JP2007300799A - 電圧変換装置、電圧変換方法、電圧変換の制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体 - Google Patents

Abstract

【課題】トランジスタのデッドタイムの影響を低減して直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換装置を提供する。
【解決手段】制御装置３０は、電圧センサー１０，１３からそれぞれ直流電圧Ｖｂおよび出力電圧Ｖｍを受け、その受けた直流電圧Ｖｂおよび出力電圧Ｖｍを用いてリプル電流Ｉｒを演算する。そして、制御装置３０は、電流センサー１１からのリアクトル電流ＩＬがリプル電流Ｉｒよりも大きいとき、またはリアクトル電流ＩＬがリプル電流−Ｉｒよりも小さいとき、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＵのキャリア周波数ｆｃを最適キャリア周波数に設定し、リアクトル電流ＩＬが−Ｉｒ≦ＩＬ≦Ｉｒの範囲（ＩＬ＝０を除く）であるとき、信号ＰＷＵのキャリア周波数ｆｃを最適キャリア周波数よりも低くして昇圧コンバータ１２を制御する。
【選択図】図１

Description

この発明は、直流電源からの直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換装置、直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換方法、および直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換の制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体に関するものである。

最近、環境に配慮した自動車としてハイブリッド自動車（Ｈｙｂｒｉｄ Ｖｅｈｉｃｌｅ）および電気自動車（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）が大きな注目を集めている。そして、ハイブリッド自動車は、一部、実用化されている。

このハイブリッド自動車は、従来のエンジンに加え、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。つまり、エンジンを駆動することにより動力源を得るとともに、直流電源からの直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、その変換した交流電圧によりモータを回転することによって動力源を得るものである。また、電気自動車は、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。

このようなハイブリッド自動車または電気自動車においては、直流電源からの直流電圧を昇圧コンバータによって昇圧し、その昇圧した直流電圧がモータを駆動するインバータに供給されるようにすることも検討されている（たとえば、特開２００１−２７５３６７号公報など）。

すなわち、ハイブリッド自動車または電気自動車は、図１５に示すモータ駆動装置を搭載している。図１５を参照して、モータ駆動装置３００は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、双方向コンバータ３１０と、電圧センサー３２０と、インバータ３３０とを備える。

直流電源Ｂは、直流電圧を出力する。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置（図示せず）によってオンされると、直流電源Ｂからの直流電圧をコンデンサＣ１に供給する。コンデンサＣ１は、直流電源ＢからシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２を介して供給された直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧を双方向コンバータ３１０へ供給する。

双方向コンバータ３１０は、リアクトル３１１と、ＮＰＮトランジスタ３１２，３１３と、ダイオード３１４，３１５とを含む。リアクトル３１１の一方端は直流電源Ｂの電源ラインに接続され、他方端はＮＰＮトランジスタ３１２とＮＰＮトランジスタ３１３との中間点、すなわち、ＮＰＮトランジスタ３１２のエミッタとＮＰＮトランジスタ３１３のコレクタとの間に接続される。ＮＰＮトランジスタ３１２，３１３は、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。そして、ＮＰＮトランジスタ３１２のコレクタは電源ラインに接続され、ＮＰＮトランジスタ３１３のエミッタはアースラインに接続される。また、各ＮＰＮトランジスタ３１２，３１３のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオード３１４，３１５が接続されている。

双方向コンバータ３１０は、制御装置（図示せず）によってＮＰＮトランジスタ３１２，３１３がオン／オフされ、コンデンサＣ１から供給された直流電圧を昇圧して出力電圧をコンデンサＣ２に供給する。また、双方向コンバータ３１０は、モータ駆動装置３００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１によって発電され、インバータ３３０によって変換された直流電圧を降圧してコンデンサＣ１へ供給する。

コンデンサＣ２は、双方向コンバータ３１０から供給された直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ３３０へ供給する。電圧センサー３２０は、コンデンサＣ２の両側の電圧、すなわち、双方向コンバータ３１０の出力電圧Ｖｍを検出する。

インバータ３３０は、コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると制御装置（図示せず）からの制御に基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値によって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ３３０は、モータ駆動装置３００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置からの制御に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して双方向コンバータ３１０へ供給する。

モータ駆動装置３００においては、直流電源Ｂから出力された直流電圧を昇圧して出力電圧Ｖｍをインバータ３３０へ供給するとき、電圧センサー３２０が検出した出力電圧Ｖｍが電圧指令Ｖｄｃｃｏｍになるようにフィードバック制御される。
特開２００１−２７５３６７号公報

しかし、直流電源Ｂから双方向コンバータ３１０へ流れるリアクトル電流がリアクトル電流のリプル電流よりも小さい範囲では、双方向コンバータ３１０のＮＰＮトランジスタ３１２，３１３の両方がオフされるデッドタイムの影響により、双方向コンバータ３１０の出力電圧Ｖｍが急激に上下するという問題がある。

すなわち、図１６を参照して、双方向コンバータ３１０が直流電圧を出力電圧Ｖｍに昇圧するとき、制御装置（図示せず）は、双方向コンバータ３１０に信号ＰＷＵを出力する。信号ＰＷＵは、５０％のデューティー比を有する。この場合、双方向コンバータ３１０のＮＰＮトランジスタ３１２，３１３は、それぞれ、信号ＰＷＵＵ，ＰＷＵＤをゲート端子に受ける。

そうすると、領域ＤＴ１〜ＤＴ４は、信号ＰＷＵＵ，ＰＷＵＤの両方がＬ（論理ロー）レベルになる領域であり、デッドタイムと呼ばれる。リアクトル電流が正であるとき、直流電流は、直流電源Ｂ、リアクトル３１１、および双方向コンバータ３１０の上アーム（ＮＰＮトランジスタ３１２）を介してインバータ３３０の正極母線に流れる。ＮＰＮトランジスタ３１２および３１３は、デッドタイムＤＴ１の期間、オフされるが、直流電流がダイオード３１４を介して正極母線に流れるため、デッドタイムＤＴ１の期間、ＮＰＮトランジスタ３１２は、実質的にオンされていることになる。デッドタイムＤＴ２〜ＤＴ４についても同様である。

その結果、ＮＰＮトランジスタ３１２の実質的なオンデューティーＤＴ１は、信号ＰＷＵにおけるオンデューティーＤＴよりも長くなり、ＮＰＮトランジスタ３１２は、信号ＰＷＵ１に従ってオン／オフされる。

また、リアクトル電流が負であるとき、直流電流は、直流電源Ｂの負極、負極母線、双方向コンバータ３１０の下アーム（ＮＰＮトランジスタ３１３）、リアクトル３１１、正極母線および直流電源Ｂの方向へ流れる。そうすると、上述したように、ＮＰＮトランジスタ３１２，３１３は、デッドタイムＤＴ１〜ＤＴ４を有するので、直流電流は、デッドタイムＤＴ１〜ＤＴ４の期間、ダイオード３１５を流れる。

その結果、ＮＰＮトランジスタ３１３のオンデューティーＤＴ２は、信号ＰＷＵにおけるオンデューティーＤＴよりも長くなり、ＮＰＮトランジスタ３１３は、信号ＰＷＵ２に従ってオン／オフされる。

さらに、リアクトル電流が零であるとき、ＮＰＮトランジスタ３１２，３１３のオン／オフに拘わらず、リアクトル電流は流れないので、デッドタイムＤＴ１〜ＤＴ４の期間においてもリアクトル電流は流れない。その結果、ＮＰＮトランジスタ３１２，３１３の実質的なオンデューティーＤＴ０は、信号ＰＷＵにおけるオンデューティーＤＴと同じであり、ＮＰＮトランジスタ３１２，３１３は、信号ＰＷＵ０に従ってオン／オフされる。

リアクトル電流ＩＬには、リプル電流Ｉｒが重畳されるため、零付近のリアクトル電流ＩＬの時間変化は、たとえば、図１７に示すようになる。図１７を参照して、リアクトル電流ＩＬは、タイミングｔ１〜タイミングｔ５の間、流れるものとする。そして、タイミングｔ１〜タイミングｔ２の間、およびタイミングｔ４〜タイミングｔ５の間、リアクトル電流ＩＬは正であり、タイミングｔ２〜タイミングｔ３の間、リアクトル電流ＩＬは零であり、タイミングｔ３〜タイミングｔ４の間、リアクトル電流ＩＬは負である。

