DE112018006268T5

DE112018006268T5 - Steuerungseinheit, motorsteuerungssystem, das die steuerungseinheit aufweist, und elektrisches servolenkungssystem, das das motorsteuerungssystem aufweist

Info

Publication number: DE112018006268T5
Application number: DE112018006268.6T
Authority: DE
Inventors: Shuji Endo; Hajime NAKANE; Takuya YOKOZUKA; Mikio Morishima; Tokuji TATEWAKI
Original assignee: Nidec Corp; Nidec Elesys Corp
Current assignee: Nidec Corp
Priority date: 2017-12-06
Filing date: 2018-11-22
Publication date: 2020-08-13
Also published as: US20210006188A1; US11271503B2; JPWO2019111730A1; WO2019111730A1; CN111344945A

Abstract

Eine Technik zur Verringerung von Lärm im Betrieb, auch wenn ein Hochpassfilter zur Steuerung eines Motors verwendet wird, ist bereitgestellt. Eine Steuerungseinheit 100 wird in einem Motorsteuerungssystem 1000 zur Ansteuerung eines für eine Positionssteuerung verwendeten Motors M unter Verwendung einer Treiberschaltung 200 und eines Wechselrichters 300 verwendet. Die Steuerungseinheit 100 weist einen Stromsteuerungsblock 120a zum Empfangen eines Motorstroms und zum Ausgeben einer Referenzspannung, eine Motorsteuerungsschaltung 180 zum Ausgeben eines ein Tastverhältnis von der vom Stromsteuerungsblock ausgegebenen Referenzspannung anzeigenden Signals, einen Totband-Kompensationsblock 150a zum Berechnen eines Kompensationswertes eines nichtlinearen Elements eines Antriebssystems, das ein Totband aufweist, auf der Grundlage eines Totband-Kompensationswertes und einen Addierer 160a auf. Der Totband-Kompensationsblock gibt einen zu dem Totband korrespondierenden Tastwert zu einem Motorstromnulldurchgangszeitpunkt aus. Der Addierer addiert den Tastwert zu einem das Tastverhältnis anzeigenden Signal und gibt das Signal aus.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Offenbarung betrifft eine Steuerungseinheit, ein Motorsteuerungssystem, das die Steuerungseinheit aufweist, und ein elektrisches Servolenkungssystem, das das Motorsteuerungssystem aufweist.
Hintergrundtechnik
Die Veröffentlichung der ungeprüften japanischen Patentanmeldung mit der Nr. 2012-254682 offenbart eine Konfiguration zum Durchführen einer Totbandkompensation unter Verwendung eines Nulldurchgangsstroms.
Literaturstellenliste
Patentliteratur
PTL 1: Veröffentlichung der ungeprüften japanischen Patentanmeldung Nr. 2012 - 254682
Inhalt der Erfindung
Technische Aufgabe
Bei einer Motorstromsteuerung einer elektrischen Servolenkung wird eine Rückkopplungssteuerung herkömmlicherweise verwendet. Wenn die Rückkopplungssteuerung durchgeführt wird, besteht jedoch ein Problem darin, dass ein unangenehmer Motorbetriebslärm als Antwort auf ein Rauschen erzeugt wird, das in einem Stromdetektor enthalten ist.
Um die Erzeugung des unangenehmen Motorbetriebslärms zu unterdrücken, ist ein Verfahren, das eine Vorkopplungstechnik verwendet, die nicht direkt einen Stromdetektionswert verwendet, denkbar. Wenn der Stromdetektionswert nicht direkt verwendet wird, besteht jedoch ein Problem darin, dass ein Motorausgabedrehmoment aufgrund von Parametervariationen des Motors und von Motortreiberschaltungscharakteristiken in der existierenden Vorkopplungssteuerungstechnik variiert. Darüber hinaus besteht in der existierenden Vorkopplungstechnik ein Problem darin, dass Parametervariable zunehmen.
Eines der Ziele der vorliegenden Offenbarung ist es, eine Abmessung einer Steuerungseinheit zu verringern, während eine geringe Lärmerzeugung im Betrieb erzielt wird.
Lösung der Aufgabe
Eine beispielhafte Steuerungseinheit der vorliegenden Offenbarung ist eine Steuerungseinheit für eine Verwendung in einem Motorsteuerungssystem zum Ansteuern eines Motors unter Verwendung einer Treiberschaltung und eines Wechselrichters und weist auf: einen Stromsteuerungsblock zum Empfangen eines Motorstroms und zum Ausgeben einer Referenzspannung, eine Motorsteuerungsschaltung zum Ausgeben eines ein Tastverhältnis von der von dem Stromsteuerungsblock ausgegebenen Referenzspannung anzeigenden Signals, einen Totbandkompensationsblock zum Berechnen eines Kompensationswertes eines nichtlinearen Elements eines ein Totband aufweisenden Ansteuerungssystems basierend auf einem Totbandkompensationswert und einen Addierer, wobei der Totbandkompensationsblock einen zu dem Totband korrespondierenden Tastwert (Einschaltdauerwert) zu einem Zeitpunkt eines Motorstromnulldurchgangs ausgibt, und der Addierer den Tastwert zu einem das Tastverhältnis anzeigenden Signal addiert und das Signal ausgibt.
Vorteilhafte Effekte der Erfindung
Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung werden zu einem Motorstromnulldurchgangszeitpunkt ein zu einem Totband korrespondierender Tastwert und ein ein Tastverhältnis anzeigendes Signal addiert. Dementsprechend ist es möglich, selbst wenn ein Hochpassfilter zum Steuern des Motors verwendet wird, eine Abmessung einer Steuerungseinheit zu verringern, während Lärm im Betrieb verringert wird.
Figurenliste

[1] 1 ist eine schematische Darstellung eines Hardwareblocks eines Motorsteuerungssystems 1000 gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung.
[2] 2 veranschaulicht schematisch eine Hardwarekonfiguration eines Wechselrichters 300 in dem Motorsteuerungssystem 1000 gemäß der vorliegenden Ausführungsform.
[3] 3 ist eine Blockdarstellung, die eine interne Konfiguration einer Steuerungseinheit 100 veranschaulicht.
[4] 4 ist eine Steuerungsblockdarstellung, die Details einer beispielhaften U-Phasen-Verarbeitungsschaltung 104a der vorliegenden Offenbarung veranschaulicht.
[5] 5 ist eine Darstellung, die eine Konfiguration einer U-Phasen-Verarbeitungsschaltung 104a gemäß einer Abwandlung veranschaulicht.
[6] 6 veranschaulicht schematisch eine typische Konfiguration eines EPS-Systems 2000 gemäß einer beispielhaften Ausführungsform.

Beschreibung von Ausführungsformen
Nachfolgend werden eine Ausführungsform einer Steuerungseinheit, ein die Steuerungseinheit aufweisendes Motorsteuerungssystem und ein elektrisches Servolenkungssystem, das das Motorsteuerungssystem der vorliegenden Offenbarung aufweist, im Detail durch Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. Um zu verhindern, dass die nachfolgende Beschreibung unnötig redundant wird und um ein Verständnis der einschlägigen Fachleute zu erleichtern, kann jedoch eine unnötig detaillierte Beschreibung weggelassen werden. Beispielsweise kann eine detaillierte Beschreibung von bereits bekannten Gegenständen und eine wiederholte Beschreibung von im Wesentlichen derselben Konfiguration weggelassen werden.
In der Ausführungsform und der Abwandlung der vorliegenden Offenbarung wird eine Konfiguration zum Erzielen des in jedem der nachfolgenden Punkte beschriebenen Zwecks beschrieben. Ein Abriss der Konfiguration wird ebenso beschrieben.
