JPWO2008047438A1 - 永久磁石同期電動機のベクトル制御装置 - Google Patents

永久磁石同期電動機のベクトル制御装置 Download PDF

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Abstract

電圧を設定値と比較して電流指令値を制御する方法では、電圧変動に応じて設定値を変化させる必要があり、複雑な制御を行う必要が有る。本発明に係る永久磁石同期電動機のベクトル制御装置は、変調率に基づいて算出した電流指令値補正値により電流指令値を補正する電流指令値補正部を備えることにより、高速域において１パルスモードで安定な弱め磁束制御を簡単な構成で実現できるものである。

Description

本発明は、永久磁石同期電動機のベクトル制御装置に関する。
インバータを使用して永久磁石同期電動機（以下、電動機と略す）をベクトル制御する技術については、産業界で広く利用されている技術であり、インバータの出力電圧の大きさと位相を個別に操作することで、電動機内の電流ベクトルを最適に操作し、電動機のトルクを高速に瞬時制御するものである。永久磁石同期電動機は、誘導電動機と比較して、永久磁石による磁束が確立しているので励磁電流が不要であることや、回転子に電流が流れないため、二次銅損が発生しないことなどから高効率な電動機として知られており、近年、電気車の制御装置への適用が検討されている。
電気車の制御装置へ永久磁石同期電動機を適用する上で課題となるのが、高速域までの安定な弱め磁束運転の実現と、インバータの損失を最小とでき電動機への印加電圧を最大化できる１パルスモードへの安定な遷移である。１パルスモードとは、インバータの出力線間電圧が１周期すなわち３６０度で、１２０度の正の最大電圧と負の最大電圧の矩形波が交互に６０度の電圧ゼロの期間を挟んで繰り返す矩形波電圧を出力するインバータの変調モードである。
関連した従来技術としては、電流指令値を基に算出した電圧指令値と、電圧固定指令とが入力される電圧固定部を設け、電圧固定指令が入力されると、電圧指令値の大きさをあらかじめ定めた電圧設定値に固定して新たな電圧指令値として出力し、電流指令値から演算された電圧指令値と新たな電圧指令値の差を比例積分制御して得た磁束方向（ｄ軸）電流補正値により磁束方向（ｄ軸）電流指令値を補正し、新たな電圧指令値からインバータの変調率を演算してインバータを制御することで弱め磁束運転する方法が特許文献１に示されている。
特開平９−８４３９９（段落００２３〜００２９を参照）
上記特許文献１においては、電圧固定指令をどのように生成するか示されておらず、また電圧固定部を新たに設ける必要がある。また、コンデンサ電圧は常時変動しており、それに応じてインバータが出力できる最大電圧も変動するが、特許文献１の方法で電動機への印加電圧を最大化するには、コンデンサ電圧変動に応じて電圧固定指令の生成タイミングと固定する電圧設定値を変化させる必要があり、複雑な制御を行う必要が有る。
さらに、電流指令値を基に算出した電圧指令値と、電圧固定指令により大きさが固定された新たな電圧指令値との偏差を比例積分制御した値を磁束方向（ｄ軸）電流補正値として用いているため、電圧指令値と新たな電圧指令値との偏差がゼロでない場合、即ち比例積分制御の入力がゼロでない間は常に積分値が蓄積されてゆく動作となる。そのため、たとえば電動機の回転速度に対してトルク指令値が過大である場合等、磁束方向電流補正値により磁束方向電流を補正しても、理論的に電流指令値を基に算出した電圧指令値を固定された新たな電圧指令値以下にできない場合には、電圧指令値と固定された新たな電圧指令値との差をゼロにすることができず、比例積分制御内部の積分値が蓄積されて行き磁束方向電流補正値が時間の経過とともに過大に増加してゆくことになる。磁束方向電流補正値が過大になると、正常なベクトル制御が実現できないので、実用に際しては積分値の上限を制限したり所定の条件で積分値のリセットを実施したりなどの複雑な構成を要する。
本発明は、上記問題を解決するために考案されたものであり、高速域において１パルスモードで安定な弱め磁束制御を簡単な構成で実現できる永久磁石同期電動機のベクトル制御装置を提供するものである。
この発明に係る永久磁石同期電動機のベクトル制御装置は、永久磁石同期電動機を駆動するインバータの交流電流を指令値に一致するように制御する永久磁石同期電動機のベクトル制御装置であって、前記永久磁石同期電動機の基準位相角を生成する基準位相角演算部と、与えられたトルク指令値から電流指令値を生成する電流指令値生成部と、前記電流指令値と前記永久磁石同期電動機の電流との電流誤差を増幅して出力する電流制御部と、前記永久磁石同期電動機の電動機定数と前記電流指令値とからフィードフォワード電圧を演算する非干渉電圧演算部と、前記電流誤差と前記フィードフォワード電圧の和である電圧指令値と前記インバータの直流電圧とを入力とし、前記インバータの変調率を出力する変調率演算部と、前記電圧指令値と前記基準位相角とを入力とし前記インバータの制御位相角を出力する制御位相角演算部と、前記変調率と前記制御位相角とから前記インバータのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記変調率に基づいて算出した電流指令値補正値により前記電流指令値を補正する電流指令値補正部を備えたものである。
この発明に係る永久磁石同期電動機のベクトル制御装置は、永久磁石同期電動機を駆動するインバータの交流電流を指令値に一致するように制御する永久磁石同期電動機のベクトル制御装置であって、前記永久磁石同期電動機の基準位相角を生成する基準位相角演算部と、与えられたトルク指令値から電流指令値を生成する電流指令値生成部と、前記電流指令値と前記永久磁石同期電動機の電流との電流誤差を増幅して出力する電流制御部と、前記永久磁石同期電動機の電動機定数と前記電流指令値とからフィードフォワード電圧を演算する非干渉電圧演算部と、前記電流誤差と前記フィードフォワード電圧の和である電圧指令値と前記インバータの直流電圧とを入力とし、前記インバータの変調率を出力する変調率演算部と、前記電圧指令値と前記基準位相角とを入力とし前記インバータの制御位相角を出力する制御位相角演算部と、前記変調率と前記制御位相角とから前記インバータのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記変調率に基づいて算出した電流指令値補正値により前記電流指令値を補正する電流指令値補正部を備えたものなので、高速域において１パルスモードで安定な弱め磁束制御を簡単な構成で実現できるという効果が有る。