リプル電流Ｉｒのリアクトル電流ＩＬへの影響は、リアクトル電流ＩＬが零に近づいたときに顕著になり、上述したように、リアクトル電流ＩＬが正または負の場合、ＮＰＮトランジスタ３１２またはＮＰＮトランジスタ３１３の実質的なオンデューティーＤＴ１またはＤＴ２は、ＮＰＮトランジスタ３１２，３１３のデッドタイムＤＴ１〜ＤＴ４の影響により長くなるので、デッドタイムＤＴ１〜ＤＴ４の期間に流れるリプル電流による出力電圧Ｖｍの変動が大きくなる。その結果、図１８に示すように、双方向コンバータ３１０の出力電圧Ｖｍは、タイミングｔ６〜タイミングｔ７の間、電圧指令Ｖｄｃｃｏｍを中心として急激に上下する。

そうすると、双方向コンバータ３１０の出力電圧Ｖｍを電圧指令Ｖｄｃｃｏｍに保持できない。

このように、リアクトル電流が零に近づくと、ＮＰＮトランジスタのデッドタイムおよびリプル電流の影響により、直流電源からの直流電圧を昇圧した出力電圧が電圧指令を中心として急激に上下するという問題が生じる。

そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、トランジスタのデッドタイムの影響を低減して直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換装置を提供することである。

また、この発明の別の目的は、トランジスタのデッドタイムの影響を低減して直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換方法を提供することである。

さらに、この発明の別の目的は、トランジスタのデッドタイムの影響を低減して直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換の制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体を提供することである。

この発明による電圧変換装置は、出力電圧が指令電圧になるように直流電源からの直流電圧を前記出力電圧に変換する電圧変換装置であって、電圧変換器と、検出手段と、制御手段とを備える。電圧変換器は、スイッチング素子を含み、直流電圧の電圧レベルを変えて出力電圧を出力する。検出手段は、直流電源から電圧変換器へ流れるリアクトル電流を検出する。制御手段は、検出手段により検出されたリアクトル電流の絶対値をリアクトル電流の極大値と極小値との差である、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値と比較し、その比較結果に応じて、電圧変換器に含まれるスイッチング素子をオン／オフするキャリア周波数を変更して電圧変換器を制御する。

好ましくは、制御手段は、リアクトル電流の絶対値がリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値以下であるとき、キャリア周波数を低下して前記電圧変換器を制御する。

好ましくは、制御手段は、さらに、スイッチング素子のデューティー比を一定に保持して電圧変換器を制御する。

好ましくは、制御手段は、リアクトル電流の絶対値がリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値よりも大きいとき、キャリア周波数を最適キャリア周波数に設定して電圧変換器を制御する。

好ましくは、電圧変換装置は、第１および第２の電圧センサーをさらに備える。第１の電圧センサーは、直流電源からの直流電圧を検出する。第２の電圧センサーは、電圧変換器の出力電圧を検出する。そして、制御手段は、検出された直流電圧および出力電圧を用いてリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値を演算し、リアクトル電流の絶対値を演算したリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値と比較する。

好ましくは、電圧変換器は、上アームおよび下アーム用の２つのスイッチング素子を含む。制御手段は、検出された直流電圧、出力電圧、上アーム用のスイッチング素子のオン時間、下アーム用のスイッチング素子のオン時間、および２つのスイッチング素子のオン／オフを制御する信号のキャリア周期に基づいてリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値を演算する。

また、この発明によれば、出力電圧が指令電圧になるように直流電源からの直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換の制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体は、直流電源から電圧変換を行う電圧変換器へ流れるリアクトル電流を検出する第１のステップと、検出されたリアクトル電流の絶対値をリアクトル電流の極大値と極小値との差である、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値と比較する第２のステップと、比較結果に応じて、電圧変換器に含まれるスイッチング素子をオン／オフするキャリア周波数を変更して電圧変換器を制御する第３のステップとをコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体である。

好ましくは、第３のステップは、リアクトル電流の絶対値がリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値以下であるとき、キャリア周波数を低下して前記電圧変換器を制御する。

好ましくは、第３のステップは、さらに、リアクトル電流の絶対値がリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値よりも大きいとき、キャリア周波数を最適キャリア周波数に設定して電圧変換器を制御する。

好ましくは、プログラムは、直流電源からの直流電圧と出力電圧とを検出する第４のステップと、検出された直流電圧および出力電圧を用いてリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値を演算する第５のステップとをさらにコンピュータに実行させる。

さらに、この発明によれば、電圧変換方法は、出力電圧が指令電圧になるように直流電源からの直流電圧を前記出力電圧に変換する電圧変換方法であって、直流電源から電圧変換を行う電圧変換器へ流れるリアクトル電流を検出する第１のステップと、検出されたリアクトル電流の絶対値をリアクトル電流の極大値と極小値との差である、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値と比較する第２のステップと、比較結果に応じて、電圧変換器に含まれるスイッチング素子をオン／オフするキャリア周波数を変更して電圧変換器を制御する第３のステップとを含む。

好ましくは、第３のステップは、リアクトル電流の絶対値がリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値以下であるとき、キャリア周波数を低下して電圧変換器を制御する。

好ましくは、第３のステップは、さらに、リアクトル電流の絶対値がリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値よりも大きいとき、キャリア周波数を最適キャリア周波数に設定して前記電圧変換器を制御する。

好ましくは、電圧変換方法は、直流電源からの直流電圧と出力電圧とを検出する第４のステップと、検出された直流電圧および出力電圧を用いてリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値を演算する第５のステップとをさらに含む。

この発明においては、直流電源から電圧変換器へ流れるリアクトル電流の絶対値がリアクトル電流のリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値と比較され、リアクトル電流の絶対値がリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値以下であるとき、電圧変換器に含まれるスイッチング素子をオン／オフするキャリア周波数が低下され、その低下されたキャリア周波数によりスイッチング素子がオン／オフされる。

したがって、この発明によれば、スイッチング素子のデッドタイムによる影響を低減できる。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

図１を参照して、この発明の実施の形態による電圧変換装置を備えたモータ駆動装置１００は、直流電源Ｂと、電圧センサー１０，１３と、電流センサー１１，２４と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、昇圧コンバータ１２と、インバータ１４と、制御装置３０とを備える。

交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。あるいは、このモータはエンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。リアクトルＬ１の一方端は直流電源Ｂの電源ラインに接続され、他方端はＮＰＮトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ２との中間点、すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタとＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタとの間に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。そして、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタは電源ラインに接続され、ＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタはアースラインに接続される。また、各ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２が接続されている。

インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、およびＷ相アーム１７は、電源ラインとアースラインとの間に並列に設けられる。

Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８から成る。また、各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。

各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成され、Ｕ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４の中間点に、Ｖ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６の中間点に、Ｗ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８の中間点にそれぞれ接続されている。

直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。電圧センサー１０は、直流電源Ｂから出力される直流電圧Ｖｂを検出し、その検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。より具体的には、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御装置３０からのＬレベルの信号ＳＥによりオフされる。

コンデンサＣ１は、直流電源Ｂから供給された直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧を昇圧コンバータ１２へ供給する。電流センサー１１は、昇圧コンバータ１２のリアクトルＬ１に流れるリアクトル電流ＩＬを検出し、その検出したリアクトル電流ＩＬを制御装置３０へ出力する。

昇圧コンバータ１２は、コンデンサＣ１から供給された直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２へ供給する。より具体的には、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＵを受けると、信号ＰＷＵによってＮＰＮトランジスタＱ２がオンされた期間に応じて直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２に供給する。

また、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＤを受けると、コンデンサＣ２を介してインバータ１４から供給された直流電圧を降圧して直流電源Ｂを充電する。ただし、昇圧コンバータ１２を昇圧機能のみを行なうような回路構成に適用してもよいことは言うまでもない。

コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサー１３は、コンデンサＣ２の両端の電圧、すなわち、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍ（インバータ１４への入力電圧に相当する。以下同じ。）を検出し、その検出した出力電圧Ｖｍを制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると制御装置３０からの信号ＰＷＭＩに基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ１４は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置３０からの信号ＰＷＭＣに基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサー２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流ＭＣＲＴを制御装置３０へ出力する。

制御装置３０は、外部に設けられたＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）から入力されたトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮ、電圧センサー１０からの直流電圧Ｖｂ、電圧センサー１３からの出力電圧Ｖｍ、および電流センサー２４からのモータ電流ＭＣＲＴに基づいて、後述する方法により昇圧コンバータ１２を駆動するための信号ＰＷＵとインバータ１４を駆動するための信号ＰＷＭＩとを生成し、その生成した信号ＰＷＵおよび信号ＰＷＭＩをそれぞれ昇圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

信号ＰＷＵは、昇圧コンバータ１２がコンデンサＣ１からの直流電圧を出力電圧Ｖｍに変換する場合に昇圧コンバータ１２を駆動するための信号である。そして、制御装置３０は、昇圧コンバータ１２が直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｍに変換する場合に、出力電圧Ｖｍをフィードバック制御し、出力電圧Ｖｍが指令された電圧指令Ｖｄｃｃｏｍになるように昇圧コンバータ１２を駆動するための信号ＰＷＵを生成する。信号ＰＷＵの生成方法については後述する。

また、制御装置３０は、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするためのキャリア周波数の調整を行なう。キャリア周波数の調整方法については、後述する。

さらに、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部のＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＣを生成してインバータ１４へ出力する。この場合、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は信号ＰＷＭＣによってスイッチング制御される。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇圧コンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部のＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するための信号ＰＷＤを生成し、その生成した信号ＰＷＤを昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。

図２は、制御装置３０の機能ブロック図である。図２を参照して、制御装置３０は、モータトルク制御手段３０１と、電圧変換制御手段３０２とを含む。モータトルク制御手段３０１は、トルク指令値ＴＲ（車両におけるアクセルペダルの踏み込み度合い、ハイブリッド車両においてはエンジンの動作状態をも考慮しながらモータに与えるべきトルク指令を演算して得られている）、直流電源Ｂから出力された直流電圧Ｖｂ、モータ電流ＭＣＲＴ、モータ回転数ＭＲＮおよび昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍに基づいて、交流モータＭ１の駆動時、後述する方法により昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＵと、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をオン／オフするための信号ＰＷＭＩとを生成し、その生成した信号ＰＷＵおよび信号ＰＷＭＩをそれぞれ昇圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

また、モータトルク制御手段３０１は、直流電圧Ｖｂ、出力電圧Ｖｍを用いて後述する方法によりリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒを演算する。そして、モータトルク制御手段３０１は、電流センサー１１から受けたリアクトル電流ＩＬの絶対値がリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒよりも小さいか否かを判定する。モータトルク制御手段３０１は、リアクトル電流ＩＬの絶対値がリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒよりも大きいとき、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフする信号ＰＷＵのキャリア周波数ｆｃを最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔに設定し、リアクトル電流ＩＬの絶対値がリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒ以下のとき（ただし、ＩＬ＝０を除く）、後述する方法によって、信号ＰＷＵのキャリア周波数ｆｃを最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔよりも低いキャリア周波数ｆｃｄｅｃに設定する。

電圧変換制御手段３０２は、回生制動時、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部のＥＣＵから受けると、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＣを生成してインバータ１４へ出力する。

また、電圧変換制御手段３０２は、回生制動時、信号ＲＧＥを外部のＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するための信号ＰＷＤを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。このように、昇圧コンバータ１２は、直流電圧を降圧するための信号ＰＷＤにより直流電圧を降下させることもできるので、双方向コンバータの機能を有するものである。

図３は、モータトルク制御手段３０１の機能ブロック図である。図３を参照して、モータトルク制御手段３０１は、モータ制御用相電圧演算部４０と、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２と、インバータ入力電圧指令演算部５０と、フィードバック電圧指令演算部５２と、デューティー比変換部５４と、周波数調整部５６とを含む。

モータ制御用相電圧演算部４０は、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍ、すなわち、インバータ１４への入力電圧を電圧センサー１３から受け、交流モータＭ１の各相に流れるモータ電流ＭＣＲＴを電流センサー２４から受け、トルク指令値ＴＲを外部ＥＣＵから受ける。そして、モータ制御用相電圧演算部４０は、これらの入力される信号に基づいて、交流モータＭ１の各相のコイルに印加する電圧を計算し、その計算した結果をインバータ用ＰＷＭ信号変換部４２へ供給する。

インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２は、モータ制御用相電圧演算部４０から受けた計算結果に基づいて、実際にインバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をオン／オフする信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８へ出力する。

これにより、各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、スイッチング制御され、交流モータＭ１が指令されたトルクを出すように交流モータＭ１の各相に流す電流を制御する。このようにして、モータ駆動電流が制御され、トルク指令値ＴＲに応じたモータトルクが出力される。

一方、インバータ入力電圧指令演算部５０は、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいてインバータ入力電圧の最適値（目標値）、すなわち、電圧指令Ｖｄｃｃｏｍを演算し、その演算した電圧指令Ｖｄｃｃｏｍをフィードバック電圧指令演算部５２へ出力する。

フィードバック電圧指令演算部５２は、電圧センサー１３からの昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍと、インバータ入力電圧指令演算部５０からの電圧指令Ｖｄｃｃｏｍとに基づいて、フィードバック電圧指令Ｖｄｃｃｏｍ＿ｆｂを演算し、その演算したフィードバック電圧指令Ｖｄｃｃｏｍ＿ｆｂをデューティー比変換部５４へ出力する。

デューティー比変換部５４は、電圧センサー１０からのバッテリ電圧Ｖｂと、電圧センサー１３からの出力電圧Ｖｍと、フィードバック電圧指令演算部５２からのフィードバック電圧指令Ｖｄｃｃｏｍ＿ｆｂとに基づいて、電圧センサー１３からの出力電圧Ｖｍを、フィードバック電圧指令演算部５２からのフィードバック電圧指令Ｖｄｃｃｏｍ＿ｆｂに設定するためのデューティー比ＤＲを演算し、その演算したデューティー比ＤＲを周波数調整部５６へ出力する。そして、デューティー比変換部５４は、演算したデューティー比ＤＲと、周波数調整部５６からのキャリア周波数ｆｃとに基づいて昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＵを生成し、その生成した信号ＰＷＵを昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２へ出力する。

なお、昇圧コンバータ１２の下側のＮＰＮトランジスタＱ２のオンデューティーを大きくすることによりリアクトルＬ１における電力蓄積が大きくなるため、より高電圧の出力を得ることができる。一方、上側のＮＰＮトランジスタＱ１のオンデューティーを大きくすることにより電源ラインの電圧が下がる。そこで、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のデューティー比を制御することで、電源ラインの電圧を直流電源Ｂの出力電圧以上の任意の電圧に制御可能である。

周波数調整部５６は、電圧センサー１０からの直流電圧Ｖｂおよび電圧センサー１３からの出力電圧Ｖｍとを用いて、後述する方法によってリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒを演算し、電流センサー１１から受けたリアクトル電流ＩＬを、演算したリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒと比較する。そして、周波数調整部５６は、リアクトル電流ＩＬの絶対値がリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒよりも大きいとき、キャリア周波数ｆｃを各リアクトル電流ＩＬに対応する最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔに設定し、リアクトル電流ＩＬの絶対値がリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒ以下であるとき、キャリア周波数ｆｃを最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔよりも低いキャリア周波数ｆｃｄｅｃに設定する。

図４および図５を参照して、最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔについて説明する。図４は、リアクトルＬ１に流れるリアクトル電流ＩＬごとのキャリア周波数ｆｃとリアクトルＬ１の損失との関係（実線）およびリアクトル電流ＩＬごとのキャリア周波数ｆｃとＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２の損失（スイッチング損失）との関係（破線）を示す。

