CN107615643B

CN107615643B - 电机控制装置和电机控制方法

Info

Publication number: CN107615643B
Application number: CN201580080213.2A
Authority: CN
Inventors: 川村弘道
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2015-05-21
Filing date: 2015-05-21
Publication date: 2018-12-28
Anticipated expiration: 2035-05-21
Also published as: EP3300246A4; KR20170139085A; RU2657868C1; BR112017024856A2; WO2016185601A1; US10897220B2; EP3300246B1; MX361836B; MX2017014505A; KR101901544B1; JP6409966B2; US20180167014A1; JPWO2016185601A1; CA2986558A1; CN107615643A; BR112017024856B1; CA2986558C; EP3300246A1

Abstract

具备：控制起动停止判定部(11)，其输入有对电机(5)的起动以及停止进行控制的起动停止请求信号、和电机(5)的转速信息，将以控制停止、控制起动以及控制开始这3个状态对驱动电压的状态进行切换的状态信号输出；以及驱动电压控制部(12)，在状态信号从控制停止转变为控制起动的状态之后直至转变为控制开始的状态为止的期间，该驱动电压控制部(12)利用PWM信号而使得对电机(5)供给的相电流逐渐增大。

Description

电机控制装置和电机控制方法

技术领域

本发明涉及利用向电机供给的驱动电压而对电机的相电流进行控制的电机控制装置和电机控制方法。

背景技术

当前，对于通过PWM(Pulse Width Modulation)方式控制(下面，称为PWM控制)向电机供给的相电流的电机控制装置，已知如下结构，即，在至少在1相中流动的相电流超过规定值的情况下，判断为电机控制不稳定而中断PWM控制(专利文献1)。对于该专利文献1所公开的方法，在相电流低于规定值时恢复PWM控制。

专利文献1：日本特开平11-252990号公报

发明内容

然而，在专利文献1中，在相电流低于规定值时使PWM控制在瞬间内恢复，因此在刚恢复之后相电流会产生过冲，有时电机扭矩产生振动。

本发明就是鉴于上述问题而提出的，其目的在于提供减弱使PWM控制恢复时的相电流的过冲、并抑制电机扭矩所产生的振动的电机控制装置和电机控制方法。

本发明的一个方式所涉及的电机控制装置具有控制起动停止判定部以及驱动电压控制部。在从停止对电机供给的驱动电压的控制的停止状态向实施控制的开始状态转变的情况下，控制起动停止判定部向停止状态和开始状态之间的起动状态切换。驱动电压控制部在起动状态下以使得相电流与经过时间相应地增大或减小的方式对驱动电压进行控制。

附图说明

图1是表示电动汽车的驱动电源装置1的结构例的图。

图2是表示第1实施方式的电机控制装置10的功能结构例的图。

图3是表示电机控制装置10的状态转变的例子的图。

图4是表示控制起动状态下的栅极控制信号上限值的变化的例子的图。

图5是表示驱动电压控制部12的功能结构例的图。

图6是表示控制停止、控制起动、以及控制开始的各状态下的PWM信号的例子的图。

图7是表示利用电机控制装置10对电机5进行控制的情况下的相电流的变化的例子的图。

图8是表示利用电机控制装置10对电机5进行控制的情况下的相电流的变化的其他例子的图。

图9是表示在起动状态下增大PWM信号的振幅的例子的图。

图10是表示控制起动状态下的栅极控制信号上限值的变化的其他例子的图。

图11是表示控制起动停止判定部11对“控制停止”的状态进行判定的动作流程的一部分的图。

图12是表示控制起动停止判定部11对“控制开始”的状态进行判定的动作流程的一部分的图。

图13是表示第2实施方式的电机控制装置20的功能结构例的图。

图14是表示驱动电压控制部22的功能结构例的图。

图15是表示电压指令值控制部21计算的Vd1*和Vq1*的例子的图。

图16是表示电压指令值控制部21计算的Vd1*和Vq1*的其他例子的图。

图17是表示电压指令值控制部21计算的Vd1*和Vq1*的其他例子的图。

图18是表示利用对比例所涉及的电机控制装置对电机5进行控制的情况下的相电流的变化的例子的图。

具体实施方式

参照附图对实施方式进行说明。在附图的记载中，对相同部分标注相同的标号并将其说明省略。在对第1实施方式的电机控制装置10进行说明之前，对包含第1实施方式的电机控制装置10的电动汽车的驱动电源装置1进行说明。