本発明の実施の形態１における永久磁石同期電動機のベクトル制御装置の構成例を示す図である。 本発明の実施の形態１における電流指令値生成部の構成例を示す図である。 本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ信号生成部の構成例を示す図である。 本発明の実施の形態１におけるインバータ角周波数ωに対する、変調率ＰＭＦ、パルスモードの遷移、スイッチの動作及び制御モードの遷移を説明する図である。 本発明の実施の形態１における電流指令値補正部の構成例を示す図である。 本発明の実施の形態１におけるｄ軸電流誤差とｄｑ軸電流指令値二乗和とｄｑ軸電流二乗和の偏差の関係を示す図である。 本発明の実施の形態１におけるｄ軸電流誤差と電流指令値ベクトルの大きさと電流ベクトルの大きさの偏差の関係を示す図である。 本発明の実施の形態１におけるｑ軸電流誤差とｄｑ軸電流指令値二乗和とｄｑ軸電流二乗和の偏差の関係を示す図である。 本発明の実施の形態１におけるｑ軸電流誤差と電流指令値ベクトルの大きさと電流ベクトルの大きさの偏差の関係を示す図である。 本発明の実施の形態１におけるトルク指令値、トルク、ｄ軸電流指令値、ｄ軸電流、ｑ軸電流指令値及びｑ軸電流の動作シミュレーション波形を示す図である。 本発明の実施の形態１における変調率、電流指令値補正値、Ｕ相電圧指令値、同期３パルスＰＷＭモードフラグ、同期１パルスモードフラグ及びＵ相電流の動作シミュレーション波形を示す図である。
符号の説明
１：コンデンサ ２：インバータ
３，４，５：電流検出器 ６：電動機
７：レゾルバ ８：電圧検出器
１０：電流指令値生成部 １１：ｄ軸基本電流指令値生成部
１４：加算器 １５：ｑ軸電流指令値生成部
２０：ｄ軸電流制御部 ２１：ｑ軸非干渉演算部
２２：ｄ軸非干渉演算部（非干渉演算部） ２３：ｑ軸電流制御部（非干渉演算部）
３０：変調率演算部 ４０：制御位相角演算部
５０：ＰＷＭ信号生成部 ５３：掛算器
５４：調整ゲインテーブル ５５：電圧指令値演算部
５７：多パルスキャリア信号生成部 ５８：同期３パルスキャリア生成部
５９：スイッチ ６０：パルスモード切替処理部
６１〜６３：比較器 ６４〜６６：反転回路
７０：インバータ角周波数演算部 ８０：電流指令値補正部
８１：リミッタ ８２：一次遅れ要素
８３：比例ゲイン ８５：定数誤差補正部
９０：三相−ｄｑ軸座標変換部 ９５：基準位相角演算部
１００：ベクトル制御装置
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における永久磁石同期電動機のベクトル制御装置の構成例を示す図である。図１に示すように、主回路は直流電源となるコンデンサ１、コンデンサ１の直流電圧から任意の周波数の交流電圧に変換するインバータ２、永久磁石同期電動機（以下、単に電動機と記す）６から構成されている。
主回路上にはコンデンサ１の電圧を検出する電圧検出器８、インバータ２の出力線の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流検出器３，４，５が配置され、電動機６には、ロータ機械角θｍを検出するレゾルバ７が配置されており、それぞれの検出信号はベクトル制御装置１００に入力されている。
なお、レゾルバ７の代わりにエンコーダを使用しても良いし、レゾルバ７から得られる位置信号の代わりに、検出した電圧、電流等から位置信号を演算して求める位置センサレス方式を使用してもよく、この場合、レゾルバ７は不要となる。つまり、位置信号の取得はレゾルバ７を使用することに限定されない。
また、電流検出器３，４，５に関して、最低２相に設置してあれば残りの１相の電流は演算して求めることが可能であるのでそのように構成しても良いし、インバータ２の直流側電流からインバータ２の出力電流を再現して取得する構成でもよい。
インバータ２にはベクトル制御装置１００により生成されるゲート信号Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚが入力され、インバータ２に内蔵されるスイッチング素子がＰＷＭ制御される。インバータ２は電圧型ＰＷＭインバータが好適であり、その構成は公知であるので詳細な説明は割愛する。
ベクトル制御装置１００には、図示しない外部の制御装置から、トルク指令値Ｔ＊が入力される構成となっており、ベクトル制御装置１００は、電動機６の発生トルクＴがトルク指令値Ｔ＊に一致するようにインバータ２を制御する構成としている。
次に、ベクトル制御部１００の構成を説明する。ベクトル制御部１００は、ロータ機械角θｍから基準位相角θｅを算出する基準位相角演算部９５、電流検出器３，４，５から検出された三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと基準位相角θｅとからｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを生成する三相−ｄｑ軸座標変換部９０、基準位相角θｅからインバータ角周波数ωを算出するインバータ角周波数演算部７０、外部より入力されたトルク指令値Ｔ＊と後述する電流指令値補正値ｄＶとからｄ軸電流指令値ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊を生成する電流指令値生成部１０、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流の差を比例積分制御し、ｄ軸電流誤差ｐｄｅを生成するｄ軸電流制御部２０、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｑ軸電流の差を比例積分制御し、ｑ軸電流誤差ｐｑｅを生成するｑ軸電流制御部２３、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とインバータ角速度ωとからｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦを演算するｑ軸非干渉演算部２１、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊とインバータ角速度ωとからｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦを演算するｄ軸非干渉演算部２２、変調率ＰＭＦを演算する変調率演算部３０、ｄ軸電流誤差ｐｄｅとｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦとの和であるｄ軸電圧指令値ｖｄ＊と、インバータ２へのゲート信号Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚを生成するＰＷＭ信号生成部５０、変調率ＰＭＦを入力とし電流指令値補正値ｄＶを演算する電流指令値補正部８０、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑとｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊とから制御位相角補正値ｄＴＨＶを演算する定数誤差補正部８５から構成されている。
