JPH1127996A - Ａｃモータ用電流ベクトル制御方法およびａｃモータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 回転磁束の指令電流Ｉdf^* が温度に敏感なモ
ータのパラメータの変動に依存することのない、従来方
法より演算量を減らすことのできるＡＣモータの弱め磁
束制御部を含んだＡＣモータ用電流ベクトル制御方法を
提供する。 【解決手段】 ＡＣモータ用電流ベクトル制御装置１０
内に備えた弱め磁束制御部３０が、ｑ軸指令電圧Ｖq ^*
を入力し、当該ｑ軸指令電圧絶対値｜Ｖq ^* ｜を計算し
て、ｑ軸電圧最大値Ｖq Limit から当該ｑ軸指令電圧絶
対値｜Ｖq ^* ｜を引いて電圧誤差ΔＶq ^* を演算し（３
０８）、当該電圧誤差ΔＶq ^* を比例積分して磁束指令
電流Ｉdf^* を演算し（３０９）、当該磁束指令電流Ｉdf
^* をあらかじめ設定した磁束電流下限値まで制限する演
算をし（３１０）、ｄ軸指令電流Ｉdx^* に前記磁束指令
電流Ｉdf^* を加算して（１０４）新たなｄ軸指令電流Ｉ
d ^*とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、産業用ロボットや
工作機械に適用するＡＣモータ用電流ベクトル制御方法
およびこれを備えたＡＣモータ駆動装置に関するもの
で、特にその弱め磁束制御に関する。

【０００２】

【従来の技術】まず、本発明が取り扱う電圧の変調率
（Modulation Index：Ｍi)について説明する。Ｖ^* を指
令電圧、Ｖt を三角搬送波電圧とすると、指令電圧振幅
値｜Ｖ^* ｜は式（１）となる。

【０００３】

【数１】

【０００４】ここで、Ｖq ^* はｑ軸の指令電圧、Ｖd ^*
はｄ軸の指令電圧である。変調率Ｍi は、式（２）で示
すように、指令電圧振幅値｜Ｖ^* ｜と三角搬送波電圧振
幅値｜Ｖt ｜の比で定義される。

