JPWO2019111730A1 - コントローラ、当該コントローラを有するモータ制御システム、および当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステム - Google Patents

Abstract

モータの制御にハイパスフィルタを用いたとしても作動音を低減する技術を提供する。コントローラ１００は、位置制御に用いられるモータＭを、駆動回路２００およびインバータ３００を利用して駆動するモータ制御システム１０００において用いられる。コントローラ１００は、モータ電流を受け取って基準電圧を出力する電流制御ブロック１２０ａと、電流制御ブロックから出力された基準電圧からデューティ比を示す信号を出力するモータ制御回路１８０と、デッドバンドを有する駆動系の非線形要素の補償値を、デッドバンド補償値に基づいて算出するデッドバンド補償ブロック１５０ａと、加算器１６０ａとを有している。デッドバンド補償ブロックは、モータ電流がゼロクロスするタイミングにおいて、デッドバンドに相当するデューティ値を出力する。加算器は、デューティ比を示す信号にデューティ値を加算して出力する。

Description

本開示は、コントローラ、当該コントローラを有するモータ制御システム、および当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステムに関する。

特開２０１２−２５４６８２号公報は、ゼロクロス電流を用いてデッドバンド補償を行う構造を開示する。

特開２０１２−２５４６８２号公報

電動パワーステアリングのモータ電流制御では、一般的にはフィードバック制御が用いられる。しかし、フィードバック制御を行った場合には、電流検出器に含められるノイズに感応し、不快なモータ作動音が発生するという問題がある。

不快なモータ作動音の発生を抑制するために、電流検出値を直接用いない、フィードフォワード技術を用いる方法が考えられる。ただし、電流検出値を直接用いない場合、従来のフィードフォワード制御技術では、モータやモータ駆動回路特性のパラメータ変動によりモータ出力トルクが変動するという問題があった。また従来のフィードフォワード技術では、パラメータ変数が多くなるという課題があった。

本開示の目的の一つは、低作動音を実現しつつ、制御器の低次元化を図ることである。

本開示の例示的なコントローラは、モータを、駆動回路およびインバータを利用して駆動するモータ制御システムにおいて用いられるコントローラであって、モータ電流を受け取って基準電圧を出力する電流制御ブロックと、前記電流制御ブロックから出力された前記基準電圧からデューティ比を示す信号を出力するモータ制御回路と、デッドバンドを有する駆動系の非線形要素の補償値を、デッドバンド補償値に基づいて算出するデッドバンド補償ブロックと、加算器とを備え、前記デッドバンド補償ブロックは、前記モータ電流がゼロクロスするタイミングにおいて、前記デッドバンドに相当するデューティ値を出力し、前記加算器は、前記デューティ比を示す信号に前記デューティ値を加算して出力する。

本開示の例示的な実施形態によれば、モータ電流がゼロクロスするタイミングにおいて、デッドバンドに相当するデューティ値と、デューティ比を示す信号とを加算する。これにより、モータの制御にハイパスフィルタを用いたとしても作動音を低減しつつ、制御器の低次元化を図ることが可能である。

図１は、本開示の例示的な実施形態によるモータ制御システム１０００のハードウェアブロックの模式図である。 図２は、本実施形態によるモータ制御システム１０００中のインバータ３００のハードウェア構成を模式的に示す。 図３は、コントローラ１００の内部構成を示すブロック図である。 図４は、本開示の例示的なＵ相処理回路１０４ａの詳細を示す制御ブロック図である。 図５は、変形例にかかるＵ相処理回路１０４ａの構成を示す図である。 図６は例示的な実施形態によるＥＰＳシステム２０００の典型的な構成を模式的に示す図である。

以下、添付の図面を参照しながら、本開示のコントローラ、当該コントローラを有するモータ制御システム、および当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステムの実施形態を詳細に説明する。但し、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするため、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。

本開示にかかる実施形態および変形例では、以下の各項目に記載の目的を達成するための構成を説明する。構成の概要も併せて述べる。（１）モータ電流検出ノイズ感度低減 基本制御をフィードフォワード（ＦＦ）型とする。実施形態では、電流検出値を用いたフィードバック（ＦＢ）制御を行わない。ＦＦ型制御の問題であるパラメータ変動に対しては、電流値を用いたオブザーバにより補正する。３相独立制御と組み合わせることにより、上記の効果を創出する。（２）トルク指令値ノイズ感度低減 ＦＦ型制御を行うにあたって、モータ自己インダクタンスを逆モデルで補償する。この場合、ハイパスフィルタになるためノイズ感度が上がってしまう。実際、ノイズ感度の問題により、モータ作動音が増加する事例が存在し得る。本発明者は、そのようなノイズ感度を低減する方法を創出した。（３）駆動系非線形要素の補償 作動音への影響が最も大きい非線形要素は、駆動回路のデッドバンドである。デッドバンドは、電流がゼロクロスするときに発生する。本発明者は、電流がゼロクロスするタイミングを予測し、予測結果を利用してデッドバンド補償を行うこととした。

