DE112018001626T5

DE112018001626T5 - Steuervorrichtung, die einen befehlsspannungswert ausgibt

Info

Publication number: DE112018001626T5
Application number: DE112018001626.9T
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Fujimoto; Linfeng LAN; Tomonari MORI; Masanori Watahiki
Original assignee: Nidec Corp; University of Tokyo NUC
Current assignee: Nidec Corp; University of Tokyo NUC
Priority date: 2017-04-27
Filing date: 2018-04-04
Publication date: 2020-01-16
Also published as: US20210103258A1; US11366435B2; CN110546880B; CN110546880A; JPWO2018198694A1; WO2018198694A1; JP6737999B2

Abstract

Diese Steuervorrichtung zum Ausgeben eines Spannungsbefehlswert weist auf: eine Rückkopplungssteuereinrichtung, die eine Rückkopplungssteuerung auf Basis eines Stromwerts durchführt und einen ersten spannungswert ausgibt; eine Vorwärtskopplungssteuereinrichtung, die unter Verwendung eines inversen Modells einer zu steuernden Anlage konstruiert ist, einen Vorwärtskopplungs-Spannungskorrektor, der eine Spannungsstörung korrigiert, die durch einen Modellierfehler zwischen einem Modell einer Anlage und einer tatsächlichen Anlage produziert wird; eine Wiederholungssteuereinrichtung, die eine zyklische Stromstörung lernt; und einen Schalter, der den Eingang/Ausgang der Wiederholungssteuereinrichtung steuert. Der Schalter wird eingeschaltet, wenn ein Ansprechstrom in einem Dauerzustand ist, und die Wiederholungssteuereinrichtung lernt die Stromstörung und korrigiert einen Strombefehlswert. Die Rückkopplungssteuereinrichtung führt eine Rückkopplungssteuerung auf Basis eines Stromwerts durch, der von dem korrigierten Strombefehlswert erhalten wird, und gibt den ersten Spannungswert aus. Die Vorwärtskopplungssteuereinrichtung gibt den Strombefehlswert in das inverse Modell ein und erzeugt einen zweiten Spannungswert. Die Steuervorrichtung gibt die Summe des ersten Spannungswerts und des zweiten Spannungswerts als den Spannungsbefehlswert aus.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Offenbarung bezieht sich auf eine Steuervorrichtung, die einen Befehlsspannungswert ausgibt.
HINTERGRUNDTECHNIK
Eine Ursache für die Schwingung und das Geräusch eines Motors liegt darin, dass eine elektromagnetische Erregungskraft, die in einer radialen Richtung des Motors erzeugt wird, eine Vibration des Stators induziert. Die elektromagnetische Anregungskraft in einer radialen Richtung, die als „Radialkraft“ bezeichnet wird, entsteht zwischen dem Rotor und jedem Zahn des Stators. Bei einer Radialkraft existiert eine Mehrzahl von Ordnungskomponenten (harmonischen Komponenten), die ansprechend auf eine Rotordrehung mit unterschiedlichen zeitlichen Perioden schwingen.
Um derartige Schwingungen zu reduzieren, laufen Studien zur Erzeugung einer elektromagnetischen Kraft mit einem elektrischen Strom, wobei diese elektromagnetische Kraft eine inverse Phase zu den periodischen Schwingungen aufweist. Der Strom, mit dem die Schwingungen reduziert werden sollen, ist ein harmonischer Strom. Der Strom, der in dem Motor fließen soll, muss einen harmonischen Strombefehl mit guter Präzision nachführen.
Konventionelle Forschung und Entwicklung sind darauf ausgerichtet worden, den Strom auf Basis der Rückkopplungssteuerung zu steuern. Aufgrund der Rückkopplungscharakteristika und des Prinzips mit internem Modell hat es sich jedoch als schwierig erwiesen, eine Nachführungssteuerung für harmonische Ströme allein mit der konventionellen Rückkopplung zu verwirklichen.
So offenbart beispielsweise eine Forschungsarbeit von Takahiro NAKAI et al., „Harmonic current suppression for PMSM by repetitive perfect tracking control“, eine Technik zur Steuerung von harmonischen Strömen unter Verwendung einer repetitiven perfekten Nachführungssteuerung (repetitive perfect tracking control, RPTC), die eine verbesserte Version der perfekten Nachführungssteuerung ist (nachfolgend als PTC (perfect tracking control) bezeichnet). In diesem Dokument wird berichtet, dass durch Korrigieren eines Modellfehlers in dem Zeitbereich von PTC harmonische Ströme, die in einem Permanentmagnet-Synchronmotor (d. h. PMSM) auftreten, erfolgreich unterdrückt worden sind.
REFERENZLISTE
PATENTLITERATUR

[Nicht-Patentliteratur 1] Takahiro NAKAI et al., „Harmonic current suppression for PMSM by repetitive perfect tracking control“ -Vergleich zwischen dq-Koordinatenmodell und aß-Koordinatenmodell~ (2008)
[Nicht-Patentliteratur 2] Atsuo KAWAMURA, „Gendai Power Electronics (or „Modern Power Electronics"), SUURIKOUGAKUSHA-SHA Co., Ltd. (2005)

KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
TECHNISCHES PROBLEM
Laut einer Studie der Erfinder bleibt, da ein harmonischer Strom ein räumlicher Modellfehler ist, selbst wenn der Modellfehler in dem Zeitbereich von PTC mit der Technik des Dokuments korrigiert wird, immer noch ein gewisser Modellfehler. Eine weitere Reduzierung des Modellfehlers ist erwünscht.
Die Technik, es einem Strom zu ermöglichen, einen harmonischen Strombefehl mit guter Präzision nachzuführen, kann auch für andere Zwecke als das Reduzieren von Motorschwingungen eingesetzt werden. Ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung stellt eine Steuertechnik bereit, die es einem Strom ermöglicht, einen harmonischen Strombefehl mit besserer Präzision nachzuführen, indem Modellfehler verbessert werden.
LÖSUNG FÜR DAS PROBLEM
Bei einem veranschaulichenden Ausführungsbeispiel ist eine Steuervorrichtung gemäß der vorliegenden Offenbarung eine Steuervorrichtung, die einen Befehlsspannungswert ausgibt, wobei dieselbe Folgendes aufweist: eine Rückkopplungssteuereinrichtung, um eine Rückkopplungssteuerung auf Basis eines Stromwerts durchzuführen und einen ersten Spannungswert auszugeben; eine Vorwärtskopplungssteuereinrichtung, die unter Verwendung eines inversen Modells einer Anlage als gesteuertes Objekt eingerichtet ist; einen Vorwärtskopplungs-Spannungskorrektor, um eine Spannungsstörung zu korrigieren, die aufgrund eines Modellierfehlers zwischen einem Anlagenmodell und der tatsächlichen Anlage auftritt; eine Wiederholungssteuereinrichtung, um periodische Stromstörungen zu lernen; und einen Schalter, um Eingang/Ausgang der Wiederholungssteuereinrichtung zu steuern. Der Schalter ist zu EIN geschaltet, wenn ein Ansprechstrom in einem Dauerzustand ist; die Wiederholungssteuereinrichtung lernt die Stromstörungen und korrigiert einen Befehlsstromwert; die Rückkopplungssteuereinrichtung gibt den ersten Spannungswert aus, indem die Rückkopplungssteuerung auf Basis eines Stromwerts durchgeführt wird, der von dem korrigierten Befehlsstromwert erhalten wird; die Vorwärtskopplungssteuereinrichtung gibt den korrigierten Befehlsstromwert in das inverse Modell ein, um einen zweiten Spannungswert zu erzeugen; und eine Summe des ersten Spannungswerts und des zweiten Spannungswerts wird als der Befehlsspannungswert ausgegeben.
VORTEILHAFTE AUSWIRKUNGEN DER ERFINDUNG
Ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung ermöglicht eine Steuerung, die es einem Strom ermöglicht, einen harmonischen Strombefehl mit besserer Präzision nachzuführen, indem Modellfehler verbessert werden.
Figurenliste

1 ist ein Diagramm, das schematisch die Zusammensetzung eines Motorsteuersystems 1000 gemäß einem veranschaulichenden Ausführungsbeispiel zeigt.
2 ist ein Blockdiagramm, das hauptsächlich ein Verarbeitungsmodell eines Berechnungsblocks 522 zeigt.
3A ist ein schematischer Schaltplan eines einphasigen Inverters, der mit einem Motor, der eine Anlage 102 ist, verbunden ist.
3B zeigt eine exemplarische Ausgangsspannung eines PWM-Halteglieds, das eine Pulsweite ΔT[k] steuert.
4 ist ein Diagramm, das die Zusammensetzung einer FB-Steuereinrichtung 604 zeigt.
5 ist ein Diagramm, das einen Differenzterm zeigt, der zwei Arten von Spannungsstörungen (a) und (b) umfasst.
6 ist ein Diagramm, das eine Spannungsgleichung für den dq-Referenzrahmen und Spannungsstörungen zeigt, die in der Spannungsgleichung enthalten sind.
7A ist ein Diagramm, das die wesentliche Zusammensetzung einer Wiederholungssteuereinrichtung 660a eines zeitkontinuierlichen Systems zeigt, bei dem ein Totzeitfaktor in einer geschlossenen Schleife beinhaltet ist.
7B ist ein Diagramm, das die Wiederholungssteuereinrichtung 660 (zeitdiskretes System) gemäß einem veranschaulichenden Ausführungsbeispiel zeigt.