【０００５】

【数２】

【０００６】一般に変調率Ｍi を１未満と１以上に分け
て、 変調率Ｍi が１未満（Ｍi ＜１）の場合は一定トルク
制御区間、 それに反して変調率Ｍi が１以上（Ｍｉ≧１）の場合
は一定パワー制御区間と言っている。変調率が１未満の
一定トルク制御区間では望ましいトルク性能が得られる
ので、制御上何ら問題が起こらない。しかしながら、変
調率が１以上の一定パワー制御区間では速度−トルク特
性が落ちる傾向を見せている。言い替えれば、モータの
速度が増加するに従って一定トルクを保つことが出来な
い。そこで、変調率が１以上の場合には速度−トルク特
性を改善する必要がある。従来、電圧飽和処理をしたＡ
Ｃモータ用電流ベクトル制御方法としては、特開平６−
１５３５６９号公報に記載のような発明があった。これ
は、ｄ−ｑ変換を利用して電流を制御する方法（電流ベ
クトル制御）において、指令電圧が飽和したとき位相の
ずれが生じないように配慮したもので、電流ループ処理
で算出される各電圧指令の合成ベクトルがクランプ値を
超えると、その合成ベクトルと同一位相で大きさがクラ
ンプ値のベクトルのｄ相、ｑ相成分をｄ相、ｑ相の電圧
指令とするものである。 しかしながら、このような電
圧飽和処理を施すだけでは、速度増加に対して一定トル
ク制御区間を伸ばせるようにするには限界があった。そ
こで、電圧飽和の場合に永久磁石の磁束特性を用いて磁
束へ強制的に回転磁束電流を流し、回転磁束を弱めさせ
る制御をすることにより、速度増加に対して一定トルク
制御区間を伸ばせるようにする弱め磁束制御が採用され
ている。図７は、このような弱め磁束制御を採用した速
度−トルク特性を改善する従来のＡＣサーボモータ駆動
装置を示している。同図において、１１はＡＣサーボモ
ータ、１２はＡＣサーボモータの軸に取り付けられた位
置センサであるエンコーダ、１３は３相交流の電流セン
サ、１４はＰＷＭインバータ装置、１５はインバータの
直流電源、１６は３相指令電圧と比較する三角搬送波電
圧、１０は弱め磁束制御部を含んだ電流ベクトル制御部
である。ベクトル制御部１０の構成は次のようになって
いる。まず、図８のようにＡＣサーボモータの回転子
（ロータ）上の永久磁石が作り出す回転磁束と同期した
回転座標系において永久磁束と同一方向をｄ軸、これに
直交する方向をｑ軸とするベクトル（ｄ−ｑ）座標系を
考慮する。図７の電流ベクトル制御部１０において、３
相−２相座標変換演算手段１０１は３相交流検出電流の
Ｉa 、Ｉb 、Ｉc を２相直流検出電流Ｉd 、Ｉq に演算
し、電気角−回転速度演算手段１０２は位置センサによ
って検出された電気角θe を回転速度ωe に演算するも
のである。弱め磁束制御構成部１０３は、この電気角−
回転速度演算手段１０２によって演算された回転速度ω
e と指令電圧振幅値｜Ｖ^* ｜とモータパラメータから磁
束指令電流Ｉdf^* を演算して、演算手段１０４はこの磁
束指令電流Ｉdf^* をｄ軸指令電流Ｉdx^* に加える。比例
積分制御器１０５は、ｄ−ｑ軸の検出電流Ｉd 、Ｉq が
ｄ−ｑ軸の指令電流Ｉd ^* 、Ｉq ^*に追従させるように
調整を行なう。２相−３相座標変換演算手段１０６は、
この比例積分制御器１０５から生成されたｑ軸とｄ軸の
指令電圧Ｖq ^* 、Ｖd ^* を３相指令電圧Ｖa ^* 、Ｖb
^* 、Ｖc ^* に演算する。指令電圧振幅値｜Ｖ^* ｜は式
（１）を用いて指令電圧Ｖq ^* 、Ｖd ^* から演算する。
そして演算した結果、この指令電圧振幅値｜Ｖ^* ｜が図
９のベクトル円（最大電圧Ｖlimit)の中に入っている時
（同図のＡ点）は、変調率が１未満の飽和状態でない指
令電圧なので、ｄ軸指令電流をゼロで制御し、速度に対
し一定トルク制御ができる。しかしながら、指令電圧振
幅値｜Ｖ^* ｜がベクトル円を超えている（同図のＢ点に
ある）時は変調率が１以上の電圧飽和状態に至って一定
トルク制御特性を崩して、その制御は一定トルク区間か
ら一定パワー区間に移る。永久磁石の磁束特性を用いて
磁束へ強制的に回転磁束電流を流し、回転磁束を弱めさ
せることにより、速度増加に対して一定トルク制御区間
を伸ばせるようになる。このような制御を一般に「界磁
弱め制御」（Flux Weakening Control) とか「弱め磁束
制御」と言っている。従来の弱め磁束制御方法には２通
りあった。その１つは図７のブロック１０３に示すよう
に、回転速度ωe とモータパラメータと指令電圧振幅値
｜Ｖ^* ｜の情報に基づき、永久磁石の磁束を弱めるよう
に回転磁束の指令電流Ｉdf^* の演算を行なうものである
（以後、この弱め磁束制御の仕方を「従来第１方法」と
称する。）。しかしながら、従来第１方法においてはそ
こで利用するモータパラメータが温度変化に敏感なので
（パラメータの変動により）弱め磁束制御のローバース
ト性を失うという欠点があった。この問題点を改善した
のが従来第２方法である。この従来第２方法は、図１０