[电动汽车的驱动电源装置]

图1中示出了包含第1实施方式的电机控制装置10的电动汽车的驱动电源装置1的结构例。驱动电源装置1对三相永磁体型同步电动机(下面称为电机)供给驱动电源电力，该三相永磁体型同步电动机例如对混合动力汽车、电动汽车等电动车辆进行驱动。

驱动电源装置1具有电池2、继电器部3、14、逆变器4、电机5、电容器6、电流传感器7、角度传感器8、电压传感器9、电机控制装置10以及车辆控制装置13。

电池2是由二次电池等构成的直流电源。经由继电器部3而对逆变器4和电容器6供给电池2的直流电压。如果继电器部3导通，则与电池2并联连接的继电器部14开路。通过驾驶员经由后述的车辆控制装置13而操作的钥匙开关的ON/OFF操作(继电器控制信号)而对继电器部3和14的导通进行控制。

逆变器4在电池2和电机5之间进行电力变换。逆变器4将从电池2供给的直流电力变换为3个相电压(U相、V相、W相)，并且将电机5中产生的三相交流电力变换为直流电力。

逆变器4由多个开关元件Tr1～Tr6、多个整流元件D1～D6以及栅极驱动电路41构成。将开关元件Tr1的发射极电极、和开关元件Tr2的集电极连接而构成桥臂电路，其中，所述开关元件Tr1的集电极与电池2的正极连接，所述开关元件Tr2的发射极电极与电池2的负极连接。构成桥臂电路的开关元件Tr1(此后，称为上桥臂)和Tr2(此后，称为下桥臂)的连接点与电机5的省略了图示的U相线圈连接。整流元件D1和D2分别在反向并联的方向上与上桥臂Tr1和下桥臂Tr2连接。

集电极与电池2的正极连接的上桥臂Tr3、Tr5，和集电极与负极连接的下桥臂Tr4、Tr6，与上桥臂Tr1和下桥臂Tr2同样地构成桥臂电路。各桥臂电路的连接点分别与电机5的省略了图示的V相线圈和W相线圈连接。整流元件D3～D6分别在反向并联的方向上与上桥臂Tr3、Tr5、以及下桥臂Tr4、Tr6连接。

基于电机控制装置10输出的PWM信号而生成的栅极控制信号，与构成逆变器4的各开关元件Tr1～Tr6各自的栅极电极分别连接。栅极控制信号GUP与上桥臂Tr1的栅极电极连接。栅极控制信号GUN与下桥臂Tr2的栅极电极连接。同样地，栅极控制信号GVP与上桥臂Tr3的栅极电极连接，栅极控制信号GVN与下桥臂Tr4的栅极电极连接，栅极控制信号GWP与上桥臂Tr5连接，栅极控制信号GWN与下桥臂Tr6连接。

栅极驱动电路41基于从电机控制装置10输入的PWM信号，在规定的定时对上桥臂Tr1、Tr3、Tr5以及下桥臂Tr2、Tr4、Tr6进行ON/OFF控制。进行ON/OFF控制的信号是上述的栅极控制信号GUP、GUN、GVP、GVN、GWP、GWN。规定的定时是指对上下桥臂Tr1～Tr6进行ON/OFF控制的周期(此后，称为载波周期)。

另外，栅极驱动电路41对各上下桥臂的过热异常、过电流异常状态进行检测，将IGBT异常信号输出至电机控制装置10。另外，栅极驱动电路41将来自对电容器6的电压进行检测的电压传感器9的信号，变换为能够由电机控制装置10识别的振幅水平而输出至电机控制装置10，其中，该电容器6使逆变器4的正极和负极之间的电压实现平滑化。

电流传感器7将对在U相、V相、W相的各相线圈中流动的相电流进行测定的电流传感器信号输出至电机控制装置10。此外，根据在各相线圈中流动的相电流的总和为零的关系，无需针对三相全部都设置电流传感器7。

电机控制装置10利用PWM信号而控制对电机5供给的驱动电压。电机控制装置10基于电机5的省略了图示的转子(旋转件)的角度信息、电流传感器信号(Iu、Iv、Iw)、电容器电压信号、控制开始停止信号以及扭矩指令值T*而生成PWM信号。PWM信号是脉冲宽度和振幅与上述的栅极控制信号GUP、GUN、GVP、GVN、GWP、GWN相同的信号。此外，特别是将不需要的情况下的U、V、W的标记省略，此后记作栅极控制信号GP、GN。