8 ist ein Flussdiagramm, das die Prozedur von Prozessen seitens der Steuervorrichtung 500 zeigt.
9 ist ein Diagramm, das Simulationsergebnisse zeigt.

BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
Im Folgenden wird mit Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen ein Ausführungsbeispiel einer Steuervorrichtung gemäß der vorliegenden Offenbarung und ein Steuersystem beschrieben, das eine derartige Steuervorrichtung umfasst. In dem vorliegenden Dokument wird hauptsächlich ein Motorsteuersystem beschrieben, das einen Motor umfasst. Allerdings ist das Motorsteuersystem ein nicht einschränkendes, veranschaulichendes Ausführungsbeispiel eines Steuersystems gemäß der vorliegenden Offenbarung. Wie später beschrieben ist, kann ein Steuersystem gemäß der vorliegenden Offenbarung auch für andere Zwecke als das Steuern der Motordrehung eingesetzt werden.
1 ist ein Diagramm, das schematisch die Zusammensetzung eines Motorsteuersystems 1000 gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel zeigt. Bei dem veranschaulichten Beispiel umfasst das Motorsteuersystem 1000 des vorliegenden Ausführungsbeispiels: einen Permanentmagnet-Synchronmotor 100 mit einem Rotor 100R und einem Stator 100S; einen Positionssensor 200 zum Messen oder Schätzen der Position des Rotors 100R; einen Inverter 300; und eine Motorsteuervorrichtung 500, die den Permanentmagnet-Synchronmotor 100 steuert.
Die Zusammensetzung des Permanentmagnet-Synchronmotors 100 ist nicht in besonderer Weise eingeschränkt. Es kann sich um einen Oberflächen-Permanentmagnet-Motor (surface permanent magnetic motor, SPM) handeln, bei dem permanente Magneten in der Oberfläche des Rotors 100R enthalten sind, oder um einen Innen-Permanentmagnet-Motor (interior permanent magnetic motor, IPM), bei dem permanente Magneten im Inneren des Rotors 100R enthalten sind. Alternativ kann es sich um einen Motor handeln, bei dem permanente Magneten im Inneren des Stators gehalten werden. Darüber hinaus sind die Spulen des Stators 100S nicht auf ein konzentriertes Wickeln beschränkt, sondern es kann stattdessen ein verteiltes Wickeln verwendet werden. Typische Beispiele für den Positionsserisor 200 sind magnetische Sensoren wie ein Hall-Generator oder eine Hall-IC, ein Drehcodierer und ein Resolver. Der Positionssensor 200 ist nicht unentbehrlich; eine Zusammensetzung, bei der die Position des Rotors 100R ohne Sensor geschätzt wird, kann ebenfalls übernommen werden.
Der Inverter 300 empfängt einen Befehlsspannungswert (Vu, Vv, Vw) von der Steuervorrichtung 500. Der Inverter 300 legt eine U-Phasenspannung u, eine V-Phasenspannung v und eine W-Phasenspannung w, die auf dem Befehlsspannungswert basieren, an eine U-Phasenspule, eine V-Phasenspule bzw. eine W-Phasenspule des Permanentmagnet-Synchronmotors 100 an, wodurch man erwünschte Ströme in den Spulen der jeweiligen Phasen fließen lässt.
Vor dem Inverter 300 können eine Schaltung zum Erzeugen von PWM-Signalen auf Basis des Befehlsspannungswerts (Vu, Vv, Vw) und ein Gatetreiber zum Erzeugen von Gatetreibersignalen für ein Schalten von Transistoren innerhalb des Inverters 300 auf Basis der PWM-Signale bereitgestellt sein. Diese Elemente sind bekannt und werden aus Gründen der Einfachheit in der Darstellung weggelassen.
Die Steuervorrichtung 500 umfasst einen Signalprozessor 520 und einen Speicher 540. Der Speicher 540 speichert ein Programm, das bewirkt, dass der Signalprozessor 520 den unten beschriebenen Prozess ausführt.
Die Steuervorrichtung 500 umfasst: einen A/D-Wandler 560, der ein analoges Signal von dem Positionssensor 200 in ein digitales Signal umwandelt; und einen A/D-Wandler 580, der ein analoges Signal von einem Sensor (nicht gezeigt), der einen in einer Spule des Motors 100 fließenden Strom erfasst, in ein digitales Signal umwandelt.
Die Steuervorrichtung 500 gibt den Befehlsspannungswert (Vu, Vv, Vw) aus, der dem Inverter 300 zugeführt werden soll. Zusammenfassend lässt sich sagen, dass die Verarbeitung seitens der Steuervorrichtung 500 wie folgt verläuft: Der Signalprozessor 520 der Steuervorrichtung 500 umfasst zwei Berechnungsblöcke 522 und 524. Der Berechnungsblock 522 führt Folgendes durch: eine Berechnung auf Basis eines Repetitive-perfekte-Nachführungssteuerung-Modells, das Vorwärtskopplungs-Spannungskorrekturen beinhaltet; und eine Berechnung, indem Spannungswerte V_α und V_β in dem aß-Referenzrahmen berechnet werden. Der Berechnungsblock 524 führt eine Berechnung durch, indem eine inverse Clarke-Transformation auf die Spannungswerte V_α und V_β in dem aß-Referenzrahmen angewendet wird, um den Befehlsspannungswert (Vu, Vv, Vw) zu erzeugen.
Die Berechnungsblöcke 522 und/oder 524 können als arithmetische Schaltungen für spezielle Zwecke (Hardware) implementiert sein. Alternativ können die Berechnungsblöcke 522 und/oder 524 als Software realisiert sein. Im letzteren Fall sind beispielsweise ein oder mehrere Computerprogramme, die Befehle zum Durchführen der Berechnungen in den Berechnungsblöcken 522 und/oder 524 beschreiben, in dem Speicher 540 gespeichert, und der Signalprozessor 520 führt dieses Computerprogramm aus. Infolgedessen dient der Signalprozessor 520 als Berechnungsblock 522 und/oder 524.
Es ist zu beachten, dass ein Teil oder eine Gesamtheit des Inverters 300 in der Steuervorrichtung 500 enthalten sein kann. Eine derartige Steuervorrichtung 500 wird typischerweise verwirklicht, indem ein oder mehrere Halbleiterchips in einem einzelnen Paket miteinander verbunden werden. Ein Teil oder eine Gesamtheit der Steuervorrichtung 500 kann beispielsweise durch Schreiben eines Programms, das für die vorliegende Offenbarung spezifisch ist, an eine allgemein verwendbare Mikrocontrollereinheit (microcontroller unit, MCU) verwirklicht werden.
Im Folgenden wird der Berechnungsblock 522 der Steuervorrichtung 500 ausführlich beschrieben. Es ist zu beachten, dass spezifische Prozesse seitens des Berechnungsblocks 524 bekannt sind und deren Beschreibung weggelassen wird.
2 ist ein Blockdiagramm, das hauptsächlich ein Verarbeitungsmodell des Berechnungsblocks 522 zeigt. Neben dem Berechnungsblock 522 zeigt 2 ein PWM-Halteglied 302 sowie eine Anlage 102 als gesteuertes Objekt und eine Abtasteinrichtung 582. Das PWM-Halteglied 302 entspricht dem Inverter 300, die Anlage 102 dem Motor 100 und die Abtasteinrichtung 582 dem A/D-Wandler 580.
Bevor der Berechnungsblock 522 im Detail beschrieben wird, wird zunächst ein Modell des zu steuernden Motors 100 beschrieben.
Motormodell, das eine Induktionsspannungskorrektur beinhaltet
Ein aß-Referenzrahmenmodell und ein dq-Referenzrahmenmodell sind als Motormodelle bekannt. Während das dq-Referenzrahmenmodell häufig bei der Vektorsteuerung verwendet wird, übernimmt das vorliegende Ausführungsbeispiel das aß-Referenzrahmenmodell. Ein Grund dafür ist das Vermeiden von Fehlern bei der Koordinatentransformation zwischen den Abtastungen. Fehler bei der Koordinatentransformation entstehen durch Änderungen des elektrischen Winkels. Während der elektrische Winkel, der bei der Koordinatentransformation verwendet wird, einen konstanten Wert aufweist, da derselbe zwischen den Abtastungen einem Halteglied nullter Ordnung unterliegt, schwankt der tatsächliche elektrische Winkel zwischen den Abtastungen. Durch die Differenz zwischen dem elektrischen Winkel unter dem Halteglied nullter Ordnung und dem tatsächlichen elektrischen Winkel entsteht ein Fehler bei der Koordinatentransformation. Daher wird in Verbindung mit PTC das aß-Referenzrahmenmodell verwendet.
Eine Spannungsgleichung in den aß-Koordinaten des Motors 100 gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist in Gleichung (1) gezeigt.
[Math. 1] $[\begin{matrix} V_{α} \\ V_{β} \end{matrix}] = [\begin{matrix} R + L s & 0 \\ 0 & R + L s \end{matrix}] [\begin{matrix} i_{α} \\ i_{β} \end{matrix}] + ω K_{e} [\begin{matrix} - sin θ \\ cos θ \end{matrix}]$
In Gleichung (1) stellen V_α, V_β, i_α, und i_β eine α-Achsenspannung, eine β-Achsenspannung, einen α-Achsenstrom bzw. einen β-Achsenstrom dar. Darüber hinaus stellen R und L einen Spulenwiderstand und eine Induktivität des Motors 100 dar. ω und θ stellen eine elektrische Winkelgeschwindigkeit und einen elektrischen Winkel dar. K_e stellt eine Induktionsspannungskonstante dar.