のブロック５０で示すように、まず計算手段５０１にお
いて式（１）を用いて指令電圧Ｖq ^* 、Ｖd ^* から指令
電圧振幅値｜Ｖ^* ｜を計算し、減算器５０２で最大電圧
Ｖlimit から指令電圧振幅値｜Ｖ^* ｜を引いて電圧誤差
ΔＶ^* を計算し、弱め磁束制御用比例積分制御器５０３
で磁束指令電流Ｉdf^* を計算し、さらに磁束電流リミッ
タ５０４を通して最終の磁束電流Ｉdf^* を計算し、その
磁束指令電流Ｉdf^* をｄ軸指令電流Ｉdx^* に加える手段
１０４で弱め界磁制御を行なうものである。従来第２の
方法は、雑誌「IEEE Transaction on IndustrialApp
lications, Vol. 33, No. 1, pp.43 - 48, January/F
ebruary 1997」に発表されたものである。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、一定パ
ワー制御区間において回転磁束の指令電流Ｉdf^* を求め
る演算をする場合、従来第１方法の弱め磁束制御方法の
ような、速度ωe とモータパラメータと指令電圧振幅値
｜Ｖ^* ｜の三つの情報を利用する方法では、モータパラ
メータは温度に敏感して変動が起きるので弱め磁束制御
のローバースト性を失う問題点があった。そして、この
ローバースト性の問題点を改善した従来第２方法の弱め
磁束制御方法にも次のような問題点があった。それは、 指令電圧振幅値｜Ｖ^* ｜を計算するために式（１）
の演算量が必要とされること、 弱め磁束制御用比例積分制御器の積分項の処理に対
する対策がないこと、 低速度領域で弱め磁束制御を防ぐ対策方法がないこ
と、 磁束電流下限値を設定する演算手段がないこと、 電圧飽和領域において飽和電圧を処理する方法がは
っきり言及されていないこと、などの問題点である。 そこで、本発明は、このような回転磁束の指令電流Ｉdf
^* が温度に敏感なモータのパラメータの変動に依存する
ことのない、従来第２方法よりもっと簡単にするために
演算量を減らすことができるように、従来第２方法の弱
め磁束制御用比例積分制御器の積分項を処理する方法
と、低速度領域において弱め磁束制御を防ぐ方法と、磁
束電流下限値Ｉdf limitを計算する手段と、を用いるＡ
Ｃモータ用電流ベクトル制御方法を提供し、さらにこれ
に最適な電圧飽和処理方法を付加して速度対トルク電流
特性の一層よいＡＣモータ駆動装置を提供するものであ
る。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記問題を解決するた
め、本発明は請求項１記載の発明によると、弱め磁束制
御部を含んだＡＣモータ用電流ベクトル制御方法におい
て、該弱め磁束制御部が、ｑ軸指令電圧を入力し、当該
ｑ軸指令電圧絶対値を計算して、ｑ軸電圧最大値から当
該ｑ軸指令電圧絶対値を引いて電圧誤差を演算し、当該
電圧誤差を比例積分して磁束指令電流を演算し、当該磁
束指令電流をあらかじめ設定した磁束電流下限値まで制
限する演算をし、ｄ軸指令電流に前記磁束指令電流を加
算して新たなｄ軸指令電流とすること、を特徴とするも
のである。また、請求項２記載の発明によると、前記Ａ
Ｃモータ用電流ベクトル制御方法において、前記弱め磁
束制御部はロータの回転速度とｑ軸指令電圧とがそれぞ
れあらかじめ設定した値（ωr limit とＶq limit ）を
超えたときに動作するようにしたことを特徴とするもの
である。さらに、請求項３記載の発明によると、ＡＣモ
ータ駆動装置が請求項１又は２記載の電流ベクトル制御
方法と、電圧飽和処理手段と、を備えたことを特徴とす
るものである。そして、請求項４記載の発明によると、
前記ＡＣモータ駆動装置において、前記電圧飽和処理手
段は３相個別電圧飽和処理手段であることを特徴とする
ものである。上記のように構成することにより、本発明
による弱め磁束制御装置は、あらかじめ設定した速度以
上とｑ軸電圧最大値以上との条件で、ｑ軸電圧最大値か
らｑ軸指令電圧絶対値を引いて電圧誤差ΔＶq ^* を演算
し、前記電圧誤差ΔＶq ^* に弱め磁束制御用比例積分計
算をして磁束指令電流Ｉdf^* を演算し、前記磁束電流下
限値まで制限する演算をし、ｄ軸指令電流に前記磁束指
令電流を加算して新たなｄ軸指令電流とするものであ
り、また、前記のあらかじめ設定した速度以下では、前
記磁束指令電流をゼロとし、前記比例積分構成部の積分
値をゼロにリセットする計算を行うようにするものであ
るので、回転磁束の指令電流Ｉdf^* が温度に敏感なモー
タのパラメータの変動に依存することのない、従来第２
方法よりもっと簡単にするために演算量を減らすことが
できるようになる。そしてさらに、３相個別電圧飽和処
理手段を備えることにより最適な電圧飽和処理をするこ
とができ、速度に対してトルク電流特性の一層よいＡＣ
モータ駆動装置が得られる。