控制开始停止信号以及扭矩指令值T*被从车辆控制装置13输入。车辆控制装置13具有CPU、ROM以及RAM，通过钥匙开关的ON操作将控制开始停止信号输出而开始电动车辆的驱动控制。另外，车辆控制装置13基于加速器信号、制动器信号以及挡位信号而对扭矩指令值T*进行计算。

下面，对第1实施方式的电机控制装置10的特征进行详细说明。

(第1实施方式)

参照图2对第1实施方式所涉及的电机控制装置10进行说明。本实施方式的电机控制装置10具有控制起动停止判定部11以及驱动电压控制部12。

控制起动停止判定部11将向电机5供给的驱动电压的状态切换为停止控制的停止状态，另外还切换为实施控制的开始状态、或者起动状态。驱动电压控制部12在“起动状态”下，以使得相电流与经过时间相应地增大或减小的方式对驱动电压进行控制。

此外，控制起动停止判定部11执行第1实施方式所涉及的电机控制方法的控制起动停止判定过程。另外，驱动电压控制部12执行该电机控制方法的驱动电压控制过程。

[控制起动停止判定部]

图3中示出了控制起动停止判定部11所具有的“控制停止α(停止状态)”、“控制开始β(开始状态)”以及“控制起动γ(起动状态)”这3个状态。参照图3的状态转变图对各状态进行说明。

“控制停止α”是指停止逆变器4的控制的状态。“控制停止α”例如是在电动车辆停车的情况下、电机5的转速骤变或相电流产生异常的情况下停止PWM信号的输出的状态。

“控制开始β”是指根据电动车辆行驶的情况下等的扭矩指令值T*而对逆变器4进行控制的状态。“控制开始β”是根据PWM信号而对逆变器4进行控制的状态。

“控制起动γ”是指将“控制停止α”和“控制开始β”之间连接的状态。“控制起动γ”是指利用与“控制开始β”的PWM信号不同的PWM信号对逆变器4进行控制的状态。

从“控制停止α”向“控制开始β”的状态转变在电机5的转速恢复为小于规定值的情况下产生。这是因为，在恢复后的电机5的转速低于规定值的情况下，即使不经由“控制起动γ”，过冲量也减小，因此从“控制停止α”直接向“控制开始β”转变。控制起动停止判定部11在判定为“控制开始β”的情况下将表示“控制开始β”的状态信号输出至驱动电压控制部12。

从“控制开始β”向“控制停止α”的状态转变例如在相电流产生异常的情况下产生。控制起动停止判定部11在判定为“控制停止α”的情况下将表示“控制停止α”的状态信号输出至驱动电压控制部12。

从“控制停止α”向“控制起动γ”的状态转变在电机5的转速恢复为高于规定值的情况下产生。在恢复后的电机5的转速高于规定值的情况下，过冲量变大，因此在从“控制停止α”向“控制开始β”恢复时经由“控制起动γ”而转变。控制起动停止判定部11在判定为“控制起动γ”的情况下，将表示“控制起动γ”的状态的状态信号输出至驱动电压控制部12。

此外，可以基于多种信息而进行从“控制停止α”向“控制起动γ”的状态转变的判定。例如，在重新开始控制时的相电流的变化较大的情况下、电机5的转速大于或等于规定的转速的情况下、逆变器4的开关元件的温度大于或等于阈值的情况下等，基于相电流、转速以及温度等信息而进行。这些信息能够根据电流传感器信号、转子角度信息以及IGBT异常信号而获得。可以分别利用各信息而进行判定，也可以组合多种信息而进行判定。另外，可以基于各信息而从“控制起动γ”向“控制开始β”转变。

从“控制起动γ”向“控制开始β”的状态转变，例如在转变为“控制起动γ”之后的时间经过了规定时间的情况下进行。另外，在使得各上下桥臂Tr1～Tr6置于ON的栅极控制信号GP、GN的上限值(此后，称为栅极控制信号上限值)达到规定值的情况下进行。根据栅极控制信号上限值而决定PWM信号的方式(脉冲宽度、振幅)。

将栅极控制信号上限值从控制起动停止判定部11输出至驱动电压控制部12。图4中示出了栅极控制信号上限值的变化的例子。图4中的横轴为转变为“控制起动γ”之后的经过时间，纵轴为栅极控制信号上限值的例如脉冲宽度。这里，上限值是指与经过时间一一对应、且不具有大于或等于该上限值的大小。

