JP2005304283A - モータ制御装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】 従来よりも高い回生効率を得ることが出来るモータ制御装置を提供する。
【解決手段】 本発明に係るモータ制御装置は、電動モータ２から得られる交流電圧を直流電圧に変換して該モータの電源となるバッテリー３に供給する回生充電動作が可能なインバータ42と、インバータ42を制御する制御回路とを具えている。インバータ42は、複数のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６と、各スイッチング素子のソース及びドレインを互いに接続する複数の整流素子Ｄ１〜Ｄ６とを具えている。制御回路は、複数のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に含まれる複数のスイッチング素子を順次オン／オフ制御することによって回生充電動作を制御するものであって、回生充電動作を制御するために１つのスイッチング素子をオンに設定する期間及び／又はオフに設定する期間は、該期間に形成される電流ループ線路に介在する少なくとも１つの他のスイッチング素子をオンに設定する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、電動モータから得られる交流電圧を直流電圧に変換してバッテリーに供給する回生充電動作が可能な整流装置や、電動モータから得られる直流電圧を昇圧してバッテリーに供給する回生充電動作が可能な電圧調整回路を具えたモータ制御装置に関するものである。
従来、人力により駆動可能な自転車本体に電動モータと該モータの電源となるバッテリーとを搭載して、人力による駆動力を補助する電動モータ付自転車が知られている(例えば、特許文献１参照)。
図２３は、電動モータ付自転車の概略構成を表わしており、図示の如く、電動モータ(２)と該モータの電源となるバッテリー(３)が自転車本体(１)に搭載されている。自転車本体(１)のペダルを踏むことによって発生するトルクはトルクセンサ(11)により検出され、該検出信号はコントローラ(６)に入力される。コントローラ(６)では、入力されたトルク検出信号に応じたトルク指令が作成され、電動モータ(２)へ供給される。この結果、自転車本体(１)には、人力に加え、該人力トルク値に応じた大きさのモータ出力トルクが供給され、人力による駆動力が補助される。
近年、電動モータ付自転車として、電動モータを回生制動状態とする回生走行モードの設定が可能な電動モータ付自転車の開発が進められている(例えば、特許文献２及び３参照)。
回生走行モードは下り坂の走行時に設定され、該モードが設定されている状態では、自転車本体に電動モータによる回生制動力が付与されることによって自転車本体が減速すると共に、電動モータから発生した電力がバッテリーに供給されて該バッテリーが充電される。
図２４は、回生走行モードの設定が可能な電動モータ付自転車の電気的構成例を表わしている。
平坦地や上り坂の走行時に設定される通常のアシスト走行モードにおいては、バッテリー(３)からの直流電力がインバータ(62)によって交流電力に変換され、該交流電力が電動モータ(２)に供給されて、モータ(２)の駆動が行なわれる。
電動モータ(２)には３つのホール素子(図示省略)が配備されており、これら３つのホール素子から得られる３つの位置信号は回転数／回転位置検出回路(63)に供給される。回転数／回転位置検出回路(63)では、前記３つの位置信号に基づいて電動モータ(２)の回転数及び回転位置が検出され、これらの結果が制御回路(61)に供給される。
又、ペダルを踏むことにより発生するトルクが人力トルクセンサ(11)によって検出されると共に、電動モータ(２)の出力電流の大きさがモータ電流検出回路(64)によって検出され、これらの検出結果が制御回路(61)に供給される。
制御回路(61)では、上述の如く供給される回転数検出信号、人力トルク検出信号及びモータ電流検出信号に基づいてＰＷＭ制御信号が作成された後、該ＰＷＭ制御信号に基づき、インバータ(62)を構成する６つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に対するスイッチング信号が作成されてインバータ(62)に供給される。
一方、回生走行モードにおいては、電動モータ(２)から発生した交流電圧はインバータ(62)に供給されて直流電圧に変換されると共に昇圧され、これによって得られる電圧がバッテリー(３)に供給されて、バッテリー(３)の充電が行なわれる。
バッテリー(３)に流れ込む電流の大きさが回生電流検出回路(65)によって検出され、この結果が制御回路(61)に供給されると共に、回転数／回転位置検出回路(63)の検出結果が制御回路(61)に供給される。
制御回路(61)では、上述の如く供給される回生電流検出信号、回転数検出信号及び回転位置検出信号に基づいてＰＷＭ制御信号が作成された後、該ＰＷＭ制御信号に基づき、インバータ(62)の６つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に対するスイッチング信号が作成されてインバータ(62)に供給される。
又、制御回路(61)には、ブレーキレバー(12)が接続されると共に入出力装置(13)が接続されている。入出力装置(13)は、種々の操作スイッチ(図示省略)やバッテリー(３)の残量を表示するための表示部(図示省略)を具えている。
上記インバータ(62)は、バッテリー(３)の両極に接続された正負一対の直列線路(62a)(62a)を具え、これらの直列線路(62a)(62a)は、４本の並列線路(62b)(62b)(62b)(62b)によって互いに連結されている。３本の並列線路にはそれぞれ、互いに直列に接続された一対のスイッチング素子(Ｓ１とＳ２、Ｓ３とＳ４、Ｓ５とＳ６)が介在すると共に、１本の並列線路には１つのコンデンサＣが介在しており、各スイッチング素子のソース及びドレインには、１つのダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には、上記制御回路(61)からのスイッチング信号が供給されて、各スイッチング素子がオン／オフ制御される。
スイッチング素子Ｓ１とＳ２の連結点、スイッチング素子Ｓ３とＳ４の連結点、及びスイッチング素子Ｓ５とＳ６の連結点には３本の電流線路(62c)(62c)(62c)が接続されており、これらの電流線路の終端は、電動モータ(２)のＵ相巻線、Ｖ相巻線及びＷ相巻線に接続されている。スイッチング素子Ｓ１とＳ２の連結点から伸びる電流線路(62c)には、上述のモータ電流検出回路(64)が介在している。
回生走行モードにおいては、図２５(ａ)に示す如く変化する電圧が電動モータ(２)の３相巻線に誘起される。各電圧波形は、３６０度を１周期として正弦波状に変化し、３つの電圧波形は互いに１２０度の位相差を有している。
上記制御回路(61)は、インバータ(62)を構成する６つのスイッチング素子の内、３つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３及びＳ５を順次ＰＷＭ制御することによって該インバータ(62)の回生充電動作を制御するものであり、該制御回路(61)によって、同図(ｂ)の如く変化する６つのスイッチング信号が作成される。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３及びＳ５のそれぞれに対するスイッチング信号は、３６０度を１周期として、１２０度の期間だけＰＷＭ制御信号に応じてハイとローに切り替わる一方、残りの２４０度の期間はローとなる矩形波であって、これら３つのスイッチング信号は、互いに１２０度の位相差を有している。これに対し、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４及びＳ６のそれぞれに対するスイッチング信号は、常にローとなっている。
期間Ｔ１
Ｕ相電圧が最も低く、且つＷ相電圧が最も高い同図(ｂ)に示す期間Ｔ１には、図２６に示す昇圧チョッパ回路が形成されて、スイッチング素子Ｓ１がＰＷＭ制御される。この期間Ｔ１においては、図２５(ｂ)に示す如く、スイッチング素子Ｓ２及びＳ３は常にオフに設定される。従って、スイッチング素子Ｓ１がオンのときには、Ｗ相巻線とＵ相巻線との間の電位差Ｅwuにより、図２６に実線で示す如くＷ相巻線、ダイオードＤ３、スイッチング素子Ｓ１及びＵ相巻線に電流が流れて、両巻線にエネルギーが蓄えられる。一方、スイッチング素子Ｓ１がオフのときには、図中に破線で示す如くＷ相巻線、ダイオードＤ３、バッテリー(３)、ダイオードＤ２及びＵ相巻線に電流が流れて、両巻線に蓄えられたエネルギーがバッテリー(３)に供給される。