【０００９】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て詳細に説明する。図１は回転磁束を減ずるため永久磁
石の磁束へ流す磁束指令電流Ｉdf^* を計算するために、
最小限情報として回転速度ωr とｑ軸指令電圧Ｖq ^* に
基づく本発明の弱め磁束制御に関する電流ベクトル制御
構成図である。まず、ロータ回転速度限界判断器３０１
はロータの低速領域で弱め磁束制御することを防ぐため
のもので、設定速度限界値の以下の場合は０を、設定速
度限界値の以上の場合は１を出力する機能を持ってい
る。ｑ軸指令電圧判断器３０２は最大電圧Ｖq limit と
ｑ軸指令電圧Ｖq ^* とを比較し、ｑ軸指令電圧Ｖq ^* が
最大電圧Ｖq limit 以上の場合は弱め磁束制御を行なう
条件として判断値１を出力する。ＡＮＤゲート３０３は
ロータ回転速度限界判断器３０１とｑ軸指令電圧限界判
断器３０２の信号値からアンドを演算し、その演算結果
値（０あるいは１）をスイッチ３０４とスイッチ３０５
の可動接点に与え、可動接点は０の場合は固定接点０側
に、１の場合は固定接点１側に切り変わる。したがっ
て、ＡＮＤゲート３０３の演算結果値が１である場合
は、スイッチ３０４とスイッチ３０５の可動接点は固定
接点１側に切り変わるから、スイッチ３０５側にある絶
対値計算手段312 ではｑ軸指令電圧Ｖq ^* を入力してｑ
軸指令電圧絶対値｜Ｖq ^* ｜を計算し、減算器３０８で
はｑ軸最大電圧Ｖq limit からｑ軸指令電圧絶対値｜Ｖ
q ^*｜を引く減算が行われ、電圧誤差ΔＶq ^* が得られ
る。弱め磁束制御用比例積分器３０９では回転磁束指令
電流Ｉdf^* を演算し、さらに磁束電流リミッタ３１０を
通して最終の回転磁束電流Ｉdf^* を演算し、その磁束指
令電流Ｉdf^* を加算器１０４でｄ軸指令電流Ｉdx^* に加
え新たなｄ軸指令電流Ｉd ^* を得る。この新たなｄ軸指
令電流Ｉd ^* は次にｄ軸の検出電流Ｉd と減算され、そ
の差がｄ軸電流制御用比例積分制御器１０５ｂに与えら
れ、ｄ軸指令電圧Ｖd ^* が演算される。しかし、ＡＮＤ
ゲート３０３の演算結果値が０である場合は、スイッチ
３０４とスイッチ３０５の可動接点は固定接点０側に切
り変わるから、スイッチ３０５側では回転磁束の指令電
流Ｉdf^* を常にゼロ（zero) で制御する手段と、弱め磁
束制御用比例積分器３０９にある弱め磁束制御用積分器
３０７の積分値を積分値リセット手段３１１（点線部）
でゼロにリセットする制御を行なう。 一方、ｑ軸指令
電流Ｉqx^* はｑ軸の検出電流Ｉq と減算され、その差が
ｑ軸電流制御用比例積分制御器１０５ａに与えられ、ｑ
軸指令電圧Ｖq ^* が演算される。このようにして得られ
たこれらのｑ軸指令電圧Ｖq ^* とｄ軸指令電圧Ｖd ^* は
２相−３相座標変換計算手段１０６にて３相座標におけ
るａ軸、ｂ軸、ｃ軸のそれぞれの指令電圧Ｖa ^* 、Ｖb
^* 、Ｖc ^* に変換され、従来は図７に示すようにそのま
まＰＷＭインバータ１４に与えられていた。本発明によ
れば、指令電圧Ｖa ^* 、Ｖb ^* 、Ｖc ^* をそのまま無条
件でＰＷＭインバータ１４に与えるのではなくて、変調
率が１以上の場合はさらに電圧飽和処理をしたあとの指
令電圧をＰＷＭインバータ１４に与えるようにするもの
である。その理由は、ＰＷＭインバータは一般に変調率
が１以上の場合は非線形ゲインの特性を持つ式を用いて
インバータゲインＧ_inv を決めているために、非線形領
域においては電圧飽和により電圧損失が起きるので、ト
ルク電流が非線形関数で下がり、全体システムの特性が
落ちる。その結果、速度とトルク特性（ＴＮカーブ）に
も悪影響を及ぼしたからである。電圧飽和処理手段とし
ては、電流制御用比例積分器１０５と２相−３相座標変
換計算手段１０６との間に示すような電圧飽和処理手段
７０を挿入するものと、２相−３相座標変換計算手段１
０６とＰＷＭインバータ１４との間に示すような電圧飽
和処理手段８０を挿入するものとがある。図３（ａ）の
電圧飽和処理装置７０は、ｄ−ｑ座標系において位相を
変えずに２相指令電圧（Ｖq ^* とＶd ^* ) をリミット
（縮小）する方法を採用するもので、指令電圧−限界電
圧判断器７０１を備えており、まず式（１）を用いて指
令電圧振幅値を計算することと、ｑ軸指令電圧Ｖq ^* と
ｄ軸指令電圧Ｖd ^* から式（３）を用いて指令電圧のベ
クトル位相θを計算することを行なう。変調率が１未満
のときは指令電圧振幅値とベクトル位相を変えずにその
ままの指令電圧（Ｖq ^* とＶd ^* ) を出力し、それを２
相−３相座標変換計算手段１０６に与え、変調率１以上
の場合はベクトル位相を変えずに指令電圧振幅値だけを
電圧最大値に縮小し、求めた新たな指令電圧Ｖ^* ' （｜
Ｖ^* ' ｜、θ）から式（４）を用いてｑ軸指令電圧Ｖq
^* ' とｄ軸指令電圧Ｖd ^* ' を計算し、それを２相−３
相座標変換計算手段１０６に与えるものである（以後、
「タイプＩ」と言う。）。

