JP5429403B2 - 昇圧コンバータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、三相交流モータを駆動するためのモータ駆動システムにおける昇圧コンバータを制御する、昇圧コンバータの制御装置の技術分野に関する。

この種の技術分野において、電圧変動を低減するものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１に開示された電圧変換装置によれば、昇圧コンバータのリアクトル電流の絶対値が小さい時に、昇圧コンバータのキャリア周波数を下げることにより、デッドタイムの影響による電圧変動を低減することが可能であるとされている。

特開２００４−１１２９０４号公報

直流電源から供給される直流電圧を昇圧する昇圧コンバータと、モータ等の電気的負荷との間に設置される電力変換器としてのインバータは、通常、電圧平滑用の平滑コンデンサを備える。この平滑コンデンサは、大容量程、電圧変動を生じ難く安定的である反面、コストや体格を増大させる。従って、例えば車両駆動用モータの駆動制御等、設置スペースやコスト等に少なからず制約が存在する状況においては、平滑コンデンサの小容量化が望まれる傾向にある。

一方、平滑コンデンサを小容量化すると、平滑コンデンサの端子電圧に、モータ電気周波数（概ね、０〜数百Ｈｚ）に相当する周波数帯域の電圧変動が生じ易くなる。平滑コンデンサや、インバータを構成するスイッチング素子等を、このような電圧変動から電気的に保護しようとした場合、これらの耐電圧を増加させる必要があるが、耐電圧の増加もまた、一般的にコストや体格の増大を伴う。従って、平滑コンデンサを小容量化するに際しては、平滑コンデンサに生じる、モータ電気周波数に相当する周波数帯域の電圧変動を十分に抑制する必要がある。

ここで、平滑コンデンサの電圧変動を抑制するためには、直流電源の入出力電流を適切に制御する必要があるが、特許文献１に開示される電圧変換装置においては、昇圧コンバータの電圧制御回路が比例要素（Ｐ）及び積分要素（Ｉ）からなるＰＩ制御回路として構築されており、平滑コンデンサで生じる９０度の位相遅れを補償することができない。このため、平滑コンデンサの電圧変動をリアルタイムに抑制することができない。

ここで特に、昇圧コンバータの電圧制御回路を、上述の構成に微分要素（Ｄ）を加えたＰＩＤ制御回路とすることが考えられる。微分要素は、９０度の位相進み特性を有するから、このＰＩＤ制御回路により実現されるＰＩＤ制御によって、モータ電気周波数に相当する周波数帯域の電圧変動を好適に抑制することができる。

ところが、微分要素は、一般的に、高周波数帯域程、その制御項（Ｄ項）が大きくなる。平滑コンデンサの端子電圧に生じる電圧変動は、少なくとも二種類に大別され、一方は先述したモータ電気周波数に相当する周波数帯域の電圧変動であり、他方はインバータのスイッチング周波数（数ｋ〜数十ｋＨｚ）に相当する周波数帯域の電圧変動（スイッチングリプル）である。従って、微分要素は、モータ電気周波数に相当する周波数帯域の電圧変動よりも、スイッチングリプルに対してより大きく追従してしまう。スイッチングリプルの周波数帯域は、直流電源の入出力電流の制御速度を超えた領域にあり、微分要素がこのようにスイッチングリプルに対して追従しようとすると、かえって平滑コンデンサの端子電圧が不安定となり易い。

このように、特許文献１に開示された装置を含む、旧来の技術思想の下に構築された装置には、実践的にみて平滑コンデンサを小容量化することが困難であるという技術的問題点がある。

また、特許文献１に開示される電圧変換装置においては、直流電源に対する電力の入出力に伴って生じる電力損失については何ら考慮されていない。従って、平滑コンデンサに生じるモータ電気周波数相当の電圧変動を抑制し得たとしても、電圧変動抑制により得られる実践上の利益が、電力損失による例えば燃費の悪化等により相殺されるケースもまた生じ得る。平滑コンデンサを小容量化するにあたっては、このような電力損失との兼ね合いも考慮する必要がある。

本発明は、係る技術的問題点に鑑みてなされたものであり、直流電源と電気的負荷との間に昇圧コンバータと電力変換器とを備えたモータ駆動システムにおいて、電力変換器の平滑コンデンサを、耐電圧の増大を伴うことなく小容量化することを可能としつつ、電力損失を可及的に抑制可能な昇圧コンバータの制御装置を提供することを課題とする。

上述した課題を解決するため、本発明に係る昇圧コンバータの制御装置は、直流電源と、三相交流モータと、前記直流電源と前記三相交流モータとの間に設けられ、前記三相交流モータの三相各々に対応するスイッチング回路及び該スイッチング回路に対し電気的に並列に配置された平滑コンデンサを含んでなる電力変換器と、前記電力変換器と前記直流電源との間に設置され、前記直流電源の直流電圧を昇圧して前記電力変換器に供給する昇圧コンバータとを備えたモータ駆動システムにおいて前記昇圧コンバータを制御する昇圧コンバータの制御装置であって、比例要素、積分要素及び微分要素を備え、且つ該微分要素が帯域通過フィルタとして構成されると共に、前記昇圧コンバータの出力電圧を前記平滑コンデンサの端子間電圧ＶＨの指令値に維持するための前記昇圧コンバータの電流指令値に相当するＰＩＤ制御量を演算する演算手段と、前記演算されたＰＩＤ制御量に基づいて前記昇圧コンバータの出力電圧を制御する制御手段と、前記端子間電圧ＶＨの変動抑制に対して前記直流電源における電力の入出力に伴う損失抑制を優先すべきか否かを判定する判定手段と、前記損失抑制を優先すべき旨が判定された場合に、前記演算手段が前記ＰＩＤ制御量を演算するにあたっての演算モードを、前記帯域通過フィルタのカットオフ周波数が基準値に維持される変動抑制モードから、前記カットオフ周波数が前記基準値に対して減少側に補正される損失抑制モードへ切り替える切り替え手段とを具備し、前記損失抑制モードにおいては、前記三相交流モータの回転速度が低い程、前記カットオフ周波数が低周波側に補正される（請求項１）。

本発明に係る昇圧コンバータの制御装置は、例えば、メモリ等を適宜備えたコンピュータ装置、コントローラ又はプロセッサ等を意味し、場合により適宜各種の電気的又は磁気的な素子や回路等を備え得るものである。尚、この昇圧コンバータの制御装置は、本発明に係るモータ駆動システム全体を構成する他の要素（例えば、電力変換器や三相交流モータ）を統括して制御する制御装置と、少なくとも一部が共有される装置であってもよい。

本発明に係る昇圧コンバータの制御装置によれば、比例項（Ｐ項）に対応する比例要素、積分項（Ｉ項）に対応する積分要素及び微分項（Ｄ項）に対応する微分要素を含む演算手段により、平滑コンデンサの端子間電圧ＶＨを指令値（以下、適宜「ＶＨ指令値」と表現する）に維持又は収束させるための昇圧コンバータの電流指令値に相当する制御量としてのＰＩＤ制御量が演算される。