なお、変調率演算部３０は、ｄ軸電流誤差ｐｄｅとｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦとの和であるｄ軸電圧指令値ｖｄ＊と、ｑ軸電流誤差ｐｑｅとｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦとの和であるｑ軸電圧指令値ｖｑ＊と、基準位相角θｅと、コンデンサ８の電圧ＥＦＣとを入力とする。また、ＰＷＭ信号生成部５０の入力は、ｑ軸電流誤差ｐｑｅとｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦとの和であるｑ軸電圧指令値ｖｑ＊と、基準位相角θｅと、制御位相角補正値ｄＴＨＶとから、制御位相角θを演算する制御位相角演算部４０、変調率ＰＭＦと制御位相角θとである。
次に、以上に説明した各制御ブロックの詳細構成を説明する。基準位相角演算部９５では、以下の式（１）に基づいて、ロータ機械角θｍから電気角である基準位相角θｅを算出する。ここで、ＰＰは電動機６の極対数である。
θｅ＝θｍ・ＰＰ （１）
三相−ｄｑ軸座標変換部９０では、以下の式（２）に基づいて、三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと基準位相角θｅとからｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを生成する。
Figure 2008047438
インバータ角周波数演算部７０では、以下の式（３）に基づき基準位相角θｅを微分することでインバータ角周波数ωを算出する。
ω＝ｄθｅ/ｄｔ （３）
電流指令値生成部１０の構成を説明する。図２は、本発明の実施の形態１における電流指令値生成部１０の構成例を示す図である。トルク指令値Ｔ＊はｄ軸基本電流指令値生成部１１に入力され、ｄ軸基本電流指令値ｉｄ１＊を生成する。ｄ軸基本電流指令値ｉｄ１＊の生成方法としては、電動機６が所望のトルクを最小の電流で発生することのできる最大トルク制御方法が知られており、トルク指令値Ｔ＊に基づいてマップを参照して最適なｄ軸基本電流指令値ｉｄ１＊を得たり、演算式により最適なｄ軸基本電流指令値ｉｄ１＊を得る方法がある。本部分は公知例により構成することが可能であるため、ここでは詳細な説明は割愛する。
ｄ軸基本電流指令値ｉｄ１＊が生成されると、次に、加算器１４により上記ｄ軸基本電流指令値ｉｄ１＊に電流指令値補正値ｄＶを加算することでｄ軸電流指令値ｉｄ＊を得る。電流指令値補正値ｄＶは負の値をとり、ｄ軸基本電流指令値ｉｄ１＊に負方向の補正を実施することで、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊を負方向に大きくし、電動機６の永久磁石により発生する磁束を打ち消す方向の磁束を発生させて電動機６の鎖交磁束を弱めるいわゆる弱め磁束制御を行う目的で設けている。電流指令値補正値ｄＶの生成方法については、本発明の重要部分であるため後述する。
最後に、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とトルク指令値Ｔ＊とからｑ軸電流指令値生成部１５によりｑ軸電流指令値ｉｑ＊を生成する。ｑ軸電流指令値の生成方法としては、上述のとおり、マップを参照することで最適なｑ軸電流指令値ｉｑ＊を得たり、演算式により最適なｑ軸電流指令値ｉｑ＊を得る方法がある。本部分は公知例により構成することが可能であるため、ここでは詳細な説明は割愛する。
ｄ軸電流制御部２０、ｑ軸電流制御部２３は、次式（４）、（５）に基づいてｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流の差を比例積分増幅したｄ軸電流誤差ｐｄｅと、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｑ軸電流の差を比例積分増幅したｑ軸電流誤差ｐｑｅとを生成する。ここで、Ｋ１とＫ３は比例ゲイン、Ｋ２とＫ４は積分ゲインである。
ｐｑｅ＝（Ｋ１＋Ｋ２／ｓ）・（ｉｑ＊−ｉｑ） （４）
ｐｄｅ＝（Ｋ３＋Ｋ４／ｓ）・（ｉｄ＊−ｉｄ） （５）
なお、後述するとおり、ｐｑｅとｐｄｅは、制御モード１（後述）から制御モード２（後述）に移行後、徐々にゼロに絞り、逆に制御モード２から制御モード１に移行するときは徐々に値を立ち上げる。
非干渉電圧演算部であるｄ軸非干渉演算部２２とｑ軸非干渉演算部２１は、それぞれ次式（６）、（７）式に基づいてｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦ、ｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦを演算する。
ｖｄＦＦ＝（Ｒ1＋ｓ・Ｌｄ）・ｉｄ＊−ω・Ｌｑ・ｉｑ＊ （６）
ｖｑＦＦ＝（Ｒ1＋ｓ・Ｌｑ）・ｉｑ＊＋ω・（Ｌｄ・ｉｄ＊＋φａ） （７）
ここで、Ｒ１は電動機６の一次巻線抵抗（Ω）、Ｌｄはｄ軸インダクタンス（Ｈ）、Ｌｑはｑ軸インダクタンス（Ｈ）、φａは永久磁石磁束（Ｗｂ）、ｓは微分演算子である。
ここで、変調率ＰＭＦは、インバータ出力電圧指令値ベクトルの大きさＶＭ＊を、インバータが出力可能な最大電圧ＶＭｍａｘに対する割合で示したものであり、ＰＭＦ＝１．０の場合は、インバータ出力電圧指令値ベクトルの大きさＶＭ＊は、インバータが出力可能な最大電圧ＶＭｍａｘと等しくなることを示している。
このように変調率ＰＭＦを定義することで、変調率ＰＭＦはインバータの出力電圧指令値ベクトルの大きさがゼロのときはゼロとなり、インバータが最大電圧を出力する条件で１．０となるため、インバータの電圧出力割合が直感的に判別しやすくなり、あとに述べるパルスモード切り替え処理や制御モード切替処理等の変調率ＰＭＦを参照する制御処理の構築や設定がやり易くなるメリットがある。
変調率演算部３０では、前述の変調率ＰＭＦの定義に基づき、ｄ軸電流誤差ｐｄｅとｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦとの和であるｄ軸電圧指令値ｖｄ＊と、ｑ軸電流誤差ｐｑｅとｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦとの和であるｑ軸電圧指令値ｖｑ＊と、基準位相角θｅと、コンデンサ１の電圧ＥＦＣとから、次式（８）に基づいて変調率ＰＭＦを演算する。
ＰＭＦ＝ＶＭ＊／ＶＭｍａｘ （８）