Auf Gleichung (1) wird eine Induktionsspannungskorrektur angewendet, wie in Gleichung (2) und Gleichung (3) weiter unten angegeben ist.
[Math. 2] $V_{α} = V_{α}' - ω K_{e} sin θ$
$V_{β} = V_{β}' - ω K_{e} cos θ$
Durch Anwenden der Spannungen, die auf der rechten Seite von Gleichung (2) und Gleichung (3) als V_α und V_β gezeigt sind, wird der Induktionsspannungsterm, d. h. der zweite Term auf der rechten Seite, von Gleichung (1) aufgehoben. Eine solche Korrektur der Induktionsspannung kann als nicht interagierende Steuerung bezeichnet werden.
Wenn nun eine Zustandsvariable x, die ein Strom i_α oder i_β ist, und ein Eingang u, der V_α' oder V_β' ist, gegeben sind, kann die Gleichung (1), die einer Induktionsspannungskorrektur unterzogen worden ist, weiter unten als Gleichung (4) ausgedrückt werden.
[Math. 3] $\dot{x} = A_{c} x (t) + B_{c} u (t), y (t) = C_{c} x (t)$
Hier gilt, A_c=-(R/L), B_c=1/L, C_c=1. Der Strom i_α oder i_β, der in dem Motor fließen soll, ist ein Ausgang y.
Obwohl der Prozess zum Korrigieren der Induktionsspannung tatsächlich in dem Berechnungsblock 522 durchgeführt werden soll, wurde derselbe zur besseren Erklärung in diesem Abschnitt erwähnt
Diskretisierung auf Basis eines PWM-Halteglieds
Um den Motor 100 unter Verwendung eines Computers zu steuern, wird ein zeitkontinuierliches Systemsteuermodell des Motors 100 in ein zeitdiskretes Systemsteuermodell umgewandelt
3A ist ein schematischer Schaltplan eines einphasigen Inverters, der mit einem Motor, der die Anlage 102 ist, verbunden ist. Ein einphasiger Inverter kann keine beliebige Ausgangsspannung V(k) ausgeben, sondern gibt lediglich zwei Werte von entweder 0 oder ±E(V) aus. „E“ ist die Gleichstromspannung für den einphasigen Inverter. Das vorliegende Ausführungsbeispiel wird einen derartigen einphasigen Inverter als das PWM-Halteglied 302 betrachten und ein Steuern der Pulsweite desselben erwägen. 3B zeigt eine exemplarische Ausgangsspannung des PWM-Halteglieds, das die Pulsweite ΔT[k] steuert. Da das Verfahren der Diskretisierung auf Basis des PWM-Halteglieds bekannt ist, wird eine genauere Beschreibung weggelassen. Siehe beispielsweise Atsuo KAWAMURA, „Gendai Power Electronics (oder „Modern Power Electronics“), (SUURIKOUGAKUSHA-SHA Co., Ltd. (2005)).
Als ein Diskretisierungsverfahren für ein zu steuerndes Modell ist das Halteglied nullter Ordnung bekannt. Ein Halteglied nullter Ordnung dient dazu, einen unmittelbar vorhergehenden Wert für einen bestimmten Zeitraum auszugeben. Ein Halteglied nullter Ordnung kann nicht als ausreichend angesehen werden, um einen Momentanwert genau zu steuern. Dementsprechend waren die Erfinder der Ansicht, dass es vorzuziehen wäre, das Motormodell auf Basis eines PWM-Halteglieds zu diskretisieren.
Unter Verwendung von Gleichung (4), die ein Modell des zu steuernden Motors 100 ist, wird eine Zustandsgleichung des zeitdiskreten Systems, wie sie in Gleichung (5) unten angegeben ist, mit der Schaltzeit ΔT[k] als Steuereingang erhalten. Es wird angenommen, dass das PWM-Halteglied -E[V] ausgibt, wenn ΔT[k] negativ ist.
[Math. 4] $x (k + 1) = A x (k) + B Δ T (k), y (k) = C x (k)$
Hier gilt, wenn eine PWM-Periode Tu gegeben ist, A=exp(AcTu), B=exp(AcTu/2)BcE, C=Cc. Falls das Motorsteuersystem 1000 batteriebetrieben ist, ist E die Batteriespannung.
Details des Berechnungsblocks 522
Als nächstes wird der Berechnungsblock 522 ausführlich beschrieben.
Der Berechnungsblock 522 umfasst einen PTC-Block 600, einen Induktionsspannungskorrektor 620, einen Vorwärtskopplungs(FF)-Spannungskorrektor 640 und eine Wiederholungssteuereinrichtung 660. Unter diesen hält der Induktionsspannungskorrektor 620 eine Induktionsspannungskonstante K_e und führt den mit den Gleichungen (2) und (3) beschriebenen Prozess durch. Anders gesagt empfängt der Induktionsspannungskorrektor 620 eine elektrische Winkelgeschwindigkeit ω und einen elektrischen Winkel θ, erzeugt „-ω· K_e· sinθ“ und „ω· K_e· cosθ“, wie in dem zweiten Term auf der rechten Seite von Gleichung (2) und (3) gezeigt ist, und gibt diese als Induktionsspannungskorrekturwerte aus.
Nachfolgend werden der PTC-Block 600, die Wiederholungssteuereinrichtung 660 und der FF-Spannungskorrektor 640 beschrieben.
PTC-Block 600
Der PTC-Block 600 umfasst eine Vorwärtskopplungs(FF)-Steuereinrichtung 602, eine Rückkopplungs(FB)-Steuereinrichtung 604, zeitdiskrete Operatorblöcke 606a und 606b, einen Schalter S1 und einen Addierer 608. Jedes Merkmal wird weiter unten beschrieben.
FF-Steuereinrichtung 602
Die FF-Steuereinrichtung 602 ist ein stabiles inverses Modell der zu steuernden Anlage 102. Basierend auf der Gleichung (5) werden die Gleichung (6) und die Gleichung (7) weiter unten erhalten.
[Math. 5] $u_{0} (k) = B^{- 1} (1 - z^{- 1} A) x_{r e f} (k + 1)$
$y_{0} = z^{- 1} C x_{r e f} (k)$
Die FF-Steuereinrichtung 602 führt eine Berechnung gemäß Gleichung (6) durch
In Gleichung (6) und (7) ist x_ref(k) derzeit der Wert eines Befehlsstromwertes auf den aß-Achsen, während x_ref(k+1) ein Wert ist, der 1 Abtastung weiter in der Zukunft liegt. Anders gesagt, unter Verwendung eines Wertes des Befehls, der 1 Abtastung weiter in der Zukunft liegt, erhält die FF-Steuereinrichtung 602 einen Ausgang u₀(k). Anders ausgedrückt, berechnet die FF-Steuereinrichtung 602, nachdem x_ref(k+1) erhalten wurde, den Ausgang u₀(k).
Bei einer nicht gezeigten Transformationseinrichtung wird der Befehlsstromwert x_ref(k) auf den aß-Achsen durch Umwandeln von einem Befehlsstromwert auf den dq-Achsen abgeleitet, der bei der Vektorsteuerung des Motors eingesetzt wird.
Wenn ein Wert des dq-Achse-Befehlsstromwerts, der 1 Abtastung weiter in der Zukunft ist, in einen Befehlsstromwert x_ref(k+1) auf den aß-Achsen umgewandelt werden soll, kann ein Zukunftswert des elektrischen Winkels zum Durchführen der dq/aß-Transformation nicht ermittelt werden. Falls die Drehung des Motors 100 langsam ist, kann angenommen werden, dass die Winkelschwankung während 1 Abtastung gering ist, und ein Wert (vorliegender Wert), der durch Abtasten des elektrischen Winkels erhalten wird, kann verwendet werden. Andererseits ist, wenn die Drehung des Motors 100 schnell ist, die Winkelschwankung während 1 Abtastung groß.
Obwohl der PTC-Block 600 auf Basis des dq-Referenzrahmenmodells entworfen sein kann, ist bekannt, dass derselbe im Vergleich zu dem aß-Referenzrahmen einen großen Steuerfehler aufweist (siehe beispielsweise Takahiro NAKAI et al., oben, „Harmonic current suppression for PMSM by repetitive perfect tracking control“ ~Vergleich zwischen dq-Koordinatenmodell und aß-Koordinatenmodell -).
FB-Steuereinrichtung 604
4 zeigt die Zusammensetzung der FB-Steuereinrichtung 604. Die FB-Steuereinrichtung 604 umfasst eine aß/dq-Transformationseinrichtung 610, eine Pl-Steuereinrichtung 612 und eine dq/aß-Transformationseinrichtung 614.
Die Pl-Steuervorrichtung 612 der FB-Steuereinrichtung 604 ist auf Basis der Stromwerte von zwei Phasen auf den dq-Achsen entworfen. Der Grund dafür ist, dass, gemäß dem Prinzip mit internem Modell, die Pl-Steuervorrichtung 612 Frequenzkomponenten in dem aß-Referenzrahmen nicht adäquat unterdrücken kann. Aus diesem Grund sind die aß/dq-Transformationseinrichtung 610 und die dq/aß-Transformationseinrichtung 614 in der FB-Steuereinrichtung 604 bereitgestellt.