即ち、昇圧コンバータは、本発明に係る制御手段の制御を受けて、所謂フィードバック制御の一種としてのＰＩＤ制御により駆動される構成を採る。尚、このフィードバック制御を遂行する上で使用される偏差は、好適には、三相交流モータの目標トルク及び目標回転速度に応じて決定される制御目標としてのＶＨ指令値と、その時点の端子電圧ＶＨとの偏差である。

尚、本発明に係る昇圧コンバータの制御装置は、好適には、このＰＩＤ制御則に従った制御量演算により求められたＰＩＤ制御量としての電流指令値と、その時点の昇圧コンバータの電流値との偏差に基づいて、昇圧コンバータの電流値を電流指令値に維持するための制御量（例えば、Ｐ項及びＩ項からなるＰＩ制御量）を、キャリア信号との比較に供すべきデューティ信号等として演算する、他の演算手段を備えていてもよい。

ここで、微分要素は、９０°の位相進み特性を有しており、平滑コンデンサで生じる９０°の位相遅れを補償する要素として好適である。即ち、微分要素により得られる微分項によって、フィードバック制御の過程で直流電源から引き出される直流電流の位相と、三相交流モータの電力の位相とを整合させることが可能となり、昇圧コンバータの出力電圧（端子間電圧ＶＨ）に生じるモータ電気周波数相当の電圧変動を抑制することが好適にして可能となる。即ち、昇圧コンバータの制御にＰＩＤ制御を用いる旨の技術思想により、平滑コンデンサの小容量化に伴って平滑コンデンサ或いは電力変換器のスイッチング素子に要求される耐電圧を大きくする必要はなくなり、コスト及び体格の増大を伴うことなく平滑コンデンサを小容量化することが可能となる。

ところで、微分器は、高周波側である程過敏に反応するため、モータ電気周波数よりも高周波側（概ね、オーダが一桁〜二桁程度異なる）の帯域で変動する電力変換器のスイッチングリプルに対して、より大きく制御量（Ｄ項）が影響されてしまう。その結果、抑制したいモータ電気周波数相当の電圧変動の抑制効果が低下する上、電力変換器のスイッチングリプルに追従しきれないことから、かえって平滑コンデンサの端子間電圧ＶＨを変動させる可能性がある。

そこで、本発明に係る演算手段では、微分要素が、通常の微分器ではなく、ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）として構成される。ＢＰＦは、カットオフ周波数ｆｃを中心としたある程度の周波数帯域（設計により可変となり得る）の信号を通過させる、或いは適宜設定されるゲインに応じて増幅して通過させる手段である。

このＢＰＦの採用は、本願の出願人が、当該技術分野について研究を重ねる過程において、下記（１）乃至（３）に示す実践上非常に有益なる事実を見出したことに由来する。

（１）ＢＰＦは、カットオフ周波数ｆｃよりも低周波側の低周波帯域の一部において、微分器と殆ど同等の９０°の位相進み特性を有する（具体的には、９０°を上限として低周波側程位相が進む）。

（２）カットオフ周波数ｆｃよりも高周波側の高周波帯域においては、上記（１）の位相進み特性が喪失するものの、通過信号強度もまた減衰する。

（３）微分器の代替要素としてＢＰＦを微分要素として使用すれば、カットオフ周波数ｆｃの設計如何によって、モータ電気周波数相当の電圧変動のみを効率的に抑制することができる。これは、上記（１）及び（２）並びに抑制したい電圧変動の周波数特性を規定するモータ電気周波数が属する周波数帯域と本来追従させたくない電力変換器のスイッチングリプルが属する周波数帯域とが上述の如く大きく異なることから導かれる。

このように、本発明に係る昇圧コンバータの制御装置によれば、演算手段において微分項を演算するための微分要素がＢＰＦであるため、モータ電気周波数相当の電圧変動を抑制する一方で、電力変換器のスイッチングリプルに対する過剰な反応をも抑制することができる。その結果、平滑コンデンサの端子電圧ＶＨを安定的に維持することが可能となり、もってコスト及び体格の増大を伴うことなく平滑コンデンサの小容量化実現することが可能となるのである。

尚、上述したように、ＢＰＦを微分要素として効果的に機能せしめるためには、カットオフ周波数ｆｃの設計或いは設定が重要であるが、微分器との比較で言えば、微分器に対してその効能を実践上明らかに優越させ得るカットオフ周波数ｆｃの設定帯域は、数値限定を必要としない程広いものである。

但し、好適な一形態として、ＢＰＦのカットオフ周波数は、下記（１）乃至（３）に示す帯域内で設定されてもよい。

（１）モータ電気周波数の物理的上限値と電力変換器のスイッチング周波数の物理的下限値との間の帯域（上述したように、比較的広帯域である）。

（２）確実に抑制すべき所望のモータ電気周波数に対して十分な位相進み量（例えば、「９０°−α」以上の位相進み量）が確保される帯域。

（３）確実に抑制すべき所望のモータ電気周波数に対して十分な信号通過量（例えば、「０−β」ｄＢ以上の信号通過量）が確保される帯域。

ここで、平滑コンデンサにおけるモータ電気周波数相当の電圧変動は、平滑コンデンサの小容量化の観点からは、理想的には、そのレベルの大小に関係なく抑制されるのが望ましい。

然るに、本発明に係るＰＩＤ制御による電圧変動抑制措置は、従来平滑コンデンサの容量によって吸収していた電圧変動を、平滑コンデンサの小容量化に伴い直流電源において電流を脈動させることによって補償するものであり、直流電源における電力損失を必然的に伴う措置である。

従って、ＰＩＤ制御による電圧変動抑制措置を無制限に実行してしまうと、平滑コンデンサ或いは電力変換器のスイッチング素子等の耐電圧を超えない（即ち、本来、抑制の必要性が低い）程度の比較的軽度の電圧変動を抑制するために生じた直流電源の電力損失が、例えば車両搭載時の燃費の悪化等となって顕在化する懸念がある。

そこで、本発明に係る昇圧コンバータの制御装置は、直流電源における電力の入出力に伴う電力損失の可及的抑制を図るべく、判定手段と切り替え手段とを備える。即ち、本発明に係る昇圧コンバータの制御装置では、判定手段が、平滑コンデンサの端子間電圧の変動抑制に対して、直流電源における電力の入出力に伴う損失抑制を優先すべきか否かを判定し、損失抑制を優先すべき旨が判定された場合には、切り替え手段が、演算手段におけるＰＩＤ制御量演算に係る演算モードを、変動抑制モードから損失抑制モードへと切り替える構成となっている。即ち、本発明に係る演算手段は、ＰＩＤ制御量の演算に係る演算モードとして、電圧変動抑制を優先する変動抑制モードと、損失抑制を優先する損失抑制モードとの二種類の演算モードを少なくとも有しており、演算モードが、優先すべき事象に対応する一の演算モードに選択的に切り替えられることにより、電圧変動の抑制と、電力損失の低減とが協調的に実現される構成となっている。

