CN111344944A - 控制器、具有该控制器的马达控制系统以及具有该马达控制系统的电动助力转向系统 - Google Patents

控制器、具有该控制器的马达控制系统以及具有该马达控制系统的电动助力转向系统 Download PDF

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Abstract

提供即使在马达的控制中使用高通滤波器也能够降低工作声的技术。控制器(100)用于利用驱动电路(200)和逆变器(300)来对马达(M)进行驱动的马达控制系统(1000)。控制器(100)具有电流控制块(120a)。控制器(100)进行基于电流值的前馈控制，使用逆模型来对电流控制块所包含的马达的自感的项进行补偿，利用超前角成分来对逆模型的传递函数的相位特性进行补偿，利用根据马达的角速度而得到的物理量的函数来对逆模型的传递函数的增益特性进行校正，由此对由于自感而产生的扭矩输出的相位滞后和增益降低进行补偿。

Description

控制器、具有该控制器的马达控制系统以及具有该马达控制 系统的电动助力转向系统
技术领域
本公开涉及控制器、具有该控制器的马达控制系统以及具有该马达控制系统的电动助力转向系统。
背景技术
日本特开2017-034760号公报公开了使用前馈技术的逆建模来进行控制的技术。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2017-034760号公报
发明内容
发明要解决的课题
在电动助力转向的马达电流控制中，通常使用反馈控制。但是，在进行反馈控制的情况下，存在以下问题：感应于电流检测器所包含的噪声，产生令人不快的马达工作声。不过，在不直接使用电流检测值的情况下，在现有的前馈控制技术中，存在马达输出扭矩根据马达或马达驱动电路特性的参数变动而发生变动这样的问题。
另外，在上述的现有技术中，使d轴实际电流、q轴实际电流、零相实际电流通过高通滤波器。但是，当使用高通滤波器时，扭矩指令值噪声的灵敏度会提高，马达的工作声会增加。
因此，本公开的目的之一在于，即使在马达的控制中使用高通滤波器也能够降低工作声。
用于解决课题的手段
本公开的例示的控制器用于利用驱动电路和逆变器来对马达进行驱动的马达控制系统，其中，所述控制器具有电流控制块，所述控制器进行基于电流值的前馈控制，利用逆模型来对所述电流控制块所包含的所述马达的自感的项进行补偿，并且利用超前角成分来对所述逆模型的传递函数的相位特性进行补偿，利用根据马达的角速度而得到的物理量的函数来对所述逆模型的传递函数的增益特性进行校正，由此对由于所述自感而产生的扭矩输出的相位滞后和增益降低进行补偿。
发明效果
根据本公开的例示的实施方式，进行基于电流值的前馈控制，利用逆模型来对电流控制块所包含的马达的自感的项进行补偿。并且，利用超前角成分来对逆模型的传递函数的相位特性进行补偿，利用根据马达的角速度而得到的物理量的函数来对逆模型的传递函数的增益特性进行校正。能够对由于自感而产生的扭矩输出的相位滞后和增益降低进行补偿，因此即使在马达的控制中使用高通滤波器也能够降低工作声。
附图说明
图1是本公开的例示的实施方式的马达控制系统1000的硬件块的示意图。
图2示意性示出本实施方式的马达控制系统1000中的逆变器300的硬件结构。
图3是示出控制器100的内部结构的框图。
图4是示出本公开的例示的U相处理电路104a的详细内容的控制框图。
图5是示出变形例的U相处理电路104a的结构的图。
图6是示意性示出例示的实施方式的EPS系统2000的典型结构的图。
具体实施方式
以下，参照附图对本公开的控制器、具有该控制器的马达控制系统以及具有该马达控制系统的电动助力转向系统的实施方式进行详细说明。不过，为了避免以下的说明不必要地冗长，便于本领域技术人员理解，有时省略了过于详细的说明。例如，有时省略对已知事项的详细说明或对实质上相同的结构的重复说明。