Der Eingang zu der FB-Steuereinrichtung 604 ist ein Stromfehler auf der α-Achse und der β-Achse. Genauer gesagt ist der Eingang zu der FB-Steuereinrichtung 604 eine Differenz zwischen einem Ausgangswert y₀ von dem zeitdiskreten Operatorblock 606a oder 606b und einem abgetasteten Wert der Ströme i_α und i_β , die in dem Motor, der die Anlage 102 ist, fließen, wie er von der Abtasteinrichtung 582 genommen wird.
Die aß/dq-Transformationseinrichtung 610 empfängt einen Fehler (iae, iße) des aß-Achse-Stroms, der sich auf festen Koordinaten befindet, und wandelt diesen Fehler in einen Stromfehler (ide, iqe) auf den dq-Achsen um, die rotierende Koordinaten sind. Diese Umwandlung, wie sie in den folgenden Gleichungen ausgedrückt wird, ist als Park-Transformation bekannt. Der Drehwinkel wird hier als θ bezeichnet. $ide = i α e \cdot cos θ + i β e \cdot sin θ$
$iqe = - i α e \cdot sin θ + i β e \cdot cos θ$
Die Pl-Steuervorrichtung 612 ist eine diskretisierte Version einer PI-Steuereinrichtung in einem zeitkontinuierlichen System, die gemäß der Gleichung (8) weiter unten entworfen ist.
[Math. 6] $G_{P I} (s) = K_{p} + \frac{K_{i}}{s}$
Es ist zu beachten, dass das Design der Gewinne K_p , K_i in Gleichung (8) relativ dazu ist, wie der Betrieb des Motorsteuersystems 1000 gestaltet werden soll. Da das Verfahren des Gewinndesigns zum Verwirklichen einer erwünschten Leistung gut bekannt ist, wird eine spezifische Beschreibung desselben weggelassen. Die Pl-Steuervorrichtung 612 gibt einen Spannungswert auf den dq-Achsen aus.
Die dq/aß-Transformationseinrichtung 614 wandelt die Spannungswerte auf den dq-Achsen, die von der Pl-Steuervorrichtung 612 ausgegeben werden, in Spannungswerte auf den aß-Achsen um und gibt dieselben aus. Diese Umwandlung ist als inverse Park-Transformation bekannt. Ihre mathematische Formel wird weggelassen.
Zeitdiskrete Operatorblöcke 606a und 606b und Schalter S1
Der zeitdiskrete Operatorblock 606a empfängt einen Befehlsstromwert x_ref(k) auf den aß-Achsen und gibt einen Befehlsspannungswert aus. Der zeitdiskrete Operatorblock 606b empfängt einen Befehlsstromwert, der eine Summe des Befehlsstromwerts x_ref(k) auf den aß-Achsen und eines Ausgangsstromwerts von der Wiederholungssteuereinrichtung 660 ist, wie später beschrieben wird, und gibt einen Befehlsspannungswert aus.
Der Schalter S1 bewirkt ein Umschalten bezüglich dessen, welcher des Ausgangs von dem zeitdiskreten Operatorblock 606a und des Ausgangs von dem zeitdiskreten Operatorblock 606b verwendet werden soll. Der Ausgang von dem zeitdiskreten Operatorblock 606a wird als ein Eingang zu einer Rückkopplungs-RPTC verwendet, die später beschrieben wird. Der Ausgang von dem zeitdiskreten Operatorblock 606b wird als ein Eingang zu einer Vorwärtskopplungs-RPTC verwendet, die später beschrieben wird.
Wenn das Motormodell des tatsächlichen Motors 100 exakt eingerichtet wäre, dann würde eine perfekte Nachführungssteuerung von harmonischen Strömen seitens des PTC-Blocks 600, wie weiter oben beschrieben ist, erzielt werden. In Wirklichkeit wird jedoch immer ein Modellfehler existieren. Daher kann eine perfekte eine perfekte Nachführungssteuerung von harmonischen Strömen nicht allein mit dem PTC-Block 600 erreicht werden.
Das für das Design des PTC-Blocks 600 verwendete Motormodell (Gleichung (1)) ist eine vereinfachte Formel, bei der Komponenten höherer Ordnung, die in dem tatsächlichen Motor 100 vorhanden sind, z. B. Induktivität und magnetische Flussverkettung, aus der Betrachtung weggelassen werden. Die weggelassenen Komponenten höherer Ordnung bleiben als Fehler zwischen dem Modell, das für den PTC-Block 600 verwendet wird, und dem tatsächlichen Motor, d. h. als ein sogenannter Modellfehler.
Der Modellfehler kann beispielsweise eine elektrische Harmonische 6. Ordnung in dem dq-Achsenstrom bewirken. Die Pl-Steuervorrichtung 612 der FB-Steuereinrichtung 604 kann die elektrische Harmonische 6. Ordnung nicht adäquat unterdrücken. So lässt die Antwort einer harmonischen Stromsteuerung eine Verbesserung zu.
Um die elektrische Harmonische 6. Ordnung zu unterdrücken, haben die Erfinder den FF-Spannungskorrektor 640 und die Wiederholungssteuereinrichtung 660 übernommen, die als nächstes beschrieben werden. Es ist zu beachten, dass die Harmonische 6. Ordnung letztendlich als eine Spannungsstörung auf dem Eingang zu dem Motor 100 wirkt. Daher wird in dem vorliegenden Dokument ein Modellfehler als eine Spannungsstörung behandelt.
Addierer 608
Der Addierer 608 gibt eine Summe des Spannungsausgangswerts u0 von der FF-Steuereinrichtung 602, des Spannungsausgangswerts von der FB-Steuereinrichtung 604, des Spannungskorrekturwerts von dem Induktionsspannungskorrektor 620 und eines FF-Spannungskorrekturwerts von dem FF-Spannungskorrektor 640 aus, wie später beschrieben wird. Die Summe, die von dem Addierer 608 ausgegeben wird, wird an den Berechnungsblock 524 als Spannungswerte V_α und V_β gesendet.
FF-Spannungskorrektor 640
Das Verfahren zum Beheben des Modellfehlers kann unterschiedlich sein.
Das vorliegende Ausführungsbeispiel übernimmt ein Verfahren, bei dem Spannungsstörungen, die auf räumliche harmonische Komponenten von Induktivität und magnetischer Flussverkettung zurückzuführen sind, mittels mathematischer Formeln abgeleitet werden und ein numerisch berechneter Korrekturfaktor für Spannungsstörung vorab auf den Motorspannungseingang angewendet wird, sodass die Spannungsstörungen unterdrückt werden. Die Daten bezüglich Induktivität und magnetischer Flussverkettung für eine Spannungskorrektur können beispielsweise anhand einer numerischen Analyse nach dem Finite-Elemente-Verfahren (FEM) gewonnen werden.
Spannungsstörungen, die auf Induktivität und magnetische Flussverkettung zurückzuführen sind, werden mittels mathematischer Formeln abgeleitet. Durch die Analyse von Daten zu Induktivität und magnetischer Flussverkettung, die durch FEM-Analyse erhalten werden, sind Selbstinduktivität, gegenseitige Induktivität und magnetische Flussverkettung für jede Phase so, wie sie in Gleichung (9), (10) und (11) definiert werden.
[Math. 7] $[\begin{matrix} L_{u} \\ L_{v} \\ L_{w} \end{matrix}] = [\begin{matrix} \sum_{n = 0}^{\infty} L_{2 n} cos {2 n θ + θ_{L 2 n}} \\ \sum_{n = 0}^{\infty} L_{2 n} cos {2 n (θ - \frac{2 π}{3}) + θ_{L 2 n}} \\ \sum_{n = 0}^{\infty} L_{2 n} cos {2 n (θ + \frac{2 π}{3}) + θ_{L 2 n}} \end{matrix}]$
$[\begin{matrix} M_{u v} \\ M_{v w} \\ M_{w u} \end{matrix}] = [\begin{matrix} \sum_{n = 0}^{\infty} M_{2 n} cos {2 n (θ + \frac{2 π}{3}) + θ_{M 2 n}} \\ \sum_{n = 0}^{\infty} M_{2 n} cos {2 n θ + θ_{M 2 n}} \\ \sum_{n = 0}^{\infty} M_{2 n} cos {2 n (θ - \frac{2 π}{3}) + θ_{M 2 n}} \end{matrix}]$
$[\begin{matrix} Ψ_{m u} \\ Ψ_{m v} \\ Ψ_{m w} \end{matrix}] = [\begin{matrix} \sum_{n = 0}^{\infty} Ψ_{m (2 n + 1)} cos {(2 n + 1) θ + θ_{m (2 n + 1)}} \\ \sum_{n = 0}^{\infty} Ψ_{m (2 n + 1)} cos {(2 n + 1) (θ - \frac{2 π}{3}) + θ_{m (2 n + 1)}} \\ \sum_{n = 0}^{\infty} Ψ_{m (2 n + 1)} cos {(2 n + 1) (θ + \frac{2 π}{3}) + θ_{m (2 n + 1)}} \end{matrix}]$
Es ist zu beachten, dass Gleichung (9), (10) und (11) sich insofern von den Gleichungen unterscheiden, die in üblichen Lehrbüchern zu finden sind, als Phasendifferenzen θ_L2n , θ_M2n , und θ_m(2n+1) vorhanden sind. Die Phasendifferenzen spiegeln die Stromabhängigkeiten von Induktivität und magnetischer Flussverkettung wider.