この際、損失抑制モードでは、演算手段における帯域通過フィルタのカットオフ周波数が、変動抑制モードと比較して低周波側に補正される。特に、三相交流モータの回転速度が低い程、低周波側に補正される。

判定手段に係る優先度の判定は、多様な実践的態様を伴い得る。例えば、判定手段は、平滑コンデンサの端子間電圧ＶＨを一定又は不定の周期で継続的にモニタリングしておき、その変動レベル（例えば、最大値と最小値との差等）を優先度判定の参照要素として利用してもよい。この場合、変動レベルと電力損失との間の重み付けの基準は、予め与えられていても、その都度個別具体的に取得されてもよい。或いは、判定手段は、電圧変動の度合いと、一対一、一対多、多対一又は多対多に対応する旨が予め実験的、経験的又は理論的に確定している、モータ駆動システムの各種構成要素の条件等に基づいて、逐次この種の優先度の判定を遂行してもよい。

一方、直流電源における電力損失抑制を優先すべき事態に際しては、補正手段により、帯域通過フィルタのカットオフ周波数が、三相交流モータの回転速度に応じて、通常時に比して二値的に、段階的に或いは連続的に減少補正される。カットオフ周波数が低周波側に補正されると、９０°近傍の位相進み量が得られる帯域（即ち、帯域通過フィルタが微分要素として良好に機能する帯域）が減少し、また信号減衰の少ない周波数帯域も減少するから、昇圧コンバータの出力電流波形の、平滑コンデンサにおけるモータ電気周波数相当の電圧変動に対する追従性が低下する。即ち、直流電源における電流脈動は緩慢となり、その分電力損失を相対的に低減することが可能となるのである。

本発明に係る昇圧コンバータの制御装置の一の態様では、前記昇圧コンバータは、前記直流電源の正極に一端が接続されるリアクトルと、前記リアクトルの他端と前記電力変換器との間に接続される第１スイッチング素子と、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極との間に接続される第２スイッチング素子と、前記第１及び第２スイッチング素子に夫々逆並列に接続される第１及び第２ダイオードとを含む（請求項２）。

このように昇圧コンバータが構成される場合、第１及び第２スイッチング素子のスイッチング状態の制御により、平滑コンデンサの端子電圧ＶＨと等価な昇圧コンバータの出力電圧を比較的良好な制御性を伴って制御することができる。従って、平滑コンデンサの端子電圧ＶＨに生じるモータ電気周波数相当の電圧変動を好適に抑制し得る。

尚、このような昇圧コンバータの構成においては、昇圧コンバータの電流指令値とは、リアクトルに流れるリアクトル電流の指令値（目標値）である。

本発明に係る昇圧コンバータの制御装置の他の態様では、前記判定手段は、前記端子間電圧ＶＨの変動レベルに基づいて前記損失抑制を優先すべきか否かを判定する（請求項３）。

この態様によれば、端子間電圧ＶＨの実際の変動レベルに基づいて損失抑制を優先すべきか否かが判定されるため、いずれを優先すべきかについての判定を高精度に行うことができる。

本発明に係る昇圧コンバータの制御装置の他の態様では、前記判定手段は、前記三相交流モータの駆動条件に基づいて前記損失抑制を優先すべきか否かを判定する（請求項４）。

この態様によれば、三相交流モータの駆動条件（例えば、トルク又は回転速度或いはその両方）に基づいて損失抑制を優先すべきか否かが判定されるため、判定手段が比較的簡便に判定を行うことができる。

尚、この態様では、前記判定手段は、前記三相交流モータのトルク値が、前記三相交流モータの回転速度の高低に応じて夫々低高に変化する基準値未満である場合に、前記損失抑制を優先すべきものと判定してもよい（請求項５）。

平滑コンデンサにおける、モータ電気周波数相当の電圧変動は、その周波数特性だけを見ればモータ電気周波数に依存するが、変動幅はトルク値にも影響される。即ち、トルクと回転速度との組み合わせに応じて、電圧変動を抑制すべきか否かに係る判断を行うことができる。ここで、一のトルク値について見れば、総体的傾向として、モータ電気周波数が高い方が電圧変動の度合いは大きくなり、一の回転速度について見れば、総体的傾向として、トルク値が高い程電圧変動の度合いは大きくなる。従って、このように、トルク値について、モータの回転速度の高低に応じて二値的、段階的又は連続的に低高に変化する基準値を設定すれば、電力損失抑制を優先すべきか否かの判断をより正確に行うことが可能となる。

本発明のこのような作用及び他の利得は次に説明する実施形態から明らかにされる。

本発明の第１実施形態に係るモータ駆動システムのシステム構成図である。 図１のモータ駆動システムに備わる制御装置における、昇圧コンバータ制御部のブロック図である。 図２の昇圧コンバータ制御部における電圧制御演算部のブロック図である。 図２の昇圧コンバータ制御部における電流制御演算部のブロック図である。 図１のモータ駆動システムに備わる制御装置における、インバータ制御部のブロック図である。 図１のモータ駆動システムに備わる制御装置の効果に係り、モータ電力、端子間電圧及びバッテリ電流の位相関係を例示する図である。 図１のモータ駆動システムに備わる制御装置の効果に係る模式的ボード線図である。 図１のモータ駆動システムにおいて制御装置により実行されるモード切替制御処理のフローチャートである。 図８の処理に係るカットオフ周波数ｆｃの補正態様を例示する図である。 本発明の第２実施形態に係るモード切替制御処理のフローチャートである。 図１０の処理におけるモータ駆動条件判定用のマップの模式図である。

＜発明の実施形態＞
以下、図面を参照して、本発明の好適な各種実施形態について説明する。

＜第１実施形態＞
＜実施形態の構成＞
始めに、図１を参照し、本実施形態に係るモータ駆動システム１０の構成について説明する。ここに、図１は、モータ駆動システム１０の構成を概念的に表すシステム構成図である。

図１において、モータ駆動システム１０は、制御装置１００、昇圧コンバータ２００、インバータ３００、平滑コンデンサＣ並びに直流電源Ｂ及び三相交流モータＭ１を備える。

制御装置１００は、モータ駆動システム１０の動作を制御可能に構成された、本発明に係る「昇圧コンバータの制御装置」の一例たる電子制御ユニットである。制御装置１００は、例えば、一又は複数のＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）、各種プロセッサ又は各種コントローラ、或いは更にＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、バッファメモリ又はフラッシュメモリ等の各種記憶手段等を適宜に含み得る、単体の或いは複数のＥＣＵ（Electronic Controlled Unit）等の各種処理ユニット、各種コントローラ或いはマイコン装置等各種コンピュータシステム等の形態を採り得る。制御装置１００は、図１において不図示の昇圧コンバータ制御部１１０及びインバータ制御部１２０を備えるが、各制御部の構成は後述することとする。

尚、制御装置１００は、ＲＯＭに格納された制御プログラムに従って、モード切替制御処理を実行可能に構成される。モード切替制御処理については後述する。

昇圧コンバータ２００は、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２と、ダイオードＤ１及びＤ２とを備えた、本発明に係る「昇圧コンバータ」の一例である。