【００１０】

【数３】

【００１１】

【数４】

【００１２】また、図３（ｂ）の電圧飽和処理装置８０
は、２相指令電圧を３相の電圧に変換した後、３相指令
電圧（Ｖa ^* 、Ｖb ^* 、Ｖc ^* ）を個別的にリミットす
る方法を採用する３相個別電圧飽和処理手段と呼ばれる
もので、各相用に指令電圧−限界電圧判断器８０１、８
０２、８０３をそれぞれ備えており、変調率が１未満の
ときは各相そのままの指令電圧（Ｖa ^* 、Ｖb ^* 、Ｖc
^* ）をＰＷＭインバータ１４に与え、変調率が１以上の
ときは各相指令電圧を個別的にリミットした値（Ｖa
^* ' 、Ｖb ^* ' 、Ｖc ^* ' ）をＰＷＭインバータ１４
に与えるものである（以後、「タイプII」と言う。）。
そこで、電圧飽和領域において速度−トルク特性を良く
するために指令電圧を有効に利用する電圧飽和処理方法
としてはタイプＩとタイプIIとどちらがよいかをロータ
速度対トルク電流の特性をシミュレーション解析した結
果、図４のような線図が得られた。その結果、３相個別
の電圧飽和処理方法であるタイプIIをここでは採用する
ことにした。このようにして、本発明による弱め磁束制
御はタイプIIの電圧飽和処理方法と組合せることによっ
て、ｑ軸指令電圧Ｖq ^* は弱め磁束制御に反映されるこ
とになりしたがって式（１）で演算された指令電圧振幅
値｜Ｖ^* ｜を使わなくてもよくなるので従来第２方法よ
りもいっそう簡単となる。もちろん、従来第１方法のよ
うな温度変化に敏感なモータパラメータの情報を使わな
いのでローバスト性が一段と向上する。

【００１３】

【数５】

【００１４】

【数６】

【００１５】式（５）と式（６）の永久磁石ＡＣモータ
のモデル式において、速度の増加にしたがって指令電圧
が飽和状態になるとモータモデル式は抵抗成分を無視
し、または定常状態速度では微分項も無視できるので、
モータモデルは式（７）と式（８）のようになる。

