WO2019111728A1 - コントローラ、当該コントローラを有するモータ制御システム、および当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステム - Google Patents

コントローラ、当該コントローラを有するモータ制御システム、および当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステム Download PDF

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WO2019111728A1
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controller
current
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control system
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遠藤　修司
哉 中根
拓也 横塚
幹夫 森島
得次 舘脇
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日本電産株式会社
日本電産エレシス株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
    • G05B11/00—Automatic controllers
    • G05B11/01—Automatic controllers electric
    • G05B11/36—Automatic controllers electric with provision for obtaining particular characteristics, e.g. proportional, integral, differential
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/12—Observer control, e.g. using Luenberger observers or Kalman filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • Japanese Patent Laid-Open No. 2015-173553 discloses a feedforward control technique of detecting a disturbance estimated value (disturbed torque estimated value) with an observer.
  • One of the objects of the present disclosure is to compensate for the influence of the parameter fluctuation that becomes a problem when using the hood forward control to improve the operation noise, and to suppress the fluctuation of the motor output.
  • An exemplary controller of the present disclosure is a controller used in a motor control system that drives a motor using a drive circuit and an inverter, and includes a current control block and a disturbance observer.
  • the feedforward control based on the current value is performed using the disturbance observer, the disturbance parameter of the current control block is compensated by adaptive control according to the output value of the disturbance observer, and the drive circuit using the output of the current control block Generates a PWM signal to be output to
  • the addition of an observer to the feedforward controller to detect motor and motor drive circuit characteristic parameter variations reduces operation noise that is a problem with feedback controllers, and It is possible to prevent the motor output from fluctuating due to the parameter fluctuation of the motor and the motor drive circuit.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a hardware block of a motor control system 1000 according to an exemplary embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 schematically shows the hardware configuration of the inverter 300 in the motor control system 1000 according to the present embodiment.
  • FIG. 3 is a block diagram showing an internal configuration of the controller 100.
  • FIG. 4 is a control block diagram illustrating details of an exemplary U-phase processing circuit 104a of the present disclosure.
  • FIG. 5 is a diagram showing the configuration of a U-phase processing circuit 104a according to a modification.
  • FIG. 6 is a diagram schematically illustrating a typical configuration of EPS system 2000 according to an exemplary embodiment.
  • Embodiments and modifications according to the present disclosure describe configurations for achieving the objects described in the following items. The outline of the configuration is also described.
  • Motor current detection noise sensitivity reduction Basic control is a feedforward (FF) type.
  • feedback (FB) control using the current detection value is not performed.
  • the parameter variation which is a problem of the FF type control is corrected by the observer using the current value.
  • the above effects are created by combining with three-phase independent control.
  • Torque command value noise sensitivity reduction When performing FF type control, the motor self inductance is compensated by the inverse model. In this case, the noise sensitivity is increased because of the high pass filter. In fact, there may be cases where motor actuation noise increases due to noise sensitivity issues.
  • the inventor has created a way to reduce such noise sensitivity.
  • (3) Compensation of Drive System Nonlinear Element The nonlinear element having the largest influence on the operation noise is the dead band of the drive circuit. Dead band occurs when the current crosses zero. The inventor predicts the timing at which the current crosses zero and performs dead band compensation using the prediction result.
  • FIG. 1 schematically illustrates the hardware block of a motor control system 1000 according to an exemplary embodiment of the present disclosure.
  • the motor control system 1000 typically includes a motor M, a controller (control circuit) 100, a drive circuit 200, an inverter (also referred to as an "inverter circuit") 300, a plurality of current sensors 400, and an analog.
  • a digital conversion circuit hereinafter, referred to as “AD converter” 500, a ROM (Read Only Memory) 600, and a position sensor 700 are included.
  • the motor control system 1000 is modularized and manufactured, for example, as a motor module having a motor, a sensor, a driver and a controller.
  • the motor control system 1000 will be described by taking a system having the motor M as a component as an example.
  • the motor control system 1000 may be a system for driving the motor M without having the motor M as a component.
  • the motor M is a surface magnet type (SPM) motor, and is, for example, a surface magnet type synchronous motor (SPMSM).
  • the motor M has, for example, three-phase (U-phase, V-phase and W-phase) windings (not shown).
  • the three-phase winding is electrically connected to inverter 300.
  • Not limited to three-phase motors, five-phase, seven-phase, etc. multi-phase motors are also within the scope of the present disclosure.
  • Embodiments of the present disclosure will be described herein by taking a motor control system that controls a three-phase motor as an example.
  • As the motor M a motor having a relatively small mutual inductance between the phases, for example, a motor of 10 poles and 12 slots, a motor of 14 poles and 12 slots can be used.
  • the controller 100 is, for example, a micro control unit (MCU).
  • the controller 100 controls the entire motor control system 1000, for example, controls the torque and rotational speed of the motor M by vector control.
  • the motor M can be controlled not only by vector control but also by other closed loop control.
  • the rotational speed is represented by the number of revolutions (rpm) at which the rotor rotates in unit time (for example, one minute) or the number of revolutions (rps) at which the rotor rotates in unit time (for example, one second).
  • the vector control is a method of decomposing the current flowing in the motor into a current component contributing to the generation of torque and a current component contributing to the generation of magnetic flux, and independently controlling each current component orthogonal to each other.
  • the controller 100 sets a target current value in accordance with, for example, an actual current value measured by the plurality of current sensors 400 and a rotor angle estimated based on the actual current value.
  • the controller 100 generates a PWM (Pulse Width Modulation) signal based on the target current value, and outputs the PWM signal to the drive circuit 200.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the drive circuit 200 is, for example, a gate driver.
  • Drive circuit 200 generates a control signal for controlling the switching operation of the switching element in inverter 300 in accordance with the PWM signal output from controller 100.
  • the drive circuit 200 may be mounted on the controller 100.
  • the inverter 300 converts, for example, DC power supplied from a DC power supply (not shown) into AC power, and drives the motor M with the converted AC power. For example, based on a control signal output from drive circuit 200, inverter 300 converts DC power into three-phase AC power which is a pseudo sine wave of U phase, V phase and W phase. The motor M is driven by this converted three-phase AC power.
  • the plurality of current sensors 400 have at least two current sensors that detect at least two currents flowing in the U-phase, V-phase and W-phase windings of the motor M.
  • the plurality of current sensors 400 have two current sensors 400A and 400B (see FIG. 2) that detect the current flowing in the U phase and the V phase.