リアクトルＬ１の一方端は、直流電源Ｂの正極に接続される正極線（符号省略）に接続され、他方端は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との中間点、即ち、スイッチング素子Ｑ１のエミッタ端子と、スイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子との接続点に接続される。

スイッチング素子Ｑ１及びＱ２は、上記正極線と直流電源Ｂの負極に接続される負極線（符号省略）との間に直列に接続されており、また、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ端子は上記正極線に、スイッチング素子Ｑ２のエミッタ端子は上記負極線に接続されている。スイッチング素子Ｑ１及びＱ２は、夫々本発明に係る「第１スイッチング素子」及び「第２スイッチング素子」の一例である。ダイオードＤ１及びＤ２は、夫々のスイッチング素子において、エミッタ側からコレクタ側への電流のみを許容する整流素子である。ダイオードＤ１及びＤ２は、夫々本発明に係る「第１ダイオード」及び「第２ダイオード」の一例である。スイッチング素子Ｑ１及びＱ２並びに後述するインバータ３００の各スイッチング素子（Ｑ３乃至Ｑ８）は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ等として構成される。

インバータ３００は、ｐ側スイッチング素子Ｑ３及びｎ側スイッチング素子Ｑ４を含むＵ相アーム（符号省略）、ｐ側スイッチング素子Ｑ５及びｎ側スイッチング素子Ｑ６を含むＶ相アーム（符号省略）及びｐ側スイッチング素子Ｑ７及びｎ側スイッチング素子Ｑ８を含むＷ相アーム（符号省略）を備えた、本発明に係る「電力変換器」の一例である。インバータ３００の夫々のアームは、上記正極線と上記負極線との間に並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ３乃至Ｑ８には、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２と同様、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流す整流用ダイオードＤ３乃至Ｄ８が夫々接続されている。また、インバータ３００における各相アームのｐ側スイッチング素子とｎ側スイッチング素子との中間点は、夫々三相交流モータＭ１の各相コイルに接続されている。

平滑コンデンサＣは、正極線と負極線との間に接続された電圧平滑用のコンデンサであり、本発明に係る「平滑コンデンサ」の一例である。この平滑コンデンサＣの端子間電圧、即ち、正極線と負極線との間の電圧は、本発明に係る「端子間電圧ＶＨ」の一例となる。

直流電源Ｂは、充電可能な蓄電装置であり、例えば、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池等の各種二次電池である。尚、直流電源Ｂとしては、この種の二次電池に替えて又は加えて、電気二重相キャパシタや大容量のコンデンサ、フライホイール等が用いられてもよい。

三相交流モータＭ１は、ロータに永久磁石が埋設されてなる三相交流電動発電機である。三相交流モータＭ１は、図示されない車両の駆動輪に機械的に連結され、車両を駆動するためのトルクを発生可能に構成される。三相交流モータＭ１は、車両の制動時において、車両の運動エネルギの入力を受けて電力回生（発電）を行うこともできる。この車両が所謂ハイブリッド車両である場合、この三相交流モータＭ１は、図示されないエンジンに機械的に連結され、エンジンの動力により電力回生を行うことも、エンジンの動力をアシストすることも可能である。

モータ駆動システム１０には、不図示のセンサ群が付設されており、直流電源Ｂの電圧Ｖｂ、昇圧コンバータ２００のリアクトルＬ１に流れるリアクトル電流ＩＬ（即ち、直流電源Ｂの入出力電流たるバッテリ電流Ｉｂと等価である）、平滑コンデンサＣの端子間電圧ＶＨ、インバータ３００におけるｖ相電流Ｉｖ及びｗ相電流Ｉｗ並びに三相交流モータＭ１のロータの回転角たるモータ回転位相θ等が適宜検出される構成となっている。これらセンサ群を構成するセンサの各々は、制御装置１００と電気的に接続されており、検出された値は、制御装置１００によりリアルタイムに把握される構成となっている。

モータ駆動システム１０において、昇圧コンバータ２００及びインバータ３００は、制御装置１００と電気的に接続されており、制御装置１００によりその駆動状態が制御される構成となっている。

ここで特に、昇圧コンバータ２００は、制御装置１００から供給される信号ＰＷＣに基づいて、正極線と負極線との間の電圧、即ち、端子間電圧ＶＨを直流電源Ｂの出力電圧以上に昇圧することが可能である。この際、端子間電圧ＶＨが目標電圧たるＶＨ指令値よりも低ければ、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが相対的に大きくされ、正極線を直流電源Ｂ側からインバータ３００側へ流れる電流を増加させることができ、端子間電圧ＶＨを上昇させることができる。一方、端子間電圧ＶＨがＶＨ指令値よりも高ければ、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが相対的に大きくされ、正極線をインバータ３００側から直流電源Ｂ側へ流れる電流を増加させることができ、端子間電圧ＶＨを低下させることができる。

ここで、図２を参照し、制御装置１００において昇圧コンバータ２００を制御する昇圧コンバータ制御部１１０の構成について説明する。ここに、図２は、昇圧コンバータ制御部１１０のブロック図である。尚、同図において、図１と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。尚、図２及びそれに引き続く図３、図４及び図５を参照した説明においては、実施形態の構成と同時に、実施形態の動作も説明されるものとする。

図２において、昇圧コンバータ制御部１１０は、インバータ入力演算部１１１、加減算器１１２、電圧制御演算部１１３、キャリア生成部１１４、比較器１１５、Ｓ／Ｈ（サンプルホールド）回路１１６、加減算器１１７及び電流制御演算部１１８を備える。昇圧コンバータ制御部１１０は、狭義において、本発明に係る「昇圧コンバータの制御装置」の一例である。

インバータ入力演算部１１１は、昇圧コンバータ２００の出力電圧である端子間電圧ＶＨの目標値を表すＶＨ指令値ＶＨｔｇを生成する回路である。例えば、インバータ入力演算部１１１は、三相交流モータＭ１のトルク指令値ＴＲ及びモータ回転速度ＭＲＮから算出される三相交流モータＭ１の出力値に基づいてＶＨ指令値ＶＨｔｇを生成する。

加減算部１１２は、端子間電圧ＶＨの検出値をＶＨ指令値ＶＨｔｇから減算し、減算結果（ＶＨ偏差）を電圧制御演算部１１３へ出力する。

電圧制御演算部１１３は、ＶＨ指令値ＶＨｔｇから端子間電圧ＶＨの検出値を減算してなる減算結果としてのＶＨ偏差を加減算部１１２から受け取ると、端子間電圧ＶＨをＶＨ指令値ＶＨｔｇに一致させるための電流指令値ＩＲを、このＶＨ偏差に基づいて演算する。電圧制御演算部１１３は、算出された電流指令値ＩＲは、加減算器１１７に送出される。尚、電圧制御演算部１１３の構成及び動作については後述する。

キャリア生成部１１４は、キャリア周波数ｆｃａｒを有する三角波である、キャリアＣａｒを生成する回路である。生成されたキャリアＣａｒは、比較器１１５及びＳ／Ｈ回路１１６に送出される構成となっている。

