を超えて、PWM信号が飽和するときに、その飽和に応じて発生するモータ応答と交流電圧指令に基づく本来のモータ応答との差分を外乱と見なし、その外乱を前記電圧指令に加算して補正する。
【選択図】図3
【解決手段】インバータ24は高圧直流電源からの直流電力を交流電圧指令に基づき生成されたPWM信号に応じて交流電流に変換し、モータ22を駆動する。モータ22の中性点とインバータの入力側との間には低圧直流電源32が配置され、インバータ24の入力側に配置された高圧直流電源30と低圧直流電源32との間で電力をやり取りする。電子制御ユニット40、インバータ22に供給される前記交流電圧指令が、PWM動作範囲を超えて、PWM信号が飽和するときに、その飽和に応じて発生するモータ応答と交流電圧指令に基づく本来のモータ応答との差分を外乱と見なし、その外乱を前記電圧指令に加算して補正する。
【選択図】図3
Description
本発明は、高圧直流電源からの直流電力を交流電圧指令に基づき生成されたPWM信号に応じて交流電流に変換するインバータと、このインバータの出力で駆動されるモータと、モータの中性点とインバータの入力側との間に配置された低圧直流電源と、を含むモータシステムに関する。
従来より、バッテリからの直流電力をインバータで所定の交流電流に変換してモータを駆動するシステムが広く普及している。このようなシステムにおいて、モータの出力トルクを変更する場合には、モータ入力電圧を変更することが好ましい。そこで、モータの中性点にバッテリを接続し、インバータ入力側にはコンデンサを接続し、インバータの駆動によってバッテリとコンデンサの間で電力をやり取りして、インバータ入力電圧を変更するモータシステムが提案されている。このシステムでは、モータの出力トルクに応じてインバータ入力電圧を制御できるとともに、バッテリ電圧を比較的低くしておきながら、十分なインバータ入力電圧が得られるというメリットが得られる。
このようなモータシステムは、例えば特許文献1,2などに示されている。
ここで、上記モータシステムにおいては、インバータ入力電圧(コンデンサ電圧)を変更した場合に、コンデンサ電圧とモータ中性点電圧との比が変わる。モータの各巻線の端子電圧は中性点を中心に変化する。そこで、電圧比が変化すると、電圧指令V*の最大振幅が制限されることになる。図1には、この状態が示されており、バッテリ電圧Vbがコンデンサ電圧Vcの1/2の場合には、コンデンサ電圧Vcが最大振幅となるが、バッテリ電圧Vbが(1/2)Vcから移動した場合、コンデンサ電圧Vcより小さい2×Vbが最大振幅となる。
ここで、PWM制御においては、図2(a)に示すように、三角波のPWMキャリアと電圧指令V*を比較してPWM制御信号を生成している。この例では、電圧指令V*がPWMキャリアより高い部分がHレベルとなるPWM制御信号を生成している。
そして、電圧指令値が最大振幅を超えた場合には、図2(b)に示すように、PWM制御において、デューティー比100%(または0%)が継続する期間が生じる。この現象を飽和状態という。中性点の電圧(バッテリ電圧)Vbが、インバータ入力電圧の1/2であれば、この飽和は上下均等に発生するので、あまり問題は生じないが、中性点電圧が移動した場合には、上下の一方側のみ飽和することになり、電圧指令に応じた電流がモータに供給できなくなってしまう。
本発明は、高圧直流電源からの直流電力を交流電圧指令に基づき生成されたPWM信号に応じて交流電流に変換するインバータと、このインバータの出力で駆動されるモータと、モータの中性点とインバータの入力側との間に配置された低圧直流電源と、を含み、高圧直流電源と低圧直流電源との間で電力をやり取りすることで高圧直流電源と低圧直流電源の出力電圧比が変更可能なモータシステムであって、インバータに供給される前記交流電圧指令が、PWM動作範囲を超えて、PWM信号が飽和するときに、その飽和に応じて発生するモータ応答と交流電圧指令に基づく本来のモータ応答との差分を外乱と見なし、その外乱を前記電圧指令に加算する補正手段を有することを特徴とする。
また、前記補正手段は、モータの数式モデルのモータ応答と、実際のモータ応答の差を演算し、これを外乱と見なすことが好適である。