  • the plurality of current sensors 400 may have three current sensors that detect three currents flowing in the U-phase, V-phase and W-phase windings, for example, flow in the V-phase and W-phase You may have two current sensors which detect the electric current or the electric current which flows into W phase and U phase.
  • the current sensor includes, for example, a shunt resistor and a current detection circuit (not shown) that detects a current flowing through the shunt resistor.
  • the resistance value of the shunt resistor is, for example, about 0.1 ⁇ .
  • the AD converter 500 samples analog signals output from the plurality of current sensors 400, converts them into digital signals, and outputs the converted digital signals to the controller 100.
  • the controller 100 may perform AD conversion. In that case, the controller 100 directly receives the detected current signals (analog signals) from the plurality of current sensors 400.
  • the ROM 600 is, for example, a writable memory (for example, a PROM), a rewritable memory (for example, a flash memory), or a read only memory.
  • the ROM 600 stores a control program having instructions for causing the controller 100 to control the motor M.
  • the control program is temporarily expanded in a RAM (not shown) at boot time.
  • the ROM 600 does not have to be externally attached to the controller 100, and may be mounted on the controller 100.
  • the controller 100 equipped with the ROM 600 may be, for example, the above-described MCU.
  • the position sensor 700 is disposed in the motor M, detects a rotor angle P, and outputs the detected rotor angle P to the controller 100.
  • the position sensor 700 is realized by, for example, a combination of an MR sensor having a magnetoresistive (MR) element and a sensor magnet.
  • Position sensor 700 is realized, for example, using a Hall IC or a resolver including a Hall element.
  • controller 100 is implemented by a field programmable gate array (FPGA) incorporating a CPU core.
  • FPGA field programmable gate array
  • an observer block, a current control block, and a vector control operation block described later are constructed.
  • the CPU core calculates a torque command value by software processing.
  • Each block in the FPGA measures the torque command value (Tref) received from the CPU core, the rotor rotational position of the motor M measured by the position sensor 700, that is, the rotor angle (P), and the current measurement received from the AD converter 500.
  • a PWM signal is generated using values (Ia, Ib, Ic) and the like.
  • the inverter 300 is one system, but a plurality of systems, for example, two systems may be provided. Even in a plurality of systems, a controller having the same or equivalent function and configuration as the controller 100 may be employed for each of the plurality of systems, or a separate controller may be employed.
  • the components constituting the motor control system 1000 shown in FIG. 1, for example, the motor M, the controller 100, the drive circuit 200, the inverter 300, etc. may be integrally housed in a housing (not shown). Such a configuration is manufactured and sold as a so-called "machine-electric integrated motor". In the machine-electric integrated motor, since various components are accommodated in the housing, it is not necessary to design the arrangement of the respective components, the installation space, and the wiring arrangement. As a result, space saving of the motor and its peripheral circuits and simplification of design can be realized.
  • the controller 100 according to the present embodiment can suppress the operation noise generated by the rotation of the motor M using a feedforward control technique described later.
  • the “machine-electric integrated motor” may further include a current sensor 400, a converter 500, and a ROM 600.
  • FIG. 2 schematically shows the hardware configuration of the inverter 300 in the motor control system 1000 according to the present embodiment.
  • Inverter 300 has three low side switching devices and three high side switching devices.
  • the illustrated switching elements SW_L1, SW_L2 and SW_L3 are low side switching elements, and the switching elements SW_H1, SW_H2 and SW_H3 are high side switching elements.
  • a switching element for example, a semiconductor switching element such as a field effect transistor (FET, typically a MOSFET) or an insulated gate bipolar transistor (IGBT) can be used.
  • FET field effect transistor
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • shunt resistances Rs of three current sensors 400A, 400B and 400C for detecting the current flowing in the U phase, the V phase and the W phase are described.
  • a shunt resistor Rs can be electrically connected between the low side switching element and the ground.
  • the shunt resistor Rs can be electrically connected between the high side switching element and the power supply.
  • the controller 100 can drive the motor M by performing control by three-phase energization based on, for example, vector control (hereinafter, referred to as “three-phase energization control”). For example, the controller 100 generates a PWM signal for performing three-phase conduction control, and outputs the PWM signal to the drive circuit 200.
  • Drive circuit 200 generates a gate control signal for controlling the switching operation of each FET in inverter 300 based on the PWM signal, and applies the gate control signal to the gate of each FET.
  • the number of current sensors may be two.
  • the current sensor 400C that detects the current flowing in the W phase can be omitted.
  • the current flowing in the W phase can be detected not by measurement but by calculation.
  • the sum of currents flowing in each phase is ideally zero. If current sensors 400A and 400B respectively detect currents flowing in the U phase and V phase, a value obtained by inverting the sign of the sum of the U phase current and the V phase current is calculated as the current value flowing in the W phase Can.
  • three current sensors may be provided to detect the current flowing in each of the three phases, or two current sensors may be provided to detect the currents in two phases, and the current flowing to the remaining one phase May be calculated by performing the above-described operation.
  • FIG. 3 is a block diagram showing an internal configuration of the controller 100.
  • the controller 100 includes current controllers 102 a, 102 b, 102 c and a voltage-duty converter 180.
  • the current controller 102a receives the torque command value Trefa and the U-phase current value Ia, and outputs a command voltage Vrefa.
  • the current controller 102b receives the torque command value Trefb and the U-phase current value Ib, and outputs a command voltage Vrefb.
  • the current controller 102c receives the torque command value Trefc and the U-phase current value Ic, and outputs a command voltage Vrefc.
  • the three components Trefa, Trefb and Trefc of the torque command value Tref are described as given values. Each of these values is generated by, for example, a CPU core (not shown) of the controller 100. The process of generating the torque command value is well known, and therefore the description thereof is omitted.
  • the voltage-duty converter 180 performs voltage-duty conversion.
  • the voltage-duty conversion is a process of generating a PWM signal from the command voltage.
  • the PWM signal represents a voltage command value.
  • voltage-duty converter 180 generates PWM signal Vdutya from command voltage Vrefa.
  • voltage-duty converter 180 generates PWM signals Vdutyb and Vdutyc from command voltages Vrefb and Vrefc, respectively. Since voltage-duty conversion is well known, the detailed description is omitted herein.
  • the U-phase processing circuit 104a including the current controller 102a and the voltage-duty converter 180 will be described as an example. Since both of the current controller 102 b and the current controller 102 c are the same, the illustration and the description thereof will be omitted.