如图4所示，栅极控制信号上限值的脉冲宽度与转变为“控制起动γ”之后的经过时间相应地增大。栅极控制信号上限值的脉冲宽度线性地增大直至例如相当于PWM信号的载波周期的占空比的50％的脉冲宽度(规定值)为止。

[驱动电压控制部]

驱动电压控制部12生成与栅极控制信号上限值相对应的PWM信号。PWM信号是如上所述与栅极控制信号GP、GN的脉冲宽度、振幅相同的信号。因此，电机控制装置10能够利用PWM信号对电机5的相电流的大小进行控制。

此外，可以使驱动电压控制部12具有栅极控制信号上限值。即使这样也能够起到相同的作用。

图5中示出驱动电压控制部12的功能结构例而更详细对其动作进行说明。驱动电压控制部12具有电流指令值计算部120、电流控制部121、d-q/3相变换部122、电压/Duty变换部123、PWM信号生成部124、相位运算部125、转速运算部126、以及3相/d-q变换部127。

电流指令值计算部120利用由车辆控制装置13计算出的扭矩指令值T*以及由转速运算部126进行运算得到的电机5的转速ω，对d轴电流指令值Id*以及q轴电流指令值Iq*进行计算。d轴电流指令值Id*以及q轴电流指令值Iq*是在电流矢量控制法中使用的d轴和q轴的电流值。转速运算部126根据由相位运算部125计算出的旋转相位θ而对电机5的转速ω进行计算。

电流控制部121利用从控制起动停止判定部11输入的状态信号、d轴电流指令值Id*、q轴电流指令值Iq*、以及从3相/d-q变换部127输入的d轴电流Id和q轴电流Iq，对d轴电压指令值Vd*以及q轴电压指令值Vq*进行计算。在“控制开始”的状态下，以使得Id和Iq追随Id*和Iq*的方式对Vd*和Vq*进行计算。即，以使得由电流传感器测定所得的电流追随目标电流的方式决定驱动电压。

另外，在“控制起动”的状态下，将Vd*和Vq*均设为“0”。即，本实施方式的电机控制装置10，使得转变为“控制起动”的状态时对相电流造成的影响最小。

d-q/3相变换部122基于由相位运算部125计算出的旋转相位θ而将由电流控制部121计算出的d轴电压指令值Vd*以及q轴电压指令值Vq*变换为3相交流电压指令值Vu*、Vv*、Vw*。将变换后的3相交流电压指令值Vu*、Vv*、Vw*输出至PWM信号生成部124。相位运算部125基于来自角度传感器8的转子角度信息，对旋转相位θ进行计算。

电压/Duty变换部123基于3相交流电压指令值Vu*、Vv*、Vw*、以及作为电容器6的电压的电容器电压信号，生成3相的对开关元件进行驱动的占空信号Du*、Dv*、Dw*。

PWM信号生成部124基于状态信号、栅极控制信号上限值以及占空信号Du*、Dv*、Dw*，生成对逆变器4进行控制的PWM信号。在该情况下，由栅极控制信号上限值决定PWM信号的脉冲宽度。即，在本实施方式中，PWM信号的方式和栅极控制信号GP、GN的方式相同。在后面的说明中，将输入至上下桥臂Tr1～Tr6的栅极电极的信号称为PWM信号。

[起动状态的PWM信号]

对驱动电压控制部12所进行的使PWM信号变化的动作进行说明。参照“控制停止”、“控制起动”、以及“控制开始”这3种状态下的1相的PWM信号而进行说明。

图6是表示U相的上桥臂Tr1和下桥臂Tr2的PWM信号的图。从上方起示出“控制停止”、“控制起动”、“控制开始”的各状态下的上桥臂Tr1和下桥臂Tr2的PWM信号。横向为时间。

在“控制停止”中，上桥臂Tr1和下桥臂Tr2均为OFF。其他相的上下桥臂也全部都为OFF。即使在该“控制停止”的状态下，在电动车辆例如处于行驶中的情况下，电机5也旋转，因此根据与各相线圈交链的磁通随时间的变化而在电机5产生反电动势。基于该反电动势的相电流经由与上下桥臂分别反向并联连接的整流元件D1～D6而在电池2中流动。在该“控制停止”的状态下，如上所述，电机控制装置10不对电机5进行控制。

另一方面，在“控制开始”时，上桥臂Tr1或下桥臂Tr2的任一者必定变为ON状态。在“控制开始”时，因上下桥臂的任一者必定变为ON，从而进行向电机5供给所需的相电流的控制。