在本公开的实施方式和变形例中，对用于达成以下的各项目所记载的目的的结构进行说明。也一并叙述结构的概要。(1)马达电流检测噪声灵敏度降低基本控制采用前馈(FF)型。在实施方式中，不进行使用了电流检测值的反馈(FB)控制。对于FF型控制的问题即参数变动，通过使用了电流值的观测器来校正。通过与三相独立控制组合来创建上述效果。(2)扭矩指令值噪声灵敏度降低在进行FF型控制时，利用逆模型对马达的自感进行补偿。在该情况下，成为高通滤波器，因此噪声灵敏度会提高。实际上可能会存在由于噪声灵敏度的问题而导致马达工作声增加的事例。本发明人创建了降低这样的噪声灵敏度的方法。(3)驱动系统非线性要素的补偿对工作声影响最大的非线性要素是驱动电路的死区。死区在电流过零时产生。本发明人预测电流过零的时机，利用预测结果来进行死区补偿。
以下，对本公开的实施方式进行说明。
以下，对能够降低马达电流检测噪声灵敏度的电流控制器进行说明。
图1示意性示出了本公开的例示的实施方式的马达控制系统1000的硬件块。
马达控制系统1000典型地具有马达M、控制器(控制电路)100、驱动电路200、逆变器(也被称为“逆变器电路”)300、模拟数字转换电路(以下，表述为“AD转换器”)500、ROM(Read Only Memory：只读存储器)600、位置传感器700以及多个电流传感器400。马达控制系统1000被模块化，例如作为具有马达、传感器、驱动器以及控制器的马达模块而制造。在本说明书中，以具有马达M作为结构要素的系统为例，对马达控制系统1000进行说明。不过，马达控制系统1000也可以是不具备马达M作为结构要素的、用于对马达M进行驱动的系统。
马达M是表面磁铁型(SPM)马达，例如是表面磁铁型同步马达(SPMSM)。马达M例如具有三相(U相、V相以及W相)的绕组(未图示)。三相的绕组与逆变器300电连接。不限于三相马达，五相、七相等多相马达也属于本公开的范畴。在本说明书中，以对三相马达进行控制的马达控制系统为例，对本公开的实施方式进行说明。作为马达M，能够使用相间的互感相对较小的马达，例如10极12槽的马达、14极12槽的马达。
控制器100例如是微控制单元(MCU)。控制器100对马达控制系统1000的整体进行控制，例如通过矢量控制而对马达M的扭矩和转速进行控制。马达M不限于矢量控制，也可以通过其他闭环控制而进行控制。转速用在单位时间(例如1分钟)内转子旋转的转速(rpm)或在单位时间(例如1秒钟)内转子旋转的转速(rps)来表示。矢量控制是将在马达中流动的电流分解成有助于产生扭矩的电流成分和有助于产生磁通的电流成分而对彼此正交的各电流成分进行独立控制的方法。控制器100例如根据由多个电流传感器400测量出的实际电流值以及基于实际电流值而推断出的转子角等来设定目标电流值。控制器100根据该目标电流值而生成PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)信号，并输出给驱动电路200。
驱动电路200例如是栅极驱动器。驱动电路200根据从控制器100输出的PWM信号而生成对逆变器300的开关元件的开关动作进行控制的控制信号。驱动电路200也可以安装于控制器100。
逆变器300例如将从直流电源(未图示)提供的直流电力转换为交流电力，利用转换后的交流电力对马达M进行驱动。例如，逆变器300根据从驱动电路200输出的控制信号而将直流电力转换为作为U相、V相以及W相的伪正弦波的三相交流电力。使用该转换后的三相交流电力对马达M进行驱动。
多个电流传感器400具有检测在马达M的U相、V相以及W相的绕组中流动的至少两个电流的至少两个电流传感器。在本实施方式中，多个电流传感器400具有检测在U相和V相中流动的电流的两个电流传感器400A、400B(参照图2)。当然，多个电流传感器400也可以具有检测在U相、V相以及W相的绕组中流动的三个电流的三个电流传感器，也可以具有例如检测在V相和W相中流动的电流或在W相和U相中流动的电流的两个电流传感器。电流传感器例如具有分流电阻以及检测在分流电阻中流动的电流的电流检测电路(未图示)。分流电阻的电阻值例如为0.1Ω左右。