  • FIG. 4 is a control block diagram showing the details of the U-phase processing circuit 104a.
  • the portion excluding the voltage-duty converter 180 in the U-phase processing circuit 104a corresponds to the current controller 102a (FIG. 3).
  • U-phase processing circuit 104 includes a torque-current conversion block 110a, a current control block 120a, an adaptive control block 130a, and an adder 140a. Each block and the adder show arithmetic processing. Therefore, "block” can be read as "process”. All processing may be realized by hardware logic of FPGA, or one or more processing may be realized by one or more arithmetic circuits.
  • the torque-current conversion block 110a converts the torque command value Trefa into a current command value Irefa.
  • the current control block 120a and the adder 140a are operation blocks corresponding to the operation of the voltage equation described later.
  • the current control block 120a functions as a high pass filter.
  • the current control block 120a sequentially corrects the resistance value Rtha with the modeling error ⁇ Rtha calculated by the adaptive control block 130a. That is, the voltage value is determined using the previous resistance value Rtha + ⁇ Rtha as a new Rtha.
  • the adaptive control block 130a outputs the modeling error ⁇ Rtha using the current value Ia flowing through the U phase.
  • the adaptive control block 130a includes a first operation block 132a that performs the same operation as the current control block 120a, and a second operation block 134a.
  • the latter second operation block 134 a functions as an “observer”.
  • the second operation block 134a will be described as an "observer block 134a".
  • the observer is a first-order low-pass filter with a time constant T1.
  • the observer block 134a is expressed in the s region using the variable s.
  • the reason for expressing using the variable s is to clarify that the observer is a first-order low-pass filter of the time constant T1. It should be noted that it is for the convenience of understanding.
  • the signal (signal to be filtered) input to the adaptive control block 130a is not white noise but colored noise.
  • the adaptive control block 130a does not perform the filtering process using the least squares method.
  • E is a voltage
  • I is a current
  • T is a torque
  • Equation (4) is obtained by obtaining the current I from the voltage equation (equation (3)) and substituting it into the equation (1).
  • (Number 3) I f (V) (3)
  • (Number 4) T (E / ⁇ ) f (V) (4)
  • Equation (10) shows E in equations (6) and (7), taking into account up to the third harmonic.
  • equation (12) is obtained by arranging equation (11).
  • Equation (12) is the target inter-phase voltage when the three phases are independent, so the neutral point voltage V N is determined and corrected as follows.
  • phase voltage V an is obtained by the following equation (14).
  • the inventor studied to compensate the self-inductance L. Specifically, the inventor of the present invention compensates the self-inductance L using an inverse model and compensates for the phase delay by the advance angle component.
  • the inverse model is calculated using the abc axis coordinate system instead of the dq axis coordinate system.
  • the inventor when the compensation of the self-inductance L is performed by an inverse model, the inventor has found a problem that the noise sensitivity is increased.
  • the reason is that the process for compensation is a high pass filter, and the sensitivity of the torque sensor system to noise is increased, resulting in deterioration of the operation noise.
  • the inventor of the present invention performs feedforward control based on the current value flowing through the motor and performs various compensations.
  • the term of the self-inductance L of the motor M included in the current control block 120a is compensated by the inverse model.
  • the phase characteristic of the transfer function of the inverse model is compensated by the advance angle component, and the gain characteristic of the transfer function of the inverse model is corrected by the function of the physical quantity obtained based on the angular velocity of the motor.
  • it is possible to compensate for the phase delay and gain reduction of the torque output caused by the self inductance.
  • it is not essential to provide a disturbance observer described below. Feedforward control is possible without providing a disturbance observer.
  • the inventor considered to compensate the current control process with a disturbance observer using a current command value. This is because reduction of current value noise can be realized because the parameter variation of the output is compensated.
  • a disturbance observer of an input error model is used.
  • the feedforward model and the observer model become identical, which facilitates design management.
  • the observer model is shown in equation (19).
  • equation (19) the modeling error between the real and the plant model is expressed as ⁇ Rth.
  • equation (20) the following equation (20) is obtained.
  • V DUTYa to V DUTYc on the left side are voltage command values of PWM signals for the U, V, and W phases of voltage-duty converter 180.
  • ⁇ Rth is determined by the noise-processed signal, and the internal model of the feedforward controller is adapted. That is, a general simple adaptive control system is configured. In this case, since the control target satisfies the condition that it is strictly proper, the stability of the present adaptive control system is guaranteed.
  • the observer block 134a may calculate using the previous compensation value when the current value falls below a predetermined value, for example, when it becomes less than or equal to zero ⁇ threshold value. If the current value is zero or substantially zero, the voltage is saturated and the observer block 134a can not estimate the disturbance Rth. Therefore, compensation can be normally performed by using the previous compensation value when it becomes a constant value near zero.
  • FIG. 5 shows the configuration of a U-phase processing circuit 104a according to a modification.
  • the configuration of the U-phase processing circuit of FIG. 5 is different from the configuration of the U-phase processing circuit of FIG. 4 in that a dead band compensation block 150a and an adder 160a are added.
  • Other configurations and operations are the same. Therefore, the dead band compensation block 150a and the adder 160a will be described below.
  • the description of the other configurations uses the above description.
  • the “dead band” referred to below means a time zone in which current can not flow even if it is to flow.
  • the dead band is a concept including a time when current can not flow, that is, a dead time when the current value is zero, and a period when the current value is rising or falling from zero.
  • the latter “period” refers to a time zone in which the current can be considered substantially zero.
  • the “dead band” results from the relationship between the non-linear elements of the drive system and the electromagnetic compatibility (EMC). EMC is the ability of a device or system to function satisfactorily with no disturbance to the electromagnetic environment that would otherwise interfere with the operation of the equipment or the like.
  • the non-linear element of the drive system in the present embodiment means a dead band set to prevent arm short circuit.
  • the motor M is driven by an electric power steering system.
  • the driver senses noise and vibration.
  • the output of the motor M is 80 Nm
  • a person feels noise and vibration unless the torque ripple is less than 0.2 Nm.
  • Such quantization noise is a significant problem in applications where accuracy is required, such as electric power steering. Therefore, in the electric power steering system, it is required to reduce the vibration and the operation noise as much as possible by appropriately compensating the response of the non-linear element of the drive system, such as the observer block 134a and the drive circuit 200.
  • the dead band compensation block 150a calculates the compensation value of the non-linear element of the drive system based on the dead band compensation value.
