JP4488067B2 - 車両用昇圧コンバータ回路 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング制御によって誘導性素子に誘導起電力を発生させ、電池の出力電圧に誘導起電力を加えた電圧を出力する車両用昇圧コンバータ回路に関する。

電気自動車、ハイブリッド自動車等のモータ駆動車両が広く用いられている。モータ駆動車両のモータは、電池から供給される電力によって回転し車輪を駆動する。モータ駆動車両の加減速制御は、モータに供給される電力をアクセル、ブレーキ等の操作に応じて調整することによって行われる。そのため、モータ駆動車両には、電池からモータに供給される電力を調整する昇圧コンバータ回路が搭載される。

昇圧コンバータ回路は、電池電圧を昇圧するためのリアクトルを備える。昇圧コンバータ回路は、電池からリアクトルに流れる電流をスイッチング制御することによりリアクトルに誘導起電力を発生させ、電池電圧に誘導起電力を加えた電圧で出力キャパシタを充電する。そして、出力キャパシタの端子間電圧を昇圧電圧として出力する。昇圧電圧は、リアクトルに流れる電流のスイッチングタイミングを変化させることによって調整することができる。

昇圧コンバータ回路の出力端子には、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路を介してモータが接続される。このような構成によれば、昇圧コンバータ回路の昇圧電圧を調整することで、電池からモータに供給される電力を調整することができる。

昇圧コンバータ回路を制御するコントロールユニットは、運転操作に基づいて目標昇圧電圧を決定する。そして、昇圧電圧が目標昇圧電圧に近づくよう、リアクトルに流れる電流のスイッチングタイミングを調整する。モータは、このようにして制御される電力に従って回転し車輪を駆動する。これによって、運転操作に従ったモータ駆動車両の加減速制御を行うことができる。

特開２００６−１１５６３５号公報 特開２００７−１６６８７５号公報 特開２００４−１１２９０４号公報

コントロールユニットの制御によって昇圧電圧が目標昇圧電圧に近づくと共に、出力キャパシタの充放電電流は減少する。これに伴って、出力キャパシタの充放電に基づいて昇圧コンバータ回路に流れる電流は減少する。

車輪に対する負荷が変化した場合にはモータに流れる電流が変化する。コントロールユニットは、このような条件下においても昇圧電圧が目標昇圧電圧に近づくよう昇圧コンバータ回路を制御する。これによって、昇圧コンバータ回路には出力キャパシタの充放電に基づく電流が流れる。

したがって、車輪のスリップ等による急激な負荷変動によってモータに流れる電流が急激に変化した場合、昇圧コンバータ回路には大きな電流が流れる。そのため昇圧コンバータ回路には、負荷変動に基づく電流増加分を見込んで、許容電流値の大きい部品を用いる必要があり、昇圧コンバータ回路の製造コストが高くなるという問題があった。

本発明はこのような課題に対してなされたものである。すなわち、車両用昇圧コンバータ回路に流れる電流を所定範囲内に制限することを目的とする。

本発明は、直流電圧を出力する電池と、オンまたはオフに制御されるスイッチング素子を含むスイッチング部と、前記電池と前記スイッチング部との間に接続され、誘導性素子を含む誘導性素子部と、前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御部と、を備え、前記スイッチング制御部は、前記スイッチング素子を制御するときのデューティ比を求めるデューティ比決定手段と、前記デューティ比決定手段によって求められたデューティ比で前記スイッチング素子を制御するスイッチング素子制御手段と、を備え、前記スイッチング素子の制御によって前記誘導性素子に誘導起電力を発生させ、前記電池の出力電圧に当該誘導起電力を加えた電圧を出力し、出力された電圧によって車両駆動用モータに電力を供給する、車両用昇圧コンバータ回路において、前記車両用昇圧コンバータ回路の出力電圧を測定する出力電圧測定部と、前記電池から前記スイッチング部に至る経路を流れるコンバータ電流を測定する電流測定部と、を備え、前記デューティ比決定手段は、新たなデューティ比を求めるときのコンバータ電流測定値が所定の電流閾値を超えたときに、先に求められたデューティ比と当該先に求められたデューティ比が求められたときの出力電圧測定値とに基づき新たなデューティ比を求めるデューティ比算出手段を備え、前記コンバータ電流の値が所定の範囲内となるよう、新たなデューティ比を求めることを特徴とする。

また、本発明は、直流電圧を出力する電池と、オンまたはオフに制御されるスイッチング素子を含むスイッチング部と、前記電池と前記スイッチング部との間に接続され、誘導性素子を含む誘導性素子部と、前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御部と、を備え、前記スイッチング制御部は、前記スイッチング素子を制御するときのデューティ比を求めるデューティ比決定手段と、前記デューティ比決定手段によって求められたデューティ比で前記スイッチング素子を制御するスイッチング素子制御手段と、を備え、前記スイッチング素子の制御によって前記誘導性素子に誘導起電力を発生させ、前記電池の出力電圧に当該誘導起電力を加えた電圧を出力し、出力された電圧によって車両駆動用モータに電力を供給する、車両用昇圧コンバータ回路において、前記車両用昇圧コンバータ回路の出力電圧を測定する出力電圧測定部を備え、前記デューティ比決定手段は、前記電池から前記スイッチング部に至る経路を流れるコンバータ電流の増加予測値を前記スイッチング素子の制御状態に基づいて求める増加予測手段と、先に求められたデューティ比に基づいて前記スイッチング素子を制御したときにおける前記コンバータ電流の値を所定の電流閾値から減算した電流増加許容値を求める電流増加許容値算出手段と、前記増加予測値が前記増加許容値を超えたときに、先に求められたデューティ比と、出力電圧測定値と、前記電流増加許容値と、に基づいて新たなデューティ比を求めるデューティ比算出手段と、を備え、前記コンバータ電流の値が所定の範囲内となるよう、新たなデューティ比を求めることを特徴とする。

また、本発明に係る車両用昇圧コンバータ回路においては、前記電流増加許容値算出手段は、前記電池の出力電圧と、先に求められたデューティ比と、出力電圧測定値と、に基づいて前記コンバータ電流の値を算出し、算出した当該コンバータ電流の値を所定の電流閾値から減算し、前記電流増加許容値を求めることが好適である。

また、本発明に係る車両用昇圧コンバータ回路においては、前記コンバータ電流を測定する電流測定部を備え、前記電流増加許容値算出手段は、先に求められたデューティ比に基づいて前記スイッチング素子を制御したときのコンバータ電流測定値を所定の電流閾値から減算し、前記電流増加許容値を求めることが好適である。