図４の実線に示すように、リアクトルＬ１の損失は、リアクトル電流ＩＬが大きいほど、またはキャリア周波数ｆｃが低いほど、増加する。一方、図４の破線に示すように、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２の損失は、リアクトル電流ＩＬが大きいほど、またはキャリア周波数ｆｃが高いほど、増加する。

昇圧コンバータ１２の損失をリアクトルＬ１の損失とＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２の損失との合計と考えると、リアクトル電流ＩＬごとの昇圧コンバータ１２の損失特性は、図５の破線で示す特性になる。したがって、昇圧コンバータ１２の損失を最小にする最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔは、リアクトル電流ＩＬごとに存在する。そして、各リアクトル電流ＩＬに対応する最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔを設定することにより、昇圧コンバータ１２を効率良く駆動できる。

図５の実線は、リアクトル電流ＩＬと最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔとの関係を示すマップを表す。したがって、周波数調整部５６は、リアクトル電流ＩＬと最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔとの関係を示すマップを保持しており、リアクトル電流ＩＬの絶対値がリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒよりも大きいとき、電流センサー１１から受けたリアクトル電流ＩＬに対応する最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔをマップを参照して決定する。そして、周波数調整部５６は、決定した最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔをデューティー比変換部５４へ出力する。

リアクトル電流ＩＬが零に近づき、リアクトル電流ＩＬの絶対値がリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒ以下になると、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のデッドタイムの影響により、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍが電圧指令Ｖｄｃｃｃｏｍを中心にして上下に変動する。このＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のデッドタイムの影響を低減するために、周波数調整部５６は、リアクトル電流ＩＬの絶対値がリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒ以下のとき、キャリア周波数ｆｃを最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔよりも低いキャリア周波数ｆｃｄｅｃに変更する。この場合、デューティー比ＤＲは、一定に保持される。

デューティー比ＤＲを保持したまま周波数を低くすることは、周期を長くすることに相当するため、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のオンデューティーも長くなる。そうすると、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のオンデューティーに対するデッドタイムの割合が低下し、デッドタイムの影響が低減する。

すなわち、図６を参照して、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のキャリア周波数ｆｃが最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔに設定されているとき、昇圧コンバータ１２は、信号ＰＷＵｏｐを受け、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、それぞれ、信号ＰＷＵＵｏｐ，ＰＷＵＤｏｐによってオン／オフされるとする。この場合、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のオンデューティーは、ＴＬＯｐであり、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のデッドタイムは、ＴＬｄである。

そして、キャリア周波数ｆｃが最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔよりも低いキャリア周波数ｆｃｄｅｃに変更されたとき、昇圧コンバータ１２は、信号ＰＷＵｄを受け、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、それぞれ、信号ＰＷＵＵｄ，ＰＷＵＤｄによってオン／オフされる。

信号ＰＷＵｄの周期Ｔ２は、信号ＰＷＵｏｐの周期Ｔ１よりも長い。その結果、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のオンデューティーＴＬＯｄは、周期Ｔ２が周期Ｔ１に対して長くなった分だけ、長くなる。

そうすると、オンデューティーＴＬＯｄに対するデッドタイムＴＬｄの比ＴＬｄ／ＴＬＯｄは、オンデューティーＴＬＯｐに対するデッドタイムＴＬｄの比ＴＬｄ／ＴＬＯｐよりも小さくなる。つまり、キャリア周波数ｆｃを最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔからキャリア周波数ｆｃｄｅｃに低くすることにより、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のデッドタイムの影響を小さくできる。

次に、キャリア周波数ｆｃｄｅｃの決定方法について説明する。昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍのデッドタイムによる電圧変動幅ρは、次式により表される。

ただし、Ｄは、ＮＰＮトランジスタＱ１,Ｑ２のオンデューティーであり、Ｔｄは、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のデッドタイムであり、Ｋは、定数である。定数であるＫは、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の各モードによって異なる値を有する。たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車が、力行モードにあるとき、Ｋ＝−１であり、回生モードにあるとき、Ｋ＝１であり、リアクトル電流ＩＬが零であるとき、Ｋ＝０である。

そして、式（１）よりキャリア周波数ｆｃを求めると、次式のようになる。

式（２）は、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２にデッドタイムが発生しても、そのデッドタイムの影響を除去可能なキャリア周波数の最大周波数ｆｃｍａｘを示す。したがって、オンデューティーＤ、デッドタイムＴｄ、定数Ｋおよび電圧変動幅ρを式（２）に代入することにより、デッドタイムの影響を除去可能なキャリア周波数の最大周波数ｆｃｍａｘを計算可能である。

たとえば、定数Ｋ＝１、デッドタイムＴｄ＝５μｓｅｃ、オンデューティーＤ＝０．４および電圧変動率ρ＝０．４を式（２）に代入すると、デッドタイムの影響を除去可能なキャリア周波数ｆｃの最大周波数ｆｃｍａｘは、１５２３８Ｈｚになる。したがって、キャリア周波数を１５ｋＨｚ以下に設定すれば、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のデッドタイムの影響を低減できる。

図７は、各電圧変動幅ρに対して、式（２）を用いて計算したキャリア周波数ｆｃの最大周波数ｆｃｍａｘと、オンデューティーＤとの関係を示す。図７においては、横軸は、オンデューティーＤを表し、縦軸は、キャリア周波数ｆｃの最大周波数ｆｃｍａｘを表す。なお、図７においては、定数Ｋは「１」に固定され、デッドタイムＴｄは、５μｓｅｃに固定された。

図７を参照して、曲線ｋ１は、電圧変動幅ρが０．６の場合を示し、曲線ｋ２は、電圧変動幅ρが０．４の場合を示し、曲線ｋ３は、電圧変動幅ρが０．２の場合を示す。

オンデューティーＤが増加するに伴い、デッドタイムの影響を除去可能なキャリア周波数ｆｃの最大周波数ｆｃｍａｘは増加する。また、同じオンデューティーにおいては、電圧変動幅ρが大きいほど、デッドタイムの影響を除去可能なキャリア周波数ｆｃの最大周波数ｆｃｍａｘは増加する。電圧変動幅ρは、電圧指令Ｖｄｃｃｏｍに対する出力電圧Ｖｍの誤差を示すので、出力電圧Ｖｍが電圧指令Ｖｄｃｃｏｍから大きくずれてもよい場合には、キャリア周波数ｆｃを高く設定しても、デッドタイムの影響を除去できる。なお、上述した計算例は、曲線ｋ２上の点Ａを示す。

式（２）は、デッドタイムの影響を除去可能な最大のキャリア周波数を示すが、式（２）によって示されるキャリア周波数よりも低いキャリア周波数であれば、どのようなキャリア周波数を選択してもよいわけではなく、選択すべきキャリア周波数には、下限値が存在する。

キャリア周波数を低下し続けると、昇圧コンバータ１２の下アームを構成するＮＰＮトランジスタＱ２のオンデューティーが十分長くなる。そうすると、ＮＰＮトランジスタＱ２がオンされている期間に、過電流が、直流電源Ｂ、正極母線、リアクトルＬ１、ＮＰＮトランジスタＱ２、および負極母線からなる閉回路に流れ、ＮＰＮトランジスタＱ２が破損する。したがって、キャリア周波数ｆｃの下限値ｆｃｍｉｎは、ＮＰＮトランジスタＱ２に流れる電流がＮＰＮトランジスタＱ２に許容された最大電流値を超えないように設定される。

したがって、周波数調整部５６は、上述したキャリア周波数の最大周波数ｆｃｍａｘと最小周波数ｆｃｍｉｎとの範囲を各オンデューティーＤに対して保持しており、リアクトル電流ＩＬの絶対値がリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒ値以下であると判定したとき、そのとき設定されているオンデューティーに対応するキャリア周波数の範囲ｆｃｍｉｎ〜ｆｃｍａｘからキャリア周波数ｆｃｄｅｃを選択してデューティー比変換部５４へ出力する。