Verringerung einer Motorstromdetektionsrauschempfindlichkeit
Ein Vorkopplungstyp (FF-Typ) wird als Basissteuerung angewendet. In der Ausführungsform wird eine Rückkopplungssteuerung (FB-Steuerung), die einen Stromdetektionswert verwendet, nicht durchgeführt. Parametervariationen, die ein Problem mit der FF-Typ-Steuerung verursachen, werden durch einen Beobachter unter Verwendung eines Stromwerts korrigiert. Eine Kombination mit einer dreiphasigen unabhängigen Steuerung erzeugt den vorangehend beschriebenen Effekt.
Verringerung einer Drehmomentbefehlswertrauschempfindlichkeit
Beim Durchführen der FF-Typ-Steuerung wird eine Motoreigeninduktivität durch ein inverses Modell kompensiert. In diesem Fall erhöht ein Hochpassfilter die Rauschempfindlichkeit. Tatsächlich kann es Fälle geben, in denen Lärm im Betrieb eines Motors aufgrund eines Rauschempfindlichkeitsproblems zunimmt. Der vorliegende Erfinder hat ein Verfahren zum Verringern einer derartigen Rauschempfindlichkeit geschaffen.
Kompensation eines nichtlinearen Elements eines Ansteuerungssystems
Das nichtlineare Element, das den größten Einfluss auf den Lärm im Betrieb hat, ist ein Totband einer Treiberschaltung. Das Totband tritt bei einem Stromnulldurchgang auf. Der vorliegende Erfinder schätzt einen Stromnulldurchgangszeitpunkt und führt eine Totbandkompensation unter Verwendung des Schätzungsergebnisses durch.
Nachfolgend werden die Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung beschrieben.
Eine Stromsteuerungseinheit, die in der Lage ist, die Motorstromdetektionsrauschempfindlichkeit zu verringern, wird nachfolgend beschrieben.
1 veranschaulicht schematisch einen Hardwareblock eines Motorsteuerungssystems 1000 gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung.
Das Motorsteuerungssystem 1000 weist typischerweise auf: einen Motor M, eine Steuerungseinheit (Steuerungsschaltung) 100, eine Treiberschaltung 200, einen Wechselrichter (auch als eine „Wechselrichterschaltung“ bezeichnet) 300, eine Mehrzahl von Stromsensoren 400, eine Analog/Digital-Wandler-Schaltung (nachfolgend als ein „A/D-Wandler“ bezeichnet) 500, einen Festwertspeicher (ROM) 600 und einen Positionssensor 700. Das Motorsteuerungssystem 1000 ist modularisiert und ist beispielsweise als ein Motormodul hergestellt, das einen Motor, einen Sensor, einen Treiber und eine Steuerungseinheit aufweist. In der Beschreibung wird das Motorsteuerungssystem 1000 beschrieben werden, indem als Beispiel ein System angenommen wird, das den Motor M als Bestandteil aufweist. Das Motorsteuerungssystem 1000 kann jedoch ein System zum Ansteuern des Motors M sein, das nicht den Motor M als Bestandteil aufweist.
Der Motor M ist ein Motor von einem Oberflächenpermanentmagnettyp (SPM-Motor) und ist beispielsweise ein Oberflächenpermanentmagnettyp-Synchronmotor (SPMSM). Der Motor M weist beispielsweise dreiphasige (U-Phase, V-Phase und W-Phase) Wicklungen (nicht dargestellt) auf. Die dreiphasigen Wicklungen sind elektrisch mit dem Wechselrichter 300 verbunden. Die vorliegende Offenbarung ist nicht auf die dreiphasigen Motoren beschränkt, sondern kann ebenso mehrphasige Motoren, wie etwa fünfphasige, siebenphasige Motoren und dergleichen einschließen. In der Beschreibung wird die Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung beschrieben werden, indem als Beispiel ein Motorsteuerungssystem angenommen wird, das den dreiphasigen Motor steuert. Als Motor M kann ein Motor verwendet werden, der eine relativ kleine wechselseitige Induktivität zwischen Phasen aufweist, beispielsweise ein Motor, der 10 Pole und 12 Schlitze aufweist, und ein Motor, der 14 Pole und 12 Schlitze aufweist.
Die Steuerungseinheit 100 ist beispielsweise eine Mikrosteuerungseinheit (MCU). Die Steuerungseinheit 100 steuert das gesamte Motorsteuerungssystem 1000 und steuert ein Drehmoment und eine Drehzahl des Motors M beispielsweise durch eine Vektorsteuerung. Der Motor M kann nicht nur durch die Vektorsteuerung, sondern auch durch einen anderen geschlossenen Regelkreis gesteuert werden. Die Drehzahl wird durch eine Drehzahl (rpm) dargestellt, bei welcher sich ein Rotor pro Zeiteinheit (beispielsweise pro Minute) dreht, oder eine Drehzahl (rps), bei welcher sich der Rotor pro Zeiteinheit (beispielsweise pro Sekunde) dreht. Die Vektorsteuerung ist ein Verfahren zum Zerlegen eines Stroms, der durch einen Motor fließt, in eine Stromkomponente, die zu einer Erzeugung eines Drehmoments beiträgt, und eine Stromkomponente, die zu einer Erzeugung eines magnetischen Flusses beiträgt, und zum unabhängigen Steuern jeder Stromkomponente orthogonal zueinander. Die Steuerungseinheit 100 stellt Soll-Stromwerte ein gemäß beispielsweise Ist-Stromwerten, die durch die Mehrzahl von Stromsensoren 400 gemessen sind, einem Rotorwinkel, der basierend auf den Ist-Stromwerten geschätzt wird, und dergleichen. Die Steuerungseinheit 100 erzeugt Pulsweitenmodulationssignale (PWM-Signale) basierend auf den Zielstromwerten und gibt die PWM-Signale an die Treiberschaltung 200 aus.
Die Treiberschaltung 200 ist beispielsweise ein Gate-Treiber. Die Treiberschaltung 200 erzeugt Steuerungssignale zum Steuern eines Schaltbetriebs von Schaltelementen in dem Wechselrichter 300 gemäß den PWM-Signalen, die von der Steuerungseinheit 100 ausgegeben werden. Die Treiberschaltung 200 kann an der Steuerungseinheit 100 montiert sein.
Der Wechselrichter 300 wandelt eine Gleichstromleistung, die beispielsweise von einer Gleichstromleistungszufuhr (nicht gezeigt) zugeführt wird, in eine Wechselstromleistung um und treibt den Motor M mit der umgewandelten Wechselstromleistung an. Beispielsweise wandelt der Wechselrichter 300 die Gleichstromleistung in eine dreiphasige Wechselstromleistung, die eine Pseudo-Sinuswelle der U-Phase, der V-Phase und der W-Phase ist, basierend auf den von der Treiberschaltung 200 ausgegebenen Steuerungssignalen um. Der Motor M wird durch die umgewandelte dreiphasige Wechselstromleistung angetrieben.
Die Mehrzahl von Stromsensoren 400 weist wenigstens zwei Stromsensoren auf, die wenigstens zwei Ströme unter den Strömen detektieren, die durch die U-Phase-, V-Phase- und W-Phase-Wicklungen des Motors M fließen. In der vorliegenden Ausführungsform weist die Mehrzahl von Stromsensoren 400 zwei Stromsensoren 400A und 400B (siehe 2) zum Detektieren von Strömen auf, die durch die U-Phase und die V-Phase fließen. Selbstverständlich kann die Mehrzahl von Stromsensoren 400 drei Stromsensoren aufweisen, die drei Ströme detektieren, die durch die U-Phase-, V-Phase- und W-Phase-Wicklungen fließen, oder kann beispielsweise zwei Stromsensoren aufweisen, die Ströme detektieren, die durch die V-Phase und W-Phase fließen, oder Ströme, die durch die W-Phase und U-Phase fließen. Der Stromsensor weist beispielsweise einen Nebenschlusswiderstand und eine Stromdetektionsschaltung (nicht gezeigt) zum Detektieren eines durch den Nebenschlusswiderstand fließenden Stroms auf. Der Widerstandswert des Nebenschlusswiderstands beträgt beispielsweise ca. 0,1 Ω.