また、本発明に係る車両用昇圧コンバータ回路においては、前記スイッチング素子制御手段は、前記コンバータ電流の値と電流制御目標値との差異を示す電流差分値を求め、前記コンバータ電流の値が前記電流制御目標値に近づくよう、前記新たなデューティ比の値を当該電流差分値に基づいて修正制御するデューティ比修正制御手段を備え、修正制御されたデューティ比で前記スイッチング素子を制御することが好適である。

また、本発明に係る車両用昇圧コンバータ回路においては、前記誘導性素子の一端は、前記電池の一方の端子に接続され、前記スイッチング部は、一方の端子が前記誘導性素子の他端に接続され、他方の端子が前記電池の他方の端子に接続される第１スイッチング素子と、一方の端子が前記誘導性素子の他端に接続される第２スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子の他方の端子と前記電池の他方の端子との間に接続される出力キャパシタと、を備え、前記コンバータ電流は、前記誘導性素子を流れる電流であり、前記スイッチング制御部は、前記第１および第２スイッチング素子を制御し、前記車両用昇圧コンバータ回路は、前記出力キャパシタの端子間電圧を出力電圧として出力することが好適である。

本発明によれば、車両用昇圧コンバータ回路に流れる電流を所定範囲内に制限することができる。

（１）モータ駆動車両の構成および走行制御
図１に本発明の実施形態に係るモータ駆動車両の構成を示す。モータ駆動車両は、電池１０から供給される電力に基づいてモータ１６を回転させ、モータ１６の駆動力によって走行する。モータ駆動車両の加減速制御は、電池１０からモータ１６に供給される電力を調整することによって行う。そのため、モータ駆動車両には、電池電圧を昇圧し、昇圧電圧を調整する昇圧コンバータ回路１２が用いられる。また、交流電圧によって回転するモータ１６を用いるため、昇圧コンバータ回路１２の出力電圧を交流電圧に変換するインバータ回路１４が用いられる。

昇圧コンバータ回路１２は、コントロールユニット１８の制御に基づいて電池電圧を昇圧し、インバータ回路１４に出力する。インバータ回路１４は、昇圧コンバータ回路１２の出力電圧を交流電圧に変換し、モータ１６に出力する。インバータ回路１４は、昇圧コンバータ回路１２の出力電圧が大きい程、大きい交流電圧を出力する。また、昇圧コンバータ回路１２の出力電圧が小さい程、小さい交流電圧を出力する。したがって、昇圧コンバータ回路１２の出力電圧を調整することで、インバータ回路１４の出力交流電圧を調整することができる。

モータ１６がインバータ回路１４の出力交流電圧に応じた速度で回転しているときは、電池１０とモータ１６との間で電力の授受は行われず、モータ１６は一定の速度で回転する。この状態で昇圧コンバータ回路１２の出力電圧を上げると、インバータ回路１４の出力交流電圧が大きくなり、電池１０から昇圧コンバータ回路１２およびインバータ回路１４を介してモータ１６に電力が供給される。これによって、モータ１６は加速トルクを発生しモータ駆動車両が加速する。また、昇圧コンバータ回路１２の出力電圧を下げると、インバータ回路１４の出力交流電圧が小さくなり、モータ１６からインバータ回路１４および昇圧コンバータ回路１２を介して電池１０に電力が回収される。これによって、モータ１６は制動トルクを発生し、モータ駆動車両が減速する。モータ駆動車両の減速は、モータ１６の制動トルクの他、別途設けられたブレーキ機構によって行うこともできる。

操作部２２は、アクセルペダル、ブレーキペダル等を含み、運転操作に応じた制御指令をコントロールユニット１８に出力する。コントロールユニット１８は、制御指令に基づいて昇圧コンバータ回路１２の目標出力電圧を決定する。そして、昇圧コンバータ回路１２の出力電圧と目標出力電圧との差異が小さくなるよう昇圧コンバータ回路１２を制御する。

このように、モータ駆動車両では、運転操作に応じて昇圧コンバータ回路１２の目標出力電圧を決定し、目標出力電圧に応じた昇圧コンバータ回路１２の制御を行う。しかし、従来のモータ駆動車両では、負荷変動によりモータ１６に流れる電流が変動したときに出力電圧を目標出力電圧に追従させると、昇圧コンバータ回路１２内に大きな電流が流れる。そのため、昇圧コンバータ回路１２に許容電流値が大きい電気部品を用いなければならないという問題があった。そこで、本発明の実施形態に係るモータ駆動車両では、昇圧コンバータ回路１２に流れる電流が所定範囲内となるよう昇圧コンバータ回路１２を制御する。

（２）昇圧コンバータ回路１２の構成および基本制御
昇圧コンバータ回路１２の構成およびその基本的な制御について説明する。図２に本発明の実施形態に係る昇圧コンバータ回路１２の構成を示す。コントロールユニット１８は、運転操作に基づいて決定した目標出力電圧と出力電圧との差異が小さくなるよう昇圧コンバータ回路１２を制御する。

昇圧コンバータ回路１２の制御は、電池１０からリアクトル２４を介して上アームトランジスタ２６と下アームトランジスタ２８との接続点（以下、トランジスタ接続点Ｐとする。）に至る経路を流れるコンバータ電流を、上アームトランジスタ２６および下アームトランジスタ２８によってスイッチング制御することで行う。上アームトランジスタ２６および下アームトランジスタ２８には、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等を用いることができる。上アームトランジスタ２６および下アームトランジスタ２８は、ベース端子Ｂとエミッタ端子Ｅとの間の電圧を変化させることで、オンまたはオフに制御することができる。上アームトランジスタ２６および下アームトランジスタ２８は、オンのときにコレクタ端子Ｃからエミッタ端子Ｅへと電流が流れる。

昇圧コンバータ回路１２が電池電圧を昇圧し、その大きさを調整する制御について説明する。コントロールユニット１８は、所定の周期に対する所定のデューティ比を以てオンオフが繰り返されるよう下アームトランジスタ２８を制御する。また、コントロールユニット１８は、下アームトランジスタ２８がオンの時にオフになり、下アームトランジスタ２８がオフの時にオンになるよう上アームトランジスタ２６を制御する。このような制御を行うため、コントロールユニット１８は、目標出力電圧、昇圧コンバータ回路１２の動作状態等に基づいてデューティ比を決定するデューティ比決定部１８−１と、決定されたデューティ比に基づいて上アームトランジスタ２６および下アームトランジスタ２８を制御するトランジスタ制御部１８−２とを備える。