次に、リアクトル電流ＩＬのリプル電流Ｉｒを求める方法について説明する。
図８を参照して、リアクトル電流ＩＬは、リプル電流Ｉｒが重畳されると周期的に上下に変化する。リアクトル電流ＩＬの極大値をＩｎ（Ｋ−１），Ｉｎ（Ｋ），Ｉｎ（Ｋ＋１），・・・とし、リアクトル電流ＩＬの極小値をＩｐ（Ｋ−１），Ｉｐ（Ｋ），Ｉｐ（Ｋ＋１），・・・とする。そして、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１がオンされる時間をＴｐとし、ＮＰＮトランジスタＱ２がオンされる時間をＴｎとする。なお、時間Ｔｐと時間Ｔｎとの和が、信号ＰＷＵの１周期に相当する。

そうすると、電流Ｉｎ（Ｋ），Ｉｐ（Ｋ）およびコンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃ（Ｋ）は、次式のようになる。

式（３）において、Ｒは、直流電源Ｂから昇圧コンバータ１２までの回路の抵抗を表わし、Ｌは、リアクトルＬ１のインダクタンスを表わし、Ｃは、コンデンサＣ２の容量を表わす。

式（３）において、Ｋ→∞とし、Ｉｎ（Ｋ）＝Ｉｎ（Ｋ＋１）、Ｉｐ（Ｋ）＝Ｉｐ（Ｋ＋１）およびＶｃ（Ｋ）＝Ｖｃ（Ｋ＋１）＝Ｖｍと考えると、式（３）を用いてリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒは、次式により表わされる。

したがって、直流電源Ｂから昇圧コンバータ１２までの回路の抵抗Ｒ、直流電源Ｂから出力される直流電圧Ｖｂ、コンデンサＣ２の容量Ｃ、リアクトルＬ１のインダクタンスＬ、コンデンサＣ２の両端の出力電圧Ｖｍおよび時間Ｔｐ，Ｔｎを式（４）に代入すれば、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒを求めることができる。

これらの各値のうち、抵抗Ｒ、容量ＣおよびインダクタンスＬは、配線、コンデンサＣ２およびリアクトルＬ１に対して固定値であるので、既知であり、直流電圧Ｖｂは電圧センサー１０によって検出され、出力電圧Ｖｍは電圧センサー１３によって検出される。また、時間Ｔｐ，Ｔｎは、信号ＰＷＵのキャリア周波数ｆｃ（すなわち、キャリア周期）およびデューティー比ＤＲから求めることができる。

したがって、周波数調整部５６は、電流センサー１１からのリアクトル電流ＩＬに対応する最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔとデューティー比変換部５４からのデューティー比ＤＲとに基づいて時間Ｔｐ，Ｔｎを演算する。そして、周波数調整部５６は、直流電源Ｂから昇圧コンバータ１２までの回路の抵抗Ｒ、コンデンサＣ２の容量ＣおよびリアクトルＬ１のインダクタンスＬを保持しており、その保持した抵抗Ｒ、容量ＣおよびインダクタンスＬと、演算した時間Ｔｐ，Ｔｎと、電圧センサー１０の直流電圧Ｖｂと、電圧センサー１３からの出力電圧Ｖｍとを式（４）に代入してリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒを演算する。

これにより、リアクトル電流ＩＬの比較対象であるリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒ求めることができる。

上述したように、周波数調整部５６は、直流電源Ｂから昇圧コンバータ１２までの回路の抵抗Ｒ、直流電源Ｂから出力される直流電圧Ｖｂ、コンデンサＣ２の容量Ｃ、リアクトルＬ１のインダクタンスＬ、コンデンサＣ２の両端の出力電圧Ｖｍおよび時間Ｔｐ，Ｔｎに基づいてリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒを演算する。そして、周波数調整部５６は、リアクトル電流ＩＬの絶対値がリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒよりも大きいか否かを判定し、リアクトル電流ＩＬの絶対値がリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒよりも大きいとき、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のキャリア周波数を最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔに設定し、リアクトル電流ＩＬの絶対値がリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒ以下であるとき、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のキャリア周波数を最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔよりも低いキャリア周波数ｆｃｄｅｃ（ｆｃｍｉｎ〜ｆｃｍａｘ）に設定する。

すなわち、図９および図１０に示すように、リアクトル電流ＩＬがリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒよりも大きい場合（ＩＬ＞Ｉｒ）、またはリアクトル電流ＩＬがリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値−Ｉｒよりも小さい場合、周波数調整部５６は、電流センサー１１によって検出されたリアクトル電流ＩＬに対応する最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔをＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のキャリア周波数ｆｃとして設定する。また、図１１に示すように、リアクトル電流ＩＬが、−Ｉｒ≦ＩＬ≦Ｉｒの範囲にあるとき（ただし、ＩＬ＝０を除く）、周波数調整部５６は、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のキャリア周波数ｆｃを最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔよりも低いキャリア周波数ｆｃｄｅｃ（ｆｃｍｉｎ〜ｆｃｍａｘ）に設定する。

図１２を参照して、周波数調整部５６におけるキャリア周波数の調整動作について説明する。キャリア周波数を調整する動作が開始されると、周波数調整部５６は、電流センサー１１から受けたリアクトル電流ＩＬに対応する最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔを図５の実線に示すマップを参照して決定する。そして、周波数調整部５６は、決定した最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔをデューティー比変換部５４へ出力する（ステップＳ１０）。

そうすると、デューティー比変換部５４は、フィードバック電圧指令演算部５２からのフィードバック電圧指令Ｖｄｃｃｏｍ＿ｆｂと、電圧センサー１０からの直流電圧Ｖｂと、電圧センサー１３からの出力電圧Ｖｍとに基づいて、出力電圧Ｖｍをフィードバック電圧指令Ｖｄｃｃｏｍ＿ｆｂに設定するためのデューティー比ＤＲを演算し、その演算したデューティー比ＤＲを周波数調整部５６へ出力する。そして、デューティー比変換部５４は、演算したデューティー比ＤＲと、周波数調整部５６からの最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔとに基づいて信号ＰＷＵを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。

これにより、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、各リアクトル電流ＩＬに対応する最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔを有する信号ＰＷＵによってスイッチング制御され、出力電圧Ｖｍを電圧指令Ｖｄｃｃｏｍに設定して直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｍに変換する。

その後、周波数調整部５６は、ステップＳ１０においてデューティー比変換部５４へ出力した最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔと、デューティー比変換部５４からのデューティー比ＤＲとに基づいて時間Ｔｐ，Ｔｎを演算する。また、周波数調整部５６は、抵抗Ｒ、容量Ｃ、インダクタンスＬ、演算した時間Ｔｐ，Ｔｎ、電圧センサー１０からの直流電圧Ｖｂおよび電圧センサー１３からの出力電圧Ｖｍを式（４）に代入してリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒを演算する。

そして、周波数調整部５６は、リアクトル電流ＩＬがリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒよりも大きいか否か、またはリアクトル電流ＩＬがリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値−Ｉｒよりも小さいか否かを判定する（ステップＳ１１）。周波数調整部５６は、ステップＳ１１において、リアクトル電流ＩＬがリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒよりも大きいと判定したとき、またはリアクトル電流ＩＬがリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値−Ｉｒよりも小さいと判定したとき、ステップＳ１０およびＳ１１が繰り返し実行される。

一方、ステップＳ１１において、リアクトル電流ＩＬが、−Ｉｒ〜Ｉｒの範囲に含まれる（ただし、ＩＬ＝０を除く）と判定されたとき、周波数調整部５６は、上述した方法によって、最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔよりも周波数が低く、かつ、ｆｃｍｉｎ〜ｆｃｍａｘの範囲に含まれるキャリア周波数ｆｃｄｅｃを選択してデューティー比変換部５４へ出力する（ステップＳ１２）。

そうすると、デューティー比変換部５４は、フィードバック電圧指令演算部５２からのフィードバック電圧指令Ｖｄｃｃｏｍ＿ｆｂと、電圧センサー１０からの直流電圧Ｖｂと、電圧センサー１３からの出力電圧Ｖｍとに基づいて、出力電圧Ｖｍをフィードバック電圧指令Ｖｄｃｃｏｍ＿ｆｂに設定するためのデューティー比ＤＲを演算し、その演算したデューティー比ＤＲを周波数調整部５６へ出力する。そして、デューティー比変換部５４は、演算したデューティー比ＤＲと、周波数調整部５６からのキャリア周波数ｆｃｄｅｃとに基づいて信号ＰＷＵｄを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。