“控制起动”是将“控制停止”和“控制开始”之间连接的状态。在“控制起动”时，上桥臂Tr1和下桥臂Tr2的PWM信号以相电流的上限值与经过时间相应地增大的方式变化。例如，与经过时间相应地逐渐增大PWM信号的脉冲宽度。其结果，能够逐渐增大相电流的振幅的最大值(上限值)。对于其他相也一样。

时刻t3的下桥臂Tr2的ON时间比时刻t2的上桥臂Tr1的ON时间长。另外，时刻t4的上桥臂Tr1的ON时间比时刻t3的下桥臂Tr2的ON时间长。即，PWM信号的脉冲宽度与图4的栅极控制信号上限值的变化相对应地增大。而且，如果PWM信号的脉冲宽度增大至规定值，则状态转变为“控制开始”。

通过设置这样的“控制起动”的状态，从而减弱电机5的相电流的过冲。图7中示出了本实施方式的电机控制装置10中对电机5进行控制的情况下的相电流的模拟结果。图7表示状态按照“控制停止”→“控制起动”→“控制开始”而转变的情况下的相电流和扭矩的时间变化。

如图7所示，“控制起动”的状态的相电流的振幅与经过时间相应地逐渐增大。这样，驱动电压控制部12以使得相电流的振幅的最大值(上限值)逐渐增大的方式控制对电机5供给的驱动电压。

另外，在“控制停止”的状态下的相电流较大的情况下，驱动电压控制部12以使得相电流的振幅的最大值(上限值)与经过时间相应地逐渐减小的方式对驱动电压进行控制。图8中示出了使相电流减小的情况下的模拟结果。

这样，驱动电压控制部12使得相电流的过冲和下冲减弱。相电流的振幅的最大值(上限值)的变化的方式，根据控制起动停止判定部11所输出的栅极控制信号上限值而决定。

如以上说明，根据第1实施方式的电机控制装置10，能够获得下面的作用效果。

在“控制起动”的状态下，PWM信号的脉冲宽度逐渐增大，因此相电流的相位不会产生急剧变化。其结果，能够抑制被称为二次振动系统的相电流的过冲(下冲)。

在“控制起动”的状态下，将相电流的上限控制为与经过时间相应地增大(图7和图8)。这样，本实施方式的电机控制装置10不会因过度的电流而产生装置故障。另外，也不会产生扭矩变动。

此外，在上述例子中，对使PWM信号的脉冲宽度与经过时间相应地增大的例子进行了说明，但也可以使PWM信号的振幅与经过时间相应地增大。图9中示出了在“控制起动”的状态下使PWM信号的振幅与经过时间相应地增大的例子。如果驱动电压的状态转变为“控制起动”的状态，则上桥臂Tr1和下桥臂Tr2的PWM信号的振幅增大为与在每段经过时间内决定的振幅上限值一致。对于其他V相和W相也一样。

这样，即使使PWM信号的振幅变化，也能够实现发挥与对上述脉冲宽度进行控制的情况相同的效果的电机控制装置。另外，即使同时改变脉冲宽度和振幅这两者，也能够发挥相同的效果。

另外，在上述例子中，对于使PWM信号变化的栅极控制信号上限值以变化率恒定的线性的方式变化的例子进行了说明，但也可以如图10所示使变化率逐渐增大。图10中的纵轴、横轴与图4相同。

通过如图10所示随着时间的经过而使栅极控制信号上限值的变化率增大，能够使“控制起动”的状态下的相电流的变化变得更平滑。其结果，能够可靠地减弱相电流的过冲(下冲)。

另外，对如下例子进行了说明，即，在因意料外的外部干扰而使得过度的相电流流动、且相电流的目标值和测定值(电流传感器信号)的背离程度增大的情况下产生向“控制停止”的状态的状态转变。然而，可以更简单地转变为“控制停止”。例如，控制起动停止判定部11可以构成为，在相电流超过阈值的情况下切换为“控制停止”。

图11中示出了在相电流超过阈值的情况下以及开关元件Tr1～Tr6的温度超过阈值的情况下，控制起动停止判定部11使驱动电压的状态转变为“控制停止”的状态的动作流程。如果相电流的测定值大于或等于阈值(步骤S10的YES)，则驱动电压的状态转变为“控制停止”的状态。另外，如果开关元件Tr1～Tr6的温度大于或等于阈值(步骤S11的YES)，则驱动电压的状态转变为“控制停止”的状态。