また、前記補正手段は、モータ出力トルクと、モータ回転数とに基づき、外乱を推定することが好適である。
また、前記外乱の推定は、予め記憶されているマップを参照することによって行うことが好適である。
また、前記補正手段は、モータ出力トルクおよびモータ回転数に基づき、外乱を推定しこれを前記電圧指令に加算するとともに、モータの数式モデルのモータ応答と、実際のモータ応答の差を演算し、これを前記電圧指令に加算することが好適である。
本発明によれば、インバータに供給される前記交流電圧指令が、PWM動作範囲を超えて、PWM信号が飽和するときに、その飽和に応じて発生するモータ応答と交流電圧指令に基づく本来のモータ応答との差分を外乱と見なし、その外乱を前記電圧指令に加算する。これによって、飽和した場合にも電圧指令に応じたモータ駆動を行うことができる。
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
図3は、本発明の一実施形態であるモータシステム20の概略構成を示す図である。このモータシステム20は、三相交流により回転駆動するモータ22と、直流電力を三相交流電力に変換してモータ22に供給可能なインバータ回路24と、インバータ回路24の正極母線26と負極母線28とに接続されたコンデンサ30と、インバータ回路24の負極母線28とモータ22の中性点とに接続された直流電源32と、装置全体をコントロールする電子制御ユニット40とを備える。
モータ22は、例えば、外表面に永久磁石が貼り付けられたロータと、三相コイルが巻回されたステータとからなる発電可能なPM型の同期発電電動機が採用される。モータ22の回転軸は出力軸となっており、この回転軸から動力が出力される。また、モータ22は、その回転軸に動力を入力すれば、発電できる。
インバータ回路24は、6個のトランジスタT1〜T6と6個のダイオードD1〜D6とから構成されている。トランジスタT1〜T6は、それぞれ正極母線26と負極母線28とに対してソース側とシンク側となるよう2個ずつペアで配置されており、その接続点にはモータ22の三相コイル(u,v,w)の各々が接続されている。したがって、トランジスタT1〜T6をスイッチングすることにより、モータ22の三相コイルにより回転磁界が形成され、モータ22を回転駆動することができる。
直流電源32は、例えば、ニッケル水素系やリチウムイオン系の充放電可能な二次電池で構成されている。
電子制御ユニット40は、マイクロプロセッサとして構成されており、モータ22の三相コイルの各相に取り付けられた電流センサ42〜46からの各相電流Iu,Iv,Iwやモータ22の中性点に取り付けられた電流センサ48からの中性点電流Io、モータ22の回転軸に取り付けられた回転角センサ38からのロータの回転角θ、コンデンサ30に取り付けられた電圧センサ34からの端子間電圧Vc、直流電源32に取り付けられた電圧センサ36からの端子間電圧Vb、モータの動作に関する指令値(例えば、モータ出力トルク指令値)などが入力される。また、電子制御ユニット40は、インバータ回路24のトランジスタT1〜T6のスイッチング制御を行なうための制御信号を出力する。
このようなモータシステム20では、モータ22、インバータ回路24を介し、コンデンサ30と、直流電源32の間で、電力をやり取りすることができる。すなわち、インバータ回路24における上側のトランジスタT1,T3,T5と、下側のトランジスタT2,T4,T6のオン期間の比を制御することで、コンデンサ30と、直流電源32の間での電力のやり取りを制御する。そこで、モータ出力トルク指令などに応じてコンデンサ30の出力電圧を適切なものに制御して、モータ22を駆動することができる。
すなわち、電子制御ユニット40では、出力トルク指令値、モータ22の回転数、モータ各相電流などから、インバータ回路24のスイッチング制御信号を発生し、モータの出力トルクを制御するが、上側、下側トランジスタのデューティー比の制御によって、電力の移動を行う。また、モータ出力トルク指令値、モータ回転数などに応じてインバータ入力電圧(コンデンサ30の電圧)を決定し、その電圧に制御する。