Der A/D-Wandler 500 tastet analoge Signale ab, die von der Mehrzahl von Stromsensoren 400 ausgegeben werden, wandelt die analogen Signale in digitale Signale um und gibt die umgewandelten digitalen Signale an die Steuerungseinheit 100 aus. Die Steuerungseinheit 100 kann eine A/D-Wandlung durchführen. In diesem Fall empfängt die Steuerungseinheit 100 die detektierten Stromsignale (analogen Signale) direkt von der Mehrzahl von Stromsensoren 400.
Das ROM 600 ist beispielsweise ein beschreibbarer Speicher (z.B. PROM), ein wiederbeschreibbarer Speicher (z.B. Flash-Speicher) oder ein Festwertspeicher. Das ROM 600 speichert ein Steuerungsprogramm, das eine Befehlsgruppe zum Veranlassen der Steuerungseinheit 100, den Motor M zu steuern, auf. Beispielsweise wird das Steuerungsprogramm temporär in ein RAM (nicht gezeigt) zum Zeitpunkt eines Bootvorgangs geladen. Das ROM 600 muss nicht extern an der Steuerungseinheit 100 angebracht sein und kann an der Steuerungseinheit 100 montiert sein. Die Steuerungseinheit 100, an welcher das ROM 600 montiert ist, kann beispielsweise die vorangehend beschriebene MCU sein.
Der Positionssensor 700 ist, der Positionssensor 700 ist an dem Motor M angeordnet, detektiert den Rotorwinkel P und gibt den detektierten Rotorwinkel P an die Steuerungseinheit 100 aus. Der Positionssensor 700 kann implementiert sein durch beispielsweise eine Kombination eines magnetoresistiven Sensors (MR-Sensors), der ein MR-Element aufweist, und eines Sensormagneten. Der Positionssensor 700 kann ebenso implementiert sein unter Verwendung beispielsweise einer Hall-IC, die ein Hall-Element aufweist, oder eines Resolvers.
In der beispielhaften Ausführungsform ist die Steuerungseinheit 100 durch ein programmierbares Logikgatter (FPGA=Field Programmable Gate Array) mit einem eingebauten CPU-Kern implementiert. In der FPGA-Hardware-Logikschaltung sind ein Beobachterblock, ein Stromsteuerungsblock und ein Vektorsteuerungsbetriebsblock, die später beschrieben werden, gebildet. Beispielsweise berechnet der CPU-Kern einen Drehmomentbefehlswert durch Software-Verarbeitung. Jeder Block in dem FPGA erzeugt ein PWM-Signal unter Verwendung des Drehmomentbefehlswerts (T_ref), der von dem CPU-Kern empfangen wird, und einer von dem Positionssensor 700 gemessenen Rotordrehposition des Motors M, d.h. des Rotorwinkels (P), eines von dem A/D-Wandler 500 empfangenen Strommesswerts (I_a, I_b, I_c) und dergleichen.
In 1 ist der Wechselrichter 300 durch ein System konfiguriert, kann aber durch eine Mehrzahl von Systemen, z.B. zwei Systeme, konfiguriert sein. Auch bei der Mehrzahl von Systemen kann für jedes der Systeme eine Steuerungseinheit mit der gleichen oder einer gleichwertigen Funktion und Konfiguration wie die Steuerungseinheit 100 verwendet werden, oder es kann eine verschiedene Steuerungseinheit eingesetzt werden.
Jeder Bestandteil, der das in 1 dargestellte Motorsteuerungssystem 1000 konfiguriert, z.B. der Motor M, die Steuerungseinheit 100, die Treiberschaltung 200, der Wechselrichter 300 und ähnliches, kann integral in einem Gehäuse (nicht gezeigt) aufgenommen sein. Eine solche Konfiguration wird als sogenannter „mechanisch/elektrisch integrierter Motor“ hergestellt und verkauft. Da bei einem mechanisch/elektrisch integrierten Motor die verschiedenen Bestandteile im Gehäuse aufgenommen sind, ist es nicht erforderlich, eine Anordnung der einzelnen Bestandteile, einen Einbauraum und ein Verdrahtungslayout zu entwerfen. Dadurch können der Motor und seine Peripherieschaltung platzsparend untergebracht und das Design vereinfacht werden. Die Steuerungseinheit 100 gemäß der vorliegenden Ausführungsform kann den Lärm im Betrieb, der durch die Drehung des Motors M erzeugt wird, durch eine später beschriebene Vorkopplungssteuerungstechnik unterdrücken. Durch die Integration der Steuerungseinheit 100 und des Motors M ist es möglich, einen platzsparenden und geräuscharmen „mechanisch/elektrisch integrierten Motor“ bereitzustellen. Der „mechanisch/elektrisch integrierte Motor“ kann ferner den Stromsensor 400, den Wandler 500 und das ROM 600 aufweisen.
Unter Bezugnahme auf 2 wird eine Hardware-Konfiguration des Wechselrichters 300 im Detail beschrieben.
2 zeigt schematisch die Hardwarekonfiguration des Wechselrichters 300 in dem Motorsteuerungssystem 1000 gemäß der vorliegenden Ausführungsform.
Der Wechselrichter 300 weist drei niederseitige Schaltelemente und drei hochseitige Schaltelemente auf. Die abgebildeten Schaltelemente SW_L1, SW_L2 und SW_L3 sind niederseitige Schaltelemente und die Schaltelemente SW_H1, SW_H2 und SW_H3 sind hochseitige Schaltelemente. Als Schaltelement kann z.B. ein Halbleiterschaltelement wie ein Feldeffekttransistor (FET, typischerweise MOSFET), ein Bipolartransistor mit isoliertem Gate (IGBT) oder ähnliches verwendet werden. Das Schaltelement weist eine Rückflussdiode zum Fließen eines zum Motor M fließenden regenerativen Stroms auf.
2 zeigt Nebenschlusswiderstände Rs von drei Stromsensoren 400A, 400B und 400C zur Erfassung von Strömen, die durch die U-Phase, V-Phase und W-Phase fließen. Wie dargestellt, kann beispielsweise der Nebenschlusswiderstand Rs elektrisch zwischen dem niederseitigen Schaltelement und der Masse angeschlossen sein. Alternativ kann z.B. der Nebenschlusswiderstand Rs elektrisch zwischen dem hochseitigen Schaltelement und einer Leistungsversorgung angeschlossen sein.
Die Steuerungseinheit 100 kann den Motor M ansteuern, indem sie z.B. eine Steuerung durch dreiphasige Erregung (nachfolgend als „Dreiphasen-Erregungssteuerung“ bezeichnet) auf der Grundlage der Vektorsteuerung durchführt. Beispielsweise erzeugt die Steuerungseinheit 100 PWM-Signale für die Durchführung der Dreiphasen-Erregungssteuerung und gibt die PWM-Signale an die Treiberschaltung 200 aus. Die Treiberschaltung 200 erzeugt ein Gate-Steuerungssignal zur Steuerung des Schaltvorgangs jedes FETs im Wechselrichter 300 auf der Grundlage des PWM-Signals und führt das Gate-Steuerungssignal dem Gate jedes FETs zu.