期間Ｔ２
Ｕ相電圧が最も低く、且つＶ相電圧が最も高い期間Ｔ２には、図２７に示す昇圧チョッパ回路が形成されて、スイッチング素子Ｓ１がＰＷＭ制御される。この期間Ｔ２においては、図２５(ｂ)に示す如く、スイッチング素子Ｓ２及びＳ５は常にオフに設定される。従って、スイッチング素子Ｓ１がオンのときには、Ｖ相巻線とＵ相巻線との間の電位差Ｅvuにより、図２７に実線で示す如く電流が流れて、両巻線にエネルギーが蓄えられる。一方、スイッチング素子Ｓ１がオフのときには、図中に破線で示す如く電流が流れて、両巻線に蓄えられたエネルギーがバッテリー(３)に供給される。
期間Ｔ３
Ｗ相電圧が最も低く、且つＶ相電圧が最も高い期間Ｔ３には、図２８に示す昇圧チョッパ回路が形成されて、スイッチング素子Ｓ３がＰＷＭ制御される。この期間Ｔ３においては、図２５(ｂ)に示す如く、スイッチング素子Ｓ４及びＳ５はオフに設定される。従って、スイッチング素子Ｓ３がオンのときには、Ｖ相巻線とＷ相巻線との間の電位差Ｅvwにより、図２８に実線で示す如く電流が流れて、両巻線にエネルギーが蓄えられる。一方、スイッチング素子Ｓ３がオフのときには、図中に破線で示す如く電流が流れて、両巻線に蓄えられたエネルギーがバッテリー(３)に供給される。
図２５(ｂ)に示す期間Ｔ４〜Ｔ６には、同様にして、２相の巻線にエネルギーを蓄積する動作と両巻線に蓄えられたエネルギーをバッテリー(３)に供給する動作とが実行される。
回生走行モードにおいては、上述の期間Ｔ１〜Ｔ６が繰り返されることによって、バッテリー(３)が充電される。
特開２００２−１９６８５号公報 特開２０００−６８７８号公報 特願２００２−３３７８６４
しかしながら、出願人の研究によれば、従来の電動モータ付自転車においては、回生効率が低いことが判明した。
本発明の目的は、従来よりも高い回生効率を得ることが出来るモータ制御装置を提供することである。
そこで、出願人は、従来の電動モータ付自転車において回生効率が低い原因を次のように究明した。
例えば図２５(ｂ)に示す期間Ｔ１にスイッチング素子Ｓ１がオンに設定されたときには、スイッチング素子Ｓ３はオフに設定されているため、図２６に実線で示す如く電流はダイオードＤ３を通過し、スイッチング素子Ｓ１がオフに設定されたときには、スイッチング素子Ｓ２はオフに設定されているため、図中に破線で示す如く電流はダイオードＤ２を通過する。期間Ｔ２〜Ｔ６においても同様に、電流はダイオードを通過する。
上述の如く電流がダイオードを通過するため、大きなエネルギー損失が生じて回生効率が低下するのである。
本発明に係る第１のモータ制御装置は、電動モータから得られる交流電圧を直流電圧に変換して該モータの電源となるバッテリーに供給する回生充電動作が可能な整流装置と、整流装置を制御する制御回路とを具え、前記整流装置は、複数のスイッチング素子と各スイッチング素子のソース及びドレインを互いに接続する複数の整流素子とを具えている。そして、前記制御回路は、前記複数のスイッチング素子に含まれる複数のスイッチング素子を順次オン／オフ制御することによって回生充電動作を制御するものであって、回生充電動作を制御するために１つのスイッチング素子をオンに設定する期間及び／又はオフに設定する期間は、該期間に形成される電流ループ線路に介在する少なくとも１つの他のスイッチング素子をオンに設定する。
上記本発明に係る第１のモータ制御装置においては、回生充電動作を制御するために１つのスイッチング素子がオンに設定される期間及び／又はオフに設定される期間は、該期間に形成される電流ループ線路に介在する少なくとも１つの他のスイッチング素子がオンに設定されて、電流は該他のスイッチング素子を通過することになる。このとき、スイッチング素子の抵抗は整流素子よりも小さいので、電流が整流素子を通過する従来のモータ制御装置に比べてエネルギー損失は小さくなる。
具体的には、前記整流装置を構成する複数のスイッチング素子は、互いに直列に接続された複数のスイッチング素子対から構成され、これら複数のスイッチング素子対は夫々、バッテリーの両極に接続された正負一対の直列線路を互いに連結する複数本の並列線路に介在している。そして、前記制御回路は、複数のスイッチング素子対の一方のスイッチング素子を順次オン／オフ制御することによって回生充電動作を制御するものであって、回生充電動作を制御するために１つのスイッチング素子をオンに設定する期間は、該スイッチング素子を含んで形成される電流ループ線路に介在する１或いは複数の他のスイッチング素子をオンに設定する。
上記具体的構成を有する整流装置においては、回生充電動作を制御するために１つのスイッチング素子がオンに設定されたときには、該スイッチング素子を含んで電流ループ線路が形成される。このとき、該電流ループ線路には、そのスイッチング素子以外の１或いは複数の他のスイッチング素子が介在する。一方、前記１つのスイッチング素子がオフに設定されたときには、前記１或いは複数の他のスイッチング素子及びバッテリーを含んで電流ループ線路が形成される。このとき、該電流ループ線路には、前記１つのスイッチング素子と対になるスイッチング素子が介在する。
そこで、上記具体的構成においては、回生充電動作を制御するために１つのスイッチング素子がオンに設定される期間は、上述の如く該期間に形成される電流ループ線路に介在する１或いは複数の他のスイッチング素子がオンに設定される。これによって、電流はこれら１或いは複数の他のスイッチング素子を通過することとなり、エネルギー損失が減少する。
又、具体的には、前記制御回路は、回生充電動作を制御するために１つのスイッチング素子をオフに設定する期間は、前記１或いは複数の他のスイッチング素子をオンに設定する。
上述の如く、回生充電動作を制御するために１つのスイッチング素子がオフに設定されたときに形成される電流ループ線路には、該スイッチング素子のオン時に形成される電流ループ線路に介在する前記１或いは複数の他のスイッチング素子が介在する。そこで、上記具体的構成においては、回生充電動作を制御するために１つのスイッチング素子がオフに設定される期間は、それら１或いは複数の他のスイッチング素子がオンに設定される。これによって、電流はこれら１或いは複数の他のスイッチング素子を通過することとなり、エネルギー損失が更に減少する。
更に具体的には、前記制御回路は、回生充電動作を制御するために１つのスイッチング素子をオフに設定する期間は、該スイッチング素子と対になるスイッチング素子をオンに設定する。
上述の如く、回生充電動作を制御するために１つのスイッチング素子がオフに設定されたときに形成される電流ループ線路には、該スイッチング素子と対になるスイッチング素子が介在する。そこで、上記具体的構成においては、回生充電動作を制御するために１つのスイッチング素子がオフに設定される期間は、該スイッチング素子と対になるスイッチング素子がオンに設定される。これによって、電流は該スイッチング素子を通過することとなり、エネルギー損失が更に減少する。
更に又、具体的構成において、前記制御回路は、前記整流装置を構成する複数のスイッチング素子のそれぞれに対する複数のスイッチング信号を作成する論理回路と、ＰＷＭ制御信号と前記複数のスイッチング信号の位相を決定することとなる複数の位相信号とを作成して前記論理回路に供給する信号処理回路とを具えている。前記論理回路は、前記ＰＷＭ制御信号が入力されるべきＰＷＭ入力端子と、前記複数の位相信号がそれぞれ入力されるべき複数の位相信号入力端子と、前記複数のスイッチング素子にそれぞれ接続された複数のスイッチング出力端子と、前記複数のスイッチング素子を構成するスイッチング素子対と同数の論理積素子とを具えており、前記ＰＷＭ入力端子と、各スイッチング素子対の前記一方のスイッチング素子に対するスイッチング信号の位相を決定することとなる位相信号が入力されるべき位相信号入力端子とが１つの論理積素子の２つの入力端子に接続され、該論理積素子の出力端子が、該一方のスイッチング素子に接続されたスイッチング出力端子に接続されている。そして、各スイッチング素子対の他方のスイッチング素子に対するスイッチング信号の位相を決定することとなる位相信号が入力されるべき位相信号入力端子が、該スイッチング素子に接続されたスイッチング出力端子に接続されている。
上記具体的構成においては、論理回路により作成された複数のスイッチング信号をそれぞれ前記整流装置の複数のスイッチング素子に供給して各スイッチング素子をオン／オフ制御することによって、矩形波の駆動電圧を電動モータに印加して該モータを駆動する矩形波駆動を実現することが出来る。