Ｓ／Ｈ回路１１６は、キャリア生成部１１４から受けるキャリアＣａｒの波形の山及び谷のタイミングで、夫々リアクトル電流ＩＬをサンプリングしホールドする。

加減算器１１７は、電圧制御演算部１１３から送出された電流指令値ＩＲから、Ｓ／Ｈ回路１１６によってサンプリングされ且つホールドされたリアクトル電流ＩＬの検出値を減算する。減算結果としての電流偏差は、電流制御演算部１１８に送出される。

電流制御演算部１１８では、加減算器１１７から送出される電流偏差に基づいて、リアクトル電流ＩＬを電流指令値ＩＲに一致させるための制御量が演算される。電流制御演算部１１８は、算出された制御量を、デューティ指令値ｄとして比較器１１５に出力する。尚、電流制御演算部１１８の構成及び動作については後述する。

比較器１１５では、このデューティ指令値ｄとキャリア信号との大小関係が比較され、その大小関係に応じて論理状態が変化する、先述した信号ＰＷＣが生成される構成となっている。この生成された信号ＰＷＣは、昇圧コンバータ２００のスイッチング素子Ｑ１及びＱ２に出力され、各スイッチング素子が駆動される構成となっている。

次に、図３を参照し、図２に例示された昇圧コンバータ制御部における電圧制御演算部１１３の詳細な構成について説明する。ここに、図３は、電圧制御演算部１１３のブロック図である。尚、同図において、図２と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。

図３において、電圧制御演算部１１３は、増幅器１１３Ａからなる比例要素、増幅器１１３Ｂ及び積分器１１３Ｃからなる積分要素、増幅器１１３Ｄ及びＢＰＦ１１３Ｅからなる微分要素並びに加算器１１３Ｆを備えた、本発明に係る「演算手段」の一例たるプロセッサである。電圧制御演算部１１３では、これら各要素により夫々比例項（Ｐ項）、積分項（Ｉ項）及び微分項（Ｄ項）が演算され、演算された各制御項が加算器１１３Ｆにより加算されて、最終的に先述した電流指令値ＩＲに相当するＰＩＤ制御量が演算される構成となっている。

増幅器１１３Ａは、ＰＩＤ制御量のうちＰ項の演算に係る増幅器であり、加減算器１１２から出力される先述したＶＨ偏差を、所定の比例ゲインｋｐｖに応じて増幅して加算器１１３Ｆに送出する構成となっている。

増幅器１１３Ｂは、ＰＩＤ制御量のうちＩ項の演算に係る増幅器であり、加減算器１１２から送出される先述したＶＨ偏差を、所定の積分ゲインｋｉｖに応じて増幅して積分器１１３Ｃに送出する構成となっている。積分器１１３Ｃでは、増幅器１１３Ｂから送出された、積分ゲインｋｉｖが乗じられたＶＨ偏差が積分処理され、その後、加算器１１３Ｆに送出される。

増幅器１１３Ｃは、ＰＩＤ制御量のうちＤ項の演算に係る増幅器であり、加減算器１１２から送出される先述したＶＨ偏差を、所定の微分ゲインｋｄｖに応じて増幅してＢＰＦ１１３Ｅに送出する構成となっている。ＢＰＦ１１３Ｅでは、増幅器１１３Ｃから送出された、微分ゲインｋｄｖが乗じられたＶＨ偏差が、その帯域通過特性に応じて通過した後、加算器１１３Ｆに送出される。

加算器１１３Ｆでは、増幅器１１３Ａ、積分器１１３Ｃ及びＢＰＦ１１３Ｅから夫々供給されるＰ項、Ｉ項及びＤ項の各ＰＩＤ制御量が加算処理され、電圧制御演算部１１３の出力値たる電流指令値ＩＲとして加減算器１１７に出力される。電圧制御演算部１１３は、以上のように構成される。

次に、図４を参照し、図２に例示された昇圧コンバータ制御部における電流制御演算部１１８の詳細な構成について説明する。ここに、図４は、電流制御演算部１１８のブロック図である。尚、同図において、図２と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。

図４において、電流制御演算部１１８は、増幅器１１８Ａからなる比例要素、増幅器１１８Ｂ及び積分器１１８Ｃからなる積分要素並びに加算器１１８Ｄを備えたプロセッサである。電流制御演算部１１８では、これら各要素により夫々比例項（Ｐ項）及び積分項（Ｉ項）が演算され、演算された各制御項が加算器１１８Ｄにより加算されて、最終的に先述したデューティｄに相当するＰＩ制御量が演算される構成となっている。

増幅器１１８Ａは、ＰＩ制御量のうちＰ項の演算に係る増幅器であり、加減算器１１７から出力される先述した電流偏差を、所定の比例ゲインｋｐｉに応じて増幅して加算器１１８Ｄに送出する構成となっている。

増幅器１１８Ｂは、ＰＩ制御量のうちＩ項の演算に係る増幅器であり、加減算器１１７から送出される先述した電流偏差を、所定の積分ゲインｋｉｉに応じて増幅して積分器１１８Ｃに送出する構成となっている。積分器１１８Ｃでは、増幅器１１８Ｂから送出された、積分ゲインｋｉｉが乗じられた電流偏差が積分処理され、その後、加算器１１８Ｄに送出される。電流制御演算部１１８は、以上のように構成される。

次に、図５を参照し、インバータ制御部１２０の構成について説明する。ここに、図５は、インバータ制御部１２０のブロック図である。尚、同図において、既出の各図と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。

図５において、インバータ制御部１２０は、電流指令変換部１２１、電流制御部１２２、２相／３相変換部１２３、３相／２相変換部１２４、キャリア生成部１１４（昇圧コンバータ制御部１１０と共用される）及びＰＷＭ変換部１２５から構成される。

電流指令変換部１２１は、三相交流モータＭ１のトルク指令値ＴＲに基づいて、２相の電流指令値（Ｉｄｔｇ、Ｉｑｔｇ）を生成する。

一方、インバータ３００からは、フィードバック情報として、ｖ相電流Ｉｖとｗ相電流Ｉｗが３相／２相変換部１２４に供給される。３相／２相変換部１２４では、これらｖ相電流Ｉｖ及びｗ相電流Ｉｗから、三相電流値が、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑからなる２相電流値に変換される。変換された後の２相電流値は、電流制御部１２２に送出される。

電流制御部１２２では、電流指令変換部１２１において生成された２相の電流指令値と、この３相／２相変換部１２４から受け取った２相電流値Ｉｄ及びＩｑとの差分に基づいて、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑからなる２相の電圧指令値が生成される。生成された２相の電圧指令値Ｖｄ及びＶｑは、２相／３相変換部１２３に送出される。

２相／３相変換部１２３では、２相の電圧指令値Ｖｄ及びＶｑが、３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに変換される。変換された３相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ及びＶｗは、ＰＷＭ変換部１２５に送出される。