電池１０の正極端子にはリアクトル２４の一端が接続されている。また、リアクトル２４の他端は下アームトランジスタ２８のコレクタ端子Ｃに接続され、下アームトランジスタ２８のエミッタ端子Ｅは電池１０の負極端子に接続されている。したがって、上アームトランジスタ２６をオフにし下アームトランジスタ２８をオンにすると、電池１０からリアクトル２４を介して下アームトランジスタ２８のコレクタ端子Ｃに電流が流入する。

その後、上アームトランジスタ２６をオンにし下アームトランジスタ２８をオフにすると、リアクトル２４に流れる電流が遮断され、リアクトル２４には下アームトランジスタ２８側を正とする誘導起電力が発生する。

リアクトル２４の一端は電池１０の正極端子に接続され、他端は上アームダイオード３０のアノード端子Ａおよび上アームトランジスタ２６のエミッタ端子Ｅに接続されている。また、上アームダイオード３０のカソード端子Ｋおよび上アームトランジスタ２６のコレクタ端子Ｃと電池１０の負極端子との間には出力キャパシタ３４が接続されている。

したがって、電池電圧にリアクトル２４の誘導起電力が加えられた電圧が、出力キャパシタ３４の端子間電圧よりも大きい場合、上アームダイオード３０は順方向電圧が与えられることにより導通する。これによって出力キャパシタ３４は、電池電圧にリアクトル２４の誘導起電力が加えられた電圧によって充電され、出力電圧が上がる。

一方、電池電圧にリアクトル２４の誘導起電力が加えられた電圧が、出力キャパシタ３４の端子間電圧未満である場合、出力キャパシタ３４から上アームトランジスタ２６を介してリアクトル２４に放電電流が流れる。これによって、電池１０が充電されると共に、電池１０の内部抵抗１０Ｒおよびリアクトル２４の内部抵抗２４Ｒによってジュール熱が放出される。出力キャパシタ３４の端子間電圧は放電によって下がり出力電圧が下がる。

また、電池電圧にリアクトル２４の誘導起電力が加えられた電圧が、出力キャパシタ３４の端子間電圧と等しい場合には、上アームダイオード３０および上アームトランジスタ２６には電流が流れず出力電圧が維持される。

なお、出力キャパシタ３４を放電状態とし、出力電圧を低下させているときは、リアクトル２４に上アームトランジスタ２６から電池１０に向かう電流が流れる。この状態で、上アームトランジスタ２６がオフとなり下アームトランジスタ２８がオンとなると、リアクトル２４の誘導起電力によって、下アームトランジスタ２８のコレクタ端子Ｃとエミッタ端子Ｅとの間に逆方向電圧が印加されることがある。そこで、下アームトランジスタ２８のコレクタ端子Ｃとエミッタ端子Ｅとの間には、エミッタ端子Ｅ側がアノード端子Ａとなり、コレクタ端子Ｃ側がカソード端子Ｋとなるよう、下アームダイオード３２を接続している。これによって、下アームトランジスタ２８のコレクタ端子Ｃとエミッタ端子Ｅとの間に逆方向電圧が印加されたときは、下アームダイオード３２は順方向電圧が印加されることにより導通する。そのため、下アームトランジスタ２８に耐電圧の大きいトランジスタを用いる必要がなくなる。

このように、昇圧コンバータ回路１２の出力電圧は、電池電圧にリアクトル２４の誘導起電力が加えられた電圧に応じて変化する。したがって、リアクトル２４の誘導起電力を変化させることによって出力電圧を調整することができる。リアクトル２４の誘導起電力は、下アームトランジスタ２８がオフにされる直前にリアクトル２４に流れていた電流の大きさに依存する。そして、リアクトル２４に流れる電流は、下アームトランジスタ２８がオンにされた後、時間の経過と共に増加する。したがって、昇圧コンバータ回路１２は、上アームトランジスタ２６を制御するときの上アームデューティ比Ｄ、および下アームトランジスタ２８を制御するときの下アームデューティ比Ｆ＝１−Ｄを変化させることによって出力電圧を調整し、出力電圧を目標出力電圧に近づけることができる。また、出力電圧が目標出力電圧に達した後はその電圧を維持することができる。

電池１０とリアクトル２４とを接続する導線には電流計３８が設けられる。電流計３８は、電池１０からリアクトル２４を介してトランジスタ接続点Ｐに至る経路を流れるコンバータ電流を測定する、電流計３８は、コンバータ電流を測定することができれば、コンバータ電流が流れる経路のいずれの位置に設けられていてもよい。また、出力キャパシタ３４の端子間には出力電圧を測定する出力電圧計３６が接続される。電流計３８および出力電圧計３６は、それぞれ、測定結果をコントロールユニット１８に出力する。

後述するように、コントロールユニット１８のデューティ比決定部１８−１は、リアクトル２４に流れる電流または出力電圧に基づいて上アームデューティ比を決定する。その際、デューティ比決定部１８−１は、電流計３８のコンバータ電流測定結果または出力電圧計３６の出力電圧測定結果を用いる。

（３）第１の実施形態に係るデューティ比制御
（３−１）電流制限デューティ比制御
本発明の第１の実施形態に係る電流制限デューティ比制御について説明する。電流制限デューティ比制御では、モータ１６の負荷変動によるコンバータ電流の増大を回避するため、出力電圧と目標出力電圧との差異のみならず、コンバータ電流にも基づいて上アームデューティ比を決定する。本実施形態では、デューティ比決定部１８−１が一定の時間間隔Δで上アームデューティ比を求めることとし、制御開始時からｎ・Δ（ｎは任意の自然数）だけ経過したときに求められる上アームデューティ比をＤ（ｎ）と表すものとする。なお、上アームデューティ比を求める時間間隔は、必ずしも一定とする必要はなく、モータ駆動車両の走行状態等に応じて変化させてもよい。

図３に本発明の第１の実施形態に係る電流制限デューティ比制御のフローチャートを示す。このフローチャートは、制御開始時からｎ・Δ経過した第ｎステップで行われる処理を示す。電流制限デューティ比制御では、新たな上アームデューティ比を求める前にコンバータ電流を測定し、コンバータ電流測定値が所定の電流閾値を超えているときは、コンバータ電流が増加しないよう、新たな上アームデューティ比を求める。