Obwohl in 2 drei Stromsensoren 400A, 400B und 400C bereitgestellt sind, kann die Anzahl der Stromsensoren zwei betragen. Zum Beispiel kann der Stromsensor 400C zur Erfassung des durch die W-Phase fließenden Stroms weggelassen werden. In diesem Fall kann der durch die W-Phase fließende Strom durch Berechnung anstelle einer Messung erfasst werden. In der dreiphasigen Erregungssteuerung wird die Summe der durch die jeweiligen Phasen fließenden Ströme idealerweise Null. Wenn die Ströme, die durch die U-Phase und die V-Phase fließen, von den Stromsensoren 400A bzw. 400B erfasst werden, kann ein Wert, der durch Umkehren eines Vorzeichens der Summe des U-Phasenstroms und des V-Phasenstroms erhalten wird, als der durch die W-Phase fließende Stromwert berechnet werden.
Gemäß der vorliegenden Offenbarung können drei Stromsensoren bereitgestellt sein, um den durch jede der drei Phasen fließenden Strom zu erfassen, oder es können zwei Stromsensoren bereitgestellt sein, um die Ströme in den beiden Phasen zu erfassen, und der durch die verbleibende eine Phase fließende Strom kann durch Durchführung der vorstehend beschriebenen Berechnung berechnet werden.
3 ist ein Blockdiagramm, das eine interne Konfiguration der Steuerungseinheit 100 zeigt. Die Steuerungseinheit 100 weist die Stromsteuerungseinheiten 102a, 102b und 102c sowie einen Spannung-Einschaltdauer-Wandler 180 auf. Die Stromsteuerungseinheit 102a empfängt einen Drehmomentbefehlswert Trefa und einen U-Phasen-Stromwert I_a und gibt eine Befehlsspannung Vrefa aus. Die Stromsteuerungseinheit 102b empfängt einen Drehmoment-Befehlswert T_refb und einen U-Phasen-Stromwert I_b und gibt eine Befehlsspannung V_refb aus. Die Stromsteuerungseinheit 102c empfängt einen Drehmoment-Befehlswert T_refc und einen U-Phasen-Stromwert I_c und gibt eine Befehlsspannung Vrefc aus.
In der Beschreibung wird eine Beschreibung unter der Annahme gegeben, dass die drei Komponenten Trefa, T_refb und T_refc des Drehmoment-Befehlswerts Tref gegebene Werte sind. Jeder dieser Werte wird z.B. von einem CPU-Kern (nicht dargestellt) der Steuerungseinheit 100 erzeugt. Da eine Verarbeitung zur Erzeugung des Drehmoment-Befehlswerts wohlbekannt ist, wird eine Beschreibung derselben weggelassen.
Der Spannung-Einschaltdauer-Wandler 180 führt eine Spannung-Einschaltdauer-Wandlung durch. Die Spannung-Einschaltdauer-Wandlung dient der Erzeugung eines PWM-Signals aus einer Befehlsspannung. Das PWM-Signal stellt einen Spannungsbefehlswert dar. Konkret erzeugt der Spannung-Einschaltdauer-Wandler 180 aus der Befehlsspannung Vrefa ein PWM-Signal V_dutya. In ähnlicher Weise erzeugt der Spannung-Einschaltdauer-Wandler 180 aus den Befehlsspannungen V_refb bzw. Vrefc PWM-Signale V_dutyb und V_dutyc. Da die Spannung-Einschaltdauer-Wandlung wohlbekannt ist, wird in der Beschreibung eine detaillierte Beschreibung derselben weggelassen.
Als nächstes werden Einzelheiten der Stromsteuerungseinheiten 102a bis 102c beschrieben. Nachfolgend wird als Beispiel eine U-Phasen-Verarbeitungsschaltung 104a, die die Stromsteuerungseinheit 102a und den Spannung-Einschaltdauer-Wandler 180 aufweist, beschrieben. Da sowohl die Stromsteuerungseinheit 102b als auch die Stromsteuerungseinheit 102c gleich sind, werden eine Darstellung und Beschreibung derselben weggelassen.
4 ist ein Steuerungsblockdiagramm, das Details der U-Phasen-Verarbeitungsschaltung 104a zeigt. Ein Teil ohne den Spannung-Einschaltdauer-Wandler 180 in der U-Phasen-Verarbeitungsschaltung 104a korrespondiert zu der Stromsteuerungseinheit 102a (3).
Die U-Phasen-Verarbeitungsschaltung 104 weist einen Drehmoment/Strom-Umwandlungsblock 110a, einen Stromsteuerungsblock 120a, einen Adaptive-Steuerung-Block 130a und einen Addierer 140a auf. Die jeweiligen Blöcke und der Addierer stellen arithmetische Operationen dar. Daher kann ein „Block“ auch als „Operation“ gelesen werden. Alle Operationen können durch die Hardware-Logik des FPGAs implementiert sein, oder eine oder mehrere Operationen können durch eine oder mehrere arithmetische Schaltungen implementiert sein.
Der Drehmoment/Strom-Umwandlungsblock 110a wandelt den Drehmoment-Befehlswert Trefa in einen Strom-Befehlswert Irefa um.
Der Stromsteuerungsblock 120a und der Addierer 140a sind Operationsblöcke, die zu einer Operation einer später zu beschreibenden Spannungsgleichung korrespondieren. Der Stromsteuerungsblock 120a arbeitet als Hochpassfilter. Der Stromsteuerungsblock 120a korrigiert sequentiell einen Widerstandswert R_tha durch einen vom Adaptive-Steuerung-Block 130a berechneten Modellierungsfehler ΔR_tha. Das heißt, ein Spannungswert wird erhalten, indem der vorherige Widerstandswert R_tha + ΔR_tha als neues R_tha verwendet wird.
Der Adaptive-Steuerung-Block 130a gibt den Modellierungsfehler ΔR_tha aus, indem er den durch die U-Phase fließenden Stromwert I_a verwendet. Der Adaptive-Steuerung-Block 130a weist einen ersten Operationsblock 132a, der die gleiche Operation wie der Stromsteuerungsblock 120a ausführt, und einen zweiten Operationsblock 134a auf. Von diesen hat der letztgenannte zweite Operationsblock 134a die Funktion eines „Beobachters“. Nachfolgend wird der zweite Operationsblock 134a als „Beobachterblock 134a“ beschrieben. Wie aus der Beschreibung des Beobachterblocks 134a in 4 hervorgeht, ist der Beobachter ein primärer Tiefpassfilter mit einer Zeitkonstante T₁.
Anzumerken ist, dass der erste Operationsblock 132a ein Differentialsymbol „d/dt“ aufweist und in einem Zeitbereich dargestellt wird, während der Beobachterblock 134a in einem s-Bereich unter Verwendung einer Variablen „s“ dargestellt wird. Der Grund für die Verwendung der Variablen „s“ ist die Klarstellung, dass der Beobachter das primäre Tiefpassfilter mit der Zeitkonstante T₁ ist. Es sei darauf hingewiesen, dass dies dem besseren Verständnis dient.
Ein in den Adaptive-Steuerung-Block 130a eingegebenes Signal (zu filterndes Signal) ist kein weißes Rauschen, sondern ein farbiges Rauschen. In der vorliegenden Ausführungsform führt der Adaptive-Steuerung-Block 130a keine Filterungsoperation unter Verwendung der Methode der kleinsten Quadrate durch.
Nachfolgend wird, bevor eine Bedeutung jedes in 4 dargestellten Blocks beschrieben wird, beschrieben, wie die zu jedem Block korrespondierende Operation abgeleitet wird.