ここで、ＰＷＭ変換部１２５は、キャリア生成部１１４から所定のキャリア周波数ｆｃａｒを有するキャリアＣａｒを受け取る構成となっており、このキャリアＣａｒと、変換された３相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗとの大小関係を比較し、その比較結果に応じて論理状態が変化する、ｕ層スイッチング信号Ｇｕｐ及びＧｕｎ、ｖ相スイッチング信号Ｇｖｐ及びＧｖｎ並びにｗ相スイッチング信号Ｇｗｐ及びＧｗｎを生成してインバータ３００に供給する。

より具体的には、各相に対応するスイッチング信号のうち、「ｐ」なる識別子が付記された信号は、各相のスイッチング素子のうちｐ側スイッチング素子（Ｑ３、Ｑ５及びＱ７）を駆動するための駆動信号であり、「ｎ」なる識別子が付記された信号は、各相のスイッチング素子のうちｎ側スイッチング素子（Ｑ４、Ｑ６及びＱ８）を駆動するための駆動信号を意味する。

ここで特に、キャリアＣａｒと各相電圧指令値との比較において、各相電圧指令値がキャリアＣａｒよりも小さい値からキャリアＣａｒに一致すると、ｐ側スイッチング素子をターンオンさせるためのスイッチング信号が生成される。また、各相電圧指令値がキャリアＣａｒよりも大きい値からキャリアＣａｒに一致すると、ｎ側スイッチング素子をターンオンさせるためのスイッチング信号が生成される。即ち、スイッチング信号は、オンオフが表裏一体の信号であり、各相のスイッチング素子は、ｐ側とｎ側とのうち常にいずれか一方がオン状態であり、他方がオフ状態となる。

インバータ３００が、各相スイッチング信号により規定される各スイッチング素子の駆動状態に変化又は維持されると、その変化又は維持された駆動状態に対応する回路状態に従って、三相交流モータＭ１が駆動される構成となっている。尚、このようなインバータ３００の制御態様は、所謂ＰＷＭ制御の一態様である。

＜電圧制御演算部１１３におけるＰＩＤ制御の効果＞
次に、図６を参照し、本実施形態の効果として、ＰＩＤ制御の効果について説明する。ここに、図６は、三相交流モータＭ１の出力電力たるモータ電力Ｐｍ、平滑コンデンサＣの端子間電圧である端子間電圧ＶＨ及びバッテリＢの出力電流であるバッテリ電流Ｉｂの位相関係を説明する図である。

図６において、端子間電圧ＶＨ及びバッテリ電流Ｉｂの位相特性に係る破線は、電圧制御演算部１１３が、ＰＩＤ制御でなくＰＩ制御を実行する場合の特性を示す。

図６から明らかなように、モータ電力Ｐｍが図示白丸ｐ１である場合に、ＰＩ制御では、その影響が端子間電圧ＶＨに現れるまでに平滑コンデンサＣにおける９０°の位相遅れの影響を受ける。従って、白丸ｐ１の影響は、図示白丸ｐ２となって端子間電圧ＶＨに現れる。端子間電圧ＶＨをフィードバックして決定されるバッテリ電流Ｉｂもまた、平滑コンデンサＣにおける位相遅れに影響され、破線上の図示白丸ｐ３のように端子間電圧ＶＨに対し逆相の関係で推移する。その結果、バッテリ電流Ｉｂの波形は、モータ電力Ｐｍの実際の波形と整合しなくなり、モータ電気周波数ｆｍｔに相当する端子間電圧ＶＨの変動を抑制することができない。必然的に、平滑コンデンサＣ及びインバータ３００の各スイッチング素子の耐電圧は、少なくとも、この端子間電圧ＶＨの変動幅分だけ余計に必要となり、コスト及び体格の増大が避けられないのである。

これに対して、ＰＩ制御に替えてＰＩＤ制御が実行される場合、微分要素の位相進み特性により、バッテリ電流Ｉｂの位相とモータ電力Ｐｍの位相とを時間軸上で整合させることができる。その様子が実線で示される。例えば、上述した図示白丸ｐ１の電力点に対して、バッテリ電流Ｉｂは図示黒丸ｐ４の値を採る。その結果、端子間電圧ＶＨの波形は、図示実線で示されるように、理想的にはモータ電気周波数相当の電圧変動が無い波形となる。

尚、モータ電気周波数ｆｍｔは、１秒当たりのモータ回転速度の逆数に、三相交流モータＭ１の磁極対の数を乗じた値であり、例えば、磁極対を４個有する三相交流モータの場合、３０００ｒｐｍ（即ち、秒間５０回転）時のモータ電気周波数は、５０×４＝２００（Ｈｚ）となる。

＜電圧制御演算部１１３におけるＢＰＦの効果＞
次に、図７を参照し、本実施形態の効果として、ＢＰＦ１１３Ｅの効果について説明する。ここに、図７は、ＢＰＦ１１３Ｅの特性を概念的に表す模式的なボード線図である。

図７において、上段は電圧制御演算部１１３における微分要素の通過信号レベルの周波数特性を、下段は同じく位相の周波数特性を表している。図示太破線は、微分要素として一般的な微分器を採用した場合の特性であり、本実施形態との比較に供すべき比較例である。

微分要素として微分器が使用される場合、通過信号の位相は入力信号の周波数に依存することなく９０°進む。従って、位相に関して言えば微分要素として微分器は有用である。然るに、上段に示されるように、微分器の通過信号レベルは、入力信号の周波数に対してボード線図上でリニアに増加する。従って、ＰＩＤ制御におけるＤ項は、端子間電圧ＶＨにモータ電気周波数よりも高周波の信号が含まれる場合には、その高周波側の信号により大きく影響される。

ここで、先述したキャリア生成部１１４から供給されるキャリアＣａｒのキャリア周波数ｆｃａｒは、モータ電気周波数ｆｍｔよりも高く、インバータ３００を構成する各スイッチング素子のスイッチング周波数は、概ね数ｋ〜数十ｋＨｚの高周波領域に属する。従って、微分要素として微分器を使用すると、微分器が、モータ電気周波数相当の電圧変動よりも、インバータ３００のスイッチング周波数相当の電圧変動に対してより追従しようとすることから、モータ電気周波数相当の電圧変動を効果的に抑制できないばかりか、かえって平滑コンデンサＣの端子間電圧ＶＨが不安定となりかねない。

これに対して、図示太実線で示されるのは、微分要素としてＢＰＦ１１３Ｅが使用された場合の周波数特性である。

ＢＰＦ１１３Ｅが使用された場合、図示鎖線で示されるカットオフ周波数ｆｃよりも低周波側では、通過信号レベルが微分器の場合と殆ど一致し、カットオフ周波数ｆｃよりも高周波側では、通過信号レベルがＢＰＦの帯域通過作用のために減衰する。一方、通過信号の位相を見ると、これもカットオフ周波数ｆｃよりも低周波側では、微分器の場合と概ね一致した位相進み特性が見られ、特に低周波側程、位相進み量が９０°に漸近する。即ち、カットオフ周波数ｆｃよりも低周波側の周波数帯域においては、ＢＰＦ１１３Ｅは、微分器と概ね同等の効能を有している。それに加えて、カットオフ周波数ｆｃよりも高周波側における信号減衰作用により、微分器と異なり、インバータ３００のスイッチング周波数相当の電圧変動に対しては、微分要素は作用しない。このため、モータ電気周波数相当の電圧変動を選択的に、且つ確実に抑制することができるのである。