以下、本開示の実施形態を説明する。

以下、モータ電流検出ノイズ感度を低減することが可能な電流制御器を説明する。

図１は、本開示の例示的な実施形態によるモータ制御システム１０００のハードウェアブロックを模式的に示している。

モータ制御システム１０００は、典型的に、モータＭと、コントローラ（制御回路）１００と、駆動回路２００と、インバータ（「インバータ回路」とも称される。）３００と、複数の電流センサ４００と、アナログデジタル変換回路（以下、「ＡＤコンバータ」と表記する。）５００と、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）６００と、位置センサ７００とを有する。モータ制御システム１０００は、モジュール化され、例えば、モータ、センサ、ドライバおよびコントローラを有するモータモジュールとして製造される。本明細書では、構成要素としてモータＭを有するシステムを例に、モータ制御システム１０００を説明する。ただし、モータ制御システム１０００は、構成要素としてモータＭを有しない、モータＭを駆動するためのシステムであってもよい。

モータＭは、表面磁石型（ＳＰＭ）モータであり、例えば表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）である。モータＭは、例えば三相（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相）の巻線（不図示）を有する。三相の巻線は、インバータ３００に電気的に接続される。三相モータに限らず、五相、七相などの多相モータも本開示の範疇である。本明細書では、三相モータを制御するモータ制御システムを例に、本開示の実施形態を説明する。モータＭとして、相間の相互インダクタンスが相対的に小さいモータ、例えば１０極１２スロットのモータ、１４極１２スロットのモータが利用され得る。

コントローラ１００は、例えばマイクロコントロールユニット（ＭＣＵ）である。コントローラ１００は、モータ制御システム１０００の全体を制御し、例えばベクトル制御によってモータＭのトルクおよび回転速度を制御する。モータＭは、ベクトル制御に限らず、他のクローズドループ制御によっても制御され得る。回転速度は、単位時間（例えば１分間）にロータが回転する回転数（ｒｐｍ）または単位時間（例えば１秒間）にロータが回転する回転数（ｒｐｓ）で表される。ベクトル制御は、モータに流れる電流を、トルクの発生に寄与する電流成分と、磁束の発生に寄与する電流成分とに分解し、互いに直交する各電流成分を独立に制御する方法である。コントローラ１００は、例えば、複数の電流センサ４００によって測定された実電流値、および実電流値に基づいて推定されたロータ角などに従って目標電流値を設定する。コントローラ１００は、その目標電流値に基づいてＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を生成し、駆動回路２００に出力する。

駆動回路２００は、例えばゲートドライバである。駆動回路２００は、インバータ３００におけるスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御信号を、コントローラ１００から出力されるＰＷＭ信号に従って生成する。駆動回路２００は、コントローラ１００に実装されていてもよい。

インバータ３００は、例えば直流電源（不図示）から供給される直流電力を交流電力に変換し、変換された交流電力でモータＭを駆動する。例えば、インバータ３００は、駆動回路２００から出力される制御信号に基づいて、直流電力を、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の擬似正弦波である三相交流電力に変換する。この変換された三相交流電力でモータＭは駆動される。

複数の電流センサ４００は、モータＭのＵ相、Ｖ相およびＷ相の巻線に流れる少なくとも２つの電流を検出する少なくとも２つの電流センサを有する。本実施形態では、複数の電流センサ４００は、Ｕ相およびＶ相に流れる電流を検出する２つの電流センサ４００Ａ、４００Ｂ（図２を参照）を有する。当然に、複数の電流センサ４００は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の巻線に流れる３つの電流を検出する３つの電流センサを有していてもよいし、例えばＶ相およびＷ相に流れる電流またはＷ相およびＵ相に流れる電流を検出する２つの電流センサを有していてもよい。電流センサは、例えば、シャント抵抗、およびシャント抵抗に流れる電流を検出する電流検出回路（不図示）を有する。シャント抵抗の抵抗値は、例えば０．１Ω程度である。