Wenn sich der Motor mit einer Winkelgeschwindigkeit ω dreht, ist die in eine Spule eingespeiste Leistung E·I und eine von der Spule erzeugte Leistung ist T·ω. Dabei ist E eine Spannung, I ein Strom und T ein Drehmoment.
Nach dem Energieerhaltungsgesetz gilt folgende Gleichung (1).
(Gleichung 1) $El = T ω$
Eine folgende Gleichung (2) erhält man durch Modifikation der Gleichung (1).
(Gleichung 2) $T = El/ ω$
Der jetzige Erfinder hat sich überlegt, den Strom I nicht zu verwenden, da er viel Rauschen enthält. Wenn der Strom I aus einer Spannungsgleichung (Gleichung (3)) erhalten und in die Gleichung (1) eingesetzt wird, erhält man eine Gleichung (4).
(Gleichung (3)) $I = f (V)$
(Gleichung 4) $T = (E/ ω) f (V)$
Die Spannungsgleichung ist hier in einer folgenden Gleichung (5) gezeigt.
[Gleichung 5] $[\begin{matrix} v_{a} \\ v_{b} \\ v_{c} \end{matrix}] = R_{t h} [\begin{matrix} i_{a} \\ i_{b} \\ i_{c} \end{matrix}] + [\begin{matrix} L_{p h} & M & M \\ M & L_{p h} & M \\ M & M & L_{p h} \end{matrix}] \frac{d}{d t} ([\begin{matrix} i_{a} \\ i_{b} \\ i_{c} \end{matrix}]) + [\begin{matrix} e_{a} \\ e_{b} \\ e_{c} \end{matrix}]$
Wenn der Vektor auf der linken Seite durch V dargestellt wird, der Vektor, der dem ersten und zweiten Term auf der rechten Seite gemeinsam ist, durch I dargestellt wird, die Matrix des zweiten Terms auf der rechten Seite durch L dargestellt wird und der Vektor des dritten Terms auf der rechten Seite durch E dargestellt wird, erhält man eine folgende Gleichung (6) und eine Gleichung (7) wird durch weitere Modifikation erhalten.
[Gleichung 6] $V = R_{t h} I + L \frac{d}{d t} I + E$
[Gleichung 7] $I = {(R_{t h} + L \frac{d}{d t})}^{- 1} (V - E)$
Die Induktivität ist hier verallgemeinert und wird, wie in Gleichung (8) gezeigt, dargestellt.
[Gleichung 8] $\begin{array}{l} [L] = l_{s} + [\begin{matrix} L_{u} & M_{u v} & M_{u w} \\ M_{v u} & L_{v} & M_{v w} \\ M_{w u} & M_{w v} & L_{w} \end{matrix}] \\ L_{u} = \sum_{k = 0}^{\infty} L_{k} cos2k θ \\ L_{v} = \sum_{k = 0}^{\infty} L_{k} cos2k (θ - \frac{2 x}{3}) \\ L_{w} = \sum_{k = 0}^{\infty} L_{k} cos2k (θ - \frac{4 x}{3}) \\ M_{u v} = M_{V u} = \sum_{k = 0}^{\infty} M_{k} cos2k (θ - \frac{4 x}{3}) \\ M v w = M_{w v} = \sum_{k = 0}^{\infty} L_{k} cos2k (θ) \\ M_{w u} = M_{u w} = \sum_{k = 0}^{\infty} L_{k} cos2k (θ - \frac{2 x}{3}) \end{array}$
Komponenten der Induktivität bis zu einer sechsten Ordnung werden in einer nachfolgenden Gleichung (9) beispielhaft dargestellt. Wie später beschrieben, wird in der vorliegenden Ausführungsform eine Steuerung von einem Vorkopplungstyp (FF-Steuerung) durchgeführt. Bei der Durchführung der FF-Steuerung verschwinden die Komponenten höherer Ordnung der Induktivität.
[Gleichung 9] $\begin{array}{l} [L] = l_{s} [\begin{matrix} 1 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 1 \end{matrix}] + L_{g 0} [\begin{matrix} 1 & - \frac{1}{2} & - \frac{1}{2} \\ - \frac{1}{2} & 1 & - \frac{1}{2} \\ - \frac{1}{2} & - \frac{1}{2} & 1 \end{matrix}] \\ - L_{g 2} [\begin{matrix} c o s 2 θ & c o s 2 (θ - \frac{4 x}{3}) & c o s 2 (θ - \frac{2 x}{3}) \\ c o s 2 (θ - \frac{4 x}{3}) & c o s 2 (θ - \frac{2 x}{3}) & c o s 2 θ \\ c o s 2 (θ - \frac{2 x}{3}) & c o s 2 θ & c o s 2 (θ - \frac{4 x}{3}) \end{matrix}] \\ - L_{g 4} [\begin{matrix} c o s 4 θ & c o s 4 (θ - \frac{4 x}{3}) & c o s 4 (θ - \frac{2 x}{3}) \\ c o s 4 (θ - \frac{4 x}{3}) & c o s 4 (θ - \frac{2 x}{3}) & c o s 4 θ \\ c o s 4 (θ - \frac{2 x}{3}) & c o s 4 θ & c o s 4 (θ - \frac{4 x}{3}) \end{matrix}] \\ - L_{g 6} [\begin{matrix} c o s 6 θ & c o s 6 (θ - \frac{4 x}{3}) & c o s 6 (θ - \frac{2 x}{3}) \\ c o s 6 (θ - \frac{4 x}{3}) & c o s 6 (θ - \frac{2 x}{3}) & c o s 6 θ \\ c o s 6 (θ - \frac{2 x}{3}) & c o s 6 θ & c o s 6 (θ - \frac{4 x}{3}) \end{matrix}] \end{array}$
Eine Gleichung (10) zeigt E in den Gleichungen (6) und (7), das bis zu einer dritten Harmonischen reicht.
[Gleichung 10] $E = [\begin{matrix} e_{a} \\ e_{b} \\ e_{c} \end{matrix}] = ω ψ_{1} [\begin{matrix} c o s θ \\ c o s (θ - \frac{2 π}{3}) \\ c o s (θ + \frac{2 π}{3}) \end{matrix}] + ω ψ_{3} [\begin{matrix} c o s 3 θ \\ c o s 3 θ \\ c o s 3 θ \end{matrix}]$
Daraus ergibt sich die Drehmomentgleichung als Gleichung (11).
[Gleichung 11] $T = \frac{E}{ω} {(R_{t h} + L \frac{d}{d t})}^{- 1} (V - E)$
Da hier die Eingabe in die Stromsteuerungseinheit T ist und die Ausgabe von der Stromsteuerungseinheit V ist, ergibt sich eine Gleichung (12) durch Umordnen der Gleichung (11).
[Gleichung 12] $V = (R_{t h} + L \frac{d}{d t}) \frac{ω}{E} T + E$
Bei der Durchführung der Vorkopplungssteuerung unter Verwendung der Gleichung (12) hat der vorliegende Erfinder die Kompensation von Parametervariationen untersucht. Bei der Untersuchung der zu kompensierenden Parameter werden die folgenden Annahmen getroffen. R_th: Sequentiell kompensieren. L: als festen Wert verwenden. Anzumerken ist, dass sich die Induktivität nicht mit der Temperatur ändert.
Da die Gleichung (12) zu einer Ziel-Zwischenphasenspannung wird, wenn die drei Phasen unabhängig voneinander sind, wird eine Sternpunktspannung V_N erhalten und wie folgt korrigiert.
[Gleichung 13] $V_{N} = (V_{a} + V_{b} + V_{c}) / 3$
Die Phasenspannung Van wird durch eine folgende Gleichung (14) erhalten.