尚、カットオフ周波数ｆｃにおいて通過信号の位相進み量はゼロとなり、カットオフ周波数ｆｃよりも高周波側において、通過信号は入力信号よりも遅れる。しかしながら、モータ電気周波数ｆｍｔの採り得る周波数帯域を図示帯域ＦＢｍｔｒ（ハッチング領域参照）とし、インバータ３００のスイッチング周波数の採り得る周波数帯域を図示帯域ＦＢｉｎｖ（ハッチング領域）とすると、両者間には大きな開きがあり、カットオフ周波数ｆｃが的確に設定される限りにおいて、位相進み量が減少する領域及びそれに引き続く位相遅れの発生領域は、帯域ＦＢｍｔｒと大きく重複しない。また、そのような的確なカットオフ周波数ｆｃを設定することは、この帯域間の差に鑑みれば少なくとも困難でない。

特に、本実施形態において、ＢＰＦ１１３Ｅのカットオフ周波数ｆｃは、ボード線図上で、これら両帯域の中間（モータ電気周波数ｆｍｔが現実的に採り得る範囲の上限値よりも高周波側、且つインバータ３００のスイッチング周波数が現実的に採り得る範囲の下限値（端的には、キャリア周波数ｆｃａｒ）よりも低周波側）に位置しており、帯域ＦＢｍｔｒにおいて、平滑コンデンサＣにおける、モータ電気周波数相当の電圧変動を概ね良好に抑制することが可能となる。無論、カットオフ周波数ｆｃの設定態様には、比較的大きな許容幅があり、例えば、モータ電気周波数に相当する図示帯域ＦＢｍｔｒにおいて（９０−α）°（αは任意、例えば１０°程度）の位相進み量が確保されるように、図示するカットオフ周波数ｆｃよりも高周波側に設定されてもよいし、逆に、インバータ３００のスイッチング周波数に相当する図示帯域ＦＢｉｎｖにおいて確実に信号が減衰するように（例えば、−１０ｄＢの減衰量が確保されるように）、図示するカットオフ周波数ｆｃよりも低周波側に設定されてもよい。

＜モード切替制御処理の詳細＞
ここで、図８を参照し、ＥＣＵ１００により実行されるモード切替制御処理について説明する。ここに、図８は、モード切替制御処理のフローチャートである。

図８において、制御装置１００は、ＶＨ変動指標値ＶＨｉｄｘを取得する（ステップＳ１０１）、ここで、本実施形態におけるＶＨ変動指標値ＶＨｉｄｘは、過去一定期間にわたる、平滑コンデンサＣの端子間電圧ＶＨの最大値と最小値との差分の平均値として規定される。尚、ＶＨ変動指標値ＶＨｉｄｘは、本発明に係る「端子間電圧ＶＨの変動レベル」の一例である。ＶＨ変動指標値ＶＨｉｄｘは、制御装置１００が、各センサの出力値に基づいて周期的に演算するものとする。

制御装置１００は、ＶＨ変動指標値ＶＨｉｄｘが基準値ＶＨｉｄｘｌｉｍ未満であるか否かを判定する（ステップＳ１０２）。基準値ＶＨｉｄｘｌｉｍは、平滑コンデンサＣに予め設計段階で与えられた耐電圧に応じて定められる。より具体的には、上述したＢＰＦ１１３Ｅによる、モータ電気周波数相当の電圧変動抑制措置を必要としない領域の上限を規定する値である。

ＶＨ変動指標値ＶＨｉｄｘが基準値ＶＨｉｄｘｌｉｍ以上である場合（ステップＳ１０２：ＮＯ）、制御装置１００は、ＢＰＦ１１３Ｅの作用による積極的な電圧変動抑制措置が必要であるとして、変動抑制モードを選択する（ステップＳ１０４）。変動抑制モードとは、ＢＰＦ１１３Ｅのカットオフ周波数ｆｃが、基準値ｆｃｂａｓｅ（必ずしも固定値でない）に維持され、この基準値ｆｃｂａｓｅに従ってＰＩＤ制御量が演算される演算モードである。

一方、ＶＨ変動指標値ＶＨｉｄｘが基準値ＶＨｉｄｘｌｉｍ未満である場合（ステップＳ１０２：ＹＥＳ）、制御装置１００は、ＢＰＦ１１３Ｅの作用による積極的な電圧変動抑制措置が必要ないものとして、損失抑制モードを選択する（ステップＳ１０３）。損失抑制モードとは、ＢＰＦ１１３Ｅのカットオフ周波数ｆｃが、基準値ｆｃｂａｓｅよりも低周波側の周波数ｆｃｃｏｒに減少補正され、この減少補正されたカットオフ周波数ｆｃｃｏｒに従ってＰＩＤ制御量が演算される演算モードである。いずれかの演算モードが選択されると、処理はステップＳ１０１に戻される。モード切替制御処理は以上のように実行される。

ここで、電力損失抑制モードにおけるカットオフ周波数ｆｃの補正値ｆｃｃｏｒについて、図９を参照して説明する。ここに、図９は、カットオフ周波数ｆｃの補正態様を例示する図である。

図９において、図９（ａ）は、ＢＰＦ１１３Ｅのカットオフ周波数ｆｃが、モータ回転速度Ｎｍに対してリニアに減少補正される補正態様を示す図である。即ち、この補正態様によれば、カットオフ周波数ｆｃの補正値ｆｃｃｏｒは、図示実線で示されるように、モータ電気周波数ｆｍｔにオフセットする形でモータ回転速度Ｎｍに対してリニアに変化する。

このようにリニアな補正が可能である場合、ＢＰＦ１１３Ｅによる電圧変動抑制効果を最小限担保し得る位相進み特性を確保する観点からは、カットオフ周波数の補正値ｆｃｃｏｒは、モータ電気周波数ｆｍｔの２〜４倍程度であるのが望ましい。

一方、図９（ｂ）は、モータ回転速度Ｎｍを複数領域（ここでは、低回転領域、中回転領域及び高回転領域の三領域）に分割し、各回転領域について、基準値ｆｃｂａｓｅよりも低周波側のカットオフ周波数をｆｃｃｏｒとして割り当てる補正態様を示す図である。即ち、この補正態様によれば、カットオフ周波数ｆｃの補正値ｆｃｃｏｒは、図示実線で示されるように、モータ回転速度Ｎｍの高低に対して夫々高低に変化する階段状の値となる。従って、図９（ａ）の補正態様と較べれば、カットオフ周波数ｆｃをリニアに変化させずによい分負荷が軽くて済む。