更に又、他の具体的構成においては、前記制御回路は、前記整流装置を構成する複数のスイッチング素子のそれぞれに対する複数のスイッチング信号を作成する論理回路と、ＰＷＭ制御信号と前記複数のスイッチング信号の位相を決定することとなる複数の位相信号とを作成して前記論理回路に供給する信号処理回路とを具えている。前記論理回路は、前記ＰＷＭ制御信号が入力されるべきＰＷＭ入力端子と、前記複数の位相信号がそれぞれ入力されるべき複数の位相信号入力端子と、前記複数のスイッチング素子にそれぞれ接続された複数のスイッチング出力端子と、前記複数のスイッチング素子を構成するスイッチング素子対と同数の入力端子側論理積素子と、該スイッチング素子対と同数の出力端子側論理積素子と、該スイッチング素子対と同数の否定素子とを具えており、前記ＰＷＭ入力端子と、各スイッチング素子対の前記一方のスイッチング素子に対するスイッチング信号の位相を決定することとなる位相信号が入力されるべき位相信号入力端子とが１つの入力端子側論理積素子の２つの入力端子に接続され、該論理積素子の出力端子が、該一方のスイッチング素子に接続されたスイッチング出力端子に接続されると共に１つの否定素子の入力端子に接続されている。そして、該否定素子の出力端子と、各スイッチング素子対の他方のスイッチング素子に対するスイッチング信号の位相を決定することとなる位相信号が入力されるべき位相信号入力端子とが１つの出力端子側論理積素子の２つの入力端子に接続され、該論理積素子の出力端子が前記他方のスイッチング素子に接続されたスイッチング出力端子に接続されている。
上記具体的構成においては、論理回路により作成された複数のスイッチング信号をそれぞれ前記整流装置の複数のスイッチング素子に供給して各スイッチング素子をオン／オフ制御することによって、矩形波の駆動電圧を電動モータに印加して該モータを駆動する矩形波駆動を実現することが出来る。
本発明に係る第２のモータ制御装置は、電動モータから得られる直流電圧を昇圧して該モータの電源となるバッテリーに供給する回生充電動作が可能な電圧調整回路と、電圧調整回路を制御する制御回路とを具え、前記電圧調整回路は、
電動モータの両極からバッテリーの両極へ伸びる正負一対の直列線路を互いに連結する並列線路に介在する第１スイッチング素子と、
前記一対の直列線路の内、少なくとも一方の直列線路の前記並列線路よりもバッテリー側に介在する第２スイッチング素子と、
第２スイッチング素子のソース及びドレインを互いに接続する整流素子
とを具えている。そして、前記制御回路は、第１スイッチング素子をオフに設定する期間は、第２スイッチング素子をオンに設定する。
上記本発明に係る第２のモータ制御装置の電圧調整回路においては、第１スイッチング素子がオンに設定されたときに、第１スイッチング素子を含んで電流ループ線路が形成される一方、第１スイッチング素子がオフに設定されたときには、第２スイッチング素子及びバッテリーを含んで電流ループ線路が形成される。そこで、第１スイッチング素子がオフに設定される期間は、第２スイッチング素子がオンに設定され、これによって、電流は第２スイッチング素子を通過することになる。このとき、スイッチング素子は整流素子よりも抵抗が小さいので、電流が整流素子を通過するモータ制御装置に比べてエネルギー損失は小さくなる。
本発明に係る第１及び第２のモータ制御装置によれば、エネルギー損失を減少させて回生効率を向上させることが出来る。
以下、本発明を電動モータ付自転車に実施した形態につき、３つの実施例に基づいて具体的に説明する。
第１実施例
図１は、本実施例の電動モータ付自転車の概略構成を表わしており、自転車本体(１)には、ブラシレスモータからなる電動モータ(２)と該モータの電源となるバッテリー(３)が搭載されている。
該電動モータ付自転車は、通常のアシスト走行モードと電動モータ(２)を回生制動状態に設定する回生走行モードとの間で走行モードを切り換えることが可能であって、アシスト走行モードにおいては、自転車本体(１)のペダルを踏むことによって発生するトルクは人力トルクセンサ(11)により検出され、該検出信号はコントローラ(４)に入力される。コントローラ(４)では、入力されたトルク検出信号に応じたトルク指令が作成され、電動モータ(２)へ供給される。この結果、自転車本体(１)には、人力に加え、該人力トルク値に応じた大きさのモータ出力トルクが供給され、人力による駆動力が補助される。
一方、回生走行モードにおいては、自転車本体(１)に電動モータ(２)による回生制動力が付与されることによって自転車本体(１)が減速すると共に、電動モータ(２)から発生した電力がバッテリー(３)に供給されて該バッテリー(３)が充電される。
図２は、上記電動モータ付自転車の電気的構成を表わしている。
アシスト走行モードにおいては、バッテリー(３)からの直流電力がインバータ(42)によって交流電力に変換され、該交流電力が電動モータ(２)に供給されて、モータ(２)の駆動が行なわれる。
電動モータ(２)には３つのホール素子(図示省略)が配備されており、これら３つのホール素子から得られる３つの位置信号は回転数／回転位置検出回路(43)に供給される。回転数／回転位置検出回路(43)では、前記３つの位置信号に基づいて電動モータ(２)の回転数及び回転位置が検出され、これらの結果がマイクロコンピュータ(40)に供給される。
又、ペダルを踏むことにより発生するトルクが人力トルクセンサ(11)によって検出されると共に、電動モータ(２)の出力電流の大きさがモータ電流検出回路(44)によって検出され、これらの検出結果がマイクロコンピュータ(40)に供給される。
マイクロコンピュータ(40)では、上述の如く供給される回転数検出信号、人力トルク検出信号及びモータ電流検出信号に基づき、ＰＷＭ制御信号とインバータ(42)を構成する６つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に対するスイッチング信号の位相を決定することとなる６つの位相信号Ｈ１〜Ｈ３、Ｌ１〜Ｌ３とが作成されて、論理ゲート回路(41)に供給される。論理ゲート回路(41)では、供給された信号から前記６つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に対するスイッチング信号が作成されて、インバータ(42)に供給される。
一方、回生走行モードにおいては、電動モータ(２)から発生した交流電圧はインバータ(42)に供給されて直流電圧に変換されると共に昇圧され、これによって得られる電圧がバッテリー(３)に供給されて、バッテリー(３)の充電が行なわれる。
バッテリー(３)に流れ込む電流の大きさが回生電流検出回路(45)によって検出され、この結果がマイクロコンピュータ(40)に供給されると共に、回転数／回転位置検出回路(43)の検出結果がマイクロコンピュータ(40)に供給される。
マイクロコンピュータ(40)では、上述の如く供給される回生電流検出信号、回転数検出信号及び回転位置検出信号に基づきＰＷＭ制御信号と６つの位相信号Ｈ１〜Ｈ３、Ｌ１〜Ｌ３とが作成されて、論理ゲート回路(41)に供給される。論理ゲート回路(41)では、供給された信号に基づきインバータ(42)を構成する６つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に対するスイッチング信号が作成されて、インバータ(42)に供給される。
又、マイクロコンピュータ(40)には、ブレーキレバー(12)が接続されると共に入出力装置(13)が接続されている。入出力装置(13)は、種々の操作スイッチ(図示省略)やバッテリー(３)の残量を表示するための表示部(図示省略)を具えている。
上記インバータ(42)は、図２４に示す従来のインバータ(62)と全く同一の構成を有しており、ＭＯＳＦＥＴからなる６つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６、６つのダイオードＤ１〜Ｄ６及び１つのコンデンサＣを具えている。６つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には、上記論理ゲート回路(41)からのスイッチング信号が供給されて、各スイッチング素子がオン／オフ制御される。
上記論理ゲート回路(41)は、図３に示す如く、マイクロコンピュータ(40)によって作成される前記ＰＷＭ制御信号が入力されるべきＰＷＭ入力端子(411)と、前記６つの位相信号Ｈ１〜Ｈ３、Ｌ１〜Ｌ３がそれぞれ入力されるべき６つの位相信号入力端子(412a)〜(412f)と、上記インバータ(42)のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６にそれぞれ接続された６つのスイッチング出力端子(413a)〜(413f)と、３つのＡＮＤ素子(414a)〜(414c)とを具えている。以下、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３及びＳ５のそれぞれに対するスイッチング信号の位相を決定することとなる３つの位相信号をそれぞれ、第１ハイサイド位相信号Ｈ１、第２ハイサイド位相信号Ｈ２及び第３ハイサイド位相信号Ｈ３といい、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４及びＳ６のそれぞれに対するスイッチング信号の位相を決定することとなる３つの位相信号をそれぞれ、第１ローサイド位相信号Ｌ１、第２ローサイド位相信号Ｌ２及び第３ローサイド位相信号Ｌ３という。