ＡＤコンバータ５００は、複数の電流センサ４００から出力されるアナログ信号をサンプリングしてデジタル信号に変換し、この変換したデジタル信号をコントローラ１００に出力する。コントローラ１００がＡＤ変換を行ってもよい。その場合、コントローラ１００は複数の電流センサ４００から、検出された電流信号（アナログ信号）を直接受け取る。

ＲＯＭ６００は、例えば書き込み可能なメモリ（例えばＰＲＯＭ）、書き換え可能なメモリ（例えばフラッシュメモリ）または読み出し専用のメモリである。ＲＯＭ６００は、コントローラ１００にモータＭを制御させるための命令群を有する制御プログラムを格納する。例えば、制御プログラムはブート時にＲＡＭ（不図示）に一旦展開される。ＲＯＭ６００は、コントローラ１００に外付けされる必要はなく、コントローラ１００に搭載されていてもよい。ＲＯＭ６００を搭載したコントローラ１００は、例えば上述したＭＣＵであり得る。

位置センサ７００は、位置センサ７００は、モータＭに配置され、ロータ角Ｐを検出してコントローラ１００に出力する。位置センサ７００は、例えば磁気抵抗（ＭＲ）素子を有するＭＲセンサとセンサマグネットとの組み合わせによって実現される。位置センサ７００は、例えば、ホール素子を含むホールＩＣまたはレゾルバを用いても実現される。

例示的な実施形態では、コントローラ１００は、ＣＰＵコアが組み込まれたフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）によって実現されている。ＦＰＧＡのハードウェアロジック回路には、後述のオブザーバブロック、電流制御ブロックおよびベクトル制御演算ブロックが構築されている。例えばＣＰＵコアはソフトウェア処理によってトルク指令値を算出する。ＦＰＧＡ内の各ブロックは、ＣＰＵコアから受け取ったトルク指令値（Ｔｒｅｆ）と、位置センサ７００によって測定されたモータＭのロータ回転位置、すなわちロータ角（Ｐ）と、ＡＤコンバータ５００から受け取った電流測定値（Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ）等を利用してＰＷＭ信号を生成する。

図１では、インバータ３００は１系統であるが、複数系統、例えば２系統、設けてもよい。複数系統であっても、複数系統の各々について、コントローラ１００と同じまたは同等の機能および構成を有するコントローラを採用してもよいし、別個のコントローラを採用してもよい。

図１に示すモータ制御システム１０００を構成する各構成要素、例えばモータＭ、コントローラ１００、駆動回路２００、インバータ３
００等を、ハウジング（図示せず）に一体的に収容してもよい。このような構成は、いわゆる「機電一体型モータ」として製造され販売される。機電一体型モータは、種々の構成要素がハウジング内に収容されているため、各構成要素の配置、設置スペース、配線の取り回しを設計する必要がない。その結果、モータおよびその周辺回路の省スペース化、設計の簡単化を実現できる。本実施形態にかかるコントローラ１００は、モータＭの回転によって発生する作動音を、後述のフィードフォワード制御技術を利用して抑制することができる。コントローラ１００とモータＭとを一体化させることにより、省スペースでかつ低騒音の「機電一体型モータ」を提供することができる。なお、「機電一体型モータ」は、電流センサ４００、コンバータ５００、ＲＯＭ６００をさらに備えていてもよい。

図２を参照しながら、インバータ３００のハードウェア構成を詳細に説明する。

図２は、本実施形態によるモータ制御システム１０００中のインバータ３００のハードウェア構成を模式的に示す。

インバータ３００は、３個のローサイドスイッチング素子および３個のハイサイドスイッチング素子を有する。図示されるスイッチング素子ＳＷ＿Ｌ１、ＳＷ＿Ｌ２およびＳＷ＿Ｌ３がローサイドスイッチング素子であり、スイッチング素子ＳＷ＿Ｈ１、ＳＷ＿Ｈ２およびＳＷ＿Ｈ３が、ハイサイドスイッチング素子である。スイッチング素子として、例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ、典型的にはＭＯＳＦＥＴ）または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの半導体スイッチ素子を用いることができる。スイッチング素子は、モータＭに向けて流れる回生電流を流す還流ダイオードを有する。

図２には、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相に流れる電流を検出する３つの電流センサ４００Ａ、４００Ｂおよび４００Ｃのシャント抵抗Ｒｓが記載されている。図示のとおり、例えばシャント抵抗Ｒｓは、ローサイドスイッチング素子とグランドとの間に電気的に接続され得る。または、例えばシャント抵抗Ｒｓは、ハイサイドスイッチング素子と電源との間に電気的に接続され得る。