Darüber hinaus wird eine Spannungsgleichung für den Motor in dem UVW-Referenzrahmen wie in Gleichung (12) abgeleitet.
[Math. 8] $[\begin{matrix} v_{u} \\ v_{v} \\ v_{w} \end{matrix}] = R [\begin{matrix} i_{u} \\ i_{v} \\ i_{w} \end{matrix}] + \frac{d}{d t} ([\begin{matrix} Ψ_{m u} \\ Ψ_{m v} \\ Ψ_{m w} \end{matrix}] + [\begin{matrix} L_{u} & M_{u v} & M_{w u} \\ M_{u v} & L_{v} & M_{v w} \\ M_{w u} & M_{v w} & L_{w} \end{matrix}] [\begin{matrix} i_{u} \\ i_{v} \\ i_{w} \end{matrix}])$
Eine Dreiphasen/aß-Transformation wird auf Gleichung (12) angewendet, wodurch Gleichung (13) erhalten wird, die eine Spannungsgleichung in dem aß-Referenzrahmen ist. Induktivität und magnetische Flussverkettung werden bis zur 8. bzw. 7. Ordnung berücksichtigt. Dies liegt daran, dass bei einer Änderung zu den dq-Achsen dieselben die 0. Ordnung und die 6. Ordnung sein werden.
[Math. 9] $\begin{array}{l} \begin{array}{l} [\begin{matrix} v_{α} \\ v_{β} \end{matrix}] = R [\begin{matrix} i_{α} \\ i_{β} \end{matrix}] + ω [\begin{matrix} - L_{2} sin (2 θ + θ_{L 2}) - 2 M_{2} sin (2 θ + θ_{M 2}) & L_{2} cos (2 θ + θ_{L 2}) + 2 M_{2} cos (2 θ + θ_{M 2}) \\ L_{2} cos (2 θ + θ_{L 2}) + 2 M_{2} cos (2 θ + θ_{M 2}) & L_{2} sin (2 θ + θ_{L 2}) + 2 M_{2} sin (2 θ + θ_{M 2}) \end{matrix}] [\begin{matrix} i_{α} \\ i_{β} \end{matrix}] \\ + [\begin{matrix} L_{0} cos (θ_{L 0}) - M_{0} cos (θ_{M 0}) + \frac{L_{2}}{2} cos (2 θ + θ_{L 2}) + M_{2} cos (2 θ + θ_{M 2}) & \frac{L_{2}}{2} sin (2 θ + θ_{L 2}) + M_{2} sin (2 θ + θ_{M 2}) \\ \frac{L_{2}}{2} sin (2 θ + θ_{L 2}) + M_{2} sin (2 θ + θ_{M 2}) & L_{0} cos (θ_{L 0}) - M_{0} cos (θ_{M 0}) - \frac{L_{2}}{2} cos (2 θ + θ_{L 2}) - M_{2} cos (2 θ + θ_{M 2}) \end{matrix}] (\frac{d}{d t} [\begin{matrix} i_{α} \\ i_{β} \end{matrix}]) \end{array} \\ \begin{array}{l} + \sqrt{\frac{3}{2}} ω [\begin{array}{l} - Ψ_{m 1} sin (θ + θ_{m 1}) \\ Ψ_{m 1} cos (θ + θ_{m 1}) \end{array}] \\ + ω [\begin{matrix} A_{11}^{'} & A_{12}^{'} \\ A_{21}^{'} & A_{22}^{'} \end{matrix}] [\begin{matrix} i_{α} \\ i_{β} \end{matrix}] + [\begin{matrix} B_{11}^{'} & B_{12}^{'} \\ B_{21}^{'} & B_{22}^{'} \end{matrix}] (\frac{d}{d t} [\begin{matrix} i_{α} \\ i_{β} \end{matrix}]) + ω [\begin{matrix} D_{1}^{'} \\ D_{2}^{'} \end{matrix}] \end{array} \end{array}$
Die Definitionen der verschiedenen in Gleichung (13) enthaltenen Symbole lauten wie folgt.
[Math. 10] $\begin{array}{l} \begin{matrix} A_{11}^{'} = & - 2 L_{4} sin (4 θ + θ_{L 4}) - 4 M_{4} sin (4 θ + θ_{M 4}) - 6 L_{6} sin (6 θ + θ_{L 6}) + 6 M_{6} sin (6 θ + θ_{M 6}) \\ - 4 L_{8} sin (8 θ + θ_{L 8}) - 8 M_{8} sin (8 θ + θ_{M 8}) \end{matrix} \\ \begin{matrix} A_{12}^{'} = A_{21}^{'} = & - 2 L_{4} cos (4 θ + θ_{L 4}) - 4 M_{4} cos (4 θ + θ_{M 4}) \\ + 4 L_{8} cos (8 θ + θ_{L 8}) + 8 M_{8} cos (8 θ + θ_{M 8}) \end{matrix} \\ \begin{matrix} A_{22}^{'} = & 2 L_{4} sin (4 θ + θ_{L 4}) + 4 M_{4} sin (4 θ + θ_{M 4}) - 6 L_{6} sin (6 θ + θ_{L 6}) + 6 M_{6} sin (6 θ + θ_{M 6}) \\ + 4 L_{8} sin (8 θ + θ_{L 8}) + 8 M_{8} sin (8 θ + θ_{M 8}) \end{matrix} \\ \begin{matrix} B_{11}^{'} = & \frac{1}{2} {L_{4} cos (4 θ + θ_{L 4}) + 2 M_{4} cos (4 θ + θ_{M 4}) + 2 L_{6} cos (6 θ + θ_{L 6}) - 2 M_{6} cos (6 θ + θ_{M 6}) \\ + L_{8} cos (8 θ + θ_{L 8}) + 2 M_{8} cos (8 θ + θ_{M 8})} \end{matrix} \\ \begin{matrix} B_{12}^{'} = B_{21}^{'} & = \frac{1}{2} {- L_{4} sin (4 θ + θ_{L 4}) - 2 M_{4} sin (4 θ + θ_{M 4}) \\ + L_{8} sin (8 θ + θ_{L 8}) + 2 M_{8} sin (8 θ + θ_{M 8})} \end{matrix} \\ \begin{matrix} B_{22}^{'} = & \frac{1}{2} {- L_{4} cos (4 θ + θ_{L 4}) - 2 M_{4} cos (4 θ + θ_{M 4}) + 2 L_{6} cos (6 θ + θ_{L 6}) - 2 M_{6} cos (6 θ + θ_{M 6}) \\ - L_{8} cos (8 θ + θ_{L 8}) - 2 M_{8} cos (8 θ + θ_{M 8})} \end{matrix} \\ \begin{matrix} D_{1}^{'} = & - \sqrt{\frac{3}{2}} {5 Ψ_{m 5} sin (5 θ + θ_{m 5}) + 7 Ψ_{m 7} sin (7 θ + θ_{m 7})} \\ D_{2}^{'} = & \sqrt{\frac{3}{2}} {- 5 Ψ_{m 5} cos (5 θ + θ_{m 5}) + 7 Ψ_{m 7} cos (7 θ + θ_{m 7})} \end{matrix} \end{array}$
In der Induktivitätsmatrix des dritten Terms auf der rechten Seite von Gleichung (13) entspricht L₀cos(θ_L0)-M₀cos(θ_M0) „L“ in Gleichung (1). Ein „Differenzterm“ zwischen Gleichung (1), die das ideale Modell ist, und Gleichung (13), die ein tatsächlich abgeleitetes Modell der Anlage 102 ist, sind die Spannungsstörungen. Zum besseren Verständnis wird eine Zeichnung mit einer ausdrücklichen Angabe des „Differenzterms“ bereitgestellt. 5 zeigt einen Differenzterm, der zwei Arten von Spannungsstörungen (a) und (b) umfasst.
Die Erfinder haben eine Spannungskorrektur durchgeführt, um die Spannungsstörungen (a) und (b) aufzuheben. Dies wird im weiter unten ausführlich beschrieben.
Die in 5 gezeigten Spannungsstörungen werden in einer Weise aufgehoben, bei der Spannungskorrekturen vorab auf dieselben angewendet werden. Durch Aufheben der Spannungsstörungen werden harmonische Störungen für Ströme, die im Ansprechstrom vorhanden sind, unterdrückt.
In Gleichung (13) ist der vierte Term ((a1) in 5) auf der rechten Seite ein Induktionsspannungsterm. Die induzierte Spannung wird durch Gleichung (2) und (3) korrigiert
In Gleichung (13) sind der fünfte, sechste und siebte Term ((a2) in 5) auf der rechten Seite Spannungsstörungen aufgrund von harmonischen Komponenten in Zusammenhang mit Induktivität und Magnetfluss. Spannungsstörungen aufgrund von harmonischen Komponenten 4., 6. und 8. Ordnung entsprechen Induktivität, während Spannungsstörungen aufgrund von harmonischen Komponenten 5. und 7. Ordnung magnetischer Flussverkettung entsprechen. Um die Spannungsstörung (a2) aufzuheben, haben die Erfinder FF-Spannungskorrekturprozess (a) angewendet, der später beschrieben werden soll.