デューティ比決定部１８−１は、電流計３８の測定値をコンバータ電流測定値Ｉｍとして読み込む（Ｓ１０１）。そして、コンバータ電流測定値Ｉｍと所定の電流閾値Ｉｔとを比較する（Ｓ１０２）。

デューティ比決定部１８−１は、コンバータ電流測定値Ｉｍが電流閾値Ｉｔ以下であるときは、出力電圧計３６の測定値を出力電圧測定値Ｖ（ｎ）として読み込む（Ｓ１０６）。そして、出力電圧測定値Ｖ（ｎ）と目標出力電圧Ｖｔとの差異に基づいて、出力電圧が目標出力電圧Ｖｔに近づくような上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を求める（Ｓ１０７）。具体的には、デューティ比決定部１８−１は、出力電圧測定値Ｖ（ｎ）が目標出力電圧Ｖｔより小さいときは、第ｎステップにおける上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を、第ｎ−１ステップで求められた上アームデューティ比Ｄ（ｎ−１）より小さい値とする。一方、出力電圧測定値Ｖ（ｎ）が目標出力電圧Ｖｔより大きいときは、第ｎステップにおける上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を、第ｎ−１ステップで求められた上アームデューティ比Ｄ（ｎ−１）より大きい値とする。このように上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を求める処理としては、出力電圧測定値Ｖ（ｎ）と目標出力電圧Ｖｔとの差を入力値とし、出力電圧測定値Ｖ（ｎ）を出力値としたフィードバック制御処理を用いることが好適である。

一方、コンバータ電流測定値Ｉｍが電流閾値Ｉｔを超えているときは、デューティ比決定部１８−１は、先の第ｎ−１ステップで求められた上アームデューティ比Ｄ（ｎ−１）および第ｎ−１ステップで測定された出力電圧測定値Ｖ（ｎ−１）を記憶部２０から読み込む（Ｓ１０３）。また、出力電圧計３６の測定値を出力電圧測定値Ｖ（ｎ）として読み込む（Ｓ１０４）。そして、（数１）に基づいて上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を求める（Ｓ１０５）。（数１）は、コンバータ電流が第ｎ−１ステップにおける値に維持されるような上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を求める式であり、詳細については後述する。

（数１）Ｄ（ｎ）＝Ｄ（ｎ−１）・Ｖ（ｎ−１）／Ｖ（ｎ）

なお、ｎ＝１の初期ステップでは、（数１）の出力電圧測定値Ｄ（０）および上アームデューティ比Ｖ（０）には、予め定められた初期値が代入される。

デューティ比決定部１８−１は、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）をトランジスタ制御部１８−２に出力する（Ｓ１０８）。これによって、トランジスタ制御部１８−２は、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）で上アームトランジスタ２６をスイッチング制御し、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）に対応して求まる下アームデューティ比Ｆ（ｎ）＝１−Ｄ（ｎ）で下アームトランジスタ２８をスイッチング制御する。トランジスタ制御部１８−２は、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）に基づく制御を、次の第ｎ＋１ステップでデューティ比決定部１８−１から上アームデューティ比Ｄ（ｎ＋１）が出力されるまで行う。

デューティ比決定部１８−１は、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）をトランジスタ制御部１８−２に出力すると共に、出力電圧測定値Ｖ（ｎ）および上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を記憶部２０に記憶させる（Ｓ１０９）。記憶された出力電圧測定値Ｖ（ｎ）および上アームデューティ比Ｄ（ｎ）は、次の第ｎ＋１ステップで用いられる。

このような処理によれば、コンバータ電流測定値Ｉｍが電流閾値Ｉｔ以下であるときは、出力電圧が出力電圧目標値に近づくよう、上アームデューティ比および下アームデューティ比が決定される。これによって、出力電圧を目標出力電圧に近づけることができ、運転操作に応じて迅速にモータ駆動車両の走行制御を行うことができる。

一方、コンバータ電流測定値Ｉｍが電流閾値Ｉｔを超えているときは、（数１）に基づきＤ（ｎ）・Ｖ（ｎ）＝Ｄ（ｎ−１）・Ｖ（ｎ−１）が成立するよう新たな上アームデューティ比Ｄ（ｎ）が求められる。このように上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を求めることによって、コンバータ電流を制限することができる点について説明する。

電池１０の負極端子電位を基準としたトランジスタ接続点Ｐの電位をＶｐとすれば、接続点電位Ｖｐは、昇圧コンバータ回路１２の出力電圧測定値Ｖ（ｎ）と上アームデューティ比Ｄ（ｎ）との積として（数２）のように表される。

（数２）Ｖｐ＝Ｄ（ｎ）・Ｖ（ｎ）

したがって、（数１）に基づいて上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を決定することにより、接続点電位Ｖｐ＝Ｄ（ｎ）・Ｖ（ｎ）はＤ（ｎ−１）・Ｖ（ｎ−１）と等しくなり、先の第ｎ−１ステップにおける値が維持される。

コンバータ電流Ｉｐは、電池電圧Ｖ０、電池１０の内部抵抗１０Ｒおよびリアクトル２４の内部抵抗２４Ｒの加算値Ｒを用いて（数３）のように表される。

（数３）Ｉｐ＝（Ｖ０−Ｖｐ）／Ｒ

ここで、電池電圧Ｖ０は一定であり、第ｎステップにおける接続点電位Ｖｐは第ｎ−１ステップにおける値に維持されている。そのため、（数３）からわかるように、第ｎステップでのコンバータ電流Ｉｐは第ｎ−１ステップでの値に維持される。したがって、図３に示す制御によれば、第ｎステップ以降のステップにおいて、コンバータ電流Ｉｐを第ｎ−１ステップが実行されたときの値を超えないようにすることができる。これによって、車輪に対する負荷変動によって、モータ１６の負荷が変動した場合であっても、コンバータ電流の増加を制限することができる。そのため、昇圧コンバータ回路１２に、許容電流値の小さい電気部品を用いることができ、製造コストを低下させることができる。

（３−２）電流制限デューティ比制御の応用例
次に、第１の実施形態の応用例に係るデューティ比フィードバック制御について説明する。この制御は、コンバータ電流測定値Ｉｍが電流閾値Ｉｔを超えているときに、コンバータ電流が電流閾値に近づくよう、トランジスタ制御部１８−２が上アームデューティ比Ｄ（ｎ）をフィードバック制御するものである。