ＰＷＭ入力端子(411)及び第１ハイサイド位相信号Ｈ１が入力されるべき位相信号入力端子(412a)は、第１ＡＮＤ素子(414a)の２つの入力端子に接続され、該ＡＮＤ素子(414a)の出力端子は、スイッチング素子Ｓ１に接続されたスイッチング出力端子(413a)に接続されている。第１ローサイド位相信号Ｌ１が入力されるべき位相信号入力端子(412b)は、スイッチング素子Ｓ２に接続されたスイッチング出力端子(413b)に接続されている。
又、前記ＰＷＭ入力端子(411)及び第２ハイサイド位相信号Ｈ２が入力されるべき位相信号入力端子(412c)は、第２ＡＮＤ素子(414b)の２つの入力端子に接続され、該ＡＮＤ素子(414b)の出力端子は、スイッチング素子Ｓ３に接続されたスイッチング出力端子(413c)に接続されている。第２ローサイド位相信号Ｌ２が入力されるべき位相信号入力端子(412d)は、スイッチング素子Ｓ４に接続されたスイッチング出力端子(413d)に接続されている。
更に、前記ＰＷＭ入力端子(411)及び第３ハイサイド位相信号Ｈ３が入力されるべき位相信号入力端子(412e)は、第３ＡＮＤ素子(414c)の２つの入力端子に接続され、該ＡＮＤ素子(414c)の出力端子は、スイッチング素子Ｓ５に接続されたスイッチング出力端子(413e)に接続されている。第３ローサイド位相信号Ｌ３が入力されるべき位相信号入力端子(412f)は、スイッチング素子Ｓ６に接続されたスイッチング出力端子(413f)に接続されている。
アシスト走行モードにおいては、マイクロコンピュータ(40)によって、図４(ｂ)の如く変化するＰＷＭ制御信号及び６つの位相信号Ｈ１〜Ｈ３、Ｌ１〜Ｌ３が作成される。ＰＷＭ制御信号は、ハイとローに切り替わる矩形波である。第１〜第３ハイサイド位相信号Ｈ１〜Ｈ３はそれぞれ、３６０度を１周期として１２０度の期間だけハイとなる矩形波であって、これら３つのハイサイド位相信号は互いに１２０度の位相差を有している。第１〜第３ローサイド位相信号Ｌ１〜Ｌ３もそれぞれ、３６０度を１周期として１２０度の期間だけハイとなる矩形波であって、これら３つのローサイド位相信号は互いに１２０度の位相差を有しており、第１ハイサイド位相信号Ｈ１と第１ローサイド位相信号Ｌ１、第２ハイサイド位相信号Ｈ２と第２ローサイド位相信号Ｌ２、第３ハイサイド位相信号Ｈ３と第３ローサイド位相信号Ｌ３の両信号は、互いに１８０度の位相差を有している。
上述のＰＷＭ制御信号及び６つの位相信号Ｈ１〜Ｈ３、Ｌ１〜Ｌ３が論理ゲート回路(41)に入力され、論理ゲート回路(41)では、同図(ｃ)の如く変化する６つのスイッチング信号が作成される。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３及びＳ５のそれぞれに対するスイッチング信号は、３６０度を１周期として、１２０度の期間(以下、ＰＷＭ期間という)だけＰＷＭ制御信号に応じてハイとローに切り替わる一方、残りの２４０度の期間はローとなる矩形波であって、これら３つのスイッチング信号は、互いに１２０度の位相差を有している。これに対し、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４及びＳ６のそれぞれに対するスイッチング信号は、３６０度を１周期として１２０度の期間だけハイとなる矩形波であって、これら３つのスイッチング信号は互いに１２０度の位相差を有している。そして、スイッチング素子Ｓ１に対するスイッチング信号のＰＷＭ期間とスイッチング素子Ｓ２に対するスイッチング信号のハイ期間、スイッチング素子Ｓ３に対するスイッチング信号のＰＷＭ期間とスイッチング素子Ｓ４に対するスイッチング信号のハイ期間、スイッチング素子Ｓ５に対するスイッチング信号のＰＷＭ期間とスイッチング素子Ｓ６に対するスイッチング信号のハイ期間は、互いに１８０度だけずれている。
上述の６つのスイッチング信号はそれぞれ、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に供給されて、各スイッチング素子がオン／オフ制御される。これによって、同図(ａ)に示す如く変化する駆動電圧が、電動モータ(２)の３相巻線に印加されることになる。各電圧波形は、３６０度を１周期として、正電圧が印加される１２０度の通電期間と負電圧が印加される１２０度の通電期間とを有する矩形波であって、３つの電圧波形は互いに１２０度の位相差を有している。
アシスト走行モードにおいては、上述の如く１２０度の通電期間を有する矩形波の駆動電圧をモータに印加することによりモータを駆動する１２０度矩形波駆動方式によって、電動モータ(２)が駆動されることになる。
一方、回生走行モードにおいては、図５(ａ)に示す如く変化する電圧が電動モータ(２)の３相巻線に誘起される。各電圧波形は、３６０度を１周期として正弦波状に変化し、３つの電圧波形は互いに１２０度の位相差を有している。
上記マイクロコンピュータ(40)は、インバータ(42)を構成する６つのスイッチング素子の内、３つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３及びＳ５を順次ＰＷＭ制御することによって該インバータ(42)の回生充電動作を制御するものであり、該マイクロコンピュータ(40)によって、同図(ｂ)の如く変化するＰＷＭ制御信号及び６つの位相信号Ｈ１〜Ｈ３、Ｌ１〜Ｌ３が作成される。ＰＷＭ制御信号は、ハイとローに切り替わる矩形波である。第１〜第３ハイサイド位相信号Ｈ１〜Ｈ３はそれぞれ、１８０度を１周期として１２０度の期間だけハイとなる矩形波であって、これら３つのハイサイド位相信号は互いに１２０度の位相差を有している。第１〜第３ローサイド位相信号Ｌ１〜Ｌ３は常にローとなっている。
上述のＰＷＭ制御信号及び６つの位相信号Ｈ１〜Ｈ３、Ｌ１〜Ｌ３が論理ゲート回路(41)に入力され、論理ゲート回路(41)では、同図(ｃ)の如く変化する６つのスイッチング信号が作成される。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３及びＳ５のそれぞれに対するスイッチング信号は、１８０度を１周期として、１２０度の期間だけＰＷＭ制御信号に応じてハイとローに切り替わる一方、残りの６０度の期間はローとなる矩形波であって、これら３つのスイッチング信号は互いに１２０度の位相差を有している。これに対し、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４及びＳ６に対するスイッチング信号は、常にローとなっている。
期間Ｔ１
Ｕ相電圧が最も低く、且つＷ相電圧が最も高い期間Ｔ１には、図６に示す昇圧チョッパ回路が形成されて、スイッチング素子Ｓ１がＰＷＭ制御される。この期間Ｔ１においては、図５(ｃ)に示す如く、スイッチング素子Ｓ１に対するスイッチング信号と同じ信号がスイッチング素子Ｓ３に供給されて、該スイッチング素子Ｓ３は、スイッチング素子Ｓ１がオンのときはオン、スイッチング素子Ｓ１がオフのときはオフに設定される。又、スイッチング素子Ｓ２は、常にオフに設定される。
従って、スイッチング素子Ｓ１がオンのときには、Ｗ相巻線とＵ相巻線との間の電位差Ｅwuにより、図６に実線で示す如くＷ相巻線、スイッチング素子Ｓ３、スイッチング素子Ｓ１及びＵ相巻線に電流が流れて、両巻線にエネルギーが蓄えられる。このとき、電流ループ線路に介在するスイッチング素子Ｓ３の抵抗はダイオードＤ３よりも小さいので、電流がダイオードＤ３を通過する従来の電動モータ付自転車に比べてエネルギー損失は小さなものとなる。
一方、スイッチング素子Ｓ１がオフのときには、図中に破線で示す如くＷ相巻線、ダイオードＤ３、バッテリー(３)、ダイオードＤ２及びＵ相巻線に電流が流れて、両巻線に蓄えられたエネルギーがバッテリー(３)に供給される。
期間Ｔ２
Ｕ相電圧が最も低く、且つＶ相電圧が最も高い期間Ｔ２には、図７に示す昇圧チョッパ回路が形成されて、スイッチング素子Ｓ１がＰＷＭ制御される。この期間Ｔ２においては、図５(ｃ)に示す如く、スイッチング素子Ｓ１に対するスイッチング信号と同じ信号がスイッチング素子Ｓ５に供給されて、該スイッチング素子Ｓ５は、スイッチング素子Ｓ１がオンのときはオン、スイッチング素子Ｓ１がオフのときはオフに設定される。又、スイッチング素子Ｓ２は、常にオフに設定される。