これにより、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔよりも低いキャリア周波数ｆｃｄｅｃを有する信号ＰＷＵｄによってスイッチング制御され、昇圧コンバータ１２は、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のデッドタイムの影響を低減して直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｍに変換する。これにより、キャリア周波数を調整する動作が終了する。

図１２に示すキャリア周波数を調整するルーチンは、所定時間ごと、たとえば、２０μｓｅｃごとに繰り返し実行される。

このように、この発明においては、一定時間ごとに、リアクトル電流ＩＬが−Ｉｒ〜Ｉｒの範囲に含まれる（ただし、ＩＬ＝０を除く）か否かを判定し、リアクトル電流ＩＬが−Ｉｒ〜Ｉｒの範囲に含まれるとき、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のキャリア周波数ｆｃを最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔよりも低いキャリア周波数ｆｃｄｅｃ（：ｆｃｍｉｎ〜ｆｃｍａｘ）に設定して昇圧コンバータ１２を制御し、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のデッドタイムの影響を低減する。

再び、図１を参照して、モータ駆動装置１００における動作について説明する。制御装置３０は、外部のＥＣＵからトルク指令値ＴＲが入力されると、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオンするためのＨレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。そして、直流電源Ｂは直流電圧Ｖｂを出力し、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は直流電圧ＶｂをコンデンサＣ１へ供給する。コンデンサＣ１は、供給された直流電圧Ｖｂを平滑化し、その平滑化した直流電圧Ｖｂを昇圧コンバータ１２へ供給する。

そうすると、制御装置３０は、電流センサー１１から受けたリアクトル電流ＩＬに対応する最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔを選択し、交流モータＭ１がトルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生するように昇圧コンバータ１２およびインバータ１４を制御するための信号ＰＷＵおよび信号ＰＷＭＩを生成してそれぞれ昇圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

そして、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、制御装置３０からの信号ＰＷＵに応じてオン／オフされ、直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｍに変換してコンデンサＣ２に供給する。また、電圧センサー１３は、コンデンサＣ２の両端の電圧である出力電圧Ｖｍを検出し、その検出した出力電圧Ｖｍを制御装置３０へ出力する。

コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２から供給された直流電圧を平滑化してインバータ１４へ供給する。インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、制御装置３０からの信号ＰＷＭＩに従ってオン／オフされ、インバータ１４は、直流電圧を交流電圧に変換し、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを交流モータＭ１が発生するように交流モータＭ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に所定の交流電流を流す。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生する。

そして、制御装置３０は、図１２に示すフローチャートに従って、一定時間ごとに、キャリア周波数を調整するルーチンを実行し、電流センサー１１からのリアクトル電流ＩＬが、−Ｉｒ≦ＩＬ≦Ｉｒの範囲（ただし、ＩＬ＝０を除く）であるとき、信号ＰＷＵのキャリア周波数ｆｃを最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔよりも低いキャリア周波数ｆｃｄｅｃに設定し、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のデッドタイムによる影響を低減する。

モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードになった場合、制御装置３０は、回生制動モードになったことを示す信号を外部のＥＣＵから受け、信号ＰＷＭＣおよび信号ＰＷＤを生成してそれぞれインバータ１４および昇圧コンバータ１２へ出力する。

交流モータＭ１は、交流電圧を発電し、その発電した交流電圧をインバータ１４へ供給する。そして、インバータ１４は、制御装置３０からの信号ＰＷＭＣに従って、交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。

昇圧コンバータ１２は、制御装置３０からの信号ＰＷＤに従って直流電圧を降圧して直流電源Ｂに供給し、直流電源Ｂを充電する。

このように、モータ駆動装置１００においては、リアクトル電流ＩＬが、−Ｉｒ≦ＩＬ≦Ｉｒの範囲（ただし、ＩＬ＝０を除く）であるとき、信号ＰＷＵのキャリア周波数ｆｃは、最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔよりも低いキャリア周波数ｆｃｄｅｃに設定され、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のデッドタイムによる影響が低減される。

なお、この発明においては、電圧センサー１０，１３、電流センサー１１、昇圧コンバータ１２、制御装置３０のフィードバック電圧指令演算部５２、デューティー比変換部５４および周波数調整部５６は、「電圧変換装置」を構成する。

また、この発明においては、フィードバック電圧指令演算部５２、デューティー比変換部５４および周波数調整部５６は、電圧変換器としての昇圧コンバータ１２を制御する「制御手段」を構成する。

さらに、この発明による電圧変換方法は、図１２に示すフローチャートに従って信号ＰＷＵのキャリア周波数を調整し、直流電圧を出力電圧Ｖｍに変換する電圧変換方法である。

さらに、フィードバック電圧指令演算部５２、デューティー比変換部５４および周波数調整部５６におけるフィードバック制御は、実際にはＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）によって行なわれ、ＣＰＵは、図１２に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムをＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）から読出し、その読出したプログラムを実行して図１２に示すフローチャートに従ってＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチングするキャリア周波数を調整しながら直流電圧を出力電圧Ｖｍへ変換する電圧変換を制御する。したがって、ＲＯＭは、図１２に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムを記録したコンピュータ（ＣＰＵ）読取り可能な記録媒体に相当する。

また、この発明の実施の形態による電圧変換装置を備えたモータ駆動装置は、図１３に示すモータ駆動装置１００Ａであってもよい。図１３を参照して、モータ駆動装置１００Ａは、電流センサー２８およびインバータ３１をモータ駆動装置１００に追加し、モータ駆動装置１００の制御装置３０を制御装置３０Ａに代えたものであり、その他は、モータ駆動装置１００と同じである。

なお、コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２からの出力電圧ＶｍをノードＮ１，Ｎ２を介して受け、その受けた出力電圧Ｖｍを平滑化してインバータ１４のみならずインバータ３１にも供給する。また、電流センサー２４は、モータ電流ＭＣＲＴ１を検出して制御装置３０Ａへ出力する。さらに、インバータ１４は、制御装置３０Ａからの信号ＰＷＭＩ１に基づいてコンデンサＣ２からの直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動し、信号ＰＷＭＣ１に基づいて交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換する。

インバータ３１は、インバータ１４と同じ構成から成る。そして、インバータ３１は、制御装置３０Ａからの信号ＰＷＭＩ２に基づいて、コンデンサＣ２からの直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ２を駆動し、信号ＰＷＭＣ２に基づいて交流モータＭ２が発電した交流電圧を直流電圧に変換する。電流センサー２８は、交流モータＭ２の各相に流れるモータ電流ＭＣＲＴ２を検出して制御装置３０Ａへ出力する。

制御装置３０Ａは、直流電源Ｂから出力された直流電圧Ｖｂを電圧センサー１０から受け、リアクトル電流ＩＬを電流センサー１１から受け、モータ電流ＭＣＲＴ１，ＭＣＲＴ２をそれぞれ電流センサー２４，２８から受け、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍ（すなわち、インバータ１４，３１への入力電圧）を電圧センサー１３から受け、トルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２およびモータ回転数ＭＲＮ１，ＭＲＮ２を外部ＥＣＵから受ける。そして、制御装置３０Ａは、直流電圧Ｖｂ、出力電圧Ｖｍ、モータ電流ＭＣＲＴ１、トルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１に基づいて、上述した方法によりインバータ１４が交流モータＭ１を駆動するときにインバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＩ１を生成し、その生成した信号ＰＷＭＩ１をインバータ１４へ出力する。

また、制御装置３０Ａは、直流電圧Ｖｂ、出力電圧Ｖｍ、モータ電流ＭＣＲＴ２、トルク指令値ＴＲ２およびモータ回転数ＭＲＮ２に基づいて、上述した方法によりインバータ３１が交流モータＭ２を駆動するときにインバータ３１のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＩ２を生成し、その生成した信号ＰＷＭＩ２をインバータ３１へ出力する。