可以根据从电流传感器获得的相电流而进行步骤S10的判定，也可以根据指示上述目标值的电流指令值等而进行判定。通过根据相电流而向“控制停止”的状态转变，能够更迅速地检测出PWM控制的异常状态，能够实现能准确地使PWM控制停止的电机控制装置。

此外，在开关元件Tr1～Tr6的温度超过阈值的情况下，例如能够根据上述的IGBT异常信号而获得。根据开关元件的温度是否超过阈值而对PWM控制的异常状态进行检测，由此能够实现能预先防止开关元件的故障的电机控制装置。

在这样根据相电流、温度而对异常进行检测时，通过积极地使PWM控制中止，而还能够抑制能量消耗量。即，还能够防止无用的能量消耗。

另外，控制起动停止判定部11可以以如下方式构成，即，超过阈值的相电流越大，使“控制起动”状态的时间越长。图12中示出了使“控制起动”的状态的时间的长度与超过阈值的相电流的大小相应地改变的动作流程。

在超过阈值的相电流的电流值较小的情况下(步骤S13的YES)，驱动电压的状态变为“控制起动”的状态的时间较短(步骤S16)。在超过阈值的相电流的电流值为中间值的情况下(步骤S14的YES)，驱动电压的状态变为“控制起动”的状态的时间变为中间的长度(步骤S16)。在超过阈值的相电流的电流值较大的情况下(步骤S15的YES)，驱动电压的状态变为“控制起动”的状态的时间较长(步骤S18)。

通常，在电机中流动的相电流越大，PWM控制的异常的程度越大，因此需要慎重地向“控制开始”的状态转变。构成为超过阈值的相电流越大则使“控制起动”状态的时间越长，从而相电流越大，花费越长的时间重新开始PWM控制，因此能够实现能使得PWM控制的重新开始稳定化的电机控制装置。

此外，对于温度的情况也一样。温度的情况下的动作流程也与图12相同。通常，开关元件的温度越高，PWM控制的异常的程度越大。因此，开关元件的温度越高，花费越长的时间转变为“控制开始”的状态，由此能够实现能使PWM控制的重新开始稳定化的电机控制装置。

(第2实施方式)

参照图13对第2实施方式所涉及的电机控制装置20进行说明。本实施方式的电机控制装置20具有对“控制停止”的状态的电压指令值进行控制的电压指令值控制部21，在这一点上与电机控制装置10(图2)不同。另外，驱动电压控制部22利用该电压指令值(电压指令值控制部21的输出)而生成PWM信号，在这一点上与驱动电压控制部12不同。

电压指令值控制部21将在“控制停止”的状态下指示相电流的增减的电压指令值固定为规定值。即，将使得PWM控制停止的期间的电压指令值固定为规定值，因此能够抑制从“控制停止”转变为“控制起动”的状态时的电机扭矩的变动。

图14中示出了驱动电压控制部22的功能结构例。驱动电压控制部22相对于驱动电压控制部12(图5)仅在具有电流控制部221这一点上不同。

在电流控制部121中，将使得PWM控制停止的期间的电压指令值设定为“0”。电流控制部221将状态信号为“控制停止”时的电压指令值固定为规定值。

规定值例如可以设为基于“控制停止”的状态时的扭矩指令值T*、转速ω以及电容器电压而重新计算出的d轴电压指令值Vd1*和q轴电压指令值Vq1*。通过重新计算，即使“控制停止”的状态的时间较长，也能够在更短时间内使得电机扭矩追随目标值。

图15中示意性地示出了在“控制停止”的状态下对新的电压指定值Vd1*、Vq1*进行计算的情况下的各状态和电压指令值的关系。横轴为时间，纵轴为电压指令值。

电压指令值控制部21在“控制停止”的状态时对新的d轴电压指令值Vd1*和q轴电压指令值Vq1*进行计算，并将其值输入至电流控制部221。其结果，即使在“控制停止”的状态如虚线所示无极限而较长的情况下，也能够抑制转变为“控制起动”的状态时的电机扭矩的变动。

(变形例1)

另外，可以将规定值设为在即将转变为“控制停止”的状态之前由电压指令值控制部21保存的电压指令值。图16中示出了该情况下的各状态和电压指令值的关系。

图16的横轴和纵轴与图15相同。电压指令值控制部21预先将即将转变为“控制停止”的状态之前的Vd*和Vq*保存为Vd0*和Vq0*。在将该保持的电压指令值转变为“控制起动”的状态时，能够输入至电流控制部221而抑制电机扭矩的变动。该方法在“控制停止”的状态的时间较短的情况下有效。