Die Spannungsstörung (b) ist eine Störung, die durch Herausragen entsteht. In einem stromlosen Zustand ist die Spannungsstörung (b) bei einem Oberflächen-Permanentmagnet-Motor (SPM) vom nicht herausragenden Typ kleiner als bei einem Innen-Permanentmagnet-Motor (IPM). Wenn man jedoch ein Strom auf der q-Achse fließen lässt, um in einem Oberflächen-Permanentmagnet-Motor (SPM) ein Drehmoment zu erzeugen, konzentriert sich der Magnetfluss auf den Flussweg, der durch den Magnetfluss, der zu dem q-Achsenstrom gehört, durchlaufen wird. Andererseits ist, wenn man einen d-Achsenstrom nicht fließen lässt, der Flussweg auf der d-Achse frei. Da die Induktivität umgekehrt proportional zu dem Magnetwiderstand ist, ist die Induktivität auf der q-Achse, auf der sich der magnetische Fluss konzentriert, kleiner. Aus diesen Gründen existiert im Allgemeinen bei Motoren die Spannungsstörung (b), wie sie in 5 gezeigt ist, in Gleichung (13). Um die Spannungsstörung (b) aufzuheben, haben die Erfinder den später beschriebenen FF-Spannungskorrekturprozess (b) angewendet.
Die mathematischen Formeln für den FF-Spannungskorrekturprozess sind in Gleichungen (14) bis (16) angegeben.
[Math. 11] $[\begin{matrix} v_{a c o m} \\ v_{b c o m} \end{matrix}] = [\begin{matrix} v_{a c o m 1} \\ v_{b c o m 1} \end{matrix}] + [\begin{matrix} v_{a c o m 2} \\ v_{b c o m 2} \end{matrix}]$
$[\begin{matrix} v_{a c o m 1} \\ v_{b c o m 1} \end{matrix}] = + ω [\begin{matrix} A_{11}^{'} & A_{12}^{'} \\ A_{21}^{'} & A_{22}^{'} \end{matrix}] [\begin{matrix} i_{α r e f} (k + 1) \\ i_{β r e f} (k + 1) \end{matrix}] + [\begin{matrix} B_{11}^{'} & B_{12}^{'} \\ B_{21}^{'} & B_{22}^{'} \end{matrix}] (\frac{d}{d t} [\begin{matrix} i_{α r e f} (k + 1) \\ i_{β r e f} (k + 1) \end{matrix}]) + ω [\begin{matrix} D_{1}^{'} \\ D_{2}^{'} \end{matrix}]$
$\begin{array}{l} [\begin{matrix} v_{a c o m 2} \\ v_{b c o m 1} \end{matrix}] = & ω [\begin{matrix} - L_{2} sin (2 θ + θ_{L 2}) - 2 M_{2} sin (2 θ + θ_{M 2}) & L_{2} cos (2 θ + θ_{L 2}) + 2 M_{2} cos (2 θ + θ_{M 2}) \\ L_{2} cos (2 θ + θ_{L 2}) + 2 M_{2} cos (2 θ + θ_{M 2}) & L_{2} sin (2 θ + θ_{L 2}) + 2 M_{2} sin (2 θ + θ_{M 2}) \end{matrix}] [\begin{matrix} i_{α r e f} (k + 1) \\ i_{β r e f} (k + 1) \end{matrix}] \\ + [\begin{matrix} \frac{L_{2}}{2} cos (2 θ + θ_{L 2}) + M_{2} cos (2 θ + θ_{M 2}) & \frac{L_{2}}{2} sin (2 θ + θ_{L 2}) + M_{2} sin (2 θ + θ_{M 2}) \\ \frac{L_{2}}{2} sin (2 θ + θ_{L 2}) + M_{2} sin (2 θ + θ_{M 2}) & - \frac{L_{2}}{2} cos (2 θ + θ_{L 2}) - M_{2} cos (2 θ + θ_{M 2}) \end{matrix}] (\frac{d}{d t} [\begin{matrix} i_{α r e f} (k + 1) \\ i_{β r e f} (k + 1) \end{matrix}]) \end{array}$
Die linke Seite von Gleichung (14) stellt einen umfassenden Spannungskorrekturwert dar. In dem vorliegenden Dokument wird dieser Korrekturwert als „FF-Spannungskorrekturwert“ bezeichnet. In Gleichung (14) stellen der erste Term und der zweite Term auf der rechten Seite jeweils Berechnungsformeln von FF-Spannungskorrekturprozessen (a) und (b) in dem aß-Referenzrahmen dar. Mit anderen Worten ist der FF-Spannungskorrekturprozess (a) ein Prozess, der die Berechnung von Gleichung (15) durchführt. Der FF-Spannungskorrekturprozess (b) ist ein Prozess, der die Berechnung von Gleichung (16) durchführt. Durch die Verwendung der FF-Spannungskorrekturprozesse (a) und (b) in Kombination wird der FF-Spannungskorrekturwert erzeugt und kann in dem Ausgang des Berechnungsblocks 522 reflektiert werden. Infolgedessen werden Spannungsstörungen unterdrückt.
Es ist zu beachten, dass die Durchführung des FF-Spannungskorrekturprozesses (b) nicht zwingend erforderlich ist; in einigen Fällen kann es ausreichen, nur den FF-Spannungskorrekturprozess (a) durchzuführen. Ein Beispiel dafür ist, wenn die Bedingung erfüllt ist, dass der Strom in dem dq-Referenzrahmen ein Gleichstrom ist und dass der Motor 100 sich mit einer konstanten Drehzahl dreht.
6 zeigt eine Spannungsgleichung für den dq-Referenzrahmen und Spannungsstörungen, die in der Spannungsgleichung enthalten sind.
Die „Spannungsstörung (c)“ und die „Spannungsstörung (d)“ wurden durch Umwandlung aus der „Spannungsstörung (a)“ und der „Spannungsstörung (b)“ in dem aß-Referenzrahmen erhalten. Wenn die vorgenannte Bedingung erfüllt ist, hat der zweite Term auf der rechten Seite in 6 ((d1) in 6) einen konstanten Wert. Darüber hinaus ist der dritte Term auf der rechten Seite ((d2) in 6) ein Nullterm. Das bedeutet, dass die Spannungsstörung (d) eine konstante Störung ist. Wie bereits erwähnt wurde, ist der Hauptbestandteil der FB-Steuereinrichtung 604 die Pl-Steuervorrichtung 612. Im Allgemeinen ist eine PI-Steuereinrichtung zur Unterdrückung von konstanten Störungen wirksam. Es ist daher davon auszugehen, dass der Wegfall des FF-Spannungskorrekturprozesses (b) die Steuerleistung nicht beeinträchtigt. In diesem Fall gibt der FF-Spannungskorrektor 640 das Berechnungsergebnis des FF-Spannungskorrekturprozesses (a) als den FF-Spannungskorrekturwert aus.
Der in 2 gezeigte FF-Spannungskorrektor 640 führt die oben genannten FF-Spannungskorrekturprozesse (a) und (b) oder alternativ den FF-Spannungskorrekturprozess (a) durch, wenn die oben genannte Bedingung erfüllt ist. Genauer gesagt erhält der FF-Spannungskorrektor 640 eine elektrisches Winkelgeschwindigkeit w und einen elektrischen Winkel θ und führt nach weiterem Erhalten der Befehlsstromwerte i_αref(k+1) und i_βref(k+1) auf den αβ-Achsen die Berechnung von Gleichung (15) und (16) oder die Berechnung von Gleichung (15) durch. Es ist zu beachten, dass die Befehlsstromwerte i_αref(k+1) und i_βref(k+1) auf den αβ-Achsen Werte des Befehlsstroms anzeigen, die 1 Abtastung weiter in der Zukunft liegen als im Fall der FF-Steuereinrichtung 602.
Die FF-Spannungskorrekturprozesse (a) und (b), die durch den FF-Spannungskorrektor 640 durchgeführt werden, sind Berechnungen von Gleichung (15) und (16). Als FF-Spannungskorrektor 640 kann beispielsweise eine integrierte Halbleiterschaltung wie eine CPU (central processing unit, Zentraleinheit) oder eine GPU (graphics processing unit, Grafikeinheit) verwendet werden.
In 2 empfängt der FF-Spannungskorrektor 640 die Befehlsstromwerte i_αreflekt und i_βreflekt , die keinem wiederholten Lernen/Korrigieren unterzogen wurden. Allerdings kann der FF-Spannungskorrektor 640 alternativ auch einen Befehlsstromwert verwenden, der einem wiederholten Lernen/Korrigieren unterzogen wurde und von der Wiederholungssteuereinrichtung 660 ausgegeben wird. Der gestrichelte Pfeil in 2 zeigt an, dass ein Befehlsstromwert, der einer wiederholten Lernkorrektur unterzogen wurde, an den FF-Spannungskorrektor 640 übertragen wird.
Wiederhhlungssteuereinrichtung 660
Zunächst wird der Grund beschrieben, warum die Wiederholungssteuereinrichtung 660 in der vorliegenden Offenbarung bereitgestellt ist.
Bezüglich der FF-Spannungskorrekturprozesse (a) und (b), die durch den oben genannten Induktionsspannungskorrektor 640 durchzuführen sind, haben die Erfinder durch eine FEM-Analyse im Voraus die jeweiligen Werte bezüglich Induktivität und Magnetfluss jeder Ordnung erhalten, die für die FF-Spannungskorrektur benötigt wird.