ここで、インバータ入力電圧については、目標電圧に設定されていることを前提として、その際のモータ出力トルク制御について説明する。
図4には、電子制御ユニット40におけるPWM制御信号(トランジスタT1〜T6のスイッチングを制御するPWM信号)の発生について示してある。目標トルク(モータ出力トルク指令値)、モータ回転数などから、目標励磁電流Id*、目標トルク電流Iq*、目標インバータ入力電圧(コンデンサ電圧)Vc*が計算される。そして、これら目標値は、減算器50d,50q,50cに入力され、差分が計算され、PI制御部52d,52q,52cにおいて、目標偏差に応じたPI制御における指令値に変換される。PI制御部52d,52qの出力は、加算器54d,54qに入力され、ここで他軸からの干渉項が加算される。加算器54dでは、RId*−ωeLqIq*が加算される。ここで、Rはモータコイルの抵抗、ωeはモータの電気角速度、Lqはq軸についてのモータのインダクタンスである。なお、干渉項は、一般的なモータの教科書などに示されている事項である。
加算器54qでは、RIq*−ωeLdId*+ωeΦが加算される。ここで、Ldはd軸についてのモータのインダクタンス、Φは磁束でありωeΦが速度起電力成分である。また、PI制御部52cの出力である目標ゼロ相電流(中性点電流)I0*は、減算器56に入力され、ここで計測されたdq変換後のゼロ相電流I0が減算されて偏差が求められる。減算器56の出力はPI制御部58に入力され、偏差に応じた目標ゼロ相電流が得られる。
このようにして得られた励磁電流、トルク電流、ゼロ相電流の制御値は、dq0逆変換部60に入力され、ここでuvw相の電圧指令値に変換される。得られた電圧指令値はPWM変調部62において、PWMキャリアと比較され、各スイッチング素子のPWM制御信号を得て、これがインバータ回路24の各トランジスタT1〜T6の制御端(トランジスタがIGBTであればゲート)に入力され、これらがスイッチングされる。
図5には、通常のPWM制御の場合におけるd軸制御のモデルとして示してある。すなわち、この図においてはモータ22のd軸部分が減算器22aとモータ22bとで示されている。減算器22aは、実際に入力される干渉項を表現するものである。加算器54dにおいて加算しておいた−ωeLqIq*は、この干渉項を相殺するためのものである。そして、干渉項を補償した入力がモータ22bに入力される。このモータ22bは、d軸のみを示しており、入力されるd軸電流に対し、(1/(Ld・s+R))という演算を行うことに対応する。そして、このモータ22bにおいて流れるd軸電流Idが減算器50dに入力される。実際には、モータ22のu,v,w相電流を計測し、これからd軸電流Id、q軸電流Iqが算出される。
このようにして、d軸電流Idが目標出力トルクから求めた目標d軸電流Id*に一致するように、モータ22bの制御が行われる。このような制御は、モータがLqを使って表され、また干渉項が上述のように異なるが、全体的にはq軸電流Iq*についても同様である。
ここで、上述したように、本実施形態では、コンデンサ電圧Vcを目標値に制御する。そして、コンデンサ電圧Vcが変化することで、電圧指令の最大振幅が変動し、電圧指令の上側または下側の一方側のみが飽和する場合が生じる。例えば、図1(c)に示すように、直流電源32の電圧Vbがコンデンサ電圧Vcの1/2より小さい場合には、電圧指令が0以下になった場合には、実際の電圧が0以下にならないためPWM信号は対応する期間においてデューティー比が0%となって飽和する。上側はコンデンサVc以下であれば飽和しない。
このように、下側のみが飽和すると、電流は指令通りにはならず、図6に示したように指令値より高くなってしまう。図6の下図には、モータのu相の電圧指令値が0以下になる状態が示されており、この場合に上図のように、この例では特にd軸電流が指令値からずれてしまう。
本実施形態では、図7のような構成をとることで、飽和の影響を解消する。まず、この図7の構成の概略を説明する。