  • the dead band of the motor drive circuit occurs at the zero crossing point of the current.
  • the dead band compensation block 150a outputs a duty value corresponding to the dead band at the timing when the motor current crosses zero.
  • the "duty value corresponding to the dead band" may be fixed or may be varied under predetermined conditions.
  • the adder 160 a adds the duty value at the timing when the motor current crosses zero and the duty value corresponding to the dead band. As a result, it is possible to control the feedforward control with reduced parameters while achieving low operation noise.
  • intermediate outputs I_refa, I_refb, and I_refc of the feedforward controller correspond to predicted values of the current.
  • the dead band compensation block 150a and the adder 160a can perform dead band compensation according to the following equation using the output.
  • the intermediate output of the FF controller is used to predict the timing at which the current crosses zero, the prediction model and the FF controller model can be matched. This makes it possible to reduce the dimension of the controller. By independently controlling the three phases, the dead band of the drive circuit can be efficiently compensated.
  • FIG. 6 schematically illustrates an exemplary configuration of EPS system 2000 in accordance with an illustrative embodiment.
  • Vehicles such as automobiles generally have an EPS system.
  • the EPS system 2000 has a steering system 520 and an auxiliary torque mechanism 540 that generates an auxiliary torque.
  • the EPS system 2000 generates an assist torque that assists the steering torque of the steering system generated by the driver operating the steering wheel.
  • the assist torque reduces the burden on the driver's operation.
  • the steering system 520 includes, for example, a steering handle 521, a steering shaft 522, free shaft joints 523A and 523B, a rotating shaft 524, a rack and pinion mechanism 525, rack shafts 526, left and right ball joints 552A and 552B, tie rods 527A and 527B, knuckles 528A, 528B, and left and right steering wheels 529A, 529B.
  • the auxiliary torque mechanism 540 includes, for example, a steering torque sensor 541, an electronic control unit (ECU) 542 for a car, a motor 543, and a reduction mechanism 544.
  • the steering torque sensor 541 detects a steering torque in the steering system 520.
  • the ECU 542 generates a drive signal based on a detection signal of the steering torque sensor 541.
  • the motor 543 generates an auxiliary torque corresponding to the steering torque based on the drive signal.
  • the motor 543 transmits the generated assist torque to the steering system 520 via the reduction mechanism 544.
  • the ECU 542 includes, for example, the controller 100 and the drive circuit 200 described above.
  • an electronic control system is built around an ECU.
  • a motor control system is constructed by the ECU 542, the motor 543 and the inverter 545.
  • the motor control system the above-described motor control system 1000 can be suitably used.
  • Embodiments of the present disclosure are also suitably used in motor control systems, such as shift-by-wire, steering-by-wire, X-by-wire such as brake-by-wire, and traction motors, for which torque angle estimation capability is required.
  • a motor control system according to an embodiment of the present disclosure may be mounted on an autonomous vehicle that complies with levels 0 to 4 (standards of automation) defined by the Japanese government and the United States Department of Transportation Road Traffic Safety Administration (NHTSA).