従って、スイッチング素子Ｓ１がオンのときには、Ｖ相巻線とＵ相巻線との間の電位差Ｅvuにより、図７に実線で示す如く電流が流れて、両巻線にエネルギーが蓄えられる。このとき、電流ループ線路に介在するスイッチング素子Ｓ５の抵抗はダイオードＤ５よりも小さいので、電流がダイオードＤ５を通過する従来の電動モータ付自転車に比べてエネルギー損失は小さなものとなる。
一方、スイッチング素子Ｓ１がオフのときには、図中に破線で示す如く電流が流れて、両巻線に蓄えられたエネルギーがバッテリー(３)に供給される。
期間Ｔ３
Ｗ相電圧が最も低く、且つＶ相電圧が最も高い期間Ｔ３には、図８に示す昇圧チョッパ回路が形成されて、スイッチング素子Ｓ３がＰＷＭ制御される。この期間Ｔ３においては、図５(ｃ)に示す如く、スイッチング素子Ｓ３に対するスイッチング信号と同じ信号がスイッチング素子Ｓ５に供給されて、該スイッチング素子Ｓ５は、スイッチング素子Ｓ３がオンのときはオン、スイッチング素子Ｓ３がオフのときはオフに設定される。又、スイッチング素子Ｓ４は、常にオフに設定される。
従って、スイッチング素子Ｓ３がオンのときには、Ｖ相巻線とＷ相巻線との間の電位差Ｅvwにより、図８に実線で示す如く電流が流れて、両巻線にエネルギーが蓄えられる。このとき、電流ループ線路に介在するスイッチング素子Ｓ５の抵抗はダイオードＤ５よりも小さいので、電流がダイオードＤ５を通過する従来の電動モータ付自転車に比べてエネルギー損失は小さなものとなる。
一方、スイッチング素子Ｓ３がオフのときには、図中に破線で示す如く電流が流れて、両巻線に蓄えられたエネルギーがバッテリー(３)に供給される。
期間Ｔ４
Ｗ相電圧が最も低く、且つＵ相電圧が最も高い期間Ｔ１には、図９に示す昇圧チョッパ回路が形成されて、スイッチング素子Ｓ３がＰＷＭ制御される。この期間Ｔ３においては、図５(ｃ)に示す如く、スイッチング素子Ｓ３に対するスイッチング信号と同じ信号がスイッチング素子Ｓ１に供給されて、該スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｓ３がオンのときはオン、スイッチング素子Ｓ３がオフのときはオフに設定される。又、スイッチング素子Ｓ４は、常にオフに設定される。
従って、スイッチング素子Ｓ３がオンのときには、Ｕ相巻線とＷ相巻線との間の電位差Ｅuwにより、図９に実線で示す如く電流が流れて、両巻線にエネルギーが蓄えられる。このとき、電流ループ線路に介在するスイッチング素子Ｓ１の抵抗はダイオードＤ１よりも小さいので、電流がダイオードＤ１を通過する従来の電動モータ付自転車に比べてエネルギー損失は小さなものとなる。
一方、スイッチング素子Ｓ３がオフのときには、図中に破線で示す如く電流が流れて、両巻線に蓄えられたエネルギーがバッテリー(３)に供給される。
期間Ｔ５
Ｖ相電圧が最も低く、且つＵ相電圧が最も高い期間Ｔ５には、図１０に示す昇圧チョッパ回路が形成されて、スイッチング素子Ｓ５がＰＷＭ制御される。この期間Ｔ５においては、図５(ｃ)に示す如く、スイッチング素子Ｓ５に対するスイッチング信号と同じ信号がスイッチング素子Ｓ１に供給されて、該スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｓ５がオンのときはオン、スイッチング素子Ｓ５がオフのときはオフに設定される。又、スイッチング素子Ｓ６は、常にオフに設定される。
従って、スイッチング素子Ｓ５がオンのときには、Ｕ相巻線とＶ相巻線との間の電位差Ｅuvにより、図１０に実線で示す如く電流が流れて、両巻線にエネルギーが蓄えられる。このとき、電流ループ線路に介在するスイッチング素子Ｓ１の抵抗はダイオードＤ１よりも小さいので、電流がダイオードＤ１を通過する従来の電動モータ付自転車に比べてエネルギー損失は小さなものとなる。
一方、スイッチング素子Ｓ５がオフのときには、図中に破線で示す如く電流が流れて、両巻線に蓄えられたエネルギーがバッテリー(３)に供給される。
期間Ｔ６
Ｖ相電圧が最も低く、且つＷ相電圧が最も高い期間Ｔ６には、図１１に示す昇圧チョッパ回路が形成されて、スイッチング素子Ｓ５がＰＷＭ制御される。この期間Ｔ６においては、図５(ｃ)に示す如く、スイッチング素子Ｓ５に対するスイッチング信号と同じ信号がスイッチング素子Ｓ３に供給されて、該スイッチング素子Ｓ３は、スイッチング素子Ｓ５がオンのときはオン、スイッチング素子Ｓ５がオフのときはオフに設定される。又、スイッチング素子Ｓ６は、常にオフに設定される。
従って、スイッチング素子Ｓ５がオンのときには、Ｗ相巻線とＶ相巻線との間の電位差Ｅwvにより、図１１に実線で示す如く電流が流れて、両巻線にエネルギーが蓄えられる。このとき、電流ループ線路に介在するスイッチング素子Ｓ３の抵抗はダイオードＤ３よりも小さいので、電流がダイオードＤ３を通過する従来の電動モータ付自転車に比べてエネルギー損失は小さなものとなる。
一方、スイッチング素子Ｓ５がオフのときには、図中に破線で示す如く電流が流れて、両巻線に蓄えられたエネルギーがバッテリー(３)に供給される。
回生走行モードにおいては、上述の期間Ｔ１〜Ｔ６が繰り返されることによって、バッテリー(３)が充電される。
本実施例の電動モータ付自転車においては、上述の如くスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３及びＳ５がＰＷＭ制御によりオンに設定されたときにエネルギー損失が減少するので、従来の電動モータ付自転車よりも高い回生効率が得られる。
第２実施例
本実施例の電動モータ付自転車の構成及び動作は、マイクロコンピュータ及び論理ゲート回路を除いて、図２に示す第１実施例の電動モータ付自転車と同一である。
図１２は、本実施例の論理ゲート回路(46)の構成を表わしており、該論理ゲート回路(46)は、マイクロコンピュータによって作成されるＰＷＭ制御信号が入力されるべきＰＷＭ入力端子(461)と、６つの位相信号Ｈ１〜Ｈ３、Ｌ１〜Ｌ３がそれぞれ入力されるべき６つの位相信号入力端子(462a)〜(462f)と、インバータ(42)のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６にそれぞれ接続された６つのスイッチング出力端子(463a)〜(463f)と、３つの入力端子側ＡＮＤ素子(464a)〜(464c)と、３つの出力端子側ＡＮＤ素子(466a)〜(466c)と、３つのＮＯＴ素子(465a)〜(465c)とを具えている。
ＰＷＭ入力端子(461)及び第１ハイサイド位相信号Ｈ１が入力されるべき位相信号入力端子(462a)は、第１入力端子側ＡＮＤ素子(464a)の２つの入力端子に接続され、該ＡＮＤ素子(464a)の出力端子は、スイッチング素子Ｓ１に接続されたスイッチング出力端子(463a)に接続されると共に第１ＮＯＴ素子(465a)の入力端子に接続されている。第１ＮＯＴ素子(465a)の出力端子及び第１ローサイド位相信号Ｌ１が入力されるべき位相信号入力端子(462b)は、第１出力端子側ＡＮＤ素子(466a)の２つの入力端子に接続され、該ＡＮＤ素子(466a)の出力端子は、スイッチング素子Ｓ２に接続されたスイッチング出力端子(463b)に接続されている。
又、前記ＰＷＭ入力端子(461)及び第２ハイサイド位相信号Ｈ２が入力されるべき位相信号入力端子(462c)は、第２入力端子側ＡＮＤ素子(464b)の２つの入力端子に接続され、該ＡＮＤ素子(464b)の出力端子は、スイッチング素子Ｓ３に接続されたスイッチング出力端子(463c)に接続されると共に第２ＮＯＴ素子(465b)の入力端子に接続されている。第２ＮＯＴ素子(465b)の出力端子及び第２ローサイド位相信号Ｌ２が入力されるべき位相信号入力端子(462d)は、第２出力端子側ＡＮＤ素子(466b)の２つの入力端子に接続され、該ＡＮＤ素子(466b)の出力端子は、スイッチング素子Ｓ４に接続されたスイッチング出力端子(463d)に接続されている。
更に、前記ＰＷＭ入力端子(461)及び第３ハイサイド位相信号Ｈ３が入力されるべき位相信号入力端子(462e)は、第３入力端子側ＡＮＤ素子(464c)の２つの入力端子に接続され、該ＡＮＤ素子(464c)の出力端子は、スイッチング素子Ｓ５に接続されたスイッチング出力端子(463e)に接続されると共に第３ＮＯＴ素子(465c)の入力端子に接続されている。第３ＮＯＴ素子(465c)の出力端子及び第３ローサイド位相信号Ｌ３が入力されるべき位相信号入力端子(462f)は、第３出力端子側ＡＮＤ素子(466c)の２つの入力端子に接続され、該ＡＮＤ素子(466c)の出力端子は、スイッチング素子Ｓ６に接続されたスイッチング出力端子(463f)に接続されている。