コントローラ１００は、例えばベクトル制御に基づく三相通電による制御（以下、「三相通電制御」と表記する。）を行うことによってモータＭを駆動することができる。例えば、コントローラ１００は、三相通電制御を行うためのＰＷＭ信号を生成し、そのＰＷＭ信号を駆動回路２００に出力する。駆動回路２００は、インバータ３００中の各ＦＥＴのスイッチング動作を制御するゲート制御信号をＰＷＭ信号に基づいて生成し、各ＦＥＴのゲートに与える。

図２では３つの電流センサ４００Ａ、４００Ｂおよび４００Ｃを設けたが、電流センサの数は２つでもよい。例えば、Ｗ相を流れる電流を検出する電流センサ４００Ｃを省略することができる。この場合、Ｗ相を流れる電流は、測定ではなく演算によって検出され得る。三相通電制御において、各相を流れる電流の総和は理想的にゼロになる。電流センサ４００Ａ、４００Ｂによって、Ｕ相およびＶ相に流れる電流をそれぞれ検出すれば、Ｕ相電流とＶ相電流との和の符号を反転させた値を、Ｗ相を流れる電流値として算出することができる。

本開示によれば、３つの電流センサを設けて３相の各々に流れる電流を検出してもよいし、２つの電流センサを設けて２相の電流を検出し、残りの１相に流れる電流を、上述の演算を行って算出してもよい。

図３はコントローラ１００の内部構成を示すブロック図である。コントローラ１００は、電流制御器１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃと、電圧−デューティ変換器１８０とを有している。電流制御器１０２ａは、トルク指令値ＴｒｅｆａとＵ相電流値Ｉａとを受け取り、指令電圧Ｖｒｅｆａを出力する。電流制御器１０２ｂは、トルク指令値ＴｒｅｆｂとＵ相電流値Ｉｂとを受け取り、指令電圧Ｖｒｅｆｂを出力する。電流制御器１０２ｃは、トルク指令値ＴｒｅｆｃとＵ相電流値Ｉｃとを受け取り、指令電圧Ｖｒｅｆｃを出力する。

本明細書では、トルク指令値Ｔｒｅｆの３つの成分Ｔｒｅｆａ，ＴｒｅｆｂおよびＴｒｅｆｃが所与の値であるとして説明する。これらの各値は、例えば、コントローラ１００のＣＰＵコア（図示せず）によって生成される。トルク指令値を生成する処理は周知であるためその説明は省略する。

電圧−デューティ変換器１８０は電圧−デューティ変換を行う。電圧−デューティ変換は、指令電圧からＰＷＭ信号を生成する処理である。ＰＷＭ信号は電圧指令値を表している。具体的には、電圧−デューティ変換器１８０は指令電圧ＶｒｅｆａからＰＷＭ信号Ｖｄｕｔｙａを生成する。同様に電圧−デューティ変換器１８０は、指令電圧ＶｒｅｆｂおよびＶｒｅｆｃから、ＰＷＭ信号ＶｄｕｔｙｂおよびＶｄｕｔｙｃをそれぞれ生成する。電圧−デューティ変換は周知であるから、本明細書では詳細な説明は省略する。

次に、電流制御器１０２ａ〜１０２ｃの詳細を説明する。以下では、電流制御器１０２ａと電圧−デューティ変換器１８０とを含むＵ相処理回路１０４ａを例示して説明する。電流制御器１０２ｂおよび電流制御器１０２ｃのいずれも同様であるため、図示および説明は省略する。

図４は、Ｕ相処理回路１０４ａの詳細を示す制御ブロック図である。Ｕ相処理回路１０４ａ内の電圧−デューティ変換器１８０を除く部分が、電流制御器１０２ａ（図３）に対応している。

Ｕ相処理回路１０４は、トルク・電流変換ブロック１１０ａと、電流制御ブロック１２０ａと、適応制御ブロック１３０ａと、加算器１４０ａとを有する。各ブロックおよび加算器は演算処理を示している。そのため、「ブロック」は「処理」と読み替えることもできる。全ての処理を、ＦＰＧＡのハードウェアロジックによって実現してもよいし、１つまたは複数の処理を、１つまたは複数の演算回路によって実現してもよい。

トルク・電流変換ブロック１１０ａは、トルク指令値Ｔｒｅｆａを電流指令値Ｉｒｅｆａに変換する。

電流制御ブロック１２０ａおよび加算器１４０ａは、後述する電圧方程式の演算に対応する演算ブロックである。電流制御ブロック１２０ａは、ハイパスフィルタとして機能する。電流制御ブロック１２０ａは、抵抗値Ｒｔｈａを、適応制御ブロック１３０ａによって算出されたモデル化誤差ΔＲｔｈａで逐次補正する。すなわち、前の抵抗値Ｒｔｈａ＋ΔＲｔｈａを新たなＲｔｈａとして利用して電圧値を求める。