AD转换器500对从多个电流传感器400输出的模拟信号进行取样而将其转化为数字信号，将该转换后的数字信号输出给控制器100。控制器100也可以进行AD转换。在该情况下，控制器100直接接受多个电流传感器400检测到的电流信号(模拟信号)。
ROM 600例如是可写入的存储器(例如PROM)、可改写的存储器(例如闪存)或只读存储器。ROM 600保存控制程序，该控制程序具有用于使控制器100控制马达M的指令组。例如，控制程序在启动时在RAM(未图示)中被一次加载。ROM 600也可以无需外置于控制器100，而搭载于控制器100。搭载有ROM 600的控制器100例如可以是上述的MCU。
位置传感器700配置于马达M，检测转子角P并输出给控制器100。位置传感器700例如是通过具有磁阻(MR)元件的MR传感器与传感器磁铁的组合而实现的。位置传感器700例如也可使用包含霍尔元件的霍尔IC或旋转变压器来实现。
在例示的实施方式中，控制器100是通过组装有CPU核心的现场可编程门阵列(FPGA)而实现的。在FPGA的硬件逻辑电路中构建了后述的观测器块、电流控制块以及矢量控制运算块。例如CPU核心通过软件处理来计算扭矩指令值。FPGA内的各块利用从CPU核心接受到的扭矩指令值(Tref)、由位置传感器700测量出的马达M的转子旋转位置即转子角(P)、以及从AD转换器500接受到的电流测量值(Ia、Ib、Ic)等而生成PWM信号。
在图1中，逆变器300是单系统，但也可以设置多系统、例如双系统。即使是多系统，对于多系统中的各个系统，可以采用具有与控制器100相同或等同的功能和结构的控制器，也可以采用不同的控制器。
可以将构成图1所示的马达控制系统1000的各结构要素、例如马达M、控制器100、驱动电路200、逆变器300等一体地收纳于壳体(未图示)。将这样的结构作为所谓的“机电一体型马达”而进行制造和销售。机电一体型马达将各种结构要素收纳于壳体内，因此无需设计各结构要素的配置、设置空间、布线布局。其结果为，能够实现马达及其周边电路的省空间化、设计的简单化。本实施方式的控制器100能够利用后述的前馈控制技术来抑制由于马达M旋转而产生的工作声。通过使控制器100和马达M一体化，能够提供省空间化并且低噪声的“机电一体型马达”。另外，“机电一体型马达”还可以具有电流传感器400、转换器500、ROM600。
参照图2对逆变器300的硬件结构进行详细说明。
图2示意性示出本实施方式的马达控制系统1000中的逆变器300的硬件结构。
逆变器300具有三个低端开关元件和三个高端开关元件。图示的开关元件SW_L1、SW_L2以及SW_L3是低端开关元件，开关元件SW_H1、SW_H2以及SW_H3是高端开关元件。作为开关元件，例如，可以使用场效应晶体管(FET，典型地为MOSFET)或绝缘栅双极型晶体管(IGBT)等半导体开关元件。开关元件具有通朝向马达M流动的再生电流的续流二极管。
在图2中记载了检测在U相、V相以及W相中流动的电流的三个电流传感器400A、400B以及400C的分流电阻Rs。如图所示，例如分流电阻Rs可以电连接在低端开关元件与接地端之间。或者，例如分流电阻Rs也可以电连接在高端开关元件与电源之间。
控制器100能够通过进行例如基于矢量控制的三相通电的控制(以下，表述为“三相通电控制”)而对马达M进行驱动。例如，控制器100生成用于进行三相通电控制的PWM信号，并将该PWM信号输出给驱动电路200。驱动电路200根据PWM信号而生成对逆变器300中的各FET的开关动作进行控制的栅极控制信号，并施加给各FET的栅极。
在图2中，设置有三个电流传感器400A、400B以及400C，但电流传感器的数量也可以是两个。例如，可以省略检测在W相中流动的电流的电流传感器400C。在该情况下，在W相中流动的电流能够通过运算而不通过测量来检测。在三相通电控制中，在各相中流动的电流的总和在理想情况下为零。只要通过电流传感器400A、400B分别检测在U相和V相中流动的电流，就能够计算将U相电流与V相电流之和的符号取反而得到的值作为在W相中流动的电流值。
根据本公开，可以设置三个电流传感器来检测在三相中分别流动的电流，也可以设置两个电流传感器来检测两相的电流，并进行上述的运算来计算在剩余的一相中流动的电流。