アシスト走行モードにおいては、マイクロコンピュータによって、図１３(ｂ)の如く、第１実施例と同じＰＷＭ制御信号及び６つの位相信号Ｈ１〜Ｈ３、Ｌ１〜Ｌ３が作成されて論理ゲート回路(46)に入力され、論理ゲート回路(46)では、同図(ｃ)の如く、第１実施例と同じ６つのスイッチング信号が作成されることになる。それらのスイッチング信号はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に供給されて、各スイッチング素子がオン／オフ制御される。これによって、同図(ａ)に示す如く、第１実施例と同じ矩形波の駆動電圧が、電動モータ(２)の３相巻線に印加されることになる。
アシスト走行モードにおいては、１２０度の通電期間を有する矩形波の駆動電圧をモータに印加することによりモータを駆動する１２０度矩形波駆動方式によって、電動モータ(２)が駆動されることになる。
一方、回生走行モードにおいては、図１４(ａ)に示す如く変化する電圧が電動モータ(２)の３相巻線に誘起される。各電圧波形は、３６０度を１周期として正弦波状に変化し、３つの電圧波形は互いに１２０度の位相差を有している。
本実施例のマイクロコンピュータは、インバータ(42)を構成する６つのスイッチング素子の内、３つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３及びＳ５を順次ＰＷＭ制御することによって該インバータ(42)の回生充電動作を制御するものであり、該マイクロコンピュータによって、同図(ｂ)の如く変化するＰＷＭ制御信号及び６つの位相信号Ｈ１〜Ｈ３、Ｌ１〜Ｌ３が作成される。ＰＷＭ制御信号は、ハイとローに切り替わる矩形波である。第１〜第３ハイサイド位相信号Ｈ１〜Ｈ３はそれぞれ、３６０度を１周期として１２０度の期間だけハイとなる矩形波であって、これら３つのハイサイド位相信号は互いに１２０度の位相差を有している。第１〜第３ローサイド位相信号Ｌ１〜Ｌ３はそれぞれ、１８０度を１周期として１２０度の期間だけハイとなる矩形波であって、これら３つのローサイド位相信号は互いに１２０度の位相差を有しており、第１ハイサイド位相信号Ｈ１のハイ期間と第１ローサイド位相信号Ｌ１のハイ期間、第２ハイサイド位相信号Ｈ２のハイ期間と第２ローサイド位相信号Ｌ２のハイ期間、第３ハイサイド位相信号Ｈ３のハイ期間と第３ローサイド位相信号Ｌ３のハイ期間は互いに重なっている。
上述のＰＷＭ制御信号及び６つの位相信号Ｈ１〜Ｈ３、Ｌ１〜Ｌ３が論理ゲート回路(46)に入力され、論理ゲート回路(46)では、同図(ｃ)の如く変化する６つのスイッチング信号が作成される。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３及びＳ５のそれぞれに対するスイッチング信号は、３６０度を１周期として、１２０度の期間だけＰＷＭ制御信号に応じてハイとローに切り替わる一方、残りの２４０度の期間はローとなる矩形波であって、これら３つのスイッチング信号は互いに１２０度の位相差を有している。これに対し、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４及びＳ６のそれぞれに対するスイッチング信号は、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３及びＳ５がＰＷＭ制御信号に応じて変化する前記１２０度の期間はこれらのスイッチング素子に対するスイッチング信号を反転させたものであって、その後の６０度の期間、１２０度の期間及び６０度の期間は、ロー、ハイ、ローと切り替わる矩形波である。
期間Ｔ１
Ｕ相電圧が最も低く、且つＷ相電圧が最も高い期間Ｔ１には、図１５に示す昇圧チョッパ回路が形成されて、スイッチング素子Ｓ４がＰＷＭ制御される。この期間Ｔ１においては、図１４(ｃ)に示す如く、スイッチング素子Ｓ４に対するスイッチング信号を反転させた信号がスイッチング素子Ｓ３に供給されて、該スイッチング素子Ｓ３は、スイッチング素子Ｓ４がオンのときはオフ、スイッチング素子Ｓ３がオフのときはオンに設定される。又、スイッチング素子Ｓ２は、常にオンに設定される。
従って、スイッチング素子Ｓ４がオンのときには、Ｗ相巻線とＵ相巻線との間の電位差Ｅwuにより、図１５に実線で示す如くＷ相巻線、スイッチング素子Ｓ４、スイッチング素子Ｓ２及びＵ相巻線に電流が流れて、両巻線にエネルギーが蓄えられる。このとき、電流ループ線路に介在するスイッチング素子Ｓ２の抵抗はダイオードＤ２よりも小さいので、電流がダイオードＤ２を通過する従来の電動モータ付自転車に比べてエネルギー損失は小さなものとなる。
一方、スイッチング素子Ｓ４がオフのときには、図中に破線で示す如くＷ相巻線、スイッチング素子Ｓ３、バッテリー(３)、スイッチング素子Ｓ２及びＵ相巻線に電流が流れて、両巻線に蓄えられたエネルギーがバッテリー(３)に供給される。このとき、電流ループ線路に介在するスイッチング素子Ｓ３及びＳ２の抵抗はダイオードＤ３及びＤ２よりも小さいので、電流がダイオードＤ３及びＤ２を通過する従来の電動モータ付自転車に比べてエネルギー損失は小さなものとなる。
期間Ｔ２
Ｕ相電圧が最も低く、且つＶ相電圧が最も高い期間Ｔ２には、図１６に示す昇圧チョッパ回路が形成されて、スイッチング素子Ｓ６がＰＷＭ制御される。この期間Ｔ２においては、図１４(ｃ)に示す如く、スイッチング素子Ｓ６に対するスイッチング信号を反転させた信号がスイッチング素子Ｓ５に供給されて、該スイッチング素子Ｓ５は、スイッチング素子Ｓ６がオンのときはオフ、スイッチング素子Ｓ６がオフのときはオンに設定される。又、スイッチング素子Ｓ２は、常にオンに設定される。
従って、スイッチング素子Ｓ６がオンのときには、Ｖ相巻線とＵ相巻線との間の電位差Ｅvuにより、図１６に実線で示す如く電流が流れて、両巻線にエネルギーが蓄えられる。このとき、電流ループ線路に介在するスイッチング素子Ｓ２の抵抗はダイオードＤ２よりも小さいので、電流がダイオードＤ２を通過する従来の電動モータ付自転車に比べてエネルギー損失は小さなものとなる。
一方、スイッチング素子Ｓ６がオフのときには、図中に破線で示す如く電流が流れて、両巻線に蓄えられたエネルギーがバッテリー(３)に供給される。このとき、電流ループ線路に介在するスイッチング素子Ｓ５及びＳ２の抵抗はダイオードＤ５及びＤ２よりも小さいので、電流がダイオードＤ５及びＤ２を通過する従来の電動モータ付自転車に比べてエネルギー損失は小さなものとなる。
期間Ｔ３
Ｗ相電圧が最も低く、且つＶ相電圧が最も高い期間Ｔ３には、図１７に示す昇圧チョッパ回路が形成されて、スイッチング素子Ｓ６がＰＷＭ制御される。この期間Ｔ３においては、図１４(ｃ)に示す如く、スイッチング素子Ｓ６に対するスイッチング信号を反転させた信号がスイッチング素子Ｓ５に供給されて、該スイッチング素子Ｓ５は、スイッチング素子Ｓ６がオンのときはオフ、スイッチング素子Ｓ６がオフのときはオンに設定される。又、スイッチング素子Ｓ４は、常にオンに設定される。
従って、スイッチング素子Ｓ６がオンのときには、Ｖ相巻線とＷ相巻線との間の電位差Ｅvwにより、図１７に実線で示す如く電流が流れて、両巻線にエネルギーが蓄えられる。このとき、電流ループ線路に介在するスイッチング素子Ｓ４の抵抗はダイオードＤ４よりも小さいので、電流がダイオードＤ４を通過する従来の電動モータ付自転車に比べてエネルギー損失は小さなものとなる。
一方、スイッチング素子Ｓ６がオフのときには、図中に破線で示す如く電流が流れて、両巻線に蓄えられたエネルギーがバッテリー(３)に供給される。このとき、電流ループ線路に介在するスイッチング素子Ｓ５及びＳ４の抵抗はダイオードＤ５及びＤ４よりも小さいので、電流がダイオードＤ５及びＤ４を通過する従来の電動モータ付自転車に比べてエネルギー損失は小さなものとなる。
期間Ｔ４
Ｗ相電圧が最も低く、且つＵ相電圧が最も高い期間Ｔ４には、図１８に示す昇圧チョッパ回路が形成されて、スイッチング素子Ｓ２がＰＷＭ制御される。この期間Ｔ４においては、図１４(ｃ)に示す如く、スイッチング素子Ｓ２に対するスイッチング信号を反転させた信号がスイッチング素子Ｓ１に供給されて、該スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｓ２がオンのときはオフ、スイッチング素子Ｓ２がオフのときはオンに設定される。又、スイッチング素子Ｓ４は、常にオンに設定される。
従って、スイッチング素子Ｓ２がオンのときには、Ｕ相巻線とＷ相巻線との間の電位差Ｅuwにより、図１８に実線で示す如く電流が流れて、両巻線にエネルギーが蓄えられる。このとき、電流ループ線路に介在するスイッチング素子Ｓ４の抵抗はダイオードＤ４よりも小さいので、電流がダイオードＤ４を通過する従来の電動モータ付自転車に比べてエネルギー損失は小さなものとなる。