ただし、
ＶＭｍａｘ＝（√６／π）・ＥＦＣ （９）
ＶＭ＊＝√（ｖｄ＊２＋ｖｑ＊２） （１０）
制御位相角演算部４０では、ｄ軸電流誤差ｐｄｅとｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦとの和であるｄ軸電圧指令値ｖｄ＊と、ｑ軸電流誤差ｐｑｅとｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦとの和であるｑ軸電圧指令値ｖｑ＊と、基準位相角θｅと、制御位相角補正値ｄＴＨＶとから、次式（１１）に基づいて制御位相角θを演算する。
θ＝θｅ＋π＋ＴＨＶ＋ｄＴＨＶ （１１）
ここで、
ＴＨＶ＝ｔａｎ−１（ｖｄ＊／ｖｑ＊） （１２）
次に、ＰＷＭ信号生成部５０の構成を説明する。図３は本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ信号生成部５０の構成例を示す図である。図３に示すとおり、電圧指令値演算部５５にて変調率ＰＭＦと制御位相角θとから、次式（１３）〜（１５）に基づいて三相電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊を生成する。
Ｖｕ＊＝ＰＭＦＭ・ｓｉｎθ （１３）
Ｖｖ＊＝ＰＭＦＭ・ｓｉｎ（θ−（２・π／３）） （１４）
Ｖｗ＊＝ＰＭＦＭ・ｓｉｎ（θ−（４・π／３）） （１５）
ここで、係数ＰＭＦＭは、変調率ＰＭＦに掛算器５３で調整ゲインテーブル５４の出力を掛けた電圧指令値振幅である。調整ゲインテーブル５４は、多パルスＰＷＭモードと、同期３パルスＰＷＭモードにおいて、変調率ＰＭＦに対するインバータ出力電圧ＶＭの関係が異なるのを補正するためのものであり、概略は以下の通りである。
インバータが歪なく出力可能な最大電圧（実効値）は、多パルスＰＷＭモードでは０．６１２・ＥＦＣとなり、同期３パルスＰＷＭモードではＶＭｍａｘ（＝０．７７９７・ＥＦＣ）となる。すなわち、多パルスＰＷＭモードでは、同期３パルスＰＷＭモードと比較して、変調率ＰＭＦに対するインバータの出力電圧は1／１．２７４となる。この差を打ち消すために、多パルスＰＷＭモードでは、変調率ＰＭＦを１．２７４倍し，電圧指令値振幅ＰＭＦＭとして上述した電圧指令値演算部５５に入力している。
次いで、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊は、比較器６１〜６３でキャリア信号ＣＡＲと大小比較されて、ゲート信号Ｕ、Ｖ、Ｗが生成され、ゲート信号Ｕ、Ｖ、Ｗから反転回路６４〜６６を介してゲート信号Ｘ，Ｙ，Ｚが生成される。キャリア信号ＣＡＲは、パルスモード切替処理部６０により多パルスキャリア信号生成部５７で生成する多パルス（一般には１ｋＨｚ前後）キャリア信号Ａ、同期３パルスキャリア生成部５８で生成する同期３パルスキャリア信号Ｂ、１パルスモードで選択されるゼロ値Ｃがスイッチ５９により選択された信号である。多パルスキャリア信号Ａ、同期３パルスキャリア信号は、ゼロを中心として−１〜１の範囲の値をとる。
なお、パルスモード切替処理部６０は、変調率ＰＭＦと制御位相角θに応じて、変調率ＰＭＦが低い領域（０．７８５以下）では非同期キャリアＡ側、変調率ＰＭＦが０．７８５〜１．０未満では同期３パルスキャリアＢ側、変調率ＰＭＦが１．０に達するとゼロ値Ｃ側にスイッチ５９を切り替える動作をする。
このように構成することで、変調率ＰＭＦが１．０等しくなるタイミングで、パルスモードを１パルスモードに自動的に切り替えることが可能となり、逆に変調率ＰＭＦが１．０より小さくなると、パルスモードを同期３パルスモードに自動的に切り替えることが可能となる。即ち、インバータ２の出力電圧を最小から最大まで、容易に遷移させることが可能となる。
なお、非同期キャリアと同期３パルスキャリアとを切り替える変調率ＰＭＦの閾値を０．７８５としているが、この閾値はこれより小さい値でもよい。
ここで、同期３パルスＰＷＭモードは、多パルスＰＷＭモードでは出力することが不可能な、変調率ＰＭＦが０．７８５以上の電圧を出力させるために必要なパルスモードである。なお、多パルスＰＷＭモード・同期５パルスモード・同期９パルスモード等において過変調とする方法を使用する構成としても、同期３パルスモードに相当する電圧を出力できるが、変調率ＰＭＦとインバータ２の出力電圧が著しい非線形となるので、これを補正する必要が生じ、構成が複雑化する。
なお、以上に示した各演算式はマイコンでＳ／Ｗ処理されるのが一般的であるが、マイコンの演算負荷を軽減する等の目的で演算精度（ビット数）を落として演算させた場合、インバータ出力電圧指令値ベクトルの大きさＶＭが最大値ＶＭｍａｘとなるタイミングで、変調率ＰＭＦが丁度１．０に到達せず、それ以下の例えば０．９９９等となる場合もある。この場合、変調率ＰＭＦが例えば０．９５以上でパルスモードを１パルスモードに切り替えるようにしても、若干の電圧ジャンプが生じるものの実用は可能である。
さらに、制御位相角θにより、パルスモードの切り替えタイミングを微調整する構成としてもよい。このように構成することでパルスモード切り替え時の電動機電流のリプルを抑制できる。
図４は、本発明の実施の形態におけるインバータ角周波数ωに対する、変調率ＰＭＦ、パルスモードの遷移、スイッチ５９の動作及び制御モードの遷移を説明する図である。図４に示すとおり、電気車が低速時、すなわちインバータ角周波数ωが低いときは変調率ＰＭＦは小さく、パルスモードは多パルスＰＷＭモードであり、スイッチ５９はＡが選択されている。また、制御モードは制御モード１となっており、ｄ軸電流制御部２０とｑ軸電流制御部２３がそれぞれ上式（４）、（５）に従って動作している。電気車の速度が増加し、変調率ＰＭＦが０．７８５以上となると、多パルスＰＷＭモードではインバータ２の出力電圧が飽和するので、スイッチ５９をＢに切り替え、パルスモードを同期３パルスＰＷＭモードとする。
また、制御モードは制御モード２を選択し、ｄ軸電流制御部２０とｑ軸電流制御部２３の演算は停止して出力はゼロに絞られる。ゼロに絞る理由は、同期３パルスＰＷＭモードでは、インバータ出力電圧半周期中のパルス数が多パルスＰＷＭモードでの１０以上から３に減少するので、制御遅れが増加し、ｄ軸電流制御部２０とｑ軸電流制御部２３の演算を継続させておくと、制御系が不安定となる懸念があるため、ｄ軸電流制御部２０とｑ軸電流制御部２３の演算は停止する。
なお、ｄ軸電流制御部２０とｑ軸電流制御部２３の出力をゼロに絞る過程において、所定の時定数をもって徐々にゼロに向かって絞る構成とするのが切り替えショックを避ける上で好適である。