[Gleichung 14] $V_{aN} = V_{a} + V_{N}$
Aus dem Vorangehenden werden das Drehmoment T, der Strom I und die Spannung V durch die Gleichung (15), (16) bzw. (17) erhalten. V_dutya, V_dutyb und V_dutyc werden durch eine Gleichung (18) erhalten.
[Gleichung 15] $[\begin{matrix} T_{r e f a} \\ T_{r e f b} \\ T_{r e f c} \end{matrix}] = [\begin{matrix} sin (θ) \\ sin (θ + \frac{3}{2} π) \\ sin (θ - \frac{3}{2} π) \end{matrix}] \cdot T_{r e f}$
[Gleichung 16] $[\begin{matrix} I_{r e f a} \\ I_{r e f b} \\ I_{r e f c} \end{matrix}] = [\begin{matrix} \frac{ω}{e_{a}} & 0 & 0 \\ 0 & \frac{ω}{e_{b}} & 0 \\ 0 & 0 & \frac{ω}{e_{c}} \end{matrix}] [\begin{matrix} T_{r e f a} \\ T_{r e f b} \\ T_{r e f c} \end{matrix}]$
[Gleichung 17] $[\begin{matrix} V_{r e f a} \\ V_{r e f b} \\ V_{r e f c} \end{matrix}] = [\begin{matrix} R_{t h a} + L_{a} s & M s & M s \\ M s & R_{t h b} + L_{b} s & M s \\ M s & M s & R_{t h c} + L_{c} s \end{matrix}] [\begin{matrix} I_{r e f a} \\ I_{r e f b} \\ I_{r e f c} \end{matrix}] - [\begin{matrix} e_{a} \\ e_{b} \\ e_{c} \end{matrix}]$
[Gleichung 18] $[\begin{matrix} V_{D U T Y a} \\ V_{D U T Y b} \\ V_{D U T Y c} \end{matrix}] = [\begin{matrix} V_{r e f a} \\ V_{r e f b} \\ V_{r e f c} \end{matrix}] + [\begin{matrix} (V_{a} + V_{b} + V_{c}) / 3 \\ (V_{a} + V_{b} + V_{c}) / 3 \\ (V_{a} + V_{b} + V_{c}) / 3 \end{matrix}]$
Wenn die Vorkopplungssteuerung unter Verwendung der Gleichung (12) durchgeführt wird, hat der vorliegende Erfinder die Kompensation der Eigeninduktivität L untersucht. Insbesondere hat der vorliegende Erfinder die Eigeninduktivität L durch ein inverses Modell und eine Phasenverzögerung durch eine Vorwärtskomponente kompensiert. Eine Berechnung des inversen Modells wird unter Verwendung eines abc-Achsen-Koordinatensystems anstelle eines dq-Achsen-Koordinatensystems durchgeführt.
Wenn hier die Eigeninduktivität L durch das inverse Modell kompensiert wird, hat der jetzige Erfinder das Problem entdeckt, dass die Rauschempfindlichkeit erhöht wird. Der Grund dafür ist, dass die Verarbeitung für die Kompensation zu einem Hochpassfilter wird, die Empfindlichkeit des Drehmomentsensorsystems gegenüber Rauschen zunimmt und als Folge davon der Betriebslärm verschlechtert wird.
Daher hat der jetzige Erfinder die Vorkopplungssteuerung durch Verwendung eines Wertes eines durch einen Motor fließenden Stroms zur Durchführung verschiedener Kompensationen durchgeführt. Insbesondere wird der Term der Eigeninduktivität L des Motors M, der in dem Stromsteuerungsblock 120a enthalten ist, durch das inverse Modell kompensiert. Weiterhin wird eine Phasencharakteristik einer Übertragungsfunktion des inversen Modells durch die Vorwärtskomponente kompensiert, und eine Verstärkungscharakteristik der Übertragungsfunktion des inversen Modells wird durch eine Funktion einer physikalischen Größe korrigiert, die auf der Grundlage der Winkelgeschwindigkeit des Motors erhalten wird. Als Ergebnis ist es möglich, die Phasenverzögerung und eine durch die Eigeninduktivität verursachte Verstärkungsreduzierung einer Drehmomentausgabe zu kompensieren. Bei der Kompensation der Phasenverzögerung und der Verstärkungsreduzierung durch Verwendung des inversen Modells ist es nicht wesentlich, einen Störungsbeobachter bereitzustellen, der nachfolgend beschrieben wird. Die Vorkopplungssteuerung ist ohne Bereitstellung des Störungsbeobachters möglich.
Als nächstes wird der Beobachter beschrieben.
Der jetzige Erfinder hat in Betracht gezogen, die Verarbeitung der Stromsteuerung mit dem Störungsbeobachter unter Verwendung des Strom-Befehlswerts zu kompensieren. Dies liegt daran, dass die Parametervariationen der Ausgabe kompensiert werden, so dass die Reduzierung des Stromwertrauschens realisiert werden kann.
In der vorliegenden Offenbarung wird der Störungsbeobachter eines Eingabefehlermodells verwendet. Wenn dieser Beobachter verwendet wird, sind das Vorkopplungsmodell und das Beobachtermodell gleich, so dass eine Entwurfssteuerung erleichtert wird. Das Beobachtermodell ist in einer Gleichung (19) dargestellt.
[Gleichung 19] $V_{a b} = (R_{t h} + Δ R_{t h} + L \frac{d}{d t}) I - E$
In der Gleichung (19) ist ein Modellierungsfehler zwischen dem realen und einem Werksmodell als ΔR_th dargestellt. Als Ergebnis davon wird eine folgende Gleichung (20) erhalten.
[Gleichung 20] $[\begin{matrix} V_{D U T Y a} \\ V_{D U T Y b} \\ V_{D U T Y c} \end{matrix}] - [\begin{matrix} V_{o b a} \\ V_{o b b} \\ V_{o b c} \end{matrix}] = [\begin{matrix} Δ R_{t h a} I_{a} \\ Δ R_{t h b} I_{b} \\ Δ R_{t h c} I_{c} \end{matrix}]$
Dementsprechend können ΔR_tha, ΔR_thb, ΔR_thc erhalten werden, indem jede Komponente auf der rechten Seite der Gleichung (20) durch jede Komponente des detektierten Stroms I = (I_a, I_b, I_c) geteilt wird.
In der Gleichung (20) sind die V_DUTYa bis V_DUTYc auf der linken Seite die jeweiligen Spannungsbefehlswerte der PWM-Signale für die U-, V- und W-Phase des Spannung-Einschaltdauer-Wandlers 180.
Bei der Implementierung wird die Rauschempfindlichkeit für die ΔR-Schätzung berücksichtigt, der ΔR_tn auf der Basis eines rauschverarbeiteten Signals bestimmt und ein internes Modell der Vorkopplungssteuerungseinheit angepasst. Das heißt, es wird ein übliches einfaches Adaptive-Steuerung-System konfiguriert. In diesem Fall ist die Stabilität des Adaptive-Steuerung-Systems gewährleistet, da ein Steuerungsziel eine Bedingung erfüllt, um streng korrekt zu sein.
Obwohl es sich bei der obigen Gleichung um eine Darstellung im Zeitbereich handelt, kann sie in eine Darstellung im s-Bereich umgewandelt werden, indem auf beiden Seiten eine Laplace-Transformation durchgeführt wird. In der Darstellung des s-Bereichs wird ein differenzielles Element durch „s“ ersetzt. Infolgedessen werden die Steuerungsblöcke und die Kopplungsbeziehung zwischen den in 4 dargestellten Steuerungsblöcken durch die obige Gleichung dargestellt.