適応制御ブロック１３０ａはＵ相を流れる電流値Ｉａを利用して、モデル化誤差ΔＲｔｈａを出力する。適応制御ブロック１３０ａは、電流制御ブロック１２０ａと同様の演算を行う第一演算ブロック１３２ａと、第二演算ブロック１３４ａとを有している。このうち、後者の第二演算ブロック１３４ａは「オブザーバ」として機能する。以下では第二演算ブロック１３４ａを「オブザーバブロック１３４ａ」と記述する。図４のオブザーバブロック１３４ａの記載から明らかなように、オブザーバが時定数Ｔ１の一次ローパスフィルタである。

なお、第一演算ブロック１３２ａは微分記号「ｄ／ｄｔ」を含んでおり、時間領域で表現されているが、オブザーバブロック１３４ａは変数ｓを用いたｓ領域で表現されている。変数ｓを用いて表現した理由は、オブザーバが時定数Ｔ１の一次ローパスフィルタであることを明確化するためである。理解の便宜のためである点に留意されたい。

適応制御ブロック１３０ａに入力される信号（フィルタリングの対象とする信号）はホワイトノイズではなく、カラードノイズである。本実施形態では、適応制御ブロック１３０ａは最小二乗法を用いたフィルタリング処理は行わない。

以下、図４に示す各ブロックの意味内容を説明する前に、各ブロックに対応する演算がどのように導出されたかを説明する。

モータが角速度ωで回転しているとき、コイルに注入された電力はＥ・Ｉであり、コイルが発した動力はＴ・ωである。ここでＥは電圧、Ｉは電流、Ｔはトルクである。

エネルギー保存則より、下記式（１）が成立する。

（数１）



ＥＩ＝Ｔω （１）

式（１）を変形して下記式（２）が得られる。

（数２）



Ｔ＝ＥＩ／ω （２）

本発明者は、電流Ｉはノイズを多く含むため用いることを避けることを考えた。電圧方程式から電流Ｉを求め（式（３））、式（１）に代入すると、式（４）が得られる。

（数３）



Ｉ＝ｆ（Ｖ） （３）

（数４）



Ｔ＝（Ｅ／ω）ｆ（Ｖ） （４）

ここで電圧方程式を下記数（５）に示す。

左辺のベクトルをＶ、右辺第１項および第２項に共通するベクトルをＩ、右辺第２項の行列をＬ、右辺第３項のベクトルをＥと表現すると、下記式（６）が得られ、さらに変形すると式（７）が得られる。

ここで、インダクタンスを一般化して表現すると式（８）に示す通りである。

併せてインダクタンスの６次までの成分を式（９）に例示する。後述のように、本実施形態では、フィードフォワード（ＦＦ）型の制御（ＦＦ制御）を行う。ＦＦ制御を行う場合、インダクタンスの高次成分が消える。

式（１０）は、３次高調波までを考慮した、式（６）および（７）中のＥを示す。

以上よりトルク方程式は、式（１１）として得られる。

ここで、電流制御器に対する入力はＴで出力はＶであるから、式（１１）を整理すると式（１２）が得られる。

式（１２）を用いてフィードフォワード制御を行う場合、本発明者は、パラメータ変動を補償することを検討した。補償すべきパラメータの検討に当たっては、以下の前提を置いた。 Ｒｔｈ：逐次補償する。 Ｌ：固定値として用いる。なお、インダクタンスは温度によって変化しない。

式（１２）は、３相が独立であるとした場合の目標相間電圧になるため、以下の通り中性点電圧Ｖ_Ｎを求め、補正する。

相電圧Ｖ_ａｎは、以下の式（１４）により得られる。

以上から、トルクＴ、電流Ｉ、電圧Ｖはそれぞれ、式（１５）、（１６）、（１７）により得られる。またＶｄｕｔｙａ、Ｖｄｕｔｙｂ、Ｖｄｕｔｙｃは式（１８）により得られる。

式（１２）を用いてフィードフォワード制御を行う場合、本発明者は、自己インダクタンスＬを補償することを検討した。具体的には、本発明者は、自己インダクタンスＬを、逆モデルを用いて補償し、位相遅れを進角成分によって補償することとした。逆モデルの計算はｄｑ軸座標系ではなくａｂｃ軸座標系を用いて行われる。