Allerdings stimmen die Daten bezüglich Induktivität und magnetischer Flussverkettung, wie sie durch eine FEM-Analyse erhalten wurden, nicht unbedingt mit denen des tatsächlichen Motors überein. Daher kann die entworfene FF-Spannungskorrektur unzureichend sein, so dass Spannungsstörungen unter Umständen nicht vollständig korrigiert werden. Darüber hinaus wird davon ausgegangen, dass der elektrische Winkel einen konstanten Wert zwischen den Abtastwerten für die digitale Steuerung während der FEM-Analyse aufweist. Darüber hinaus kann ein Fehler zwischen einem beliebigen berechneten Wert von trigonometrischen Funktionen, wie sie bei den FF-Spannungskorrekturprozessen (a) und (b) häufig verwendet werden, und dem tatsächlichen Wert auftreten. Diese Annahmen und Fehler können die Wirksamkeit der FF Spannungskorrektur beeinträchtigen. Daher haben die Erfinder überlegt, die Wiederholungssteuereinrichtung 660 einzuführen, um die Wirksamkeit der FF-Spannungskorrektur zu erhöhen.
Der grundlegende Betrieb der Wiederholungssteuereinrichtung 660 ist wie folgt: Lernen periodischer Störungen; und Korrigieren eines Befehlswertes auf Basis des Lernergebnisses. Mit der Einführung der Wiederholungssteuereinrichtung 660 ist es den Erfindern gelungen, Strom-Harmonische, die sich periodisch ändern, zu unterdrücken, sodass Strom-Harmonische nach den FF-Spannungskorrektur-Prozessen bleiben.
Die Wiederholungssteuerung wurde nach dem Internes-Modell-Prinzip (IMP) konzipiert. Wie in Gleichung (17) angegeben ist, wird ein Signal mit einer beliebigen Periode T als G_R(jω)bezeichnet. Gleichung (18) drückt G_R(s) aus, eine Darstellung von G_R(jω) in dem s-Bereich.
[Math. 12] $G_{R} (j ω) = cos ω T - j sin ω T$
$G_{R} (s) = e^{- T s}$
Gemäß Gleichung (18) kann das Beliebige-Periode-Signal mit einem Totzeitfaktor ausgedrückt werden, wodurch der Ausgang um die Zeit T verzögert wird.
Wenn ein Signal X mit einer festen Periode T nach dem Internes-Modell-Prinzip nachgeführt werden soll, kann ein Totzeitfaktor, wie er in Gleichung (18) angegeben ist, in die geschlossene Schleife einbezogen sein. 7A zeigt die grundlegende Zusammensetzung einer Wiederholungssteuereinrichtung 660a eines zeitkontinuierlichen Systems, bei dem ein Totzeitfaktor in einer geschlossenen Schleife beinhaltet ist. Eine zu steuernde Anlage wird als P(s) bezeichnet.
Durch Diskretisierung von Gleichung (18) auf Basis von z=exp(sTu) wird Gleichung (19) erhalten.
[Math. 13] $G_{R} (z) = z^{- N d}$
7B zeigt die Wiederholungssteuereinrichtung 660 (zeitdiskretes System) gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel.
Tu ist ein Steuerzyklus, wobei Nd=T/Tu. Nd kann als „Anzahl von Speicherstufen“ bezeichnet werden.
Als nächstes wird die Wiederholungssteuereinrichtung 660 näher beschrieben.
Wenn der PTC-Block 600 und die Wiederholungssteuereinrichtung 660 kombiniert sind, werden diese als repetitive perfekte Nachführungssteuerung (RPTC) bezeichnet. Es gibt zwei Arten von repetitiver perfekter Nachführungssteuerung, nämlich eine RPTC vom Vorwärtskopplungstyp (FF_RPTC) und eine RPTC vom Rückkopplungstyp (FB_RPTC). FF_RPTC ist ein Offlineverfahren zur Befehlskorrektur, während FB_RPTC ein Onlineverfahren zur Befehlskorrektur ist. Das letztere Verfahren ist angeblich robuster als das erste. Es ist jedoch bekannt, dass, wenn die zu steuernde Anlage 102 große Schwankungen aufweist, FB_RPTC instabil sein kann.
Die Schalter S1 und S3 in 2 werden verwendet, um zwischen der zuvor genannten FF_RPTC und FB_RPTC umzuschalten. Der Schalter S2 in 2 wird ebenfalls für das Schalten verwendet. Im Einzelnen erfolgt ist dies wie folgt.
Bei FF_RPTC kann der Schalter S1 mit dem zeitdiskreten Operatorblock 606b verbunden werden, und der Schalter S2 kann zu AUS und der Schalter S3 zu EIN geschaltet werden. In diesem Zustand lernt die Wiederholungssteuereinrichtung 660 periodische Stromstörungen. Danach kann der Schalter S3 zu AUS geschaltet und der Schalter S2 zu EIN geschaltet werden, wobei die gelernten periodischen Stromstörungen an den Befehl weitergeleitet werden, wodurch der Befehl korrigiert wird.
Bei FB_RPTC kann der Schalter S1 mit dem zeitdiskreten Operatorblock 606a verbunden werden, und beide Schalter S2 und S3 können zu EIN geschaltet werden. In diesem Zustand, während die Wiederholungssteuereinrichtung 660 periodische Stromstörungen lernt, werden die gelernten periodischen Stromstörungen zu dem Befehl zurück geleitet, wodurch der Befehl korrigiert wird.
De Zeitgebung für das Einschalten des Schalters S3, wie zuvor erwähnt wurde, sollte erfolgen, nachdem der Ansprechstrom einen Dauerzustand erreicht hat. Wird der Schalter S3 in einem transienten Zustand zu EIN geschaltet wird, lernt die Wiederholungssteuereinrichtung 660 eine Differenz zwischen dem Befehlsstrom und den Ansprechstrom in einem transienten Zustand, so dass die gelernte Differenz zwischen dem Befehlsstrom und dem Ansprechstrom in einem transienten Zustand zu dem Befehlswert zurück geleitet wird. Umgekehrt wird dadurch ein Fehler auf den Befehlswert angewendet. Deshalb ist, um sicherzustellen, dass mit dem Lernen begonnen wird, nachdem der Ansprechstrom einen Dauerzustand eingenommen hat, die Zeitgebung wichtig, mit der der Schalter S3 zu EIN geschaltet wird.
Die Stromabweichungen, die durch die Wiederholungssteuereinrichtung 660 gelernt wurden, umfassen aperiodische Störungen, sensorbedingte Geräusche usw. Für den Fall, dass eine Wiederholungssteuerung verwendet wird, kann zusätzlich Folgendes durchgeführt werden: aperiodische Störungen können unter Verwendung eines Mittelwertfilters reduziert werden; Sensorgeräusche können unter Verwendung eines Q-Filters entfernt werden; und so weiter.
Die Wahl zwischen FF_RPTC und FB_RPTC kann je nach Anwendung getroffen werden. Falls beispielsweise die Robustheit des Motorsteuersystems 1000 als wichtig erachtet wird, kann FB_RPTC ausgewählt werden. Andererseits kann, wenn die Stabilität des Motorsteuersystems 1000 als wichtig erachtet wird, FF_RPTC ausgewählt werden.
Betrieb der Steuervorrichtung 500
8 ist ein Flussdiagramm, das die Prozedur von Prozessen seitens der Steuervorrichtung 500 zeigt. Die Steuervorrichtung 500 führt wiederholt die Prozesse von 8 aus und gibt bei jeder Iteration einen Befehlsspannungswert Vu, Vv, Vw aus, um die Drehung des Motors 100 zu steuern.
Bei Schritt S1 erhält die Steuervorrichtung 500 einen aß-Achse-Befehlsstromwert.
Bei Schritt S2 erzeugt die FF-Steuereinrichtung 602 der Steuervorrichtung 500 einen aß-Achse-Spannungswert u0 von dem aß-Achse-Befehlsstromwert.
Bei Schritt S3 wandelt die aß/dq-Transformationseinrichtung 610 der FB-Steuereinrichtung 604 den aß-Achse-Stromfehler in einen dq-Achse-Stromfehler um und gibt denselben an die PI-Steuervorrichtung 612 aus. Die Pl-Steuervorrichtung 612 führt eine PI-Steuerung durch, um einen dq-Achse-Spannungswert von dem dq-Achse-Stromfehlerwert zu erzeugen und gibt denselben an die dq/aß-Transformationseinrichtung 614 aus. Die dq/aß-Transformationseinrichtung 614 wandelt den dq-Achse-Spannungswert in einen aß-Achse-Spannungswert um.
Bei Schritt S4 erzeugt der Induktionsspannungskorrektor 620 der Steuervorrichtung 500 einen Korrekturwert für eine Induktionsspannung auf Basis von Gleichung (2) und (3).
Bei Schritt S5 führt der FF-Spannungskorrektor 640 der Steuervorrichtung 500 die Berechnungen von Gleichung (14) bis Gleichung (16) durch, um einen FF-Spannungskorrekturwert zu erzeugen.
Bei Schritt S6 addiert der Addierer 608 der Steuervorrichtung 500 die Ergebnisse der Schritte S2 bis S5 und gibt die resultierende Summe als einen aß-Achse-Befehlsspannungswert V_α ,V_β aus.
Bei Schritt S7 unterzieht der Berechnungsblock 524 der Steuervorrichtung 500 den aß-Achse-Befehlsspannungswert V_α ,V_β einer inversen Clarke-Transformation, wodurch ein dreiphasiger Befehlsspannungswert Vu, Vv, Vw erzeugt wird.
Durch die obige Prozedur ist die Steuervorrichtung 500 in der Lage, den dreiphasigen Befehlsspannungswert Vu, Vv, Vw dem Inverter 300 zuzuführen.