図４にデューティ比フィードバック制御のフローチャートを示す。図３のフローチャートに示される処理と同一の処理については同一の符号を付してその説明を省略する。

デューティ比決定部１８−１は、コンバータ電流測定値Ｉｍが電流閾値Ｉｔ以下であるときは、処理Ｓ１０６〜Ｓ１０８に従い上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を求めトランジスタ制御部１８−２に出力する。そして、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）および出力電圧測定値Ｖ（ｎ）を記憶部２０に記憶させる（Ｓ１０９）。

一方、コンバータ電流測定値Ｉｍが電流閾値Ｉｔを超えているときは、処理Ｓ１０３〜Ｓ１０５に従い上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を求める。そして、トランジスタ制御部１８−２に上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を出力し、トランジスタ制御部１８−２にＤ（ｎ）フィードバック制御を実行させる（Ｓ２０１）。

図５にＤ（ｎ）フィードバック制御のフローチャートを示す。このフローチャートは、デューティ比決定部１８−１から上アームデューティ比Ｄ（ｎ）が出力されてから上アームデューティ比Ｄ（ｎ＋１）が出力されるまでの間にトランジスタ制御部１８−２が実行する処理を示す。

トランジスタ制御部１８−２は、電流計３８からコンバータ電流測定値Ｉｍを読み込む（Ｓ２０１−１）。そして、コンバータ電流測定値Ｉｍから電流閾値Ｉｔを減じた制御誤差ｅを求める（Ｓ２０１−２）。

トランジスタ制御部１８−２は、制御誤差積分値Ｉｎｔに制御誤差ｅを加算した値を、新たな制御誤差積分値Ｉｎｔとして求める（Ｓ２０１−３）。そして、制御誤差ｅから先のフィードバックステップにおける制御誤差ｅ０を減算した制御誤差差分値Ｄｉｆを求める（Ｓ２０１−４）。なお、Ｄ（ｎ）フィードバック制御の初期ステップでは、制御誤差積分値Ｉｎｔおよび制御誤差ｅ０には所定の初期値が設定されるものとする。

トランジスタ制御部１８−２は、（数４）に基づいて、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）に対する修正値δ（ｅ）を求める（Ｓ２０１−５）。

（数４）δ（ｅ）＝Ｋｐ・ｅ＋Ｋｉ・Ｉｎｔ＋Ｋｄ・Ｄｉｆ

ここで、Ｋｐは比例フィードバックゲイン、Ｋｉは積分フィードバックゲイン、Ｋｄは微分フィードバックゲインである。

トランジスタ制御部１８−２は、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）に修正値δ（ｅ）を加算した値を新たな上アームデューティ比Ｄ（ｎ）とする（Ｓ２０１−６）。そして、求められた上アームデューティ比Ｄ（ｎ）で上アームトランジスタ２６をスイッチング制御し、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）に対応して求まる下アームデューティ比Ｆ（ｎ）＝１−Ｄ（ｎ）で下アームトランジスタ２８をスイッチング制御する（Ｓ２０１−７）。

トランジスタ制御部１８−２は、デューティ比決定部１８−１から第ｎ＋１ステップの上アームデューティ比Ｄ（ｎ＋１）が出力されたか否かを判定する（Ｓ２０１−８）。そして、上アームデューティ比Ｄ（ｎ＋１）が出力されていないときは処理Ｓ２０１−１に戻り、Ｄ（ｎ）フィードバック制御を続ける。一方、上アームデューティ比Ｄ（ｎ＋１）が出力されたときは、Ｄ（ｎ）フィードバック制御を終了する。トランジスタ制御部１８−２は、Ｄ（ｎ）フィードバック制御を終了すると、第ｎ＋１ステップで求められた上アームデューティ比Ｄ（ｎ＋１）に対するＤ（ｎ＋１）フィードバック制御を新たに開始する。

デューティ比決定部１８−１は、処理Ｓ２０１で上アームデューティ比Ｄ（ｎ）をトランジスタ制御部１８−２に出力し、トランジスタ制御部１８−２にＤ（ｎ）フィードバック制御を実行させた後（Ｓ２０１）、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）および出力電圧測定値Ｖ（ｎ）を記憶部２０に記憶させ（Ｓ１０９）、第ｎステップに対するデューティ比フィードバック制御を終了する。

このような処理によれば、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）が求められてから、上アームデューティ比Ｄ（ｎ＋１）が求められるまでの間、コンバータ電流が電流閾値となるよう、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を、比例・積分・微分フィードバック制御することができる。したがって、コンバータ電流が電流閾値を超えているときには、コンバータ電流を電流閾値まで小さくすると共に、コンバータ電流を電流閾値を超えないよう制限することができる。さらに、出力電圧測定値Ｖ（ｎ）に誤差が含まれている場合や、デューティ比決定部１８−１が出力する上アームデューティ比Ｄ（ｎ）と実際の制御デューティ比との間に誤差がある場合においても、コンバータ電流の増大を回避することができる。

なお、ここでは、比例・積分・微分フィードバック制御を用いた場合について説明した。このような制御の他、比例フィードバック制御、または比例・積分フィードバック制御を用いることもできる。比例・積分フィードバック制御を用いる場合には、処理Ｓ２０１−４による制御誤差差分値Ｄｉｆを求める処理を省略し、（数４）において右辺第３項を０とすればよい。また、比例フィードバック制御を用いる場合には、処理Ｓ２０１−３による制御誤差積分値Ｉｎｔを求める処理、および処理Ｓ２０１−４による制御誤差差分値Ｄｉｆを求める処理を省略し、（数４）において右辺第２項および第３項を０とすればよい。

（３−３）レート処理
上述の電流制限デューティ比制御によれば、デューティ比決定部１８−１からトランジスタ制御部１８−２に所定時間間隔で上アームデューティ比が出力される。トランジスタ制御部１８−２は、所定時間間隔で出力された上アームデューティ比Ｄ（１）、Ｄ（２）、・・・、Ｄ（ｎ）、Ｄ（ｎ＋１）、・・・に基づいて、上アームトランジスタ２６および下アームトランジスタ２８に対する制御デューティ比を算出ステップごとに離散的に変化させ、昇圧コンバータ回路１２を制御することができる。

このように、上アームトランジスタ２６および下アームトランジスタ２８に対する制御デューティ比を離散的に変化させる制御の他、先に出力された上アームデューティ比Ｄ（ｊ）から後に出力された上アームデューティ比Ｄ（ｊ＋１）へと制御デューティ比を漸近させ（ｊは１以上の自然数である。）、制御デューティ比を連続的に変化させるレート処理を行ってもよい。