一方、スイッチング素子Ｓ２がオフのときには、図中に破線で示す如く電流が流れて、両巻線に蓄えられたエネルギーがバッテリー(３)に供給される。このとき、電流ループ線路に介在するスイッチング素子Ｓ１及びＳ４の抵抗はダイオードＤ１及びＤ４よりも小さいので、電流がダイオードＤ１及びＤ２を通過する従来の電動モータ付自転車に比べてエネルギー損失は小さなものとなる。
期間Ｔ５
Ｖ相電圧が最も低く、且つＵ相電圧が最も高い期間Ｔ５には、図１９に示す昇圧チョッパ回路が形成されて、スイッチング素子Ｓ２がＰＷＭ制御される。この期間Ｔ５においては、図１４(ｃ)に示す如く、スイッチング素子Ｓ２に対するスイッチング信号を反転させた信号がスイッチング素子Ｓ１に供給されて、該スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｓ２がオンのときはオフ、スイッチング素子Ｓ２がオフのときはオンに設定される。又、スイッチング素子Ｓ６は、常にオンに設定される。
従って、スイッチング素子Ｓ２がオンのときには、Ｕ相巻線とＶ相巻線との間の電位差Ｅuvにより、図１９に実線で示す如く電流が流れて、両巻線にエネルギーが蓄えられる。このとき、電流ループ線路に介在するスイッチング素子Ｓ６の抵抗はダイオードＤ６よりも小さいので、電流がダイオードＤ６を通過する従来の電動モータ付自転車に比べてエネルギー損失は小さなものとなる。
一方、スイッチング素子Ｓ２がオフのときには、図中に破線で示す如く電流が流れて、両巻線に蓄えられたエネルギーがバッテリー(３)に供給される。このとき、電流ループ線路に介在するスイッチング素子Ｓ１及びＳ６の抵抗はダイオードＤ１及びＤ６よりも小さいので、電流がダイオードＤ１及びＤ６を通過する従来の電動モータ付自転車に比べてエネルギー損失は小さなものとなる。
期間Ｔ６
Ｖ相電圧が最も低く、且つＷ相電圧が最も高い期間Ｔ６には、図２０に示す昇圧チョッパ回路が形成されて、スイッチング素子Ｓ４がＰＷＭ制御される。この期間Ｔ６においては、図１４(ｃ)に示す如く、スイッチング素子Ｓ４に対するスイッチング信号を反転させた信号がスイッチング素子Ｓ３に供給されて、該スイッチング素子Ｓ３は、スイッチング素子Ｓ４がオンのときはオフ、スイッチング素子Ｓ４がオフのときはオンに設定される。又、スイッチング素子Ｓ６は、常にオンに設定される。
従って、スイッチング素子Ｓ４がオンのときには、Ｗ相巻線とＶ相巻線との間の電位差Ｅwvにより、図２０に実線で示す如く電流が流れて、両巻線にエネルギーが蓄えられる。このとき、電流ループ線路に介在するスイッチング素子Ｓ６の抵抗はダイオードＤ６よりも小さいので、電流がダイオードＤ６を通過する従来の電動モータ付自転車に比べてエネルギー損失は小さなものとなる。
一方、スイッチング素子Ｓ４がオフのときには、図中に破線で示す如く電流が流れて、両巻線に蓄えられたエネルギーがバッテリー(３)に供給される。このとき、電流ループ線路に介在するスイッチング素子Ｓ３及びＳ６の抵抗はダイオードＤ３及びＤ６よりも小さいので、電流がダイオードＤ３及びＤ６を通過する従来の電動モータ付自転車に比べてエネルギー損失は小さなものとなる。
回生走行モードにおいては、上述の期間Ｔ１〜Ｔ６が繰り返されることによって、バッテリー(３)が充電される。
本実施例の電動モータ付自転車においては、上述の如く、３つのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４及びＳ６がＰＷＭ制御によりオンに設定されたときのみならず、オフに設定されたときにもエネルギー損失が減少するので、更に高い回生効率が得られる。
第３実施例
本実施例の電動モータ付自転車は、第１及び第２実施例の電動モータ(２)及びインバータ(42)に代えて、図２１に示す如く、直流のブラシモータからなる電動モータ(20)と、アシスト走行モードではバッテリーから得られる電圧を降圧して電動モータに出力する一方、回生走行モードでは電動モータから得られる電圧を昇圧してバッテリーに出力する可逆チョッパ回路(52)とを具えている。
可逆チョッパ回路(52)は、電動モータ(20)の両極からバッテリー(30)の両極へ伸びる正負一対の直列線路(52a)(52a)を具え、これらの直列線路(52a)(52a)は、２本の並列線路(52b)(52b)によって互いに連結されている。一方の並列線路(52b)には１つのコンデンサＣが介在すると共に、他方の並列線路(52b)にはＭＯＳＦＥＴからなる１つのスイッチング素子Ｓ１が介在しており、該スイッチング素子Ｓ１のソース及びドレインには、これらの電極を互いに接続する１つのダイオードＤ１が接続されている。又、一方の直列線路(52a)には、前記スイッチング素子Ｓ１よりもバッテリー(30)側に１つのスイッチング素子Ｓ２が介在しており、該スイッチング素子Ｓ２のソース及びドレインには、これらの電極を互いに接続する１つのダイオードＤ２が接続されている。
上述の２つのスイッチング素子Ｓ１及びＳ２には、制御回路(51)からのスイッチング信号が供給されて、各スイッチング素子がオン／オフ制御される。
図２２は、回生走行モードにおいて上述の２つのスイッチング素子Ｓ１及びＳ２に供給されるスイッチング信号の波形を表わしている。上記可逆チョッパ回路(52)においては、昇圧比に応じてスイッチング素子Ｓ１がＰＷＭ制御され、該スイッチング素子Ｓ１に供給されるスイッチング信号は、昇圧比に応じてハイとローに切り替わる矩形波である。一方、スイッチング素子Ｓ２に供給されるスイッチング信号は、スイッチングＳ１を反転させた矩形波である。
回生走行モードにおいて、スイッチング素子Ｓ１がオンのときには、図２１に実線で示す如くスイッチング素子Ｓ１に電流が流れて、電動モータ(20)を構成するコイルにエネルギーが蓄えられる。
一方、スイッチング素子Ｓ１がオフのときには、スイッチング素子Ｓ２がオンに設定されるため、図中に一点鎖線で示す如くスイッチング素子Ｓ２及びバッテリー(30)に電流が流れて、前記コイルに蓄えられたエネルギーがバッテリー(30)に供給される。このとき、スイッチング素子Ｓ２の抵抗はダイオードＤ２よりも小さいので、電流がダイオードＤ２を通過する電動モータ付自転車に比べてエネルギー損失は小さなものとなる。
本実施例の電動モータ付自転車においては、上述の如くスイッチング素子Ｓ１がオフに設定されたときにエネルギー損失が減少するので、高い回生効率が得られる。
尚、本発明の各部構成は上記実施の形態に限らず、特許請求の範囲に記載の技術的範囲内で種々の変形が可能である。
例えば、図５に示す期間Ｔ１及びＴ６にはスイッチング素子Ｓ３、期間Ｔ２及びＴ３にはスイッチング素子Ｓ５、期間Ｔ４及びＴ５にはスイッチング素子Ｓ１を常にオンに設定する構成を採用することも可能である。
又、期間Ｔ１及びＴ２にはスイッチング素子Ｓ２、期間Ｔ３及びＴ４にはスイッチング素子Ｓ４、期間Ｔ５及びＴ６にはスイッチング素子Ｓ６を常にオンに設定する構成を採用することも可能である。
更に、第１実施例においては、図３に示す論理ゲート回路(41)に代えて、図１２に示す第２実施例の論理ゲート回路(46)を採用することも可能である。図１２に示す論理ゲート回路(46)に対して、図５(ｂ)の如く変化するＰＷＭ制御信号及び６つの位相信号Ｈ１〜Ｈ３、Ｌ１〜Ｌ３を供給すれば、同図(ｃ)の如く変化する６つのスイッチング信号を得ることが出来る。
本発明に係る電動モータ付自転車の全体構成を表わす概略図である。 上記電動モータ付自転車の電気的構成を表わすブロック図である。 第１実施例の論理ゲート回路の構成を表わす図である。 第１実施例の電動モータ付自転車のアシスト走行モードにおいて電動モータの３相巻線に印加される電圧の波形、論理ゲート回路に入力される信号の波形、及びインバータのスイッチング素子に対するスイッチング信号の波形を表わす波形図である。 上記電動モータ付自転車の回生走行モードにおいて電動モータの３相巻線に誘起される電圧の波形、論理ゲート回路に入力される信号の波形、及びインバータのスイッチング素子に対するスイッチング信号の波形を表わす波形図である。 Ｕ相電圧が最も低く、且つＷ相電圧が最も高い期間に形成される昇圧チョッパ回路の構成を表わす回路図である。 Ｕ相電圧が最も低く、且つＶ相電圧が最も高い期間に形成される昇圧チョッパ回路の構成を表わす回路図である。 Ｗ相電圧が最も低く、且つＶ相電圧が最も高い期間に形成される昇圧チョッパ回路の構成を表わす回路図である。 Ｗ相電圧が最も低く、且つＵ相電圧が最も高い期間に形成される昇圧チョッパ回路の構成を表わす回路図である。 Ｖ相電圧が最も低く、且つＵ相電圧が最も高い期間に形成される昇圧チョッパ回路の構成を表わす回路図である。 Ｖ相電圧が最も低く、且つＷ相電圧が最も高い期間に形成される昇圧チョッパ回路の構成を表わす回路図である。 