ここで、自己インダクタンスＬの補償を逆モデルで行う場合、本発明者は、ノイズ感度が上がってしまうという課題を見出した。その理由は、補償のための処理がハイパスフィルタになり、トルクセンサ系のノイズに対する感度が上がり、その結果作動音が悪化するからである。

そこで本発明者は、モータを流れる電流値によるフィードフォワード制御を行い、種々の補償を行うことにした。具体的には、電流制御ブロック１２０ａに含まれるモータＭの自己インダクタンスＬの項を逆モデルによって補償した。また、当該逆モデルの伝達関数の位相特性を進角成分で補償し、当該逆モデルの伝達関数のゲイン特性を、前記モータの角速度に基づいて得られる物理量の関数で補正することにした。これにより、自己インダクタンスにより生じるトルク出力の位相遅れおよびゲイン低下を補償することができる。なお、逆モデルを用いて位相遅れおよびゲイン低下を補償する場合、次に説明する外乱オブザーバを設けることは必須ではない。外乱オブザーバを設けなくても、フィードフォワード制御は可能である。

次に、オブザーバを説明する。

本発明者は、電流制御処理を、電流指令値を用いた外乱オブザーバで補償することを考えた。出力のパラメータ変動が補償されるため、電流値ノイズの低減を実現することができるからである。

本開示では、入力誤差モデルの外乱オブザーバを用いる。このオブザーバを用いる場合、先のフィードフォワードモデルとオブザーバモデルとが同一になるため、設計管理が容易となる。オブザーバモデルを式（１９）に示す。

式（１９）では、現実とプラントモデルとのモデル化誤差をΔＲｔｈと表現している。この結果、次の式（２０）が得られる。

よって、式（２０）の右辺の各成分を検出電流Ｉ＝（Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ）の各成分で除算することで、ΔＲｔｈａ，ΔＲｔｈｂ，ΔＲｔｈｃを得ることができる。

なお、式（２０）において、左辺のＶ_{ＤＵＴＹａ}〜Ｖ_{ＤＵＴＹｃ}は、電圧−デューティ変換器１８０の、Ｕ，Ｖ，Ｗ相用のＰＷＭ信号の各電圧指令値である。

実装時には、ΔＲ推定に対するノイズ感度を考慮し、ノイズ処理した信号によりΔＲｔｈを定め、フィードフォワードコントローラの内部モデルを適応する。つまり、一般的な単純適応制御系を構成する。この場合、制御対象は厳密にプロパーとなる条件を満たすため、本適応制御系の安定性は保証される。

以上の式は時間領域での表現であるが、両辺をラプラス変換することによってｓ領域での表現に変換することができる。ｓ領域の表現では、微分要素は「ｓ」に置き換えられる。その結果、上述した式により、図４に示す制御ブロックおよび制御ブロック間の結合関係が表現される。

なお、オブザーバブロック１３４ａは、電流値が一定値を下回った場合、例えばゼロ±閾値以内になった場合、前回の補償値を用いて演算してもよい。電流値がゼロまたは実質的にゼロになった場合には、電圧が飽和してオブザーバブロック１３４ａは、外乱Ｒｔｈの推定を行えない。そこで、ゼロ付近の一定値になった時に前回の補償値を使用することにより、正常に補償を行うことができる。

次に、本開示の例示的な実施形態の変形例を説明する。

図５は、変形例にかかるＵ相処理回路１０４ａの構成を示す。図５のＵ相処理回路の構成は、デッドバンド補償ブロック１５０ａおよび加算器１６０ａが追加された点で図４のＵ相処理回路の構成と相違する。他の構成および動作は同じである。よって以下、デッドバンド補償ブロック１５０ａおよび加算器１６０ａについて説明する。他の構成の説明は、これまでの説明を援用する。

以下で言及する「デッドバンド」とは、電流を流そうとしても流すことができない時間帯を意味する。デッドバンドは、電流が流せない時刻、すなわち電流値がゼロの時刻であるデッドタイムと、電流値が０から立ち上がりまたは立ち下がりつつある期間とを包含する概念である。後者の「期間」は実質的には電流が実質的にゼロと見なすことができる時間帯を言う。「デッドバンド」は、駆動系の非線形要素と電磁両立性（Ｅlectromagnetic Ｃompatibility；EMC）との関係から生じる。ＥＭＣとは、機器などの動作を妨害するような電磁妨害波をいかなるものに対しても与えず、かつ、電磁環境の妨害に耐えて満足に機能するための装置あるいはシステムの能力である。本実施形態でいう駆動系の非線形要素とは、アーム短絡防止のために設定されたデッドバンドを意味する。