なお、制御モード２では、定数誤差補正部８５においてｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑとｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊とを用いて生成した制御位相角補正値ｄＴＨＶにより制御位相角θを補正する構成とすることで、ｄ軸電流制御部２０、ｑ軸電流制御部２３の演算を停止することにより発生する電動機定数と制御定数の差等により、電動機６のトルクや電流が指令値からずれる等の制御誤差を抑制することが可能である。なお、定数誤差補正部８５の詳細構成については後述する。
なお、定数誤差補正部８５の出力は、制御モード１から制御モード２に移行後に立ち上げ、逆に制御モード２から制御モード１に移行後にゼロに絞る。立ち上げ、絞りは所定の時定数を持って徐々に行うのがよい。このように構成することでｄ軸電流制御部２０あるいはｑ軸電流制御部２３の出力と、定数誤差補正部８５の出力が競合して制御が不安定化することを回避することが可能となる。
さらに電気車の速度が増加し、変調率ＰＭＦが１．０以上となると、スイッチ５９をＣに切り替えてパルスモードを１パルスモードに切り替える。制御モードは引き続き制御モード２である。電気車が回生ブレーキを掛けて減速する場合については図示しないが、上記と逆の順番でパルスモードが１パルスモードから同期３パルスＰＷＭモード、多パルスＰＷＭモードへと遷移し、スイッチ５９がＣ、Ｂ、Ａへと切り替わり、制御モードが制御モード２から制御モード１へと遷移する。
次に、本発明の効果を発揮するために重要である電流指令値補正部８０の構成について説明する。図５は本発明の実施の形態１における電流指令値補正部８０の構成例を示す図である。図５に示すように、変調率設定値ＰＭＦｍａｘと変調率ＰＭＦとの差を上下限が制限できるリミッタ８１に入力する。リミッタ８１は、偏差上限設定値ＬＩＭＨ、偏差下限設定値ＬＩＭＬにより入力信号の上下限を制限して出力することが可能な構成としてある。リミッタ８１の出力は、一次遅れ要素８２に入力される。一次遅れ要素８２の出力は比例ゲイン８３に入力され、所定の係数であるゲインＫ倍されて電流指令値補正値ｄＶとして出力される。一次遅れ要素８２を備えることで、変調率設定値ＰＭＦｍａｘと変調率ＰＭＦとの差が急に増大した場合でも、電流指令値補正値ｄＶは所定の時定数で上昇することになる。
以上のとおり、電流指令値補正値ｄＶは、次式（１６）のとおりとなる。
ｄＶ＝ＬＩＭＨＬ（ＰＭＦｍａｘ−ＰＭＦ）
・（１／（１＋ｓτ））・Ｋ （１６）
ただし、ＬＩＭＨＬ（）は、（）内の値の上下限をそれぞれＬＩＭＨ，ＬＩＭＬで制限する関数である。また、τは一次遅れ時定数である。τは、１０ｍｓ〜１００ｍｓ程度の大きさである。
変調率設定値ＰＭＦｍａｘ、偏差上限設定値ＬＩＭＨ、偏差下限設定値ＬＩＭＬについて、本実施の形態での好ましい設定は以下のとおりである。変調率設定値ＰＭＦｍａｘは１．０とするのが好ましい。これは、変調率ＰＭＦが１．０に到達し、即ちインバータ２が出力可能な最大電圧に到達した時点でリミッタ８１への入力がゼロ以下となり、負の電流指令値補正値ｄＶを発生させることができるので、インバータ２の出力電圧を最大化した状態で弱め磁束制御を実施するのに好適であるからである。
また偏差上限設定値ＬＩＭＨの設定は、コンデンサの電圧ＥＦＣの変動範囲を考慮して所望のトルク指令値Ｔ＊を発生する場合に電動機６に流すことが必要となるｄ軸電流の大きさの最大値Ｉｄｍａｘ（弱め磁束電流の最大値と呼ぶ）をあらかじめ求めておき、これをゲインＫで割った値とするのが好ましい。たとえば、Ｉｄｍａｘが１００Ａであり、ゲインＫを１０００００と設定している場合、ＬＩＭＨは０．００１となる。偏差下限設定値ＬＩＭＬの設定は、０（ゼロ）とするのが好ましい。このようにすることで、変調率ＰＭＦが１．０以下の場合、即ち電圧指令値が、インバータ２の最大出力電圧に対して余裕がある場合は電流指令値補正値ｄＶは出力されず、変調率ＰＭＦが１．０を超過し、即ち電圧指令値がインバータ２が出力可能な最大電圧を僅かに超過した時点でリミッタ８１の出力に負の値が生じ、電流指令値補正値ｄＶが出力されるため、無駄なｄ軸電流ｉｄを流さなくて済むため電動機６の電流を最小化できる。
このように、コンデンサ１の電圧ＥＦＣによりインバータ出力電圧指令値ベクトルの大きさを正規化した値である変調率ＰＭＦに基づいて電流指令値補正値ｄＶを生成する構成とすることで、コンデンサ１の電圧ＥＦＣの大小によらず、インバータ電圧指令値ベクトルの大きさのインバータ２が出力可能な最大電圧に対する超過割合に応じて一定の電流指令値補正値ｄＶが得られるので、コンデンサ１の電圧ＥＦＣの変動が発生する電気車への適用においても安定な動作が得られる。
さらに、比例ゲイン８３と一次遅れ要素８２の組み合わせにて電流指令値補正値ｄＶを生成することで、たとえば電動機６の回転速度に対してトルク指令値Ｔ＊が過大である場合等で、電動機６が理論的に弱め磁束制御が成立しない領域となった場合にも安定動作が可能となる。即ち、このような場合には電流指令値補正値ｄＶによりｄ軸電流指令値ｉｄ＊を負に補正しても、インバータ出力電圧指令値ベクトルの大きさをインバータが出力可能な最大電圧以下にできなくなり、ＰＭＦが１．０より大きくなったままとなる状態でも、比例ゲイン８３と一次遅れ要素８２とを組み合わせた本発明の構成では電流指令値補正値ｄＶの最終値は変調率ＰＭＦと偏差上限設定値ＬＩＭＨとゲインＫとで決まる所定値となるため、増加し続けて過大な値となることはない。つまり、トルク指令値Ｔ＊が過大である場合にも適正な弱め磁束制御が可能となる。
ところで、上述したゲインＫと一次遅れ要素８２の組み合わせの代わりに、従来の構成例で見られる積分要素を持った比例積分制御器にて構成した場合では、ＰＭＦが１．０より大きくなったままとなると、積分要素に積分値が蓄積されてゆき、電流指令値補正値ｄＶが時間の経過とともに増加し続け過大な値となり、電動機６を適正に制御できなくなる。またこの状態からトルク指令値Ｔ＊が減少して正常な状態に復帰した場合でも、過剰に蓄積された積分値が適正値まで減少するまでに時間がかかり、この間制御不良を招く。このため、実用に際しては積分値の上限を制限したり、所定のタイミングで積分値をリセットしたり等の複雑な処理を要する。
これに対して本発明では、このような複雑な処理を必要とせずに、安定した弱め磁束制御を得られる。
次に、本発明の効果を発揮するために重要である定数誤差補正部８５の構成について説明する。定数誤差補正部８５では、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑとｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊とから次式（１７）に基づいて制御位相角補正値ｄＴＨＶを算出する。ここで、Ｋ５は比例ゲイン、Ｋ６は積分ゲインであり、比例積分制御器を構成している。