(变形例2)

另外，可以与“控制停止”的状态的时间的长度相应地，将规定值设定为即将转变为“控制停止”的状态之前所保存的电压指令值Vd0*、Vq0*、与利用扭矩控制所需的扭矩指令值T*重新计算而求出的电压指令值Vd1*、Vq1*之间的值。

图17中示意性地示出了将规定值设为所保存的电压指令值Vd0*、Vq0*与重新计算求出的电压指令值Vd1*、Vq1*之间的值的情况下的各状态和电压指令值的关系。图17中的横轴和纵轴与图15相同。

与“控制停止”的状态的时间的长度相应地，将转变为“控制停止”的状态时的电压指令值Vd*和Vq*设定为Vd0*、Vq0*与Vd1*、Vq1*之间的值。根据时间的长度，预先决定使用如图17所示重新计算出的Vd1*、Vq1*的情况下的“控制停止”的状态的时间，例如由其时间、与实际的“控制停止”的状态的时间的比例关系来决定。

这样，与“控制停止”的状态的时间的长度相应地，将规定的值设为即将转变为“控制停止”的状态之前由电压指令值控制部21所保存的Vd0*、Vq0*与扭矩控制所需的重新计算求出的Vd1*、Vq1*之间的值。其结果，能够适当地设定电压指令值，能够抑制转变为“控制起动”的状态时的电机扭矩的变动。

如以上说明，根据第2实施方式的电机控制装置20，能够抑制从“控制停止”转变为“控制起动”的状态时的电机扭矩的变动。通过抑制电机扭矩的变动，从而还不会产生基于扭矩变动的振动。

图18中示出了利用对比例的电机控制装置对电机5进行驱动的情况下的转变为“控制停止”→“控制开始”的状态的情况下的相电流和扭矩随时间的变化。图17中的横轴和纵轴与图7相同。

图18的对比例的时间变化中不存在上述的“控制起动”的状态。即，从“控制停止”的状态转变为“控制开始”的状态。重新开始PWM控制时的PWM信号的脉冲宽度与通常的PWM控制状态同样地较宽，因此有时会因电机的转速而使得相电流产生过冲。其结果，电机扭矩产生振动。

在对比例(图18)中，在从“控制停止”向“控制开始”的状态转变的中途产生扭矩的振动。该振动持续大于或等于30ms的时间。在利用第1实施方式的电机控制装置10对电机5进行驱动的情况下，即使在相同的状态下也不会产生振动(图7)。

本实施方式的电机控制装置10和20在驱动电压的状态为起动状态时将相电流控制为与经过时间相应地增大、或减小。因此，能够减弱使PWM控制恢复时的相电流的过冲，能够抑制电机扭矩所产生的振动。

此外，在上述的图6中，对使得“控制开始”的状态下的上桥臂Tr1和下桥臂Tr2的PWM信号反转后的信号的例子进行了说明。然而，实际上通常以防止在桥臂电路中里流动的贯穿电流为目的，而设置使得上桥臂Tr1和下桥臂Tr2在每个载波周期中同时变为OFF的死区时间。在实施方式的说明中出于简单的目的而将死区时间的标记省略。

另外，在本实施方式中，对使PWM信号的脉冲宽度增大的例子进行了说明，但通过缩小上述死区时间的方法，也能够实现能发挥同样的效果的电机控制装置。另外，将载波周期设为可变也能够获得同样的效果。

另外，在上述实施方式中，将电机5作为电动车辆的驱动用的三相永磁体型同步电动机的例子进行了说明，但并不限定于该例子。上述实施方式中说明的技术思想并不局限于驱动用(行驶用)电机，可以广泛应用于致动器等电机。

如上所述对本发明的实施方式进行了记载，但不应理解为构成本公开的一部分的论述以及附图对本发明构成限定。对于本领域技术人员而言，根据本公开而获得的各种代替实施方式、实施例以及运用技术是显而易见的。