  • Embodiments of the present disclosure can be widely used in a variety of devices equipped with various motors, such as vacuum cleaners, dryers, ceiling fans, washing machines, refrigerators, and electric power steering devices.
  • controller 100 controller, 102a to 102c current controller, 110a torque-current conversion block, 120a current control block, 130a adaptive control block, 140a adder, 150a dead band compensation block, 200 drive circuit, 300 inverter, 400A to 400c current sensor, 500 AD converter, 600 ROM, 700 position sensor, 1000 motor control system, 2000 EPS system

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Abstract

作動音改善のためフードフォワード制御を用いた際に問題になるパラメータ変動の影響を補償し、モータ出力の変動を抑制する。コントローラ１００は、モータＭを、駆動回路２００およびインバータ３００を利用して駆動するモータ制御システム１０００において用いられる。コントローラ１００は、電流制御ブロック１２０ａと、外乱オブザーバ１３４ａとを有している。コントローラ１００は、外乱オブザーバを用いて電流値によるフィードフォワード制御を行い、外乱オブザーバの出力値によって電流制御ブロックの外乱パラメータを適応制御によって補償し、電流制御ブロックの出力を利用して、駆動回路に出力するＰＷＭ信号を生成する。

Description

コントローラ、当該コントローラを有するモータ制御システム、および当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステム
本開示は、コントローラ、当該コントローラを有するモータ制御システム、および当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステムに関する。
特開２０１５－１７３５５３号公報は、外乱推定値（外乱トルク推定値）をオブザーバで検出するフィードフォワード制御技術を開示する。
特開２０１５－１７３５５３号公報
電動パワーステアリングのモータ電流制御では、一般的にはフィードバック制御が用いられる。しかし、フィードバック制御を行った場合には、電流検出器に含められるノイズに感応し、不快なモータ作動音が発生するという問題がある。　
不快なモータ作動音の発生を抑制するために、電流検出値を直接用いない、フィードフォワード技術を用いる方法が考えられる。ただし、電流検出値を直接用いない場合、従来のフィードフォワード制御技術では、モータやモータ駆動回路特性のパラメータ変動によりモータ出力トルクが変動するという問題があった。　
本開示の目的の一つは、作動音改善のためフードフォワード制御を用いた際に問題になるパラメータ変動の影響を補償し、モータ出力の変動を抑制することである。
本開示の例示的なコントローラは、モータを、駆動回路およびインバータを利用して駆動するモータ制御システムにおいて用いられるコントローラであって、電流制御ブロックと、外乱オブザーバとを備えている。前記外乱オブザーバを用いて電流値によるフィードフォワード制御を行い、前記外乱オブザーバの出力値によって前記電流制御ブロックの外乱パラメータを適応制御によって補償し、前記電流制御ブロックの出力を利用して、前記駆動回路に出力するＰＷＭ信号を生成する。
本開示の例示的な実施形態によれば、モータおよびモータ駆動回路特性のパラメータ変動を検出するオブザーバをフィードフォワード制御器に追加することにより、フィードバック制御器で問題となる作動音を低減し、かつモータおよびモータ駆動回路のパラメータ変動によりモータ出力が変動することを防ぐことが可能になる。
図１は、本開示の例示的な実施形態によるモータ制御システム１０００のハードウェアブロックの模式図である。 図２は、本実施形態によるモータ制御システム１０００中のインバータ３００のハードウェア構成を模式的に示す。 図３は、コントローラ１００の内部構成を示すブロック図である。 図４は、本開示の例示的なＵ相処理回路１０４ａの詳細を示す制御ブロック図である。 図５は、変形例にかかるＵ相処理回路１０４ａの構成を示す図である。 図６は例示的な実施形態によるＥＰＳシステム２０００の典型的な構成を模式的に示す図である。
以下、添付の図面を参照しながら、本開示のコントローラ、当該コントローラを有するモータ制御システム、および当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステムの実施形態を詳細に説明する。但し、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするため、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。　
本開示にかかる実施形態および変形例では、以下の各項目に記載の目的を達成するための構成を説明する。構成の概要も併せて述べる。（１）モータ電流検出ノイズ感度低減　基本制御をフィードフォワード（ＦＦ）型とする。実施形態では、電流検出値を用いたフィードバック（ＦＢ）制御を行わない。ＦＦ型制御の問題であるパラメータ変動に対しては、電流値を用いたオブザーバにより補正する。３相独立制御と組み合わせることにより、上記の効果を創出する。（２）トルク指令値ノイズ感度低減　ＦＦ型制御を行うにあたって、モータ自己インダクタンスを逆モデルで補償する。この場合、ハイパスフィルタになるためノイズ感度が上がってしまう。実際、ノイズ感度の問題により、モータ作動音が増加する事例が存在し得る。本発明者は、そのようなノイズ感度を低減する方法を創出した。（３）駆動系非線形要素の補償　作動音への影響が最も大きい非線形要素は、駆動回路のデッドバンドである。デッドバンドは、電流がゼロクロスするときに発生する。本発明者は、電流がゼロクロスするタイミングを予測し、予測結果を利用してデッドバンド補償を行うこととした。　
以下、本開示の実施形態を説明する。　
以下、モータ電流検出ノイズ感度を低減することが可能な電流制御器を説明する。　
図１は、本開示の例示的な実施形態によるモータ制御システム１０００のハードウェアブロックを模式的に示している。　
モータ制御システム１０００は、典型的に、モータＭと、コントローラ（制御回路）１００と、駆動回路２００と、インバータ（「インバータ回路」とも称される。）３００と、複数の電流センサ４００と、アナログデジタル変換回路（以下、「ＡＤコンバータ」と表記する。）５００と、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）６００と、位置センサ７００とを有する。モータ制御システム１０００は、モジュール化され、例えば、モータ、センサ、ドライバおよびコントローラを有するモータモジュールとして製造される。本明細書では、構成要素としてモータＭを有するシステムを例に、モータ制御システム１０００を説明する。ただし、モータ制御システム１０００は、構成要素としてモータＭを有しない、モータＭを駆動するためのシステムであってもよい。　