レート処理を行った場合、制御デューティ比の変化が平滑化されるため、コンバータ電流の変動を小さくすることができる。これによって、処理Ｓ１０２で「はい」の判定がなされた第ｊステップの次の第ｊ＋１ステップで「いいえ」の判定がなされ、コンバータ電流に対する制限が解除されることによるコンバータ電流の変動を回避することができる。

（４）第２の実施形態に係るデューティ比制御
（４−１）予測制限デューティ比制御
本発明の第２の実施形態に係る予測制限デューティ比制御について説明する。この制御処理は、先の第ｎ−１ステップでのコンバータ電流に基づいてコンバータ電流の増加値を予測し、コンバータ電流の増加が増加許容値を超えないよう新たなデューティ比Ｄ（ｎ）を求めるものである。図６に予測制限デューティ比制御のフローチャートを示す。このフローチャートは、第ｎステップで行われる処理を示す。

デューティ比決定部１８−１は、出力電圧計３６の測定値を出力電圧測定値Ｖｍとして読み込む（Ｓ３０１）。そして、出力電圧測定値Ｖｍと目標出力電圧Ｖｔとの差異に基づいて、出力電圧が目標出力電圧Ｖｔに近づくような上アーム仮デューティ比ｄ（ｎ）を求める（Ｓ３０２）。この処理は、図３のフローチャートにおける処理Ｓ１０７と同様である。

デューティ比決定部１８−１は、（数５）に基づいてコンバータ電流予測値Ｉｐｐを求める（Ｓ３０３）。

（数５）Ｉｐｐ＝（Ｖ０−ｄ（ｎ）・Ｖｍ）／Ｒ

ここで、Ｖ０は電池電圧を示し、ｄ（ｎ）・Ｖｍは、上アーム仮デューティ比ｄ（ｎ）で昇圧コンバータ回路１２を制御した場合におけるトランジスタ接続点Ｐの予測電位を示す。また、Ｒは電池１０およびリアクトル２４の各内部抵抗の加算値である。

次に、デューティ比決定部１８−１は、先の第ｎ−１ステップで求められた上アームデューティ比Ｄ（ｎ−１）を記憶部２０から読み込む（Ｓ３０４）。そして、（数６）に基づいて第ｎ−１ステップにおけるコンバータ電流値Ｉｐ（ｎ−１）を求める（Ｓ３０５）。

（数６）Ｉｐ（ｎ−１）＝（Ｖ０−Ｄ（ｎ−１）・Ｖｍ）／Ｒ

ここで、（数５）および（数６）において、出力電圧測定値Ｖｍとして同一の値を用いることができるのは、出力キャパシタ３４の静電容量が十分大きく、第ｎ−１ステップと第ｎステップとで出力電圧の変動が十分小さいものと考えることができるためである。

デューティ比決定部１８−１は、（数７）に基づきコンバータ電流予想値Ｉｐｐからコンバータ電流値Ｉｐ（ｎ−１）を減算した電流増加予測値ΔＩを求める（Ｓ３０６）。

（数７）ΔＩ＝Ｉｐｐ−Ｉｐ（ｎ−１）

デューティ比決定部１８−１は、（数８）に基づいて電流閾値Ｉｔからコンバータ電流値Ｉｐ（ｎ−１）を減算した増加許容値αを求める（Ｓ３０７）。

（数８）α＝Ｉｔ−Ｉｐ（ｎ−１）

デューティ比決定部１８−１は、予測電流増加値ΔＩと増加許容値αとを比較する（Ｓ３０８）。そして、電流増加予測値ΔＩが増加許容値αを超えているときは、（数９）に基づいて新たなデューティ比Ｄ（ｎ）を求める（Ｓ３０９）。（数９）は、コンバータ電流が電流閾値Ｉｔとなるよう上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を決定する式であり、詳細については後述する。

（数９）Ｄ（ｎ）＝Ｄ（ｎ−１）−Ｒ・α／Ｖｍ

一方、電流増加予測値ΔＩが増加許容値α以下であるときは、上アーム仮デューティ比ｄ（ｎ）を新たな上アームデューティ比Ｄ（ｎ）とする（Ｓ３１０）。

デューティ比決定部１８−１は、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）をトランジスタ制御部１８−２に出力する（Ｓ３１１）。これによって、トランジスタ制御部１８−２は、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）で上アームトランジスタ２６をスイッチング制御し、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）に対応して求まる下アームデューティ比Ｆ（ｎ）＝１−Ｄ（ｎ）で下アームトランジスタ２８をスイッチング制御する。トランジスタ制御部１８−２は、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）に基づく制御を、次の第ｎ＋１ステップでデューティ比決定部１８−１から上アームデューティ比Ｄ（ｎ＋１）が出力されるまで行う。

また、デューティ比決定部１８−１は、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）をトランジスタ制御部１８−２に出力すると共に、出力電圧測定値Ｖ（ｎ）および上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を記憶部２０に記憶させる（Ｓ３１２）。記憶された出力電圧測定値Ｖ（ｎ）および上アームデューティ比Ｄ（ｎ）は、次の第ｎ＋１ステップで用いられる。

処理Ｓ３０１およびＳ３０２によれば、出力電圧を出力電圧目標値に近けるためのデューティ比として、上アーム仮デューティ比ｄ（ｎ）が求められる。上アーム仮デューティ比ｄ（ｎ）は、これに基づいて定まる電流増加予測値ΔＩが増加許容値α以下であるときは、第ｎステップの上アームデューティ比Ｄ（ｎ）とされる（Ｓ３０８，Ｓ３１０）。これによって、運転操作に応じて迅速にモータ駆動車両の走行制御を行うことができる。

一方、電流増加予測値ΔＩが増加許容値αを超えているときは、第ｎ−１ステップにおける上アームデューティ比Ｄ（ｎ−１）に（数９）の右辺第２項によって修正が加えられた値が、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）として求められる。

（数９）によって求められた上アームデューティ比Ｄ（ｎ）による制御によって、コンバータ電流が電流閾値Ｉｔに制限される点につき説明する。（数９）の上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を、コンバータ電流Ｉｐ（ｎ）を求める（数１０）に代入すると、コンバータ電流Ｉｐ（ｎ）は（数１１）のように求められる。