标号的说明

1 驱动电源装置

2 电池

3、14 继电器部

4 逆变器

5 电机

6 电容器

7 电流传感器

8 角度传感器

9 电压传感器

10 电机控制装置

11 控制起动停止判定部

12 驱动电压控制部

13 车辆控制装置

20 电机控制装置

21 电压指令值控制部

22 驱动电压控制部

Claims

1.一种电机控制装置，其利用向电机供给的驱动电压对所述电机的相电流进行控制，

所述电机控制装置的特征在于，具有：

控制起动停止判定部，其将所述驱动电压的状态向停止所述控制的停止状态、实施所述控制的开始状态、或者起动状态切换；以及

驱动电压控制部，其基于由所述控制起动停止判定部所切换后的状态而对所述驱动电压进行控制，

在从所述停止状态向所述开始状态转变的情况下，所述控制起动停止判定部向所述停止状态与所述开始状态之间的所述起动状态切换，

所述驱动电压控制部在所述起动状态下，以使得所述相电流与经过时间相应地增大或减小的方式，对所述驱动电压进行控制，

在所述相电流超过阈值的情况下，所述控制起动停止判定部将所述驱动电压的状态向所述停止状态切换，

超过所述阈值的所述相电流的值越大，所述控制起动停止判定部使所述起动状态的时间越长。

2.一种电机控制装置，其利用向电机供给的驱动电压对所述电机的相电流进行控制，

所述电机控制装置的特征在于，具有：

在生成所述驱动电压的开关元件的温度超过阈值的情况下，所述控制起动停止判定部将所述驱动电压的状态向所述停止状态切换，

超过所述阈值的所述温度越大，所述控制起动停止判定部使所述起动状态的时间越长。

3.根据权利要求1或2所述的电机控制装置，其特征在于，

所述驱动电压控制部执行利用PWM信号控制向电机供给的驱动电压的PWM控制，

在所述起动状态下，以使得所述相电流与经过时间相应地增大或减小的方式，对所述PWM信号的脉冲宽度进行控制。

4.根据权利要求1或2所述的电机控制装置，其特征在于，

在所述起动状态下，以使得所述相电流的上限值与经过时间相应地增大或减小的方式，对所述PWM信号的振幅进行控制。

5.根据权利要求1或2所述的电机控制装置，其特征在于，

在所述起动状态下，以使得所述相电流的上限值与经过时间相应地增大或减小的方式，对所述PWM信号的变化率进行控制。

6.根据权利要求1或2所述的电机控制装置，其特征在于，

具有电压指令值控制部，在所述停止状态下，所述电压指令值控制部将指示所述驱动电压的增减的电压指令值固定为规定值。

7.根据权利要求6所述的电机控制装置，其特征在于，

将所述规定值设为利用扭矩控制所需的扭矩指令值重新计算而求出的值。

8.根据权利要求6所述的电机控制装置，其特征在于，

将所述规定值设为在即将转变为所述停止状态之前由所述电压指令值控制部所保存的电压指令值。

9.根据权利要求6所述的电机控制装置，其特征在于，

与所述停止状态的时间的长度相应地，将所述规定值设为在即将转变为所述停止状态之前由所述电压指令值控制部所保持的电压指令值、与利用扭矩控制所需的扭矩指令值重新计算而求出的电压指令值之间的值。

10.一种电机控制方法，其利用向电机供给的驱动电压对电机的相电流进行控制，

所述电机控制方法的特征在于，

执行如下过程：

将所述驱动电压的状态向停止所述控制的停止状态、实施所述控制的开始状态、或者起动状态切换的控制起动停止判定过程；以及

基于通过所述控制起动停止判定过程切换后的状态而对所述驱动电压进行控制的驱动电压控制过程，

在所述控制起动停止判定过程中，在从所述停止状态向所述开始状态转变时，向所述停止状态与所述开始状态之间的所述起动状态切换，

在所述驱动电压控制过程中，在所述起动状态下以使得所述相电流与经过时间相应地增大或减小的方式对所述驱动电压进行控制，

在所述控制起动停止判定过程中，在所述相电流超过阈值的情况下，将所述驱动电压的状态向所述停止状态切换，

在所述控制起动停止判定过程中，超过所述阈值的所述相电流的值越大，使所述起动状态的时间越长。

11.一种电机控制方法，其利用向电机供给的驱动电压对电机的相电流进行控制，

所述电机控制方法的特征在于，

执行如下过程：

在所述控制起动停止判定过程中，在生成所述驱动电压的开关元件的温度超过阈值的情况下，将所述驱动电压的状态向所述停止状态切换，

在所述控制起动停止判定过程中，超过所述阈值的所述温度越大，使所述起动状态的时间越长。