いま、一例として電動パワーステアリングシステムでモータＭを駆動する場合を考える。モータＭにトルクリップルが発生すると、運転者は音や振動を感じ取る。例えばモータＭの出力が８０Ｎｍであるとすると、人はトルクリップルを０．２Ｎｍ未満にしなければ、音や振動を感じ取ってしまう。このような量子化ノイズは、電動パワーステアリングなどの精度が要求される用途において顕著な課題となる。そのため、電動パワーステアリングシステムにおいて、駆動系の非線形要素、例えばオブザーバ
ブロック１３４ａ、駆動回路２００等、の応答を適切に補償して、可能な限り振動および作動音を低減することが求められている。本発明者は、駆動系の非線形要素の補償を、デッドバンドを考慮して行うことを検討した。

本変形例では、デッドバンド補償ブロック１５０ａは、駆動系の非線形要素の補償値を、デッドバンド補償値に基づいて算出する。モータ駆動回路のデッドバンドは、電流のゼロクロス点で発生する。デッドバンド補償ブロック１５０ａは、モータ電流がゼロクロスするタイミングにおいて、デッドバンドに相当するデューティ値を出力する。「デッドバンドに相当するデューティ値」は固定であってもよいし、所定の条件の下で変動させてもよい。

加算器１６０ａは、モータ電流がゼロクロスするタイミングにおけるデューティ値と、デッドバンドに相当するデューティ値とを加算する。これにより、低作動音を実現しつつ、フィードフォワード制御に対してパラメータを減らして制御することができる。

電流がゼロクロスするタイミングは予測し得る。本開示にかかる例示的な実施形態によれば、フィードフォワード制御器の中間出力であるI_refa、I_refｂ、I_refｃが電流の予測値に相当する。デッドバンド補償ブロック１５０ａおよび加算器１６０ａは、当該出力を用いた以下の式により、デッドバンド補償を行うことができる。

式（２１）のＩＦ節は、Ｉｒｅｆｎ＝０ではない。つまり、モータ電流が、事実上ゼロと見なすことができる予め定められた範囲内に入っていれば、「ゼロクロス」と見なすことができる。本明細書では、実際にゼロクロスした場合に加え、ゼロクロスと見なすことができる場合も、「ゼロクロス」と総称する。

本変形例の方式の場合、デッドバンド補償に用いる信号のノイズレベルが低いため、リミットサイクル振動防止措置を行う必要がなくなり、精度よくデッドバンドを保証できることが期待できる。

また、ＦＦ型制御器の中間出力を利用して電流がゼロクロスするタイミングを予測するため、予測モデルとＦＦ型制御器モデルとを一致させることができる。これにより、制御器の低次元化を図ることが可能になる。また、３相を独立に制御することで、駆動回路のデッドバンドを効率的に補償することができる。

なお、デッドバンドを補償する際、上述の外乱オブザーバを設けることは必須ではない。外乱オブザーバを設けなくても、フィードフォワード制御は可能である。

次に、上述した実施形態および変形例の応用を説明する。

図６は、例示的な実施形態によるＥＰＳシステム２０００の典型的な構成を模式的に示す。

自動車等の車両は一般に、ＥＰＳシステムを有する。ＥＰＳシステム２０００は、ステアリングシステム５２０、および補助トルクを生成する補助トルク機構５４０を有する。ＥＰＳシステム２０００は、運転者がステアリングハンドルを操作することによって発生するステアリングシステムの操舵トルクを補助する補助トルクを生成する。補助トルクにより、運転者の操作の負担は軽減される。

ステアリングシステム５２０は、例えば、ステアリングハンドル５２１、ステアリングシャフト５２２、自在軸継手５２３Ａ、５２３Ｂ、回転軸５２４、ラックアンドピニオン機構５２５、ラック軸５２６、左右のボールジョイント５５２Ａ、５５２Ｂ、タイロッド５２７Ａ、５２７Ｂ、ナックル５２８Ａ、５２８Ｂ、および左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂを備える。

補助トルク機構５４０は、例えば、操舵トルクセンサ５４１、自動車用電子制御ユニット（ＥＣＵ）５４２、モータ５４３および減速機構５４４を備える。操舵トルクセンサ５４１は、ステアリングシステム５２０における操舵トルクを検出する。ＥＣＵ５４２は、操舵トルクセンサ５４１の検出信号に基づいて駆動信号を生成する。モータ５４３は、駆動信号に基づいて操舵トルクに応じた補助トルクを生成する。モータ５４３は、減速機構５４４を介してステアリングシステム５２０に、生成した補助トルクを伝達する。