【００１６】

【数７】

【００１７】

【数８】

【００１８】

【数９】

【００１９】式（７）、（８）、（９）から式（１０）
が求められる。

【００２０】

【数１０】

【００２１】式（１０）の電圧Ｖの代わりに最大電圧Ｖ
limit を代入すると式（１１）が得られる。

【００２２】

【数１１】

【００２３】ここで、Ｘd はωe Ｌd 、Ｘq はωe Ｌq
である。この式を用いて与えられた速度と最大電圧との
条件でｄ軸電流Ｉd （磁束電流Ｉdf）とｑ軸トルク電流
Ｉq との関係カーブを図２で示している。同図の関係か
ら、与えられた条件（速度と最大電圧）で定格トルク電
流に対して回転磁束の指令電流Ｉdf^* をどのくらい限界
まで流すことが出来るかを決めることができる。例え
ば、図２において、速度７５００［rpm ］と電圧２５０
［Ｖ］と定格トルク電流５［Ａ］の条件では磁束電流Ｉ
df^* を最大約−２. ８［Ａ］まで流せることがわかる。
そして、指令磁束電流の制限器３１０の磁束電流下限値
Ｉdf limitをあらかじめ設定する。次に、シミュレーシ
ョンによる結果を図４を使って以下に説明する。図４に
おいて、 タイプＩと弱め磁束制御なしの方法（パターン
Ｉ）、 タイプIIと弱め磁束制御なしの方法（パターンI
I）、 本発明の方法（タイプIIと本発明の弱め磁束制御） の各ロータ速度とトルク電流の関係（ＴＮカーブ）のシ
ミュレーション解析結果が示されている。図４のパター
ンＩは、ロータ速度は４５００［rpm ］以上で電圧飽和
状態（速度の増加「横軸」に対してトルク電流「縦
軸」）に至ることを示し、同パターンはトルク電流特性
が急に落ちる傾向を見せている。また、パターンIIは、
パターンＩより電圧飽和状態に至ってもある程度（速度
の約５４００［rpm ］まで）トルク電流特性が伸びてい
ることが分かる。これらに対して、タイプIIと本発明の
弱め磁束制御との組合せたものは、トルク電流特性がか
なり伸びている（速度の約７７５０［rpm ］まで）こと
が読み取れる。図５はパターンIIと本発明の弱め磁束制
御の組合せで行なったシミュレーション波形である。図
５（ａ）は時間対ロータ速度波形図、図５（ｂ）は時間
対トルク電流と磁束電流波形図、図５（ｃ）は時間対変
調率波形図を示している。図５（ｂ）において点Ｏの時
点（２８. ７５［ms］) は本発明の弱め磁束制御を行な
うことを示している。すなわち、磁束電流を永久磁石の
回転磁束へ強制的に流し、図２により求めた磁束電流下
限値Ｉdf limitまで制限するものである。点Ｐの時点
（４４. ６５［ms］）は磁束電流の最大制限を示してい
る。図５（ｃ）において、変調率が１以上の電圧飽和状
態は０．０２６秒（２６. ３［ms］）の時点に発生し、
本発明の制御方法による変調率１以上の変調率波形を示
している。また、その時のロータ速度波形を図５（ａ）
で示している。図５（ａ）の波形によると本発明の制御
方法は速度に対してトルク電流特性をかなり改善し、速
度４５００［rpm ］から速度７７５０［rpm ］まで拡張
していることがわかる。図６はパターンIIと本発明の方
法による実験結果を表した図である。図６（ａ）はタイ
プIIにおいて弱め磁束制御を適用しなかった場合、図６
（ｂ）はタイプIIにおいて本発明による弱め磁束制御を
適用した場合であり、それぞれ、Ａは時間対指令トルク
電流（Ｉq ^* ）線図、Ｂは時間対検出トルク電流（Ｉ
q）線図、Ｃは時間対検出磁束（Ｉd ）線図、Ｄは時間
対回転速度（ωr ）線図である。図６（ａ）において、
指令トルク電流（Ａ線）は２０［ms］の時点で立ち上が
り１［Ａ］のステップ入力になると検出トルク電流（Ｂ
線）も同じく立ち上がり２００［ms］時点から２２０
［ms］時点の間は一定トルク電流値を保っているが、２
２０［ms］時点で検出トルク電流が落ちているのがわか
る。これに対して、図６（ｂ）では２２０［ms］時点
（図中Ｃ線のの矢印で示す箇所）で本発明の弱め磁束
制御が行なわれるため、検出トルク電流（Ｂ線）は２２
０［ms］時点以降も一定トルク電流値を保ち続けている
のがわかる。このように、さらに３相個別電圧飽和処理
手段を備えることにより最適な電圧飽和処理をすること
ができるので、速度に対してトルク電流特性の一層よい
ＡＣモータ駆動装置が得られる。したがって、本発明の
ベストモードは次のような構成のものから成っている。
３相指令電圧を入力してＡＣサーボモータを駆動するＰ
ＷＭ電力変換手段１４と、前記ＡＣサーボモータの３相
電流を検出する３相電流手段１３と、前記ＡＣサーボモ
ータの電気角を検出する電気角検出手段（エンコーダ）
１２と、前記電気角を用い３相検出電流から２相検出電
流への座標変換を計算する３相−２相座標変換計算手段
１０１と、２相指令電流から前記２相検出電流を引いて
電流誤差を演算する電流誤差演算手段（減算器）と、当
該電流誤差から比例積分構成により２相指令電圧を計算
する２相指令電圧計算手段１０５と、前記電気角を用い
前記２相指令電圧から３相指令電圧への座標変換を計算
する２相−３相座標変換計算手段１０６と、弱め磁束制
御に関する磁束電流指令値を演算する弱め磁束制御手段
３０と、を備えたベクトル制御方法と、３相個別電圧飽
和処理手段８０と、を備えたＡＣサーボモータ駆動装置
において、前記弱め磁束制御手段３０は、 Ａ．ロータの回転速度ωr とｑ軸最大電圧値Ｖq limit
とがそれぞれあらかじめ設定した値を超えたとき、 ｑ軸指令電圧Ｖq ^* を入力し、当該ｑ軸指令電圧Ｖ
q ^* からｑ軸指令電圧絶対値｜Ｖq ^* ｜を計算し、 最大電圧Ｖq Limit から当該ｑ軸指令電圧絶対値｜
Ｖq ^* ｜を引いて電圧誤差ΔＶq ^* を演算し、 当該電圧誤差ΔＶq ^* を比例積分して磁束指令電流
Ｉdf^* を演算し、 当該磁束指令電流Ｉdf^* をあらかじめ設定した磁束
電流下限値まで制限する演算をし、 ｄ軸指令電流に前記磁束指令電流を加算して新たな
ｄ軸指令電流とし、 Ｂ．ロータの回転速度ωr とｑ軸最大電圧値Ｖq limit
とがあらかじめ設定した値以下のとき、 前記磁束電流指令値をゼロとし、 前記比例積分構成部の積分値をゼロにリセットする
演算を行なうこと、を特徴としている。 上記のように構成することにより、本発明による弱め磁
束制御装置は、あらかじめ設定した速度以上とｑ軸電圧
最大値以上との条件で、ｑ軸指令電圧Ｖq ^* を入力し、
当該ｑ軸指令電圧Ｖq ^* からｑ軸指令電圧絶対値｜Ｖq
^* ｜を計算し、ｑ軸電圧最大値Ｖq Limit からｑ軸指令
電圧絶対値｜Ｖq ^* ｜を引いて電圧誤差ΔＶq ^* を演算
し、前記電圧誤差ΔＶq ^* に弱め磁束制御用比例積分計
算をして磁束指令電流Ｉdf^* を演算し、前記磁束電流下
限値まで制限する演算をし、ｄ軸指令電流に前記磁束指
令電流を加算して新たなｄ軸指令電流とするものであ
り、また、前記のあらかじめ設定した速度以下またはｑ
軸電圧最大値以下では、前記磁束指令電流をゼロとし、
前記比例積分構成部の積分値をゼロにリセットする計算
を行うようにするものであるので、回転磁束の指令電流
Ｉdf^* が温度に敏感なモータのパラメータの変動に依存
することのない、従来第２方法よりもっと簡単にするた
めに演算量を減らすことができるようになる。そしてさ
らに、３相個別電圧飽和処理手段を備えることにより最
適な電圧飽和処理をすることができ、速度に対してトル
ク電流特性の一層よいＡＣモータ駆動装置が得られる。