モータＭは、表面磁石型（ＳＰＭ）モータであり、例えば表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）である。モータＭは、例えば三相（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相）の巻線（不図示）を有する。三相の巻線は、インバータ３００に電気的に接続される。三相モータに限らず、五相、七相などの多相モータも本開示の範疇である。本明細書では、三相モータを制御するモータ制御システムを例に、本開示の実施形態を説明する。モータＭとして、相間の相互インダクタンスが相対的に小さいモータ、例えば１０極１２スロットのモータ、１４極１２スロットのモータが利用され得る。　
コントローラ１００は、例えばマイクロコントロールユニット（ＭＣＵ）である。コントローラ１００は、モータ制御システム１０００の全体を制御し、例えばベクトル制御によってモータＭのトルクおよび回転速度を制御する。モータＭは、ベクトル制御に限らず、他のクローズドループ制御によっても制御され得る。回転速度は、単位時間（例えば１分間）にロータが回転する回転数（ｒｐｍ）または単位時間（例えば１秒間）にロータが回転する回転数（ｒｐｓ）で表される。ベクトル制御は、モータに流れる電流を、トルクの発生に寄与する電流成分と、磁束の発生に寄与する電流成分とに分解し、互いに直交する各電流成分を独立に制御する方法である。コントローラ１００は、例えば、複数の電流センサ４００によって測定された実電流値、および実電流値に基づいて推定されたロータ角などに従って目標電流値を設定する。コントローラ１００は、その目標電流値に基づいてＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を生成し、駆動回路２００に出力する。　
駆動回路２００は、例えばゲートドライバである。駆動回路２００は、インバータ３００におけるスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御信号を、コントローラ１００から出力されるＰＷＭ信号に従って生成する。駆動回路２００は、コントローラ１００に実装されていてもよい。　
インバータ３００は、例えば直流電源（不図示）から供給される直流電力を交流電力に変換し、変換された交流電力でモータＭを駆動する。例えば、インバータ３００は、駆動回路２００から出力される制御信号に基づいて、直流電力を、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の擬似正弦波である三相交流電力に変換する。この変換された三相交流電力でモータＭは駆動される。　
複数の電流センサ４００は、モータＭのＵ相、Ｖ相およびＷ相の巻線に流れる少なくとも２つの電流を検出する少なくとも２つの電流センサを有する。本実施形態では、複数の電流センサ４００は、Ｕ相およびＶ相に流れる電流を検出する２つの電流センサ４００Ａ、４００Ｂ（図２を参照）を有する。当然に、複数の電流センサ４００は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の巻線に流れる３つの電流を検出する３つの電流センサを有していてもよいし、例えばＶ相およびＷ相に流れる電流またはＷ相およびＵ相に流れる電流を検出する２つの電流センサを有していてもよい。電流センサは、例えば、シャント抵抗、およびシャント抵抗に流れる電流を検出する電流検出回路（不図示）を有する。シャント抵抗の抵抗値は、例えば０．１Ω程度である。　
ＡＤコンバータ５００は、複数の電流センサ４００から出力されるアナログ信号をサンプリングしてデジタル信号に変換し、この変換したデジタル信号をコントローラ１００に出力する。コントローラ１００がＡＤ変換を行ってもよい。その場合、コントローラ１００は複数の電流センサ４００から、検出された電流信号（アナログ信号）を直接受け取る。　
ＲＯＭ６００は、例えば書き込み可能なメモリ（例えばＰＲＯＭ）、書き換え可能なメモリ（例えばフラッシュメモリ）または読み出し専用のメモリである。ＲＯＭ６００は、コントローラ１００にモータＭを制御させるための命令群を有する制御プログラムを格納する。例えば、制御プログラムはブート時にＲＡＭ（不図示）に一旦展開される。ＲＯＭ６００は、コントローラ１００に外付けされる必要はなく、コントローラ１００に搭載されていてもよい。ＲＯＭ６００を搭載したコントローラ１００は、例えば上述したＭＣＵであり得る。　
位置センサ７００は、位置センサ７００は、モータＭに配置され、ロータ角Ｐを検出してコントローラ１００に出力する。位置センサ７００は、例えば磁気抵抗（ＭＲ）素子を有するＭＲセンサとセンサマグネットとの組み合わせによって実現される。位置センサ７００は、例えば、ホール素子を含むホールＩＣまたはレゾルバを用いても実現される。　
例示的な実施形態では、コントローラ１００は、ＣＰＵコアが組み込まれたフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）によって実現されている。ＦＰＧＡのハードウェアロジック回路には、後述のオブザーバブロック、電流制御ブロックおよびベクトル制御演算ブロックが構築されている。例えばＣＰＵコアはソフトウェア処理によってトルク指令値を算出する。ＦＰＧＡ内の各ブロックは、ＣＰＵコアから受け取ったトルク指令値（Ｔｒｅｆ）と、位置センサ７００によって測定されたモータＭのロータ回転位置、すなわちロータ角（Ｐ）と、ＡＤコンバータ５００から受け取った電流測定値（Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ）等を利用してＰＷＭ信号を生成する。　
図１では、インバータ３００は１系統であるが、複数系統、例えば２系統、設けてもよい。複数系統であっても、複数系統の各々について、コントローラ１００と同じまたは同等の機能および構成を有するコントローラを採用してもよいし、別個のコントローラを採用してもよい。　
図１に示すモータ制御システム１０００を構成する各構成要素、例えばモータＭ、コントローラ１００、駆動回路２００、インバータ３００等を、ハウジング（図示せず）に一体的に収容してもよい。このような構成は、いわゆる「機電一体型モータ」として製造され販売される。機電一体型モータは、種々の構成
要素がハウジング内に収容されているため、各構成要素の配置、設置スペース、配線の取り回しを設計する必要がない。その結果、モータおよびその周辺回路の省スペース化、設計の簡単化を実現できる。本実施形態にかかるコントローラ１００は、モータＭの回転によって発生する作動音を、後述のフィードフォワード制御技術を利用して抑制することができる。コントローラ１００とモータＭとを一体化させることにより、省スペースでかつ低騒音の「機電一体型モータ」を提供することができる。なお、「機電一体型モータ」は、電流センサ４００、コンバータ５００、ＲＯＭ６００をさらに備えていてもよい。
図２を参照しながら、インバータ３００のハードウェア構成を詳細に説明する。　
図２は、本実施形態によるモータ制御システム１０００中のインバータ３００のハードウェア構成を模式的に示す。　
インバータ３００は、３個のローサイドスイッチング素子および３個のハイサイドスイッチング素子を有する。図示されるスイッチング素子ＳＷ＿Ｌ１、ＳＷ＿Ｌ２およびＳＷ＿Ｌ３がローサイドスイッチング素子であり、スイッチング素子ＳＷ＿Ｈ１、ＳＷ＿Ｈ２およびＳＷ＿Ｈ３が、ハイサイドスイッチング素子である。スイッチング素子として、例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ、典型的にはＭＯＳＦＥＴ）または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの半導体スイッチ素子を用いることができる。スイッチング素子は、モータＭに向けて流れる回生電流を流す還流ダイオードを有する。　