（数１０）Ｉｐ（ｎ）＝（Ｖ０−Ｄ（ｎ）・Ｖｍ）／Ｒ

（数１１）Ｉｐ（ｎ）＝（Ｖ０−Ｄ（ｎ−１）・Ｖｍ）／Ｒ＋α

（数１１）の右辺第１項（Ｖ０−Ｄ（ｎ−１）・Ｖｍ）／Ｒは、（数６）からコンバータ電流値Ｉｐ（ｎ−１）に等しい。したがって、（数１２）に示すようにコンバータ電流Ｉｐ（ｎ）は電流閾値Ｉｔとなる。

（数１２）Ｉｐ（ｎ）＝Ｉｐ（ｎ−１）＋α＝Ｉｔ

ここで、（数１２）中央の式から右辺に至る変形には、（数８）の関係を用いている。

したがって、電流増加予測値ΔＩが増加許容値αを超えているときは、（数９）に基づいて新たな上アームデューティ比Ｄ（ｎ）が求められ、この上アームデューティ比Ｄ（ｎ）で昇圧コンバータ回路１２を制御したときのコンバータ電流は電流閾値Ｉｔに制限される。これによって、車輪に対する負荷変動によって、モータ１６の負荷が変動した場合であっても、コンバータ電流を電流閾値以下に制限することができる。そのため、昇圧コンバータ回路１２に、許容電流値の小さい電気部品を用いることができ、製造コストを低下させることができる。

また、予測制限デューティ比制御によれば、先の第ｎ−１ステップでのコンバータ電流に基づいてコンバータ電流の増加値を予測し、コンバータ電流の増加が増加許容値を超えないよう新たなデューティ比Ｄ（ｎ）を求めることができる。これによって、コンバータ電流が電流閾値を超える前にコンバータ電流を制限することができる。

なお、ここでは、先の第ｎ−１ステップで求められた上アームデューティ比Ｄ（ｎ−１）を記憶部２０から読み込み（Ｓ３０４）、（数６）に基づいて第ｎ−１ステップにおけるコンバータ電流値Ｉｐ（ｎ−１）を計算によって求めた（Ｓ３０５）。このように、コンバータ電流値Ｉｐ（ｎ−１）を計算によって求める代わりに、処理Ｓ３０３の実行後、処理Ｓ３０４または処理Ｓ３０５を実行する前に電流計３８の測定値Ｉｍを読み込み、コンバータ電流測定値Ｉｍをコンバータ電流値Ｉｐ（ｎ−１）としてもよい。この場合、処理Ｓ３０５では（数６）に代えて、
（数６’）Ｉｐ（ｎ−１）＝Ｉｍ
を用いる。

さらに、処理Ｓ３０９では（数９）に代えて、
（数９’）Ｄ（ｎ）＝Ｄ（ｎ−１）−α・（Ｖ０−Ｄ（ｎ−１）・Ｖｍ）／（Ｖｍ・Ｉｍ）
を用いることができる。（数９’）は、次のようにして導くことができる。

（数６）および（数６’）から（数１３）が成立する。
（数１３）Ｉｍ＝（Ｖ０−Ｄ（ｎ−１）・Ｖｍ）／Ｒ
（数１３）をＲについて解くことにより、（数１４）が得られる。
（数１４）Ｒ＝（Ｖ０−Ｄ（ｎ−１）・Ｖｍ）／Ｉｍ
（数１４）を（数９）に代入してＲを消去することで（数９’）が得られる。処理Ｓ３０９を（数９’）に従って実行することにより、電池１０およびリアクトル２４の各内部抵抗の加算値Ｒを用いることなく上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を求めることができる。同様に、（数１４）を（数５）に代入してＲを消去することで（数５’）が得られる。
（数５’）Ｉｐｐ＝Ｉｍ・（Ｖ０−ｄ（ｎ）・Ｖｍ）／（Ｖ０−Ｄ（ｎ−１）・Ｖｍ）

したがって、コンバータ電流予測値Ｉｐｐを処理Ｓ３０３で（数５）に基づいて求める代わりに、処理Ｓ３０５の実行後、処理Ｓ３０６を実行する前に、（数５’）に基づいてコンバータ電流予測値Ｉｐｐを求めてもよい。（数５’）を用いることにより、電池１０およびリアクトル２４の各内部抵抗の加算値Ｒを用いることなくコンバータ電流予測値Ｉｐｐを求めることができる。抵抗値Ｒは温度変動等の環境の変化によって変動することがある。（数５’）に基づいてコンバータ電流予測値Ｉｐｐを求め、（数９’）に基づいて上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を求めることで、抵抗値Ｒの変動が処理結果に与える影響を回避することができる。

（４−２）予測制限デューティ比制御の応用例
図５に示したＤ（ｎ）フィードバック制御は、本発明の第２の実施形態に対しても応用することができる。図７に第２の実施形態の応用例に係るデューティ比フィードバック制御のフローチャートを示す。図４および図６のフローチャートに示される処理と同一の処理については、同一の符号を付してその説明を省略する。

デューティ比決定部１８−１は、電流増加予測値ΔＩが増加許容値α以下であるときは、処理Ｓ３１０およびＳ３１１に従い、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を求めトランジスタ制御部１８−２に出力する。そして、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）および出力電圧測定値Ｖ（ｎ）を記憶部２０に記憶させる（Ｓ３１２）。

一方、電流増加予測値ΔＩが増加許容値αを超えているときは、処理Ｓ３０９によって上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を求める。そして、トランジスタ制御部１８−２に上アームデューティ比Ｄ（ｎ）を出力し、Ｄ（ｎ）フィードバック制御を実行させる（Ｓ２０１）。トランジスタ制御部１８−２が行うＤ（ｎ）フィードバック制御については、図５のフローチャートに基づき説明した通りである。

デューティ比決定部１８−１は、処理Ｓ２０１で上アームデューティ比Ｄ（ｎ）をトランジスタ制御部１８−２に出力し、トランジスタ制御部１８−２にＤ（ｎ）フィードバック制御を実行させた後（Ｓ２０１）、上アームデューティ比Ｄ（ｎ）および出力電圧測定値Ｖ（ｎ）を記憶部２０に記憶させ（Ｓ３１２）、第ｎステップに対するデューティ比フィードバック制御処理を終了する。

このような処理によれば、第１の実施形態の応用例と同様の効果を得ることにより、許容電流値の小さい電気部品を用いることができ、製造コストを低下させることができる。さらに、出力電圧測定値Ｖ（ｎ）に誤差が含まれている場合や、デューティ決定部１８−１が出力する上アームデューティ比Ｄ（ｎ）と実際の制御デューティ比との間に誤差がある場合においても、コンバータ電流の増大を回避することができる。