減算器22aにおいて、干渉項と飽和に基づく影響である飽和外乱が入力されていると考え、加算器54dに対応する推定外乱を入力加算したモータのモデルとする。
そして、推定外乱を得るために、外乱オブザーバ80を用いる。この外乱オブザーバ80には、モータ22bにおけるd軸電流Idと、モータ22に入力されるd軸電圧指令Vd*が入力される。外乱オブザーバ80は、d軸電流Idから、これに対応するモータ22bの入力d軸電圧Vdを算出し、これとモータ22に入力されてくる電圧指令Vd*の差を演算する。これによって、減算器22aにおいて減算された「−ωeLqIq+飽和外乱」が外乱オブザーバ80において推定外乱として得られるはずである。そこで、この推定外乱を加算器54dに加算することで、減算器22aに入力される「−ωeLqIq+飽和外乱」が相殺されて、干渉項および飽和外乱を補償した制御が行える。
なお、このような飽和外乱に対応する項を加算するということは、電圧指令をオフセットさせることに該当する。すなわち、電圧指令は通常直流電源電圧Vbを中心として上下するサインカーブであるが、これがオフセット分シフトし、例えば下側が飽和する場合にはカーブが下側にシフトして、全体として下側の期間が長くなって電圧指令に応じた制御が行えるようになる。
ここで、外乱オブザーバ80では、励磁電流Idを演算部81に入力して、(Ld・s+R)・Idを計算する。この(Ld・s+R)・Idは、モータ22bに入力されるVdであり、従って、このVdを減算器82で電圧指令Vd*から減算することで、「−ωeLqIq+飽和外乱」が得られるはずである。そこで、この減算器82の出力をローパスフィルタ83で安定化することで推定外乱として、加算器54dに供給することで、干渉項および飽和外乱を補償することができる。なお、ローパスフィルタ83は、(1/τs+1)と表される。ここで、τは所定の時定数である。
この図7の構成では、演算部81においてラプラス演算子sを用いるため、微分演算が含まれる。この微分演算を回避するために、次の変換を行う。
すなわち、演算部81の演算は、
Lds+R=(τs+1)Ld/τ−(Ld/τ−R)
と書き直せる。
Lds+R=(τs+1)Ld/τ−(Ld/τ−R)
と書き直せる。
そして、この演算部81からの出力は、ローパスフィルタ83で処理するので、演算部81から出力される項は、
−(Lds+R)/(τs+1)=(Ld/τ−R)/(τs+1)−Ld/τ
と表せる。
−(Lds+R)/(τs+1)=(Ld/τ−R)/(τs+1)−Ld/τ
と表せる。
従って、外乱オブザーバは、図8のように構成することができる。すなわち、検出された励磁電流Idは演算部85に入力され、(Ld/τ−R)・Idという演算が行われる。演算部85の出力は、加算器86に供給され、目標電圧指令Vd*が加算される。加算器86の出力は、ローパスフィルタ87に供給され、演算部85の出力についての項は(Ld/τ−R)・Id/(τs+1)となる。また、励磁電流Idは、演算部88に供給され、ここでLd/τが乗算される。そして、ローパスフィルタ87の出力と、演算部88の出力は、減算器89に入力され、ここで(Ld/τ−R)・Id/(τs+1)−Ld/τが得られる。
実際には、減算器89の出力は、Vd*/(τs+1)+(Ld/τ−R)・Id/(τs+1)−Ld/τ=(Vd*−(Lds+R))/(τs+1)であり、Vd*−Vdをローパスフィルタ87で平滑化した、推定外乱「−ωeLqIq+飽和外乱」が得られる。
図9には、本実施形態により制御を行った結果を示している。図5と同様の電圧制御指令により、制御が飽和するが、励磁電流Idが目標通りに制御されていることが理解される。
上記実施形態においては、推定外乱を外乱オブザーバ80において生成し、これを電圧指令にオフセットとして加算した。しかし、この構成では、実際に検出されるモータ22のd軸電流Idに基づくフィードバック制御となる。特に、ローパスフィルタも用いるため、制御が遅れる場合も考えられる。
図10には、フィードフォワード制御により、飽和を補償するための構成を示す。この例では、トルク指令およびモータ回転数から補償外乱を算出し、これを加算器54dに供給する。