さらに、制御装置３０Ａは、インバータ１４（または３１）が交流モータＭ１（またはＭ２）を駆動するとき、直流電圧Ｖｂ、出力電圧Ｖｍ、リアクトル電流ＩＬ、モータ電流ＭＣＲＴ１（またはＭＣＲＴ２）、トルク指令値ＴＲ１（またはＴＲ２）およびモータ回転数ＭＲＮ１（またはＭＲＮ２）に基づいて、上述した方法により昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するための信号ＰＷＵを最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔに設定して昇圧コンバータ１２へ出力する。

さらに、制御装置３０Ａは、リアクトル電流ＩＬが、−Ｉｒ≦ＩＬ≦Ｉｒの範囲（ただし、ＩＬ＝０を除く）であるとき、信号ＰＷＵのキャリア周波数ｆｃを最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔよりも低いキャリア周波数ｆｃｄｅｃに設定してＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のデッドタイムの影響を低減する。

さらに、制御装置３０Ａは、回生制動時に交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＣ１、または交流モータＭ２が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＣ２を生成し、その生成した信号ＰＷＭＣ１または信号ＰＷＭＣ２をそれぞれインバータ１４またはインバータ３１へ出力する。この場合、制御装置３０Ａは、インバータ１４または３１からの直流電圧を降圧して直流電源Ｂを充電するように昇圧コンバータ１２を制御する信号ＰＷＤを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。

さらに、制御装置３０Ａは、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。

モータ駆動装置１００Ａにおける全体動作について説明する。全体の動作が開始され、外部のＥＣＵからトルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２が入力されると、制御装置３０Ａは、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオンするためのＨレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。そして、直流電源Ｂは直流電圧Ｖｂを出力し、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は直流電圧ＶｂをコンデンサＣ１へ供給する。コンデンサＣ１は、供給された直流電圧Ｖｂを平滑化し、その平滑化した直流電圧Ｖｂを昇圧コンバータ１２へ供給する。

そうすると、制御装置３０Ａは、電流センサー１１から受けたリアクトル電流ＩＬに対応する最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔを選択し、交流モータＭ１，Ｍ２がそれぞれトルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２によって指定されたトルクを発生するように昇圧コンバータ１２およびインバータ１４を制御するための信号ＰＷＵおよび信号ＰＷＭＩ１，ＰＷＭＩ２を生成してそれぞれ昇圧コンバータ１２およびインバータ１４，３１へ出力する。

そして、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、制御装置３０Ａからの信号ＰＷＵに応じてオン／オフされ、直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｍに変換してコンデンサＣ２に供給する。また、電圧センサー１３は、コンデンサＣ２の両端の電圧である出力電圧Ｖｍを検出し、その検出した出力電圧Ｖｍを制御装置３０へ出力する。

コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２から供給された直流電圧を平滑化してインバータ１４，３１へ供給する。インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、制御装置３０Ａからの信号ＰＷＭＩ１に従ってオン／オフされ、インバータ１４は、直流電圧を交流電圧に変換し、トルク指令値ＴＲ１によって指定されたトルクを交流モータＭ１が発生するように交流モータＭ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に所定の交流電流を流す。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲ１によって指定されたトルクを発生する。

また、インバータ３１のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、制御装置３０Ａからの信号ＰＷＭＩ２に従ってオン／オフされ、インバータ３１は、直流電圧を交流電圧に変換し、トルク指令値ＴＲ２によって指定されたトルクを交流モータＭ２が発生するように交流モータＭ２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に所定の交流電流を流す。これにより、交流モータＭ２は、トルク指令値ＴＲ２によって指定されたトルクを発生する。

そして、制御装置３０Ａは、図１２に示すフローチャートに従って、一定時間ごとに、キャリア周波数を調整するルーチンを実行し、電流センサー１１からのリアクトル電流ＩＬが、−Ｉｒ≦ＩＬ≦Ｉｒの範囲（ただし、ＩＬ＝０を除く）であるとき、信号ＰＷＵのキャリア周波数ｆｃを最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔよりも低いキャリア周波数ｆｃｄｅｃに設定し、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のデッドタイムによる影響を低減する。

また、モータ駆動装置１００Ａが搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、制御装置３０Ａは、外部ＥＣＵから信号ＲＧＥを受け、その受けた信号ＲＧＥに応じて、信号ＰＷＭＣ１，２を生成してそれぞれインバータ１４，３１へ出力し、信号ＰＷＤを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。

そうすると、インバータ１４は、交流モータＭ１が発電した交流電圧を信号ＰＷＭＣ１に応じて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。また、インバータ３１は、交流モータＭ２が発電した交流電圧を信号ＰＷＭＣ２に応じて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。

そして、昇圧コンバータ１２は、コンデンサＣ２からの直流電圧をノードＮ１，Ｎ２を介して受け、その受けた直流電圧を信号ＰＷＤによって降圧し、その降圧した直流電圧を直流電源Ｂに供給する。これにより、交流モータＭ１またはＭ２によって発電された電力が直流電源Ｂに充電される。

このように、交流モータが２つの場合でも、リアクトル電流ＩＬが、−Ｉｒ≦ＩＬ≦Ｉｒの範囲（ただし、ＩＬ＝０を除く）にあるとき、信号ＰＷＵのキャリア周波数ｆｃは、最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔよりも低いキャリア周波数ｆｃｄｅｃに設定され、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のデッドタイムによる影響が低減される。

なお、上記においては、直流電源Ｂから昇圧コンバータ１２へ流れる直流電流をリアクトル電流ＩＬとしたが、この直流電流は、直流電源Ｂから出力される直流電流と同義である。

また、上記においては、リアクトル電流ＩＬを電流センサー１１により検出すると説明したが、この発明においては、リアクトル電流ＩＬは、交流モータＭ１（またはＭ２）の出力パワーと昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｍとに基づいて求めるようにしてもよい。また、交流モータＭ１（またはＭ２）のトルクから交流モータＭ１（またはＭ２）の出力パワーを演算し、その演算した出力パワーに基づいてリアクトル電流ＩＬを求めるようにしてもよい。

さらに、上記においては、周波数調整部５６は、直流電源Ｂから昇圧コンバータ１２までの回路の抵抗Ｒ、直流電源Ｂから出力される直流電圧Ｖｂ、コンデンサＣ２の容量Ｃ、リアクトルＬ１のインダクタンスＬ、コンデンサＣ２の両端の出力電圧Ｖｍおよび時間Ｔｐ，Ｔｎに基づいてリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒを演算すると説明したが、この発明においては、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒは、抵抗Ｒ、容量Ｃ、インダクタンスＬ、直流電圧Ｖｂ、出力電圧Ｖｍおよび時間Ｔｐ，Ｔｎに基づいて予め演算され、その演算されたリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値Ｉｒは、周波数調整部５６に保持されるように構成してもよい。

さらに、上記においては、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＵの最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔを、電流センサー１１により検出したリアクトル電流ＩＬと図５の実線に示すマップとに基づいて選択すると説明したが、この発明においては、図１４に示すフローチャートに従って最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔを選択してもよい。

図１４を参照して、最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔを選択する動作が開始されると、周波数調整部５６は、トルク指令値ＴＲ（またはＴＲ１，ＴＲ２）、モータ回転数ＭＲＮ（またはＭＲＮ１，ＭＲＮ２）、およびバッテリ電圧Ｖｂを受け（ステップＳ１００）、その受けたトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて交流モータＭ１を駆動する際に必要な電力である直流電源Ｂの出力要求ＢＰ＊を演算する（ステップＳ１０２）。なお、直流電源Ｂの出力要求ＢＰ＊は、交流モータＭ１からの動力を電力換算したものとして演算される。

その後、周波数調整部５６は、演算した出力要求ＢＰ＊を電圧センサー１０からの直流電圧Ｖｂによって除算して昇圧コンバータ１２のリアクトルＬ１に流す目標リアクトル電流ＩＬ＊を演算し（ステップＳ１０４）、その演算した目標リアクトル電流ＩＬ＊に基づいて昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２を効率良くスイッチングするための最適なキャリア周波数である最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔを設定する（ステップＳ１０６）。そして、この最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔを用いて、目標リアクトル電流ＩＬ＊がリアクトルＬ１に流れるように、昇圧コンバータ１２が制御され（ステップＳ１０８）、最適キャリア周波数を選択するルーチンが終了する。