图3是示出控制器100的内部结构的框图。控制器100具有电流控制器102a、102b、102c以及电压-占空转换器180。电流控制器102a接受扭矩指令值Trefa和U相电流值Ia，输出指令电压Vrefa。电流控制器102b接受扭矩指令值Trefb和U相电流值Ib，输出指令电压Vrefb。电流控制器102c接受扭矩指令值Trefc和U相电流值Ic，输出指令电压Vrefc。
在本说明书中，对扭矩指令值Tref的三个成分Trefa、Trefb以及Trefc作为给定的值的情况进行说明。该各值例如是由控制器100的CPU核心(未图示)生成的。由于生成扭矩指令值的处理是公知的，因此省略其说明。
电压-占空转换器180进行电压-占空转换。电压-占空转换是根据指令电压而生成PWM信号的处理。PWM信号表示电压指令值。具体而言，电压-占空转换器180根据指令电压Vrefa而生成PWM信号Vdutya。同样地，电压-占空转换器180根据指令电压Vrefb和Vrefc而分别生成PWM信号Vdutyb和Vdutyc。由于电压-占空转换是公知的，因此在本说明书中省略详细说明。
接下来，对电流控制器102a～102c的详细内容进行说明。以下，例示了包含电流控制器102a和电压-占空转换器180的U相处理电路104a而进行说明。电流控制器102b和电流控制器102c均是同样的，因此省略图示和说明。
图4是示出U相处理电路104a的详细内容的控制框图。U相处理电路104a内的除了电压-占空转换器180以外的部分对应于电流控制器102a(图3)。
U相处理电路104具有扭矩-电流转换块110a、电流控制块120a、自适应控制块130a以及加法器140a。各块和加法器表示运算处理。因此，也可以将“块”替换为“处理”。可以通过FPGA的硬件逻辑而实现全部的处理，也可以通过一个或多个运算电路而实现一个或多个处理。
扭矩-电流转换块110a将扭矩指令值Trefa转换为电流指令值Irefa。
电流控制块120a和加法器140a是与后述的电压方程式的运算对应的运算块。电流控制块120a作为高通滤波器发挥功能。电流控制块120a利用由自适应控制块130a计算出的建模误差ΔRtha来逐次校正电阻值Rtha。即，利用之前的电阻值Rtha+ΔRtha作为新的Rtha来求取电压值。
自适应控制块130a利用在U相中流动的电流值Ia而输出建模误差ΔRtha。自适应控制块130a具有进行与电流控制块120a同样的运算的第一运算块132a和第二运算块134a。其中，后者的第二运算块134a作为“观测器”发挥功能。以下，将第二运算块134a记述为“观测器块134a”。从图4的观测器块134a的记载可知，观测器是时间常数为T1的一阶低通滤波器。
另外，第一运算块132a包含微分符号“d/dt”，是在时域中进行表示的，而观测器块134a是在使用了变量s的s域中进行表示的。使用变量s来表示的原因是为了使观测器是时间常数为T1的一阶低通滤波器这一情况明确化。需注意这是为了便于理解。
输入到自适应控制块130a的信号(作为滤波对象的信号)不是白噪声而是有色噪声。在本实施方式中，自适应控制块130a不进行使用最小二乗法的滤波处理。
以下，在对图4所示的各块的含义内容进行说明之前，对与各块对应的运算是如何导出的进行说明。
在马达以角速度ω进行旋转时，注入到线圈的电力为E·I，线圈所产生的动力为T·ω。其中，E是电压、I是电流、T是扭矩。
根据能量守恒定律，下述数学式(1)成立。
(数学式1)
EI＝Tω (1)
对数学式(1)进行变形而得到了下述数学式(2)。
(数学式2)
T＝EI/ω (2)
本发明人考虑到由于电流I包含大量噪声，因此避免使用电流I。根据电压方程式来求取电流I(数学式(3))并代入到数学式(1)中的话，得到了数学式(4)。
(数学式3)
I＝f(V) (3)
(数学式4)
T＝(E/ω)f(V) (4)
其中，将电压方程式表示为下述数学式(5)。
[数学式5]
Figure BDA0002489390470000081