図２には、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相に流れる電流を検出する３つの電流センサ４００Ａ、４００Ｂおよび４００Ｃのシャント抵抗Ｒｓが記載されている。図示されるように、例えばシャント抵抗Ｒｓは、ローサイドスイッチング素子とグランドとの間に電気的に接続され得る。または、例えばシャント抵抗Ｒｓは、ハイサイドスイッチング素子と電源との間に電気的に接続され得る。　
コントローラ１００は、例えばベクトル制御に基づく三相通電による制御（以下、「三相通電制御」と表記する。）を行うことによってモータＭを駆動することができる。例えば、コントローラ１００は、三相通電制御を行うためのＰＷＭ信号を生成し、そのＰＷＭ信号を駆動回路２００に出力する。駆動回路２００は、インバータ３００中の各ＦＥＴのスイッチング動作を制御するゲート制御信号をＰＷＭ信号に基づいて生成し、各ＦＥＴのゲートに与える。　
図２では３つの電流センサ４００Ａ、４００Ｂおよび４００Ｃを設けたが、電流センサの数は２つでもよい。例えば、Ｗ相を流れる電流を検出する電流センサ４００Ｃを省略することができる。この場合、Ｗ相を流れる電流は、測定ではなく演算によって検出され得る。三相通電制御において、各相を流れる電流の総和は理想的にゼロになる。電流センサ４００Ａ、４００Ｂによって、Ｕ相およびＶ相に流れる電流をそれぞれ検出すれば、Ｕ相電流とＶ相電流との和の符号を反転させた値を、Ｗ相を流れる電流値として算出することができる。　
本開示によれば、３つの電流センサを設けて３相の各々に流れる電流を検出してもよいし、２つの電流センサを設けて２相の電流を検出し、残りの１相に流れる電流を、上述の演算を行って算出してもよい。　
図３は、コントローラ１００の内部構成を示すブロック図である。コントローラ１００は、電流制御器１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃと、電圧－デューティ変換器１８０とを有している。電流制御器１０２ａは、トルク指令値ＴｒｅｆａとＵ相電流値Ｉａとを受け取り、指令電圧Ｖｒｅｆａを出力する。電流制御器１０２ｂは、トルク指令値ＴｒｅｆｂとＵ相電流値Ｉｂとを受け取り、指令電圧Ｖｒｅｆｂを出力する。電流制御器１０２ｃは、トルク指令値ＴｒｅｆｃとＵ相電流値Ｉｃとを受け取り、指令電圧Ｖｒｅｆｃを出力する。　
本明細書では、トルク指令値Ｔｒｅｆの３つの成分Ｔｒｅｆａ，ＴｒｅｆｂおよびＴｒｅｆｃが所与の値であるとして説明する。これらの各値は、例えば、コントローラ１００のＣＰＵコア（図示せず）によって生成される。トルク指令値を生成する処理は周知であるためその説明は省略する。　
電圧－デューティ変換器１８０は電圧－デューティ変換を行う。電圧－デューティ変換は、指令電圧からＰＷＭ信号を生成する処理である。ＰＷＭ信号は電圧指令値を表している。具体的には、電圧－デューティ変換器１８０は指令電圧ＶｒｅｆａからＰＷＭ信号Ｖｄｕｔｙａを生成する。同様に電圧－デューティ変換器１８０は、指令電圧ＶｒｅｆｂおよびＶｒｅｆｃから、ＰＷＭ信号ＶｄｕｔｙｂおよびＶｄｕｔｙｃをそれぞれ生成する。電圧－デューティ変換は周知であるから、本明細書では詳細な説明は省略する。　
次に、電流制御器１０２ａ～１０２ｃの詳細を説明する。以下では、電流制御器１０２ａと電圧－デューティ変換器１８０とを含むＵ相処理回路１０４ａを例示して説明する。電流制御器１０２ｂおよび電流制御器１０２ｃのいずれも同様であるため、図示および説明は省略する。　
図４は、Ｕ相処理回路１０４ａの詳細を示す制御ブロック図である。Ｕ相処理回路１０４ａ内の電圧－デューティ変換器１８０を除く部分が、電流制御器１０２ａ（図３）に対応している。　
Ｕ相処理回路１０４は、トルク・電流変換ブロック１１０ａと、電流制御ブロック１２０ａと、適応制御ブロック１３０ａと、加算器１４０ａとを有する。各ブロックおよび加算器は演算処理を示している。そのため、「ブロック」は「処理」と読み替えることもできる。全ての処理を、ＦＰＧＡのハードウェアロジックによって実現してもよいし、１つまたは複数の処理を、１つまたは複数の演算回路によって実現してもよい。　
トルク・電流変換ブロック１１０ａは、トルク指令値Ｔｒｅｆａを電流指令値Ｉｒｅｆａに変換する。　
電流制御ブロック１２０ａおよび加算器１４０ａは、後述する電圧方程式の演算に対応する演算ブロックである。電流制御ブロック１２０ａは、ハイパスフィルタとして機能する。電流制御ブロック１２０ａは、抵抗値Ｒｔｈａを、適応制御ブロック１３０ａによって算出されたモデル化誤差ΔＲｔｈａで逐次補正する。すなわち、前の抵抗値Ｒｔｈａ＋ΔＲｔｈａを新たなＲｔｈａとして利用して電圧値を求める。　
適応制御ブロック１３０ａはＵ相を流れる電流値Ｉａを利用して、モデル化誤差ΔＲｔｈａを出力する。適応制御ブロック１３０ａは、電流制御ブロック１２０ａと同様の演算を行う第一演算ブロック１３２ａと、第二演算ブロック１３４ａとを有している。このうち、後者の第二演算ブロック１３４ａは「オブザーバ」として機能する。以下では第二演算ブロック１３４ａを「オブザーバブロック１３４ａ」と記述する。図４のオブザーバブロック１３４ａの記載から明らかなように、オブザーバが時定数Ｔ１の一次ローパスフィルタである。　
なお、第一演算ブロック１３２ａは微分記号「ｄ／ｄｔ」を含んでおり、時間領域で表現されているが、オブザーバブロック１３４ａは変数ｓを用いたｓ領域で表現されている。変数ｓを用いて表現した理由は、オブザーバが時定数Ｔ１の一次ローパスフィルタであることを明確化するためである。理解の便宜のためである点に留意されたい。　
適応制御ブロック１３０ａに入力される信号（フィルタリングの対象とする信号）はホワイトノイズではなく、カラードノイズである。本実施形態では、適応制御ブロック１３０ａは最小二乗法を用いたフィルタリング処理は行わない。　
以下、図４に示す各ブロックの意味内容を説明する前に、各ブロックに対応する演算がどのように導出されたかを説明する。　
モータが角速度ωで回転しているとき、コイルに注入された電力はＥ・Ｉであり、コイルが発した動力はＴ・ωである。ここでＥは電圧、Ｉは電流、Ｔはトルクである。　
エネルギー保存則より、下記式（１）が成立する。

（数１）

　ＥＩ＝Ｔω　　　　　　　（１）　
式（１）を変形して下記式（２）が得られる。

（数２）

　Ｔ＝ＥＩ／ω　　　　　　（２）　
本発明者は、電流Ｉはノイズを多く含むため用いることを避けることを考えた。電圧方程式から電流Ｉを求め（式（３））、式（１）に代入すると、式（４）が得られる。

（数３）

　Ｉ＝ｆ（Ｖ）　　　　　　（３）

（数４）

　Ｔ＝（Ｅ／ω）ｆ（Ｖ）　　　　　　（４）　
ここで電圧方程式を下記数（５）に示す。　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
左辺のベクトルをＶ、右辺第１項および第２項に共通するベクトルをＩ、右辺第２項の行列をＬ、右辺第３項のベクトルをＥと表現すると、下記式（６）が得られ、さらに変形すると式（７）が得られる。　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
ここで、インダクタンスを一般化して表現すると式（８）に示す通りである。　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
併せてインダクタンスの６次までの成分を式（９）に例示する。後述のように、本実施形態では、フィードフォワード（ＦＦ）型の制御（ＦＦ制御）を行う。ＦＦ制御を行う場合、インダクタンスの高次成分が消える。　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
式（１０）は、３次高調波までを考慮した、式（６）および（７）中のＥを示す。　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