そして、図１４に示すフローチャートに従ってキャリア周波数ｆｃが最適キャリア周波数ｆｃｏｐｔに設定される場合、図１２のステップＳ１０における最適キャリア周波数を選択する動作は、図１４に示すフローチャートに従って行なわれる。

なお、交流モータＭ１，Ｍ２は、上述したように回生制動時に発電機として機能し得る交流モータであるが、好ましくは、交流モータは、エンジンの駆動時にエンジンのクランク軸の回転力により発電する発電機として機能してもよい。このように、交流モータがエンジンの駆動時に発電機として機能する態様としては、交流モータＭ１が駆動輪を駆動するためのトルクを発生するモータとして機能し、交流モータＭ２がエンジンのクランク軸の回転力により発電する発電機として機能する場合である。

また、交流モータＭ１，Ｍ２およびエンジンの出力軸がプラネタリーギアに接続されるようなハイブリッドシステムを構成してもよい。

さらに、交流モータＭ１，Ｍ２は、互いに、車両の異なる駆動輪に対応して設けられてもよい。

さらに、他の交流モータを交流モータＭ１，Ｍ２に並列に適宜追加してもよい。
この発明の実施の形態によれば、スイッチング素子により直流電圧の電圧レベルを変えて出力電圧を出力する電圧変換器と、直流電源から電圧変換器へ流れるリアクトル電流を検出する検出手段と、リアクトル電流の絶対値がリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値以下であるとき、スイッチング素子をオン／オフするキャリア周波数を低下して電圧変換器を制御する制御手段とを備えるので、スイッチング素子のデッドタイムによる影響を低減できる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態による電圧変換装置を備えたモータ駆動装置の概略ブロック図である。 図１に示す制御装置の機能ブロック図である。 図２に示すモータトルク制御手段の機能を説明するための機能ブロック図である。 損失とキャリア周波数との関係図である。 昇圧コンバータの損失とキャリア周波数との関係図である。 信号のタイミングチャートである。 トランジスタのオンデューティーとキャリア周波数との関係図である。 リプル電流の波形図である。 リアクトル電流とリプル電流との波形図である。 リアクトル電流とリプル電流との波形図である。 リアクトル電流とリプル電流との波形図である。 キャリア周波数を調整する動作を説明するためのフローチャートである。 この発明の実施の形態による電圧変換装置を備えたモータ駆動装置の他の概略ブロック図である。 最適キャリア周波数を求める動作を説明するためのフローチャートである。 従来のモータ駆動装置の概略ブロック図である。 図１５に示す双方向コンバータの制御信号のタイミングチャートである。 リアクトル電流の波形図である。 トランジスタのデッドタイムによる影響を説明するための出力電圧の波形図である。

符号の説明

１０，１３，３２０ 電圧センサー、１１，２４，２８ 電流センサー、１２ 昇圧コンバータ、１４，３１，３３０ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、３０，３０Ａ 制御装置、４０ モータ制御用相電圧演算部、４２ ＰＷＭ信号変換部、５０ インバータ入力電圧指令演算部、５２ フィードバック電圧指令演算部、５４ デューティー比変換部、５６ 周波数調整部、１００，１００Ａ，３００ モータ駆動装置、３０１ モータトルク制御手段、３０２ 電圧変換制御手段、３１０ 双方向コンバータ、３１１，Ｌ１ リアクトル、３１２，３１３，Ｑ１〜Ｑ８ ＮＰＮトランジスタ、３１４，３１５，Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ、Ｍ１，Ｍ２ 交流モータ、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (14)

1. 出力電圧が指令電圧になるように直流電源からの直流電圧を前記出力電圧に変換する電圧変換装置であって、
   スイッチング素子を含み、前記直流電圧の電圧レベルを変えて出力電圧を出力する電圧変換器と、
   前記直流電源から前記電圧変換器へ流れるリアクトル電流を検出する検出手段と、
   前記検出されたリアクトル電流の絶対値を前記リアクトル電流の極大値と極小値との差である、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値と比較し、その比較結果に応じて、前記スイッチング素子をオン／オフするキャリア周波数を変更して前記電圧変換器を制御する制御手段とを備える、電圧変換装置。
2. 前記制御手段は、前記リアクトル電流の絶対値が前記リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値以下であるとき、前記キャリア周波数を低下して前記電圧変換器を制御する、請求項１に記載の電圧変換装置。
3. 前記制御手段は、さらに、前記スイッチング素子のデューティー比を一定に保持して前記電圧変換器を制御する、請求項２に記載の電圧変換装置。
4. 前記制御手段は、前記リアクトル電流の絶対値が前記リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値よりも大きいとき、前記キャリア周波数を最適キャリア周波数に設定して前記電圧変換器を制御する、請求項２または請求項３に記載の電圧変換装置。
5. 前記直流電源からの直流電圧を検出する第１の電圧センサーと、
   前記電圧変換器の出力電圧を検出する第２の電圧センサーとをさらに備え、
   前記制御手段は、前記検出された直流電圧および出力電圧を用いて前記リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値を演算し、前記リアクトル電流の絶対値を前記演算したリプル電流のピーク・トゥ・ピーク値と比較する、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
6. 前記電圧変換器は、上アームおよび下アーム用の２つのスイッチング素子を含み、
   前記制御手段は、前記検出された直流電圧、前記出力電圧、前記上アーム用のスイッチング素子のオン時間、前記下アーム用のスイッチング素子のオン時間、および前記２つのスイッチング素子のオン／オフを制御する信号のキャリア周期に基づいて前記リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値を演算する、請求項５に記載の電圧変換装置。
7. 出力電圧が指令電圧になるように直流電源からの直流電圧を前記出力電圧に変換する電圧変換の制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体であって、
   前記直流電源から前記電圧変換を行う電圧変換器へ流れるリアクトル電流を検出する第１のステップと、
   前記検出されたリアクトル電流の絶対値を前記リアクトル電流の極大値と極小値との差である、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値と比較する第２のステップと、
   前記比較結果に応じて、前記電圧変換器に含まれるスイッチング素子をオン／オフするキャリア周波数を変更して前記電圧変換器を制御する第３のステップとをコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
8. 前記第３のステップは、前記リアクトル電流の絶対値が前記リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値以下であるとき、前記キャリア周波数を低下して前記電圧変換器を制御する、請求項７に記載のコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
9. 前記第３のステップは、さらに、前記リアクトル電流の絶対値が前記リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値よりも大きいとき、前記キャリア周波数を最適キャリア周波数に設定して前記電圧変換器を制御する、請求項８に記載のコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
10. 前記直流電源からの直流電圧と前記出力電圧とを検出する第４のステップと、
    前記検出された直流電圧および出力電圧を用いて前記リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値を演算する第５のステップとをさらにコンピュータに実行させる、請求項７から請求項９のいずれか１項に記載のコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
11. 出力電圧が指令電圧になるように直流電源からの直流電圧を前記出力電圧に変換する電圧変換方法であって、
    前記直流電源から前記電圧変換を行う電圧変換器へ流れるリアクトル電流を検出する第１のステップと、
    前記検出されたリアクトル電流の絶対値を前記リアクトル電流の極大値と極小値との差である、リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値と比較する第２のステップと、
    前記比較結果に応じて、前記電圧変換器に含まれるスイッチング素子をオン／オフするキャリア周波数を変更して前記電圧変換器を制御する第３のステップとを含む電圧変換方法。
12. 前記第３のステップは、前記リアクトル電流の絶対値が前記リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値以下であるとき、前記キャリア周波数を低下して前記電圧変換器を制御する、請求項１１に記載の電圧変換方法。
13. 前記第３のステップは、さらに、前記リアクトル電流の絶対値が前記リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値よりも大きいとき、前記キャリア周波数を最適キャリア周波数に設定して前記電圧変換器を制御する、請求項１２に記載の電圧変換方法。
14. 前記直流電源からの直流電圧と前記出力電圧とを検出する第４のステップと、
    前記検出された直流電圧および出力電圧を用いて前記リプル電流のピーク・トゥ・ピーク値を演算する第５のステップとをさらに含む、請求項１１から請求項１３のいずれか１項に記載の電圧変換方法。

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