将左边的矢量表示为V、将在右边第一项和第二项中通用的矢量表示为I、将右边第2项的矩阵表示为L、将右边第三项的矢量表示为E的话，得到了下述数学式(6)，进一步变形而得到了数学式(7)。
[数学式6]
Figure BDA0002489390470000082
[数学式7]
Figure BDA0002489390470000083
这里，对电感进行一般化表示的话，如数学式(8)所示。
[数学式8]
Figure BDA0002489390470000091
并且，在数学式(9)中例示了电感的六阶为止的成分。如后所述，在本实施方式中，进行前馈(FF)型的控制(FF控制)。在进行FF控制的情况下，电感的高阶成分消失。
[数学式9]
Figure BDA0002489390470000101
数学式(10)表示考虑到三次谐波的数学式(6)和(7)中的E。
[数学式10]
Figure BDA0002489390470000102
综上，扭矩方程式能够以数学式(11)给出。
[数学式11]
Figure BDA0002489390470000103
这里，由于对电流控制器的输入为T、输出为V，因此整理数学式(11)而得到了数学式(12)。
[数学式12]
Figure BDA0002489390470000104
在使用数学式(12)来进行前馈控制的情况下，本发明人研究了对参数变动进行补偿。在研究要补偿的参数时，设置了以下的前提。Rth：进行逐次补偿。L：用作固定值。另外，电感不随温度而变化。
数学式(12)为假设三相独立的情况下的目标相间电压，因此像下述那样求取中性点电压VN并进行校正。
[数学式13]
VN＝(Va+Vb+Vc)/3 (13)
相电压Van是通过以下的数学式(14)而得到的。
[数学式14]
VaN＝Va+VN (14)
综上，扭矩T、电流I、电压V分别是通过数学式(15)、(16)、(17)而得到的。另外，Vdutya、Vdutyb、Vdutyc是通过数学式(18)而得到的。
[数学式15]
Figure BDA0002489390470000111
[数学式16]
Figure BDA0002489390470000112
[数学式17]
Figure BDA0002489390470000113
[数学式18]
Figure BDA0002489390470000114
在使用数学式(12)来进行前馈控制的情况下，本发明人研究了对自感L进行补偿。具体而言，本发明人使用逆模型对自感L进行补偿，利用超前角成分对相位滞后进行补偿。逆模型的计算不是使用dq轴坐标系而是使用abc轴坐标系而进行的。
这里，在使用逆模型对自感L进行补偿的情况下，本发明人发现了噪声灵敏度会提高这一课题。其原因是，补偿用的处理成为高通滤波器，扭矩传感器系统的对噪声的灵敏度提高，其结果为，工作声劣化。
因此，本发明人进行基于在马达中流动的电流值的前馈控制，进行各种补偿。具体而言，使用逆模型对电流控制块120a所包含的马达M的自感L的项进行补偿。另外，利用超前角成分来对该逆模型的传递函数的相位特性进行补偿，使用根据上述马达的角速度而得到的物理量的函数来对该逆模型的传递函数的增益特性进行校正。由此，能够对由于自感而产生的扭矩输出的相位滞后和增益降低进行补偿。另外，在使用逆模型对相位滞后和增益降低进行补偿的情况下，不是必须设置接下来要说明的干扰观测器。即使不设置干扰观测器，也能够进行前馈控制。
接下来，对观测器进行说明。
本发明人考虑了利用使用了电流指令值的干扰观测器来对电流控制处理进行补偿。这是因为，由于输出的参数变动被补偿，因此能够实现电流值噪声降低。
在本公开中，使用输入误差模型的干扰观测器。在使用该观测器的情况下，由于之前的前馈模型与观测器模型相同，因此设计管理变得容易。将观测器模型表示为数学式(19)。
[数学式19]
Figure BDA0002489390470000121
在数学式(19)中，将现实与工厂模型的建模误差表示为ΔRth。其结果为，得到了下述数学式(20)。
[数学式20]
Figure BDA0002489390470000122