ｄＴＨＶ＝（Ｋ５＋Ｋ６／ｓ）
・（（ｉｄ＊２＋ｉｑ＊２）−（ｉｄ２＋ｉｑ２）） （１７）
（１７）式の右辺第一項はｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊とをそれぞれ二乗して和をとった値であり、電流指令値ベクトルの大きさの二乗値である。右辺第二項はｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑとをそれぞれ二乗して和をとった値であり、電流ベクトルの大きさの二乗値である。
電流指令値ベクトルの大きさの二乗値から電流ベクトルの大きさの二乗値を引き、これを比例積分制御することで、電動機の温度上昇や電流により発生する永久磁石磁束φａの変動や電動機定数の変動により電動機電流であるｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑが電流指令値であるｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊から誤差を生じた場合において、この誤差に応じた制御位相角補正値ｄＴＨＶにより制御位相角θを補正することで電動機電流を電流指令値に一致させるよう動作させることが可能となり、電動機６のトルクＴとトルク指令値Ｔ＊との間に誤差が発生することを抑えることが可能となる。
なお制御位相角補正値ｄＴＨＶの算出において、式（１７）の代わりに、次式（１８）式としてもよい。
ｄＴＨＶ＝（Ｋ５＋Ｋ６／ｓ）
・（√（ｉｄ＊２＋ｉｑ＊２）−√（ｉｄ２＋ｉｑ２）） （１８）
（１８）式の右辺第一項はｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊とをそれぞれ二乗して和をとった値の平方根であり、電流指令値ベクトルの大きさを示す。右辺第二項はｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑとをそれぞれ二乗して和をとった値の平方根であり、電流ベクトルの大きさを示す。
電流指令値ベクトルの大きさから、電流ベクトルの大きさを引き、これを比例積分制御することで、電動機の温度上昇や電流値により発生する永久磁石磁束φａの変動や電動機定数の変動により電動機電流であるｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑが電流指令値であるｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊から誤差を生じた場合において、この誤差に応じた制御位相角補正値ｄＴＨＶにより制御位相角θを補正することで電動機電流を電流指令値に一致させるよう動作することが可能となり、電動機のトルクＴとトルク指令値Ｔ＊との間に誤差が発生することを抑えることが可能となる。
なお、式（１７）と比較して、式（１８）は平方根演算を二箇所含むことで複雑な式となっており、演算に時間がかかり、マイコンの負担が大きくなるので、式（１７）によるものが好適である。
以下に、式（１７）によりｄＴＨＶを算出する場合と式（１８）によりｄＴＨＶを算出する場合の差異を説明する。図６は、本発明の実施の形態１におけるｄ軸電流誤差とｄｑ軸電流指令値二乗和とｄｑ軸電流二乗和の偏差の関係（式（１７）に関連）を示す図である。図７は、本発明の実施の形態１におけるｄ軸電流誤差と電流指令値ベクトルの大きさと電流ベクトルの大きさの偏差の関係（式（１８）に関連）を示す図である。図８は、本発明の実施の形態１におけるｑ軸電流誤差とｄｑ軸電流指令値二乗和とｄｑ軸電流二乗和の偏差の関係（式（１７）に関連）を示す図である。図９は、本発明の実施の形態１におけるｑ軸電流誤差と電流指令値ベクトルの大きさと電流ベクトルの大きさの偏差の関係（式（１８）に関連）を示す図である。
図６と図７では、ｑ軸電流ｉｑがｑ軸電流指令値ｉｑ＊と等しくｑ軸電流誤差がない状態でｄ軸電流ｉｄがｄ軸電流指令値ｉｄ＊から誤差を有する場合における、ｄ軸電流誤差Δｉｄ（横軸）とｄｑ軸電流指令値二乗和とｄｑ軸電流二乗和の偏差の関係（縦軸）と、電流指令値ベクトルの大きさと電流ベクトルの大きさの偏差の関係（縦軸）をそれぞれ示す。ここで、ｄ軸電流誤差Δｉｄとはｄ軸電流指令値ｉｄ＊からｄ軸電流ｉｄを引いた値である。
図６と図７に示すように、両者ともｄ軸電流誤差Δｉｄが小さい領域（±５０Ａ以下）ではｄ軸電流誤差Δｉｄに対して縦軸の値がほぼ線形である等、縦軸の大きさが異なる他は同様の特性であることが分かる。なお、縦軸の大きさの違いは（１７）式中のゲインＫ５で調整できるので問題とはならない。
図８と図９では、ｄ軸電流ｉｄがｄ軸電流指令値ｉｄ＊と等しくｄ軸電流誤差がない状態でｑ軸電流ｉｑがｑ軸電流指令値ｉｑ＊から誤差を有する場合における、ｑ軸電流誤差Δｉｑ（横軸）とｄｑ軸電流指令値二乗和とｄｑ軸電流二乗和の偏差の関係（縦軸）と、電流指令値ベクトルの大きさと電流ベクトルの大きさの偏差の関係（縦軸）をそれぞれ示す。ここで、ｑ軸電流誤差Δｉｑとはｑ軸電流指令値ｉｑ＊からｑ軸電流ｉｑを引いた値である。
図８と図９に示すように、両者ともｑ軸電流誤差Δｉｑが小さい領域（±５０Ａ以下）ではｑ軸電流誤差Δｉｑに対して縦軸の値がほぼ線形である等、縦軸の大きさが異なる他は同様の特性であることが分かる。なお、縦軸の大きさの違いは（１７）式中のゲインＫ５で調整できるので問題とはならない。
以上のように、式（１７）を使用することで演算時間を長くすることなく、マイコンの負担を大きくすることなく、制御位相角補正値ｄＴＨＶを算出できる。
図１０と図１１は、本発明の実施の形態１における動作シミュレーション波形を示す図である。図１０にはトルク指令値、トルク、ｄ軸電流指令値、ｄ軸電流、ｑ軸電流指令値及びｑ軸電流の動作シミュレーション波形を示し、図１１には変調率、電流指令値補正値、Ｕ相電圧指令値、同期３パルスＰＷＭモードフラグ、同期１パルスモードフラグ及びＵ相電流の動作シミュレーション波形を示す。図１０と図１１に示すように、力行運転（時間０（ｓ）〜時間２．５（ｓ）の間）、回生運転（時間２．６（ｓ）〜時間５．３（ｓ）の間）において、安定に動作していることが分かる。以下、詳細に説明する。
時間０（ｓ）〜０．７（ｓ）付近までは、電動機６への印加電圧が直線状に増加してゆき、変調率ＰＭＦも直線状に増加する。多パルスＰＷＭモード（フラグは図示していない）と制御モード１が選択されている。
時間０．７（ｓ）付近で、変調率ＰＭＦが所定の値以上となったため同期３パルスＰＷＭモードと制御モード２が選択され、時間０．７（ｓ）〜１．０（ｓ）付近までは変調率ＰＭＦはさらに直線状に増加し大きさは１．０より小さい。