Wenn der Stromwert unter einen konstanten Wert fällt, z.B. wenn der Stromwert innerhalb eines Bereichs von Null ± einen Schwellenwert erreicht, kann der Beobachterblock 134a unter Verwendung des vorherigen Kompensationswertes berechnen. Wenn der Stromwert Null oder im Wesentlichen Null wird, ist die Spannung gesättigt, so dass der Beobachterblock 134a die Störung R_th nicht abschätzen kann. Dementsprechend kann die Kompensation normal unter Verwendung des vorherigen Kompensationswertes durchgeführt werden, wenn der Wert zu einem konstanten Wert nahe Null wird.
Als nächstes wird eine Abwandlung der beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung beschrieben.
5 zeigt eine Konfiguration einer U-Phasen-Verarbeitungsschaltung 104a gemäß der Abwandlung. Eine Konfiguration der in 5 dargestellten U-Phasen-Verarbeitungsschaltung unterscheidet sich von der in 4 dargestellten Konfiguration der U-Phasen-Verarbeitungsschaltung dadurch, dass ein Totband-Kompensationsblock 150a und ein Addierer 160a hinzugefügt sind. Andere Konfigurationen und Operationen sind die gleichen. Dementsprechend werden nachfolgend der Totband-Kompensationsblock 150a und der Addierer 160a beschrieben. Für die Beschreibung der anderen Komponenten wird auf die bisherige Beschreibung verwiesen.
Ein „Totband“, wie es im Folgenden bezeichnet wird, bedeutet einen Zeitraum, in dem kein Strom fließen kann, obwohl der Strom fließen soll. Das Totband ist ein Konzept, das eine Zeit aufweist, in der kein Strom fließt, d.h. eine Totzeit, in der der Stromwert Null ist, und eine Periode, in der der Stromwert von Null steigt oder fällt. Letztere „Periode“ bezieht sich auf einen Zeitraum, in dem der Strom im Wesentlichen als im Wesentlichen Null angesehen wird. Das „Totband“ ergibt sich aus einer Beziehung zwischen einem nichtlinearen Element eines Antriebssystems und der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV). Die EMV ist die Fähigkeit einer Vorrichtung oder eines Systems, keine elektromagnetischen Störwellen bereitzustellen, die den Betrieb einer Vorrichtung oder dergleichen stören, und Störungen aus einer elektromagnetischen Umgebung zu widerstehen, um zufriedenstellend zu funktionieren. Das nichtlineare Element des Antriebssystems in der vorliegenden Ausführungsform gibt das Totband an, das zur Verhinderung eines Arm-Kurzschlusses eingestellt ist.
Als Beispiel soll hier ein Fall betrachtet werden, in dem der Motor M von einem elektrischen Servolenkungssystem angetrieben wird. Wenn im Motor M eine Drehmomentwelligkeit erzeugt wird, spürt der Fahrer Geräusche oder Vibrationen. Geht man beispielsweise davon aus, dass eine Ausgabe des Motors M 80 Nm beträgt, so empfindet eine Person Geräusche oder Vibrationen, es sei denn, die Drehmomentwelligkeit ist auf weniger als 0,2 Nm eingestellt. Ein solches Quantisierungsrauschen wird zu einem erheblichen Problem bei Anwendungen, die Genauigkeit erfordern, wie z.B. einer elektrischen Servolenkung. Daher ist es bei dem elektrischen Servolenkungssystem erforderlich, eine Reaktion der nichtlinearen Elemente des Antriebssystems, wie z.B. des Beobachterblocks 134a, der Treiberschaltung 200 und dergleichen, angemessen zu kompensieren, um die Vibrationen und Geräusche im Betrieb so weit wie möglich zu reduzieren. Der vorliegende Erfinder hat sich damit beschäftigt, eine Kompensation der nichtlinearen Elemente des Antriebssystems unter Berücksichtigung des Totbandes durchzuführen.
In der vorliegenden Abwandlung berechnet der Totband-Kompensationsblock 150a den Kompensationswert des nichtlinearen Elements des Antriebssystems auf der Grundlage des Totband-Kompensationswertes. Das Totband der Motortreiberschaltung wird am Nulldurchgangspunkt des Stroms erzeugt. Der Totband-Kompensationsblock 150a gibt zum Motorstromnulldurchgangszeitpunkt einen zu dem Totband korrespondierenden Tastwert aus. Der „zu dem Totband korrespondierende Tastwert“ kann fest eingestellt oder unter einer vorgegebenen Bedingung variiert werden.
Der Addierer 160a addiert den Tastwert zum Motorstromnulldurchgangszeitpunkt und den zum Totband korrespondierenden Tastwert. Dementsprechend ist es möglich, mit weniger Parametern in Bezug auf die Vorkopplungssteuerung zu steuern, während eine geringe Lärmentwicklung im Betrieb realisiert wird.
Ein Stromnulldurchgangszeitpunkt kann geschätzt werden. Gemäß der beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung korrespondieren Irefa, I_refb und I_refc, die Zwischenausgaben der Vorkopplungssteuerungseinheit sind, zu den geschätzten Werten des Stroms. Der Totbandkompensationsblock 150a und der Addierer 160a können unter Verwendung der Ausgabe eine Totbandkompensation durch eine folgende Gleichung durchführen.
[Gleichung 21] ${WENN I}_{r e f n} ≅ 0, DANN V_{D U T Y} + s i g n \dot{(I_{r e f n})} D u t y_{d e a d}$
Eine WENN-Anweisung in der Gleichung (21) ist nicht Irefn = 0. Das heißt, wenn der Motorstrom innerhalb eines vorgegebenen Bereichs liegt, der als praktisch Null betrachtet werden kann, dann kann er als „Nulldurchgang“ betrachtet werden. In der Beschreibung wird zusätzlich zu dem Fall, in dem der Nulldurchgang tatsächlich erfolgt, auch der Fall, in dem er als Nulldurchgang angesehen werden kann, kollektiv als „Nulldurchgang“ bezeichnet.
Da bei der Methode der vorliegenden Abwandlung das Rauschniveau des für die Totbandkompensation verwendeten Signals niedrig ist, ist es nicht notwendig, eine Maßnahme zur Vermeidung von Grenzzyklusschwingungen durchzuführen, und es wird erwartet, dass die Totbandkompensation mit hoher Genauigkeit gewährleistet werden kann.
Da außerdem der Stromnulldurchgangszeitpunkt mit Hilfe des Zwischenausgangs der Steuerung vom Typ FF geschätzt wird, können ein Schätzmodell und ein Modell der Steuerung vom Typ FF aufeinander abgestimmt werden. Dementsprechend ist es möglich, die Ordnung der Steuerungseinheit zu reduzieren. Ferner kann durch unabhängige Steuerung der drei Phasen das Totband der Treiberschaltung effizient kompensiert werden.
Bei der Kompensation des Totbandes ist es nicht wesentlich, den vorangehend beschriebenen Störungsbeobachter bereitzustellen. Die Vorkopplungssteuerung ist ohne Bereitstellung des Störungsbeobachters möglich.
Als nächstes wird eine Anwendung der vorangehend beschriebenen Ausführungsform und der Abwandlung beschrieben.
6 zeigt schematisch eine typische Konfiguration eines EPS-Systems 2000 gemäß einer beispielhaften Ausführungsform.
Fahrzeuge, wie z.B. Autos, weisen normalerweise ein EPS-System auf. Das EPS-System 2000 weist ein Lenksystem 520 und einen Hilfsdrehmomentmechanismus 540 zur Erzeugung eines Hilfsdrehmoments auf. Das EPS-System 2000 erzeugt das Hilfsdrehmoment, das ein Lenkdrehmoment des Lenksystems unterstützt, das von einem Fahrer erzeugt wird, der ein Lenkrad bedient. Mit dem Hilfsdrehmoment wird eine Bedienungsbelastung des Fahrers reduziert.