すなわち、トルク指令およびモータ回転数が決定されると、その出力を得るためのd軸、q軸電流指令および電圧指令値が決定される。さらに、その時のモータ22の駆動における最適インバータ入力電圧(コンデンサ電圧)Vcも決定される。このように、電圧指令値が決定されれば、その運転条件における補償外乱(−ωeLqIq+飽和外乱)も事前に決定できる。
そこで、本実施形態では、トルク指令およびモータ回転数を入力として、これに対応する補償外乱を出力する補償外乱テーブル90に記憶している。そこで、この補償外乱テーブル90を利用して、その時点でのモータ22の目標出力トルク、および回転数から補償外乱をモータ電流などの計測値のフィードバックなしに得ることができる。そこで、補償外乱を時間遅れなしに得てフィードフォワード制御を行うことができる。
図11には、図8のフィードバック制御と、図11のフィードフォワード制御の両方を併せ持った構成を示している。この構成によれば、フィードフォワード制御による誤差をフィードバック制御で修正することができ、より適切な制御が行える。すなわち、加算器50dには、補償外乱テーブル90からの補償外乱の他に外乱オブザーバ80からの推定外乱が供給され、この補償外乱による補償が先に行われ、その補償外乱による制御による誤差を外乱オブザーバ80からの推定外乱によってさらに補償することができる。
上述の実施形態では、d軸について説明したが、q軸についても同様の制御が行える。図12には、図8に対応したq軸制御についての構成を示す。このように、モータ22の加算器22aでは−ωeLdId*+ωeΦ+飽和外乱が加算され、モータ22bは1/(Lqs+R)で表され、q軸モータ電流Iqが得られる。そして、外乱オブザーバ80において、Vq*とd軸電流Iqを逆算して得られたVq*−ωeLdId+ωeΦ+飽和外乱の差が推定外乱として得られる。
20 モータシステム、22 モータ、24 インバータ回路、26 正極母線、28 負極母線、30 コンデンサ、32 直流電源、34,36 電圧センサ、40 電子制御ユニット、42〜48 電流センサ、80 外乱オブザーバ、90 補償外乱テーブル。
Claims (5)
- 高圧直流電源からの直流電力を交流電圧指令に基づき生成されたPWM信号に応じて交流電流に変換するインバータと、
このインバータの出力で駆動されるモータと、
モータの中性点とインバータの入力側との間に配置された低圧直流電源と、
を含み、高圧直流電源と低圧直流電源との間で電力をやり取りすることで高圧直流電源と低圧直流電源の出力電圧比が変更可能なモータシステムであって、
インバータに供給される前記交流電圧指令が、PWM動作範囲を超えて、PWM信号が飽和するときに、その飽和に応じて発生するモータ応答と交流電圧指令に基づく本来のモータ応答との差分を外乱と見なし、その外乱を前記電圧指令に加算する補正手段を有するモータシステム。 - 請求項1に記載のモータシステムであって、
前記補正手段は、
モータの数式モデルのモータ応答と、実際のモータ応答の差を演算し、これを外乱と見なすモータシステム。 - 請求項1に記載のモータシステムであって、
前記補正手段は、
モータ出力トルクと、モータ回転数とに基づき、外乱を推定するモータシステム。 - 請求項3に記載のモータシステムであって、
前記外乱の推定は、予め記憶されているマップを参照することによって行うモータシステム。 - 請求項1に記載のモータシステムであって、
前記補正手段は、
モータ出力トルクおよびモータ回転数に基づき、外乱を推定しこれを前記電圧指令に加算するとともに、モータの数式モデルのモータ応答と、実際のモータ応答の差を演算し、これを前記電圧指令に加算するモータシステム。
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CN111344943B (zh) * | 2017-12-06 | 2023-11-03 | 日本电产株式会社 | 控制器、具有该控制器的马达控制系统以及具有该马达控制系统的电动助力转向系统 |
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