第２実施例の論理ゲート回路の構成を表わす図である。 第２実施例の電動モータ付自転車のアシスト走行モードにおいて電動モータの３相巻線に印加される電圧の波形、論理ゲート回路に入力される信号の波形、及びインバータのスイッチング素子に対するスイッチング信号の波形を表わす波形図である。 上記電動モータ付自転車の回生走行モードにおいて電動モータの３相巻線に誘起される電圧の波形、論理ゲート回路に入力される信号の波形、及びインバータのスイッチング素子に対するスイッチング信号の波形を表わす波形図である。 Ｕ相電圧が最も低く、且つＷ相電圧が最も高い期間に形成される昇圧チョッパ回路の構成を表わす回路図である。 Ｕ相電圧が最も低く、且つＶ相電圧が最も高い期間に形成される昇圧チョッパ回路の構成を表わす回路図である。 Ｗ相電圧が最も低く、且つＶ相電圧が最も高い期間に形成される昇圧チョッパ回路の構成を表わす回路図である。 Ｗ相電圧が最も低く、且つＵ相電圧が最も高い期間に形成される昇圧チョッパ回路の構成を表わす回路図である。 Ｖ相電圧が最も低く、且つＵ相電圧が最も高い期間に形成される昇圧チョッパ回路の構成を表わす回路図である。 Ｖ相電圧が最も低く、且つＷ相電圧が最も高い期間に形成される昇圧チョッパ回路の構成を表わす回路図である。 第３実施例の電動モータ付自転車に搭載されている可逆チョッパ回路の構成を表わす回路図である。 上記電動モータ付自転車の回生走行モードにおいて可逆チョッパ回路のスイッチング素子に対するスイッチング信号の波形を表わす波形図である。 従来の電動モータ付自転車の全体構成を表わす概略図である。 回生走行モードの設定が可能な従来の電動モータ付自転車の電気的構成を表わすブロック図である。 上記電動モータ付自転車の回生走行モードにおいて電動モータの３相巻線に誘起される電圧の波形、及びインバータのスイッチング素子に対するスイッチング信号の波形を表わす波形図である。 Ｕ相電圧が最も低く、且つＷ相電圧が最も高い期間に形成される昇圧チョッパ回路の構成を表わす回路図である。 Ｕ相電圧が最も低く、且つＶ相電圧が最も高い期間に形成される昇圧チョッパ回路の構成を表わす回路図である。 Ｗ相電圧が最も低く、且つＶ相電圧が最も高い期間に形成される昇圧チョッパ回路の構成を表わす回路図である。
符号の説明
(２) 電動モータ
(３) バッテリー
(40) マイクロコンピュータ
(41) 論理ゲート回路
(42) インバータ
Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード

Claims (8)

  1. 電動モータから得られる交流電圧を直流電圧に変換して該モータの電源となるバッテリーに供給する回生充電動作が可能な整流装置と、整流装置を制御する制御回路とを具え、前記整流装置は、複数のスイッチング素子と各スイッチング素子のソース及びドレインを互いに接続する複数の整流素子とを具えているモータ制御装置において、前記制御回路は、前記複数のスイッチング素子に含まれる複数のスイッチング素子を順次オン／オフ制御することによって回生充電動作を制御するものであって、回生充電動作を制御するために１つのスイッチング素子をオンに設定する期間及び／又はオフに設定する期間は、該期間に形成される電流ループ線路に介在する少なくとも１つの他のスイッチング素子をオンに設定することを特徴とするモータ制御装置。
  2. 前記整流装置を構成する複数のスイッチング素子は、互いに直列に接続された複数のスイッチング素子対から構成され、これら複数のスイッチング素子対は夫々、バッテリーの両極に接続された正負一対の直列線路を互いに連結する複数本の並列線路に介在しており、前記制御回路は、複数のスイッチング素子対の一方のスイッチング素子を順次オン／オフ制御することによって回生充電動作を制御するものであって、回生充電動作を制御するために１つのスイッチング素子をオンに設定する期間は、該スイッチング素子を含んで形成される電流ループ線路に介在する１或いは複数の他のスイッチング素子をオンに設定する請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 前記制御回路は、回生充電動作を制御するために１つのスイッチング素子をオフに設定する期間は、前記１或いは複数の他のスイッチング素子をオンに設定する請求項２に記載のモータ制御装置。
  4. 前記制御回路は、回生充電動作を制御するために１つのスイッチング素子をオフに設定する期間は、該スイッチング素子と対になるスイッチング素子をオンに設定する請求項２又は請求項３に記載のモータ制御装置。
  5. 前記制御回路は、前記整流装置を構成する複数のスイッチング素子のそれぞれに対する複数のスイッチング信号を作成する論理回路と、ＰＷＭ制御信号と前記複数のスイッチング信号の位相を決定することとなる複数の位相信号とを作成して前記論理回路に供給する信号処理回路とを具え、前記論理回路は、前記ＰＷＭ制御信号が入力されるべきＰＷＭ入力端子と、前記複数の位相信号がそれぞれ入力されるべき複数の位相信号入力端子と、前記複数のスイッチング素子にそれぞれ接続された複数のスイッチング出力端子と、前記複数のスイッチング素子を構成するスイッチング素子対と同数の論理積素子とを具えており、前記ＰＷＭ入力端子と、各スイッチング素子対の前記一方のスイッチング素子に対するスイッチング信号の位相を決定することとなる位相信号が入力されるべき位相信号入力端子とが１つの論理積素子の２つの入力端子に接続され、該論理積素子の出力端子が、該一方のスイッチング素子に接続されたスイッチング出力端子に接続されており、各スイッチング素子対の他方のスイッチング素子に対するスイッチング信号の位相を決定することとなる位相信号が入力されるべき位相信号入力端子が、該スイッチング素子に接続されたスイッチング出力端子に接続されている請求項２乃至請求項４の何れかに記載のモータ制御装置。
  6. 前記制御回路は、前記整流装置を構成する複数のスイッチング素子のそれぞれに対する複数のスイッチング信号を作成する論理回路と、ＰＷＭ制御信号と前記複数のスイッチング信号の位相を決定することとなる複数の位相信号とを作成して前記論理回路に供給する信号処理回路とを具え、前記論理回路は、前記ＰＷＭ制御信号が入力されるべきＰＷＭ入力端子と、前記複数の位相信号がそれぞれ入力されるべき複数の位相信号入力端子と、前記複数のスイッチング素子にそれぞれ接続された複数のスイッチング出力端子と、前記複数のスイッチング素子を構成するスイッチング素子対と同数の入力端子側論理積素子と、該スイッチング素子対と同数の出力端子側論理積素子と、該スイッチング素子対と同数の否定素子とを具えており、前記ＰＷＭ入力端子と、各スイッチング素子対の前記一方のスイッチング素子に対するスイッチング信号の位相を決定することとなる位相信号が入力されるべき位相信号入力端子とが１つの入力端子側論理積素子の２つの入力端子に接続され、該論理積素子の出力端子が、該一方のスイッチング素子に接続されたスイッチング出力端子に接続されると共に１つの否定素子の入力端子に接続されており、該否定素子の出力端子と、各スイッチング素子対の他方のスイッチング素子に対するスイッチング信号の位相を決定することとなる位相信号が入力されるべき位相信号入力端子とが１つの出力端子側論理積素子の２つの入力端子に接続され、該論理積素子の出力端子が前記他方のスイッチング素子に接続されたスイッチング出力端子に接続されている請求項２乃至請求項４の何れかに記載のモータ制御装置。
  7. 前記整流装置は、バッテリーから得られる直流電圧を交流電圧に変換して電動モータに供給するモータ駆動動作が可能であって、前記制御回路の信号処理回路は、前記整流装置の回生充電動作時及びモータ駆動動作時に、前記ＰＷＭ制御信号及び前記複数の位相信号を作成して前記論理回路に供給する動作を実行する請求項５又は請求項６に記載のモータ制御装置。
  8. 電動モータから得られる直流電圧を昇圧して該モータの電源となるバッテリーに供給する回生充電動作が可能な電圧調整回路と、電圧調整回路を制御する制御回路とを具えたモータ制御装置において、前記電圧調整回路は、
    電動モータの両極からバッテリーの両極へ伸びる正負一対の直列線路を互いに連結する並列線路に介在する第１スイッチング素子と、
    前記一対の直列線路の内、少なくとも一方の直列線路の前記並列線路よりもバッテリー側に介在する第２スイッチング素子と、
    第２スイッチング素子のソース及びドレインを互いに接続する整流素子
    とを具え、前記制御回路は、第１スイッチング素子をオフに設定する期間は、第２スイッチング素子をオンに設定することを特徴とするモータ制御装置。
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