【００２４】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によればモー
タパラメータの変動に対するローバースト性な弱め磁束
制御を得ることができ、、式（１）の計算量を減らせる
ことができ、低速領域で弱め磁束制御を防止することが
でき、弱め磁束制御用の積分項の飽和を防ぐことがで
き、磁束電流下限値を計算する手段を提供する弱め磁束
制御で安定した一定トルク特性を電圧飽和領域でも得る
ことができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による弱め磁束制御方法に関する制御ブ
ロック図。

【図２】本発明における速度と電圧との条件で求めるト
ルク電流と磁束電流との関係カーブ図。

【図３】電圧飽和処理ブロック図で、（ａ）はタイプＩ
でＶ^* による電圧リミッタの電圧飽和処理ブロック図、
（ｂ）はタイプIIで３相個別による電圧リミッタの電圧
飽和処理ブロック図。

【図４】本発明と電圧飽和処理（タイプＩ、II）の組合
せによる速度と電流関係のシミュレーション結果を示す
図。

【図５】本発明による各種波形図で、（ａ）は本発明に
よる時間−ロータ速度の波形図、（ｂ）は本発明による
時間−トルク電流Ｉq および磁束電流Ｉdfの波形図、
（ｃ）は本発明による時間−変調率の波形図。

【図６】実験結果として弱め磁束制御による速度とトル
ク電流及び磁束電流の関係を示す波形図で、（ａ）は弱
め磁束制御なしとタイプIIの場合、（ｂ）は本発明の弱
め磁束制御とタイプIIの場合。