なお、時間０．７（ｓ）付近でＵ相電圧指令値Ｖｕ＊の振幅が３パルスＰＷＭモードへの切り替え直後に減少しているが、これは前述のとおり、多パルスＰＷＭモードにおいて、調整ゲインテーブル５４により１．２７４倍されていた電圧指令値振幅ＰＭＦＭが、１．０倍に切り替わるためである。
起動後から時間１．０（ｓ）付近までは電流指令値生成部１０により最大トルク制御が実行されており、トルク指令値Ｔ＊が一定値であるためｄ軸電流指令値ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊は一定値となっている。
時間１．０（ｓ）付近で変調率ＰＭＦが１．０に到達したため、パルスモードとして同期１パルスモードが選択されるとともに、電流指令値補正値ｄＶが負に増加してゆき、これに伴ってｄ軸電流指令値ｉｄ＊が負にさらに増加してゆく。ｄ軸電流ｉｄはｄ軸電流指令値ｉｄ＊に追従して負に増加してゆき、弱め磁束制御が所望に機能し、変調率ＰＭＦは１．０に限りなく近い値に維持されていることが分かる。即ち、電動機６の端子電圧が一定に維持されている。
トルク指令値Ｔ＊は、電動機６を定出力運転するために回転数に反比例して絞っているが、電動機６のトルクＴは、トルク指令値Ｔ＊に追従して安定に加速していることが分かる。
時間１．８（ｓ）付近でトルク指令値Ｔ＊をゼロに絞り、インバータ２を停止（ゲート信号Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚを全てオフ）させた後、時間２．０（ｓ）付近で力行運転の再立ち上げを実施し、時間２．５（ｓ）付近まで力行運転しているが、これらの一連の動作中もトルクＴはトルク指令値Ｔ＊に一致していることから正常に動作していることが分かる。
また、変調率ＰＭＦに応じてパルスモードを切り替える構成としているので、トルク指令値Ｔ＊を絞る過程、再立ち上げの過程で変調率ＰＭＦが１．０より小さくなると、パルスモードは同期３パルスＰＷＭモードに自動的に切り替わっていることが同期３パルスＰＷＭモードフラグ、同期１パルスモードフラグにより分かる。
さらに、時間２．２（ｓ）〜２．３（ｓ）付近でトルク指令値Ｔ＊が回転速度に対して大きくなり、理論的に電動機６の弱め磁束制御が成立しない領域となり、電流指令値補正値ｄＶによりｄ軸電流指令値ｉｄ＊を負に補正しても、インバータ出力電圧指令値ベクトルの大きさをインバータが出力可能な最大電圧以下とすることが不可能となるが、電流指令値補正値ｄＶは変調率ＰＭＦと偏差上限設定値ＬＩＭＨとゲインＫとで決まる一定値（−１５０Ａ）で制限され過大になることはないことが分かる。
時間２．７（ｓ）付近でトルク指令値Ｔ＊を負とし、回生運転にて立ち上げを行っている。時間３．２（ｓ）付近で一旦トルク指令値Ｔ＊をゼロとし、インバータ２を停止（ゲート信号Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚを全てオフ）させてから時間３．４（ｓ）付近で再立ち上げを実施している。これらの一連の動作中も電動機６のトルクＴはトルク指令値Ｔ＊に一致していることから正常に動作していることが分かる。
また、トルク指令値Ｔ＊の立ち上げ過程、絞り過程においては変調率ＰＭＦが１．０より小さくなるのでパルスモードは自動的に同期３パルスＰＷＭモードに切り替わり、変調率ＰＭＦが１．０に達した段階で同期１パルスモードが自動的に選択されていることが分かる。
時間３．４（ｓ）付近以降は、連続して回生運転を行っているが、時間４．２（ｓ）付近までは電流指令値補正値ｄＶによりｄ軸電流指令値ｉｄ＊が負に調整され、弱め磁束制御が正常に動作している。
時間４．２（ｓ）付近以降は、電動機６の回転数の減少により電動機端子電圧が低下してくるため変調率ＰＭＦが１．０より小さくなり、電流指令値補正値ｄＶは自動的にゼロとなる。同時にパルスモードは同期３パルスＰＷＭモードが選択され、時間４．５（ｓ）付近で変調率ＰＭＦがさらに低下すると多パルスＰＷＭモードに切り替わり、同時に制御モード１が選択される。
このように、弱め磁束運転領域においても、安定に動作が可能であり、弱め磁束運転領域とそれ以外の領域との遷移も安定して行われていることが分かる。さらに、制御モードの遷移、パルスモードの遷移も安定して行われていることが分かる。
以上に示したとおり、本発明は、電動機６の低速域から高速域まで、インバータ２のパルスモードと制御モードを切り替えながら安定に遷移でき、高速域においては従来例よりも簡単な構成でインバータ２の出力電圧を最大化できる１パルスモードにて安定に弱め磁束運転が可能な永久磁石同期電動機のベクトル制御装置を提供することが可能である。
パルスモードと制御モードの切替は、変調率ではなく、電圧指令値、モータ周波数、インバータ周波数、車両速度などに基づいて行ってもよい。
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能である。
さらに、本明細書では、電気車の制御装置へ適用した場合で発明内容の説明しているが、適用分野はこれに限られるものではなく、電気自動車、エレベータ等、種々の関連分野への応用が可能である。
この発明に係る永久磁石同期電動機のベクトル制御装置は、久磁石同期電動機を駆動するインバータの交流電流を指令値に一致するように制御する永久磁石同期電動機のベクトル制御装置であって、前記永久磁石同期電動機の基準位相角を生成する基準位相角演算部と、与えられたトルク指令値から電流指令値を生成する電流指令値生成部と、前記電流指令値と前記永久磁石同期電動機の電流との電流誤差を増幅して出力する電流制御部と、前記永久磁石同期電動機の電動機定数と前記電流指令値とからフィードフォワード電圧を演算する非干渉電圧演算部と、前記電流誤差と前記フィードフォワード電圧の和である電圧指令値と前記インバータの直流電圧とを入力とし、前記インバータの変調率を出力する変調率演算部と、前記電圧指令値と前記基準位相角とを入力とし前記インバータの制御位相角を出力する制御位相角演算部と、前記変調率と前記制御位相角とから前記インバータのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記変調率に基づいて算出した電流指令値補正値により前記電流指令値を補正する電流指令値補正部を備え、前記電流指令値補正部は、前記変調率と所定の変調率設定値との差を所定の係数倍し、かつ時間遅れ要素を介した値を前記電流指令値補正値とすることを特徴とするものである。