いずれの補正態様に従っても、ＢＰＦ１１３Ｅのカットオフ周波数ｆｃは、基準値ｆｃｂａｓｅ（太い破線参照）に対して減少側に補正される。その結果、モータ電気周波数相当の電圧変動に対する過剰な応答は抑制され、カットオフ周波数ｆｃが基準値ｆｃｂａｓｅである場合と較べて、直流電源Ｂから電流を持ち出すことによる電流脈動は緩慢となる。従って、電流が脈動する過程で常に生じる損失が緩和され、直流電源Ｂの蓄積電力を有効に利用することが可能となるのである。このような有効利用は、モータ駆動システム１０が車両に搭載される場合には、車両の燃費低下を抑制する効果を生じ、実践上極めて有益である。

＜第２実施形態＞
次に、図１０を参照し、本発明の第２実施形態に係るモード切替制御処理について説明する。ここに、図１０は、第２実施形態に係るモード切り替え制御処理のフローチャートである。尚、同図において、図８と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。尚、第２実施形態に係るシステム構成は、第１実施形態に係るモータ駆動システム１０と同等であるとする。

図１０において、制御装置１００は、三相交流モータＭ１の駆動条件を取得する（ステップＳ２０１）。尚、ここでの駆動条件とは、モータトルクＴｍとモータ回転速度Ｎｍであるとする。

三相交流モータＭ１の駆動条件を取得すると、制御装置１００は、モータ駆動条件が所定範囲内であるか否かを判定する（ステップＳ２０２）。モータ駆動条件が所定範囲外である場合（ステップＳ２０２：ＮＯ）、処理はステップＳ１０４に移行して先述した変動抑制モードが実行される。一方、モータ駆動条件が所定範囲内である場合（ステップＳ２０２：ＹＥＳ）、処理はステップＳ１０３に移行して先述した損失抑制モードが実行される。第２実施形態に係るモード切替制御処理は以上のように実行される。

ここで、図１１を参照し、ステップＳ２０２におけるモータ駆動条件と所定範囲との関係について説明する。ここに、図１１は、モータ駆動条件判定用のマップの模式図である。

図１１において、縦軸及び横軸に夫々モータトルクＴｍ及びモータ回転速度Ｎｍが表される。即ち、図１１は、三相交流モータＭ１の一種の動作点マップである。ここで、図示実線は、三相交流モータＭ１の動作限界ラインであり、高回転領域においてモータトルクＴｍの上限値が低下する様子が示されている。

図１１において、図示ハッチング領域は、ＢＰＦ１１３Ｅによる積極的な電圧変動抑制措置を講じずとも、モータ電気周波数相当の電圧変動が平滑コンデンサＣの耐電圧（ＢＰＦ１１３Ｅの効能により小容量化に際して顕著な増大措置が採られていない耐電圧である）の範囲内に十分収まる領域を示している。このような領域は、モータ回転速度Ｎｍが低回転側に移行するに従って高トルク側に拡大分布しており、予め実験的に、経験的に又は理論的に定められている。図１０のモード切替制御処理のステップＳ２０２における「所定範囲」とは、このハッチング領域を意味しており、予め図１１に例示される範囲が数値化された状態でＲＯＭに格納されている。

このように、第２実施形態によれば、損失抑制モードを選択し得るか否かを、三相交流モータＭ１の駆動条件に基づいて比較的簡便に判定することが可能となっている。また、特に、低回転側程、モータトルクＴｍの基準値（ハッチング領域の上限値）が増加する傾向がある点を考慮することによって、可及的広範囲にわたって、損失抑制モードを選択することが可能となっている。従って、モータ電気周波数相当の電圧変動を、電力損失を可及的に抑制しつつ抑制することが可能である。

本発明は、上述した実施形態に限られるものではなく、請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨或いは思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴う昇圧コンバータの制御装置もまた本発明の技術的範囲に含まれるものである。

産業上の利用の可能性

本発明は、交流モータの駆動制御における昇圧コンバータの制御に適用可能である。

１０…モータ駆動システム、１００…制御装置、１１０…昇圧コンバータ制御部、１１３…電圧制御演算部、１１３Ｅ…ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）、１２０…インバータ制御部、２００…昇圧コンバータ、３００…インバータ、Ｃ…平滑コンデンサ、Ｂ…直流電源、Ｍ１…三相交流モータ。

Claims (5)

1. 直流電源と、
   三相交流モータと、
   前記直流電源と前記三相交流モータとの間に設けられ、前記三相交流モータの三相各々に対応するスイッチング回路及び該スイッチング回路に対し電気的に並列に配置された平滑コンデンサを含んでなる電力変換器と、
   前記電力変換器と前記直流電源との間に設置され、前記直流電源の直流電圧を昇圧して前記電力変換器に供給する昇圧コンバータと
   を備えたモータ駆動システムにおいて前記昇圧コンバータを制御する昇圧コンバータの制御装置であって、
   比例要素、積分要素及び微分要素を備え、且つ該微分要素が帯域通過フィルタとして構成されると共に、前記昇圧コンバータの出力電圧を前記平滑コンデンサの端子間電圧ＶＨの指令値に維持するための前記昇圧コンバータの電流指令値に相当するＰＩＤ制御量を演算する演算手段と、
   前記演算されたＰＩＤ制御量に基づいて前記昇圧コンバータの出力電圧を制御する制御手段と、
   前記端子間電圧ＶＨの変動抑制に対して前記直流電源における電力の入出力に伴う損失抑制を優先すべきか否かを判定する判定手段と、
   前記損失抑制を優先すべき旨が判定された場合に、前記演算手段が前記ＰＩＤ制御量を演算するにあたっての演算モードを、前記帯域通過フィルタのカットオフ周波数が基準値に維持される変動抑制モードから、前記カットオフ周波数が前記基準値に対して減少側に補正される損失抑制モードへ切り替える切り替え手段と
   を具備し、
   前記損失抑制モードにおいては、前記三相交流モータの回転速度が低い程、前記カットオフ周波数が低周波側に補正される
   ことを特徴とする昇圧コンバータの制御装置。
2. 前記昇圧コンバータは、
   前記直流電源の正極に一端が接続されるリアクトルと、
   前記リアクトルの他端と前記電力変換器との間に接続される第１スイッチング素子と、
   前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極との間に接続される第２スイッチング素子と、
   前記第１及び第２スイッチング素子に夫々逆並列に接続される第１及び第２ダイオードと
   を含む
   ことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の昇圧コンバータの制御装置。
3. 前記判定手段は、前記端子間電圧ＶＨの変動レベルに基づいて前記損失抑制を優先すべきか否かを判定する
   ことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の昇圧コンバータの制御装置。
4. 前記判定手段は、前記三相交流モータの駆動条件に基づいて前記損失抑制を優先すべきか否かを判定する
   ことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の昇圧コンバータの制御装置。
5. 前記判定手段は、前記三相交流モータのトルク値が、前記三相交流モータの回転速度の高低に応じて夫々低高に変化する基準値未満である場合に、前記損失抑制を優先すべきものと判定する
   ことを特徴とする請求の範囲第４項に記載の昇圧コンバータの制御装置。

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