【図７】ベクトル制御における従来第１方法によるＡＣ
モータのトルク制御ブロック図。

【図８】ベクトル（ｄ−ｑ）座標系とＡＣモータとの関
係を示す構成図。

【図９】電圧飽和状態でのベクトル制御の基本概念図。

【図１０】従来第２方法の弱め磁束制御方法に関する制
御ブロック図。

【符号の説明】

Ｍｉ 変調率(Modulation Index) ＊ 指令を表す添字 ｜｜ 絶対値を表す添字 ｄ−ｑ ２相座標系 ａ−ｂ−ｃ ３相座標系 Ｖt ３角搬送波電圧 Ｖdc インバータの直流電圧 ｜Ｖ^* ｜、｜Ｖt ｜、｜Ｖq ^* ｜指令電圧と三角搬送波
電圧とｑ軸指令電圧絶対値（振幅値） Ｖq ^* 、Ｖd ^* ２相座標に於いてｑ軸とｄ軸の指令電
圧 Ｖa ^* 、Ｖb ^* 、Ｖc ^* ３相座標に於いてａ軸、ｂ
軸、ｃ軸の指令電圧 Ｖa 、Ｖb 、Ｖc ３相座標に於いてａ軸、ｂ軸、ｃ軸
の検出電圧 Ｉdf^* 磁束指令電流 Ｉdf 検出磁束電流 Ｉq ^* 、Ｉd ^* ２相座標に於いてｑ軸とｄ軸の新たな
指令電流 Ｉqx^* 、Ｉdx^* ２相座標に於いてｑ軸とｄ軸の元の指
令電流 Ｉq 、Ｉd ２相座標に於いてｑ軸とｄ軸の検出電流 Ｉa 、Ｉb 、Ｉc ３相座標に於いてａ軸、ｂ軸、ｃ軸
の検出電流 ΔＩq 、ΔＩd ２相座標に於いてｑ軸とｄ軸の電流誤
差 ΔＶ^* 、ΔＶq ^* 電圧誤差とｑ軸電圧誤差 Ｖlimit 、Ｖq limit 、Ｖabc limit 電圧最大値とｑ
軸電圧最大値と電圧最大値 Ｉq limit 、Ｉdf limit 最大ｑ軸電流と磁束電流下限
値 ｓｗ スイッチ Ｋpf、Ｔif 弱め磁束制御用比例ゲインと積分時定数 θe 、ωr 電気角と回転速度（＝ωe ） ρ、θ ベクトル位相 ＰＩ ＣＯＮＴＲＯＬ 比例積分制御器 ＣＲＰＷＭ 電流レギュレータＰＷＭ １０ デジタル制御構成分 １１ ＡＣモータ １２ 位置センサ（エンコーダ） １３ 三相交流電流センサ １４ ＰＷＭ電力変換装置 １５ 直流電源装置 １６ 三角搬送波電圧 ３０ 本発明の弱め磁束制御部 ４６ インバータゲート信号 ４７ ベクトル制御と電流レギュレータＰＷＭ構成部 ５０ 弱め磁束制御構成部 ６０ トルク電流制限構成部 ７０、８０ 電圧飽和処理装置 １０１ ３相−２相座標変換計算手段 １０２ 微分（Ｓ＝ｄ／ｄｔ） １０３ 磁束指令電流計算手段 １０４ ｄ軸指令電流と磁束指令電流との加算手段 １０５ 比例積分制御器 １０５ａ ｑ軸電流制御用比例積分制御器 １０５ｂ ｄ軸電流制御用比例積分制御器 １０６ ２相−３相座標変換計算手段 ３０１ ロータ回転速度限界判断器 ３０２ ｑ軸指令電圧限界判断器 ３０３ ＡＮＤゲート ３０４、３０５ 弱め磁束制御選択スイッチ ３０６ 数値「０」 ３０７ 弱め磁束制御用積分器 ３０８ ｑ軸最大電圧値とｑ軸指令電圧値絶対値との減
算器 ３０９、５０３ 弱め磁束制御用比例積分器 ３１０、５０４ 磁束指令電流の制限器 ３１１ 積分値のリセット手段 ３１２ ｑ軸指令電圧絶対値計算手段 ５０１ 指令電圧振幅値計算手段 ５０２ 最大電圧値と指令電圧振幅値との減算器 ６０１ 最大トルク電流計算手段 ６０２ トルク電流制限器 ７０１、８０１〜８０３ 指令電圧の限界電圧判断と飽
和処理手段

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】弱め磁束制御部を含んだＡＣモータ用電流
   ベクトル制御方法において、 該弱め磁束制御部が、ｑ軸指令電圧を入力し、当該ｑ軸
   指令電圧絶対値を計算して、ｑ軸電圧最大値から当該ｑ
   軸指令電圧絶対値を引いて電圧誤差を演算し、当該電圧
   誤差を比例積分して磁束指令電流を演算し、当該磁束指
   令電流をあらかじめ設定した磁束電流下限値まで制限す
   る演算をし、ｄ軸指令電流に前記磁束指令電流を加算し
   て新たなｄ軸指令電流とすること、を特徴とするＡＣモ
   ータ用電流ベクトル制御方法。
2. 【請求項２】 前記ＡＣモータ用電流ベクトル制御方法
   において、 前記弱め磁束制御部はロータの回転速度とｑ軸指令電圧
   とがそれぞれあらかじめ設定した値（ωr limit とＶq
   limit ）を超えたときに動作するようにしたことを特徴
   とする請求項１記載のＡＣモータ用電流ベクトル制御方
   法。
3. 【請求項３】 請求項１又は２記載の電流ベクトル制御
   方法と、電圧飽和処理手段と、を備えたことを特徴とす
   るＡＣモータ駆動装置。
4. 【請求項４】 前記ＡＣモータ駆動装置において、 前記電圧飽和処理手段は３相個別電圧飽和処理手段であ
   ることを特徴とする請求項３記載のＡＣモータ駆動装
   置。