由此，通过将数学式(20)的右边的各成分除以检测电流I＝(Ia，Ib，Ic)的各成分而能够得到ΔRtha、ΔRthb、ΔRthc。
另外，在数学式(20)中，左边的VDUTYa～VDUTYc是电压-占空转换器180的U、V、W相用的PWM信号的各电压指令值。
在安装时，考虑对ΔR推断的噪声灵敏度，通过进行噪声处理后的信号来确定ΔRth，适应前馈控制器的内部模型。即，构成通常的简单自适应控制系统。在该情况下，控制对象严格地满足适当的条件，因此保证了本自适应控制系统的稳定性。
以上的数学式是时域中的表示，但通过对两边进行拉普拉斯变换而能够转换为s域中的表示。在s域的表示中，微分要素被置换为“s”。其结果为，通过上述的数学式而表示了图4所示的控制块和控制块之间的耦合关系。
另外，观测器块134a在电流值低于一定值的情况下、例如在成为零±阈值以内的情况下，可以使用上一次的补偿值进行运算。在电流值成为零或实质上成为零的情况下，电压饱和，观测器块134a无法进行干扰Rth的推断。因此，通过在成为零附近的一定值时使用上一次的补偿值，能够正常地进行补偿。
接下来，对本公开的例示的实施方式的变形例进行说明。
图5示出变形例的U相处理电路104a的结构。在图5的U相处理电路的结构中，追加了死区补偿块150a和加法器160a，这些点与图4的U相处理电路的结构不同。其他的结构和动作相同。由此，以下对死区补偿块150a和加法器160a进行说明。其他结构的说明援用此前的说明。
以下提及的“死区”是指即使想要电流流动也无法流动的时间段。死区是包含作为电流不流动的时刻即电流值为零的时刻的死区时间、以及电流值从0渐渐上升或下降的期间的概念。后者的“期间”实质上是指电流实质上能够视为零的时间段。“死区”是根据驱动系统的非线性要素与电磁兼容性(Electromagnetic Compatibility；EMC)的关系而产生的。EMC是指不会对任何的设备施加会干扰设备等的动作那样的电磁干扰波、并且耐受电磁环境的干扰而令人满意地发挥功能的装置或系统的能力。在本实施方式中所说的驱动系统的非线性要素是指为了防止桥臂短路而设定的死区。
现在，作为一例，考虑使用电动助力转向系统对马达M进行驱动的情况。当在马达M中产生扭矩纹波时，驾驶员会感到声音或振动。例如，当马达M的输出为80Nm时，除非扭矩纹波不到0.2Nm，否则人会感到声音或振动。这样的量化噪声在电动助力转向等要求精度的用途中成为重要课题。因此，在电动助力转向系统中，要求对驱动系统的非线性要素、例如观测器块134a、驱动电路200等的响应进行适当补偿，从而尽可能地降低振动和工作声。本发明人研究了考虑死区而对驱动系统的非线性要素进行补偿。
在本变形例中，死区补偿块150a根据死区补偿值来计算驱动系统的非线性要素的补偿值。马达驱动电路的死区在电流的过零点产生。死区补偿块150a在马达电流过零的时机，输出与死区相当的占空值。“与死区相当的占空值”可以是固定的，也可以在规定的条件下发生变动。
加法器160a将马达电流过零的时机下的占空值和与死区相当的占空值相加。由此，能够实现低工作声，并且对于前馈控制，能够减少参数而进行控制。
电流过零的时机是能够预测的。根据本公开的例示的实施方式，作为前馈控制器的中间输出的I_refa、I_refb、I_refc相当于电流的预测值。死区补偿块150a和加法器160a能够通过使用了该输出的以下的数学式而进行死区补偿。
[数学式21]
Figure BDA0002489390470000141
数学式(21)的IF部分不是Irefn＝0。即，只要马达电流落入到事实上能够视为零的预定的范围内，就能够视为“过零”。在本说明书中，除了实际上过零的情况以外，也将能够视为过零的情况统称为“过零”。
在本变形例的方式的情况下，在死区补偿中使用的信号的噪声电平较低，因此无需进行极限环振动防止措施，能够期待可精度良好地保证死区。
另外，由于利用FF型控制器的中间输出来预测电流过零的时机，因此能够使预测模型与FF型控制器模型一致。由此，能够实现控制器的低维化。另外，通过独立地控制三相，能够有效地补偿驱动电路的死区。