この発明に係る永久磁石同期電動機のベクトル制御装置は、永久磁石同期電動機を駆動するインバータの交流電流を指令値に一致するように制御する永久磁石同期電動機のベクトル制御装置であって、前記永久磁石同期電動機の基準位相角を生成する基準位相角演算部と、与えられたトルク指令値から電流指令値を生成する電流指令値生成部と、前記電流指令値と前記永久磁石同期電動機の電流との電流誤差を増幅して出力する電流制御部と、前記永久磁石同期電動機の電動機定数と前記電流指令値とからフィードフォワード電圧を演算する非干渉電圧演算部と、前記電流誤差と前記フィードフォワード電圧の和である電圧指令値と前記インバータの直流電圧とを入力とし、前記インバータの変調率を出力する変調率演算部と、前記電圧指令値と前記基準位相角とを入力とし前記インバータの制御位相角を出力する制御位相角演算部と、前記変調率と前記制御位相角とから前記インバータのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記変調率に基づいて算出した電流指令値補正値により前記電流指令値を補正する電流指令値補正部を備え、前記電流指令値補正部は、前記変調率と所定の変調率設定値との差を所定の係数倍し、かつ時間遅れ要素を介した値を前記電流指令値補正値とすることを特徴とするものなので、高速域において１パルスモードで安定な弱め磁束制御を簡単な構成で実現できるという効果が有る。

Claims (16)

  1. 永久磁石同期電動機を駆動するインバータの交流電流を指令値に一致するように制御する永久磁石同期電動機のベクトル制御装置であって、
    前記永久磁石同期電動機の基準位相角を生成する基準位相角演算部と、
    与えられたトルク指令値から電流指令値を生成する電流指令値生成部と、
    前記電流指令値と前記永久磁石同期電動機の電流との電流誤差を増幅して出力する電流制御部と、
    前記永久磁石同期電動機の電動機定数と前記電流指令値とからフィードフォワード電圧を演算する非干渉電圧演算部と、
    前記電流誤差と前記フィードフォワード電圧の和である電圧指令値と前記インバータの直流電圧とを入力とし、前記インバータの変調率を出力する変調率演算部と、
    前記電圧指令値と前記基準位相角とを入力とし前記インバータの制御位相角を出力する制御位相角演算部と、
    前記変調率と前記制御位相角とから前記インバータのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
    前記変調率に基づいて算出した電流指令値補正値により前記電流指令値を補正する電流指令値補正部を備えた永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。
  2. 前記電流指令値補正部は、前記変調率と所定の変調率設定値との差に基づいて前記電流指令値補正値を演算することを特徴とする請求項１に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。
  3. 前記電流指令値補正部は、前記変調率と所定の変調率設定値との差を所定の係数倍し、かつ時間遅れ要素を介した値を前記電流指令値補正値とすることを特徴とする請求項１に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。
  4. 前記電流指令値補正部は、前記変調率と所定の変調率設定値との差を偏差上限設定値以下かつ偏差下限設定値以上の範囲に制限して、所定の係数倍し、かつ時間遅れ要素を介した値を前記電流指令値補正値とすることを特徴とする請求項１に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。
  5. 前記変調率は、前記インバータの線間電圧基本波成分が最大となる矩形波出力時に１となるよう定義された値であることを特徴とする請求項１に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。
  6. 前記変調率設定値を、前記インバータの線間電圧基本波成分が最大となる矩形波出力時の前記変調率とすることを特徴とする請求項２〜請求項４の何れかに記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。
  7. 前記偏差上限設定値はゼロより大きく、前記偏差下限設定値はゼロ以下であることを特徴とする請求項４に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。
  8. 前記偏差上限設定値は、前記永久磁石同期電動機を前記インバータの直流電圧の変動範囲で前記トルク指令値を発生させるのに必要な弱め磁束電流の最大値に基づいて設定されることを特徴とする請求項４に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。
  9. 前記ＰＷＭ信号生成部は、前記変調率に応じて前記インバータのパルスモードを変更することを特徴とする請求項１に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。
  10. 前記ＰＷＭ信号生成部は、前記変調率に応じてキャリア信号をゼロに固定することができることを特徴とする請求項１に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。
  11. 前記電流指令値と前記永久磁石同期電動機の電流とから演算した制御位相角補正値に基づいて前記制御位相角を補正する定数誤差補正部をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。
  12. ベクトル制御を直交するｄ軸とｑ軸とによる回転座標系で演算し、前記電流指令値のｄ軸成分の２乗とｑ軸成分の２乗の和と、前記永久磁石同期電動機の前記電流のｄ軸成分の２乗とｑ軸成分の２乗の和とに基づいて前記制御位相角補正値を演算することを特徴とする請求項１１に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。
  13. 前記定数誤差補正部は、所定の信号に基づいて演算するかどうかを決めることを特徴とする請求項１１に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。
  14. 前記所定の信号は、前記変調率であることを特徴とする請求項１３に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。
  15. 前記電流制御部は、所定の信号に基づいて演算するかどうかを決めることを特徴とする請求項１に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。
  16. 前記所定の信号は、前記変調率であることを特徴とする請求項１５に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。
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