ＥＣＵ５４２は、例えば、上述のコントローラ１００および駆動回路２００などを有する。自動車ではＥＣＵを核とした電子制御システムが構築される。ＥＰＳシステム２０００では、例えば、ＥＣＵ５４２、モータ５４３およびインバータ５４５によって、モータ制御システムが構築される。そのモータ制御システムとして、上述のモータ制御システム１０００を好適に用いることができる。

本開示の実施形態は、トルク角の推定能力が求められる、シフトバイワイヤ、ステアリングバイワイヤ、ブレーキバイワイヤなどのエックスバイワイヤおよびトラクションモータなどのモータ制御システムにも好適に用いられる。例えば、本開示の実施形態によるモータ制御システムは、日本政府および米国運輸省道路交通安全局（ＮＨＴＳＡ）によって定められたレベル０から４（自動化の基準）に対応した自動運転車に搭載され得る。

本開示の実施形態は、掃除機、ドライヤ、シーリングファン、洗濯機、冷蔵庫および電動パワーステアリング装置などの、各種モータを備える多様な機器に幅広く利用され得る。

１００ コントローラ、 １０２ａ〜１０２ｃ 電流制御器、 １１０ａ トルク・電流変換ブロック、 １２０ａ 電流制御ブロック、 １３０ａ 適応制御ブロック、 １４０ａ 加算器、 １５０ａ デッドバンド補償ブロック、 ２００ 駆動回路、 ３００ インバータ、 ４００Ａ〜４００ｃ 電流センサ、 ５００ ＡＤコンバータ、 ６００ ＲＯＭ、 ７００ 位置センサ、 １０００ モータ制御システム、２０００ ＥＰＳシステム

Claims (8)

1. モータを、駆動回路およびインバータを利用して駆動するモータ制御システムにおいて用いられるコントローラであって、
   
   
   
   モータ電流を受け取って基準電圧を出力する電流制御ブロックと、
   
   
   
   前記電流制御ブロックから出力された前記基準電圧からデューティ比を示す信号を出力するモータ制御回路と、
   
   
   
   デッドバンドを有する駆動系の非線形要素の補償値を、デッドバンド補償値に基づいて算出するデッドバンド補償ブロックと、
   
   
   
   加算器とを備え、
   
   
   
   前記デッドバンド補償ブロックは、前記モータ電流がゼロクロスするタイミングにおいて、前記デッドバンドに相当するデューティ値を出力し、
   
   
   
   前記加算器は、前記デューティ比を示す信号に前記デューティ値を加算して出力する、コントローラ。
2. 前記デッドバンド補償ブロックは、式（１）のＩＦ節に示される、モータ電流Ｉｒｅｆｎがゼロクロスしたか否かを判定し、ゼロクロスした場合には、前記モータ電流Ｉｒｅｆｎの時間変化に応じた符号を付して前記デッドバンドに相当するデューティ値Ｄｕｔｙ_ｄｅａｄを出力し、
   
   
   
   前記加算器は、式（１）のＴＨＥＮ節に示される、前記デューティ比を示す信号Ｖ_ｄｕｔｙに、前記デューティ値Ｄｕｔｙ_ｄｅａｄを加算して出力する、請求項１に記載のコントローラ。
   

   
3. 電流値によるフィードフォワード制御を行う外乱オブザーバをさらに備え、
   
   
   
   前記外乱オブザーバの出力値を利用して前記電流制御ブロックの外乱パラメータを適応制御によって補償する、請求項１または２に記載のコントローラ。
4. 前記電流制御ブロックに含まれる前記モータの自己インダクタンスの項を逆モデルによって補償し、
   
   
   
   位相遅れを進角成分で補償し、
   
   
   
   波高値を補正することにより、前記自己インダクタンスのゲイン低下を補償する、請求項１から３のいずれかに記載のコントローラ。
5. モータと、
   
   
   
   請求項１から４のいずれかに記載のコントローラと、
   
   
   
   前記コントローラから出力された前記ＰＷＭ信号から制御信号を生成する駆動回路と、
   
   
   
   前記制御信号に基づいてスイッチング動作を行い、前記モータに電流を流すインバータと
   
   
   
   を備えたモータ制御システム。
6. 前記モータは１０極１２スロットまたは１４極１２スロットのモータである、請求項５に記載のモータ制御システム。
7. 前記モータ、前記コントローラ、前記駆動回路および前記インバータを一体的に収容するハウジングを備えた、請求項５または６に記載のモータ制御システム。
8. 請求項５から７のいずれかに記載のモータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステム。

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