另外，在对死区进行补偿时，不是必须设置上述的干扰观测器。即使不设置干扰观测器，也能够进行前馈控制。
接下来，对上述的实施方式和变形例的应用进行说明。
图6示意性示出例示的实施方式的EPS系统2000的典型结构。
汽车等车辆通常具有EPS系统。EPS系统2000具有转向系统520以及生成辅助扭矩的辅助扭矩机构540。EPS系统2000生成对通过驾驶员操作方向盘而产生的转向系统的操舵扭矩进行辅助的辅助扭矩。借助辅助扭矩，减轻了驾驶员的操作负担。
转向系统520例如具有方向盘521、转向轴522、万向联轴器523A、523B、旋转轴524、齿轮齿条机构525、齿条轴526、左右球窝接头552A、552B、横拉杆527A、527B、转向节528A、528B以及左右操舵车轮529A、529B。
辅助扭矩机构540例如具有操舵扭矩传感器541、汽车用电子控制单元(ECU)542、马达543以及减速机构544。操舵扭矩传感器541检测转向系统520的操舵扭矩。ECU 542根据操舵扭矩传感器541的检测信号而生成驱动信号。马达543根据驱动信号而生成与操舵扭矩相应的辅助扭矩。马达543经由减速机构544而将所生成的辅助扭矩传递给转向系统520。
ECU 542例如具有上述的控制器100和驱动电路200等。在汽车中，构建了以ECU作为核心的电子控制系统。在EPS系统2000中，例如由ECU 542、马达543以及逆变器545构建了马达控制系统。作为该马达控制系统，能够适当地使用上述的马达控制系统1000。
本公开的实施方式也能够适当用于要求推断扭矩角的能力的线控换挡、线控转向、线控刹车等电传线控以及牵引马达等的马达控制系统。例如，本公开的实施方式的马达控制系统能够搭载于与日本政府和美国高速公路安全管理局(NHTSA)所规定的电平0至4(自动化的基准)对应的自动驾驶车。
产业上的可利用性
本公开的实施方式能够广泛地用于吸尘器、烘干机、吊扇、洗衣机、冰箱以及电动助力转向装置等各种具有马达的多种设备。
标号说明
100：控制器；102a～102c：电流控制器；110a：扭矩-电流转换块；120a：电流控制块；130a：自适应控制块；140a：加法器；150a：死区补偿块；200：驱动电路；300：逆变器；400A～400C：电流传感器；500：AD转换器；600：ROM；700：位置传感器；1000：马达控制系统；2000：EPS系统。

Claims (7)

1.一种控制器，其用于利用驱动电路和逆变器来对马达进行驱动的马达控制系统，其中，
所述控制器具有电流控制块，
所述控制器进行基于电流值的前馈控制，
利用逆模型对所述电流控制块所包含的所述马达的自感的项进行补偿，
利用超前角成分来对所述逆模型的传递函数的相位特性进行补偿，
利用根据所述马达的角速度而得到的物理量的函数来对所述逆模型的传递函数的增益特性进行校正，由此对由于所述自感而产生的扭矩输出的相位滞后和增益降低进行补偿。
2.根据权利要求1所述的控制器，其中，
所述控制器还具有进行基于电流值的前馈控制的干扰观测器，
利用所述干扰观测器的输出值，通过自适应控制来对所述电流控制块的干扰参数进行补偿。
3.根据权利要求1或2所述的控制器，其中，
所述控制器还具有：
死区补偿块，其确定所述驱动电路的死区产生的时机，输出死区补偿值；以及
加法器，其将所述时机下的占空值与所述死区补偿值相加而生成PWM信号。
4.一种马达控制系统，其具有：
马达；
权利要求1至3中的任意一项所述的控制器；
驱动电路，其根据从所述控制器输出的所述PWM信号而生成控制信号；以及
逆变器，其根据所述控制信号而进行开关动作，对所述马达流通电流。
5.根据权利要求4所述的马达控制系统，其中，
所述马达是10极12槽或14极12槽的马达。
6.根据权利要求4或5所述的马达控制系统，其中，
所述马达控制系统具有一体地收纳所述马达、所述控制器、所述驱动电路以及所述逆变器的壳体。
7.一种电动助力转向系统，其具有权利要求4至6中的任意一项所述的马达控制系统。
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