Simulationsergebnisse
Die Erfinder haben eine Simulation durchgeführt. 9 zeigt die Simulationsergebnisse. In 9 stellt (a) eine Differenz zwischen dem dq-Achse-Befehlsstromwert und dem Ansprechstrom dar, wenn die FF-Spannungskorrektur nicht durchgeführt wird; und (b) stellt eine Differenz zwischen dem dq-Achse-Befehlsstromwert und dem Ansprechstrom dar, wenn die FF-Spannungskorrektur durchgeführt wird. Die Lernperiode wird als „T_Lernen “ bezeichnet.
In (b) von 9 wird der Modellfehler durch den FF-Spannungskorrekturprozess während der Lernperiode T_Lernen korrigiert, wodurch die Differenz zwischen dem Befehlsstromwert und dem Ansprechstrom reduziert wird. Andererseits existiert in (a) von 9 derselbe Unterschied wie derjenige vor Beginn des Lernens immer noch während der Lernperiode T_Lernen .
Nach Ablauf der Lernperiode ist auf T_Lernen zu achten. In (b) von 9 wird die Differenz ausgehend von der Differenz während der Lernperiode T_Lernen weiter reduziert. Andererseits wird in (a) von 9 die Differenz nach Ablauf der Lernperiode T_Lernen reduziert, jedoch ist die Differenz größer als die in (b) von 9 gezeigte Differenz.
Somit ist, wenn der FF-Spannungskorrekturprozess durchgeführt wird, die Differenz zwischen dem Befehlsstromwert und dem Ansprechstrom kleiner, als wenn der FF-Spannungskorrekturprozess nicht durchgeführt wird. Daher wurde bestätigt, dass bei Durchführung des FF-Spannungskorrekturprozesses eine Stromsteuerung mit größerer Präzision erreicht wird.
Ein nicht einschränkendes, veranschaulichendes Ausführungsbeispiel gemäß der vorliegenden Offenbarung wurde beschrieben.
Die obige Beschreibung lässt sich auch auf andere Zusammenhänge als die Steuerung der Motordrehung anwenden. Beispielsweise kann die obige Beschreibung zum Steuern eines Aktuators angewendet werden, der zum Antreiben des Kopfes eines Festplattenlaufwerks verwendet wird. Zum Steuern eines solchen Aktuators können harmonische Ströme verwendet werden. Daher kann durch Anwenden des Steuerverfahrens gemäß der vorliegenden Offenbarung bewirkt werden, dass ein Strom einen harmonischen Strombefehl mit guter Präzision nachführt.
Alternativ kann die obige Beschreibung zum Steuern eines Atomkraftmikroskop verwendet werden. Beispielsweise kann in einem Atomkraftmikroskop eine Laserdiode verwendet werden, um winzige Verschiebungen eines Auslegers optisch zu messen. Um die von der Laserdiode (LD) erzeugten Geräusche zu reduzieren, wird eine Hochfrequenz-Stromüberlagerungstechnik eingesetzt, bei der das Licht von der LD mit Hochfrequenzmodulation angetrieben wird, indem ein Hochfrequenzstrom von 300 bis 500 MHz an die LD angelegt wird. Daher wird das Steuerverfahren gemäß der vorliegenden Offenbarung es ermöglichen, dass der Strom den harmonischen Strombefehl mit guter Präzision nachführt.
INDUSTRIELLE ANWENDBARKEIT
Die vorliegende Offenbarung kann auf Anwendungen angewendet werden, bei denen eine Steuerung durchgeführt wird, die es ermöglicht, dass ein Strom einen harmonischen Strombefehl mit guter Präzision nachführt.
Bezugszeichenliste
100 Permanentmagnet-Synchronmotor, 100S Stator des Permanentmagnet-Synchronmotors, 100R Rotor des Permanentmagnet-Synchronmotors, 102 Anlage, 200 Positionssensor, 300 Inverter, 302 PWM-Halteglied, 500 Steuervorrichtung, 522, 524 Berechnungsblock, 600 PTC-Block, 602 Vorwärtskopplungs(FF)-Steuereinrichtung, 604 Rückkopplungs(FB)-Steuereinrichtung, 606a, 606b zeitdiskreter Operatorblock, 610 aß/dq-Transformationseinrichtung, 612 PI-Steuereinrichtung, 614 dq/aß-Transformationseinrichtung, 620 Induktionsspannungskorrektor, 640 Vorwärtskopplungs(FF)-Spannungskorrektor, 660 Wiederholungssteuereinrichtung, 1000 Motorsteuersystem
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur

Atsuo KAWAMURA, „Gendai Power Electronics (or „Modern Power Electronics“), SUURIKOUGAKUSHA-SHA Co., Ltd. (2005) [0005]

Claims

Eine Steuervorrichtung, die einen Befehlsspannungswert ausgibt, die folgende Merkmale aufweist: eine Rückkopplungssteuereinrichtung, um eine Rückkopplungssteuerung auf Basis eines Stromwerts durchzuführen und einen ersten Spannungswert auszugeben; eine Vorwärtskopplungssteuereinrichtung, die unter Verwendung eines inversen Modells einer Anlage als gesteuertes Objekt eingerichtet ist; einen Vorwärtskopplungs-Spannungskorrektor, um eine Spannungsstörung zu korrigieren, die aufgrund eines Modellierfehlers zwischen einem Anlagenmodell und der tatsächlichen Anlage auftritt; eine Wiederholungssteuereinrichtung, um periodische Stromstörungen zu lernen; und einen Schalter, um Eingang/Ausgang der Wiederholungssteuereinrichtung zu steuern, wobei der Schalter zu EIN geschaltet ist, wenn ein Ansprechstrom in einem Dauerzustand ist; die Wiederholungssteuereinrichtung die Stromstörungen lernt und einen Befehlsstromwert korrigiert; die Rückkopplungssteuereinrichtung den ersten Spannungswert ausgibt, indem die Rückkopplungssteuerung auf Basis eines Stromwerts ausgeführt wird, der von dem korrigierten Befehlsstromwert erhalten wird; die Vorwärtskopplungssteuereinrichtung den korrigierten Befehlsstromwert in das inverse Modell eingibt, um einen zweiten Spannungswert zu erzeugen; und eine Summe des ersten Spannungswerts und des zweiten Spannungswerts als der Befehlsspannungswert ausgegeben wird.
Die Steuervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei der Vorwärtskopplungs-Spannungskorrektor eine Spannungsstörung korrigiert, die durch eine harmonische Komponente bewirkt wird, die aufgrund des Modellierfehlers zwischen dem Anlagenmodell und der tatsächlichen Anlage auftritt.
Die Steuervorrichtung gemäß Anspruch 2, wobei der Vorwärtskopplungs-Spannungskorrektor einen dritten Spannungswert ausgibt; und eine Summe des ersten Spannungswerts, des zweiten Spannungswerts und des dritten Spannungswerts als der Befehlsspannungswert ausgegeben wird.
Die Steuervorrichtung gemäß Anspruch 3, wobei die Anlage ein Permanentmagnet-Synchronmotor ist; und der Vorwärtskopplungs-Spannungskorrektor den dritten Spannungswert auf Basis einer elektrischen Winkelgeschwindigkeit und eines elektrischen Winkels des Permanentmagnet-Synchronmotors und des Befehlsstromwerts berechnet.
Die Steuervorrichtung gemäß Anspruch 3, wobei die Anlage ein Permanentmagnet-Synchronmotor ist; und der Vorwärtskopplungs-Spannungskorrektor den dritten Spannungswert auf Basis einer elektrischen Winkelgeschwindigkeit und eines elektrischen Winkels des Permanentmagnet-Synchronmotors und des korrigierten Befehlsstromwerts berechnet.
Die Steuervorrichtung gemäß Anspruch 4 oder 5, die ferner einen Induktionsspannungskorrektor aufweist, um eine Spannungskorrektur auf Basis der elektrischen Winkelgeschwindigkeit, des elektrischen Winkels und einer Induktionsspannungskonstante durchzuführen, wobei der Induktionsspannungskorrektor einen vierten Spannungswert ausgibt; und eine Summe des ersten Spannungswerts, des zweiten Spannungswerts und des vierten Spannungswerts der Befehlsspannungswert ist.
Die Steuervorrichtung gemäß Anspruch 6, wobei der Induktionsspannungskorrektor eine Spannungskorrektur in einem aß-Referenzrahmen durchführt.
Die Steuervorrichtung gemäß einem der Ansprüche 2 bis 7, wobei die Anlage ein Permanentmagnet-Synchronmotor ist; die Rückkopplungssteuereinrichtung ferner Folgendes umfasst: eine erste Transformationseinrichtung, um einen Stromwert auf aß-Achsen zur Verwendung bei der Rückkopplungssteuerung in einen Stromwert auf dq-Achsen umzuwandeln, und eine zweite Transformationseinrichtung, um einen Spannungswert auf den dq-Achsen, wie derselbe von der Rückkopplungssteuerung erhalten wird, in einen Spannungswert auf den aß-Achsen umzuwandeln; wobei die harmonische Komponente aufgrund von Induktivität und Magnetfluss des Permanentmagnet-Synchronmotors auftritt; und der Vorwärtskopplungs-Spannungskorrektor die harmonische Komponente als eine Spannungsstörung in einem aß-Referenzrahmen korrigiert.
Die Steuervorrichtung gemäß Anspruch 8, wobei der Permanentmagnet-Synchronmotor Folgendes umfasst: einen Rotor und einen Statorkern mit einem Magnet im Inneren desselben.