なお、第２の実施形態に係る予測制限デューティ比制御についても第１の実施形態と同様、上述のレート処理を用いることにより、コンバータ電流の変動を小さくすることができる。

モータ駆動車両の構成を示す図である。 昇圧コンバータ回路の構成を示す図である。 電流制限デューティ比制御のフローチャートである。 第１の実施形態の応用例に係るデューティ比フィードバック制御のフローチャートである。 Ｄ（ｎ）フィードバック制御のフローチャートである。 予測制限デューティ比制御のフローチャートである。 第２の実施形態の応用例に係るデューティ比フィードバック制御処理のフローチャートである。

符号の説明

１０ 電池、１０Ｒ，２４Ｒ 内部抵抗、１２ 昇圧コンバータ回路、１４ インバータ回路、１６ モータ、１８ コントロールユニット、１８−１ デューティ比決定部、１８−２ トランジスタ制御部、２０ 記憶部、２２ 操作部、２４ リアクトル、２６ 上アームトランジスタ、２８ 下アームトランジスタ、３０ 上アームダイオード、３２ 下アームダイオード、３４ 出力キャパシタ、３６ 出力電圧計、３８ 電流計。

Claims (6)

1. 直流電圧を出力する電池と、
   オンまたはオフに制御されるスイッチング素子を含むスイッチング部と、
   前記電池と前記スイッチング部との間に接続され、誘導性素子を含む誘導性素子部と、
   前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御部と、
   を備え、
   前記スイッチング制御部は、
   前記スイッチング素子を制御するときのデューティ比を求めるデューティ比決定手段と、
   前記デューティ比決定手段によって求められたデューティ比で前記スイッチング素子を制御するスイッチング素子制御手段と、
   を備え、
   前記スイッチング素子の制御によって前記誘導性素子に誘導起電力を発生させ、前記電池の出力電圧に当該誘導起電力を加えた電圧を出力し、出力された電圧によって車両駆動用モータに電力を供給する、
   車両用昇圧コンバータ回路において、
   前記車両用昇圧コンバータ回路の出力電圧を測定する出力電圧測定部と、
   前記電池から前記スイッチング部に至る経路を流れるコンバータ電流を測定する電流測定部と、
   を備え、
   前記デューティ比決定手段は、
   新たなデューティ比を求めるときのコンバータ電流測定値が所定の電流閾値を超えたときに、先に求められたデューティ比と当該先に求められたデューティ比が求められたときの出力電圧測定値とに基づき新たなデューティ比を求めるデューティ比算出手段を備え、
   前記コンバータ電流の値が所定の範囲内となるよう、新たなデューティ比を求めることを特徴とする車両用昇圧コンバータ回路。
2. 直流電圧を出力する電池と、
   オンまたはオフに制御されるスイッチング素子を含むスイッチング部と、
   前記電池と前記スイッチング部との間に接続され、誘導性素子を含む誘導性素子部と、
   前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御部と、
   を備え、
   前記スイッチング制御部は、
   前記スイッチング素子を制御するときのデューティ比を求めるデューティ比決定手段と、
   前記デューティ比決定手段によって求められたデューティ比で前記スイッチング素子を制御するスイッチング素子制御手段と、
   を備え、
   前記スイッチング素子の制御によって前記誘導性素子に誘導起電力を発生させ、前記電池の出力電圧に当該誘導起電力を加えた電圧を出力し、出力された電圧によって車両駆動用モータに電力を供給する、
   車両用昇圧コンバータ回路において、
   前記車両用昇圧コンバータ回路の出力電圧を測定する出力電圧測定部を備え、
   前記デューティ比決定手段は、
   前記電池から前記スイッチング部に至る経路を流れるコンバータ電流の増加予測値を前記スイッチング素子の制御状態に基づいて求める増加予測手段と、
   先に求められたデューティ比に基づいて前記スイッチング素子を制御したときにおける前記コンバータ電流の値を所定の電流閾値から減算した電流増加許容値を求める電流増加許容値算出手段と、
   前記増加予測値が前記増加許容値を超えたときに、先に求められたデューティ比と、出力電圧測定値と、前記電流増加許容値と、に基づいて新たなデューティ比を求めるデューティ比算出手段と、
   を備え、
   前記コンバータ電流の値が所定の範囲内となるよう、新たなデューティ比を求めることを特徴とする車両用昇圧コンバータ回路。
3. 請求項２に記載の車両用昇圧コンバータ回路において、
   前記電流増加許容値算出手段は、
   前記電池の出力電圧と、先に求められたデューティ比と、出力電圧測定値と、に基づいて前記コンバータ電流の値を算出し、算出した当該コンバータ電流の値を所定の電流閾値から減算し、前記電流増加許容値を求めることを特徴とする車両用昇圧コンバータ回路。
4. 請求項２に記載の車両用昇圧コンバータ回路において、
   前記コンバータ電流を測定する電流測定部を備え、
   前記電流増加許容値算出手段は、
   先に求められたデューティ比に基づいて前記スイッチング素子を制御したときのコンバータ電流測定値を所定の電流閾値から減算し、前記電流増加許容値を求めることを特徴とする車両用昇圧コンバータ回路。
5. 請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の車両用昇圧コンバータ回路において、
   前記スイッチング素子制御手段は、
   前記コンバータ電流の値と電流制御目標値との差異を示す電流差分値を求め、前記コンバータ電流の値が前記電流制御目標値に近づくよう、前記新たなデューティ比の値を当該電流差分値に基づいて修正制御するデューティ比修正制御手段を備え、
   修正制御されたデューティ比で前記スイッチング素子を制御することを特徴とする車両用昇圧コンバータ回路。
6. 請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の車両用昇圧コンバータ回路において、
   前記誘導性素子の一端は、
   前記電池の一方の端子に接続され、
   前記スイッチング部は、
   一方の端子が前記誘導性素子の他端に接続され、他方の端子が前記電池の他方の端子に接続される第１スイッチング素子と、
   一方の端子が前記誘導性素子の他端に接続される第２スイッチング素子と、
   前記第２スイッチング素子の他方の端子と前記電池の他方の端子との間に接続される出力キャパシタと、
   を備え、
   前記コンバータ電流は、
   前記誘導性素子を流れる電流であり、
   前記スイッチング制御部は、
   前記第１および第２スイッチング素子を制御し、
   前記車両用昇圧コンバータ回路は、
   前記出力キャパシタの端子間電圧を出力電圧として出力することを特徴とする車両用昇圧コンバータ回路。

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