Das Lenksystem 520 weist z.B. ein Lenkrad 521, eine Lenkwelle 522, Kreuzgelenke 523A, 523B, eine Drehwelle 524, einen Zahnstangenmechanismus 525, eine Zahnstangenwelle 526, ein rechtes und ein linkes Kugelgelenk 552A, 552B, Spurstangen 527A, 527B, Achsschenkel 528A, 528B sowie ein rechtes und ein linkes gelenktes Rad 529A, 529B auf.
Der Hilfsdrehmomentmechanismus 540 weist z.B. einen Lenkdrehmomentsensor 541, eine elektronische Steuerungseinheit (ECU) für ein Fahrzeug 542, einen Motor 543 und einen Verzögerungsmechanismus 544 auf. Der Lenkdrehmomentsensor 541 erfasst das Lenkdrehmoment im Lenksystem 520. Die ECU 542 erzeugt ein Antriebssignal basierend auf einem Detektionssignal von dem Lenkdrehmomentsensor 541. Der Motor 543 erzeugt auf der Grundlage des Antriebssignals das zu dem Lenkdrehmoment korrespondierende Hilfsdrehmoment. Der Motor 543 überträgt das erzeugte Hilfsdrehmoment über den Verzögerungsmechanismus 544 an das Lenksystem 520.
Die ECU 542 weist z.B. auf: die Steuerungseinheit 100, die Treiberschaltung 200 und dergleichen, die vorangehend beschrieben worden sind. In einem Fahrzeug ist ein elektronisches Steuerungssystem mit der ECU als Kern aufgebaut. Im EPS-System 2000 wird ein Motorsteuerungssystem z.B. aus der ECU 542, dem Motor 543 und einem Wechselrichter 545 aufgebaut. Als das Motorsteuerungssystem kann das vorangehend beschriebene Motorsteuerungssystem 1000 entsprechend verwendet werden.
Die Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung wird entsprechend auch in Motorsteuerungssystemen vom X-by-Wire-Typ, wie Shift-by-Wire (Schalten per Draht), Steer-by-Wire (Lenken per Draht), Brake-by-Wire (Bremsen per Draht) und dergleichen, sowie eines Traktionsmotors und dergleichen verwendet, die die Fähigkeit zur Abschätzung eines Drehmomentwinkels erfordern. Beispielsweise kann das Motorsteuerungssystem gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung in ein automatisiertes Fahrzeug eingebaut werden, das mit einer von der japanischen Regierung und der National Highway Traffic Safety Administration (NHTSA) definierten Stufe 0 bis 4 (Automatisierungskriterium) konform ist.
Gewerbliche Anwendbarkeit
Die Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung kann eine breite Verwendung in verschiedenen Vorrichtungen aufweisen, einschließlich verschiedener Motoren, wie z.B. einem Staubsauger, einem Trockner, einem Deckengebläse, einer Waschmaschine, einem Kühlschrank, einer elektrischen Servolenkungsvorrichtung und ähnlichem.
Bezugszeichenliste

100: STEUERUNGSEINHEIT
102a bis 102c: STROMSTEUERUNGSEINHEIT
110a: DREHMOMENT/STROM-UMWANDLUNGSBLOCK
120a: STROMSTEUERUNGSBLOCK
130a: ADAPTIVE-STEUERUNG-BLOCK
140a: ADDIERER
150a: TOTBAND-KOMPENSATIONSBLOCK
200: TREIBERSCHALTUNG
300: WECHSELRICHTER
400A: bis 400c STROMSENSOR
500: A/D-WANDLER
600: ROM
700: POSITIONSSENSOR
1000: MOTORSTEUERUNGSSYSTEM
2000: EPS-SYSTEM

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

JP 2012254682 [0002]
JP 2012 [0003]
JP 254682 [0003]

Claims

Steuerungseinheit, die in einem Motorsteuerungssystem zum Antreiben eines Motors unter Verwendung einer Treiberschaltung und eines Wechselrichters verwendet wird, wobei die Steuerungseinheit aufweist: einen Stromsteuerungsblock zum Empfangen eines Motorstroms und zum Ausgeben einer Referenzspannung; eine Motorsteuerungsschaltung zum Ausgeben eines ein Tastverhältnis von der vom Stromsteuerungsblock ausgegebenen Referenzspannung anzeigenden Signals; einen Totband-Kompensationsblock zum Berechnen eines Kompensationswertes eines nichtlinearen Elements eines Antriebssystems, das ein Totband aufweist, basierend auf einem Totband-Kompensationswert; und einen Addierer, wobei der Totband-Kompensationsblock einen zu dem Totband korrespondierenden Tastwert zu einem Motorstromnulldurchgangszeitpunkt ausgibt; und der Addierer den Tastwert zu einem Signal, das das Tastverhältnis angibt, addiert und das Signal ausgibt.
Steuerungseinheit nach Anspruch 1, wobei der Totband-Kompensationsblock ermittelt, ob ein Motorstrom I_refn, der in einer WENN-Anweisung einer Gleichung (1) dargestellt ist, die Null durchläuft oder nicht, und, wenn der Motorstrom Irefn die Null durchläuft, der Totband-Kompensationsblock ein Vorzeichen gemäß einer zeitlichen Änderung des Motorstroms Irefn hinzufügt und einen Tastwert Duty_dead, der zu dem Totband korrespondiert, ausgibt, und der Addierer, wie in einer DANN-Anweisung der Gleichung (1) dargestellt, den Tastwert Duty_dead zu einem Signal V_duty, das das Tastverhältnis angibt, addiert und das Signal V_duty ausgibt. [Gleichung 1] ${WENN I}_{r e f n} ≅ 0, DANN V_{D U T Y} + s i g n \dot{(I_{r e f n})} D u t y_{d e a d}$
Steuerungseinheit nach Anspruch 1 oder 2, ferner aufweisend: einen Störungsbeobachter zur Durchführung einer Vorkopplungssteuerung unter Verwendung eines Stromwertes, wobei der Störparameter des Stromsteuerungsblocks durch adaptive Steuerung unter Verwendung eines Ausgabewertes des Störungsbeobachters kompensiert wird.
Steuerungseinheit nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei ein Term einer Eigeninduktivität des Motors, der in dem Stromsteuerungsblock enthalten ist, durch ein inverses Modell kompensiert wird; eine Phasenverzögerung durch eine Vorlaufkomponente kompensiert wird; und eine Verstärkungsreduktion der Eigeninduktivität durch Korrektur eines Spitzenwertes kompensiert wird.
Motorsteuerungssystem, aufweisend: einen Motor; eine Steuerungseinheit nach einem der Ansprüche 1 bis 4; eine Treiberschaltung zur Erzeugung eines Steuerungssignals aus dem PWM-Signal, das von der Steuerungseinheit ausgegeben wird; und einen Wechselrichter zur Durchführung eines Schaltbetriebs auf der Grundlage des Steuerungssignals, um einen Stromfluss durch den Motor zu gestatten.
Motorsteuerungssystem nach Anspruch 5, wobei der Motor ein Motor ist, der 10 Pole und 12 Schlitze oder 14 Pole und 12 Schlitze aufweist.
Motorsteuerungssystem nach Anspruch 5 oder 6, ferner aufweisend ein Gehäuse, das den Motor, die Steuerungseinheit, die Treiberschaltung und den Wechselrichter integral aufnimmt.
Elektrisches Servolenkungssystem, das das Motorsteuerungssystem nach einem der Ansprüche 5 bis 7 aufweist.