以上よりトルク方程式は、式（１１）として得られる。　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
ここで、電流制御器に対する入力はＴで出力はＶであるから、式（１１）を整理すると式（１２）が得られる。　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
式（１２）を用いてフィードフォワード制御を行う場合、本発明者は、パラメータ変動を補償することを検討した。補償すべきパラメータの検討に当たっては、以下の前提を置いた。　Ｒｔｈ：逐次補償する。　Ｌ：固定値として用いる。なお、インダクタンスは温度によって変化しない。　
式（１２）は、３相が独立であるとした場合の目標相間電圧になるため、以下の通り中性点電圧ＶＮを求め、補正する。　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
相電圧Ｖａｎは、以下の式（１４）により得られる。　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
以上から、トルクＴ、電流Ｉ、電圧Ｖはそれぞれ、式（１５）、（１６）、（１７）により得られる。またＶｄｕｔｙａ、Ｖｄｕｔｙｂ、Ｖｄｕｔｙｃは式（１８）により得られる。　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
式（１２）を用いてフィードフォワード制御を行う場合、本発明者は、自己インダクタンスＬを補償することを検討した。具体的には、本発明者は、自己インダクタンスＬを、逆モデルを用いて補償し、位相遅れを進角成分によって補償することとした。逆モデルの計算はｄｑ軸座標系ではなくａｂｃ軸座標系を用いて行われる。　
ここで、自己インダクタンスＬの補償を逆モデルで行う場合、本発明者は、ノイズ感度が上がってしまうという課題を見出した。その理由は、補償のための処理がハイパスフィルタになり、トルクセンサ系のノイズに対する感度が上がり、その結果作動音が悪化するからである。　
そこで本発明者は、モータを流れる電流値によるフィードフォワード制御を行い、種々の補償を行うことにした。具体的には、電流制御ブロック１２０ａに含まれるモータＭの自己インダクタンスＬの項を逆モデルによって補償した。また、当該逆モデルの伝達関数の位相特性を進角成分で補償し、当該逆モデルの伝達関数のゲイン特性を、前記モータの角速度に基づいて得られる物理量の関数で補正することにした。これにより、自己インダクタンスにより生じるトルク出力の位相遅れおよびゲイン低下を補償することができる。なお、逆モデルを用いて位相遅れおよびゲイン低下を補償する場合、次に説明する外乱オブザーバを設けることは必須ではない。外乱オブザーバを設けなくても、フィードフォワード制御は可能である。　
次に、オブザーバを説明する。　
本発明者は、電流制御処理を、電流指令値を用いた外乱オブザーバで補償することを考えた。出力のパラメータ変動が補償されるため、電流値ノイズの低減を実現することができるからである。　
本開示では、入力誤差モデルの外乱オブザーバを用いる。このオブザーバを用いる場合、先のフィードフォワードモデルとオブザーバモデルとが同一になるため、設計管理が容易となる。オブザーバモデルを式（１９）に示す。　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
式（１９）では、現実とプラントモデルとのモデル化誤差をΔＲｔｈと表現している。この結果、次の式（２０）が得られる。　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
よって、式（２０）の右辺の各成分を検出電流Ｉ＝（Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ）の各成分で除算することで、ΔＲｔｈａ，ΔＲｔｈｂ，ΔＲｔｈｃを得ることができる。　
なお、式（２０）において、左辺のＶＤＵＴＹａ～ＶＤＵＴＹｃは、電圧－デューティ変換器１８０の、Ｕ，Ｖ，Ｗ相用のＰＷＭ信号の各電圧指令値である。　
実装時には、ΔＲ推定に対するノイズ感度を考慮し、ノイズ処理した信号によりΔＲｔｈを定め、フィードフォワードコントローラの内部モデルを適応する。つまり、一般的な単純適応制御系を構成する。この場合、制御対象は厳密にプロパーとなる条件を満たすため、本適応制御系の安定性は保証される。　
以上の式は時間領域での表現であるが、両辺をラプラス変換することによってｓ領域での表現に変換することができる。ｓ領域の表現では、微分要素は「ｓ」に置き換えられる。その結果、上述した式により、図４に示す制御ブロックおよび制御ブロック間の結合関係が表現される。　
なお、オブザーバブロック１３４ａは、電流値が一定値を下回った場合、例えばゼロ±閾値以内になった場合、前回の補償値を用いて演算してもよい。電流値がゼロまたは実質的にゼロになった場合には、電圧が飽和してオブザーバブロック１３４ａは、外乱Ｒｔｈの推定を行えない。そこで、ゼロ付近の一定値になった時に前回の補償値を使用することにより、正常に補償を行うことができる。　
次に、本開示の例示的な実施形態の変形例を説明する。　
図５は、変形例にかかるＵ相処理回路１０４ａの構成を示す。図５のＵ相処理回路の構成は、デッドバンド補償ブロック１５０ａおよび加算器１６０ａが追加された点で図４のＵ相処理回路の構成と相違する。他の構成および動作は同じである。よって以下、デッドバンド補償ブロック１５０ａおよび加算器１６０ａについて説明する。他の構成の説明は、これまでの説明を援用する。　
以下で言及する「デッドバンド」とは、電流を流そうとしても流すことができない時間帯を意味する。デッドバンドは、電流が流せない時刻、すなわち電流値がゼロの時刻であるデッドタイムと、電流値が０から立ち上がりまたは立ち下がりつつある期間とを包含する概念である。後者の「期間」は実質的には電流が実質的にゼロと見なすことができる時間帯を言う。「デッドバンド」は、駆動系の非線形要素と電磁両立性（Ｅlectromagnetic Ｃompatibility；EMC）との関係から生じる。ＥＭＣとは、機器などの動作を妨害するような電磁妨害波をいかなるものに対しても与えず、かつ、電磁環境の妨害に耐えて満足に機能するための装置あるいはシステムの能力である。本実施形態でいう駆動系の非線形要素とは、アーム短絡防止のために設定されたデッドバンドを意味する。　
いま、一例として電動パワーステアリングシステムでモータＭを駆動する場合を考える。モータＭにトルクリップルが発生すると、運転者は音や振動を感じ取る。例えばモータＭの出力が８０Ｎｍであるとすると、人はトルクリップルを０．２Ｎｍ未満にしなければ、音や振動を感じ取ってしまう。このような量子化ノイズは、電動パワーステアリングなどの精度が要求される用途において顕著な課題となる。そのため、電動パワーステアリングシステムにおいて、駆動系の非線形要素、例えばオブザーバ
ブロック１３４ａ、駆動回路２００等、の応答を適切に補償して、可能な限り振動および作動音を低減することが求められている。本発明者は、駆動系の非線形要素の補償を、デッドバンドを考慮して行うことを検討した。　
本変形例では、デッドバンド補償ブロック１５０ａは、駆動系の非線形要素の補償値を、デッドバンド補償値に基づいて算出する。モータ駆動回路のデッドバンドは、電流のゼロクロス点で発生する。デッドバンド補償ブロック１５０ａは、モータ電流がゼロクロスするタイミングにおいて、デッドバンドに相当するデューティ値を出力する。「デッドバンドに相当するデューティ値」は固定であってもよいし、所定の条件の下で変動させてもよい。　
加算器１６０ａは、モータ電流がゼロクロスするタイミングにおけるデューティ値と、デッドバンドに相当するデューティ値とを加算する。これにより、低作動音を実現しつつ、フィードフォワード制御に対してパラメータを減らして制御することができる。　
電流がゼロクロスするタイミングは予測し得る。本開示にかかる例示的な実施形態によれば、フィードフォワード制御器の中間出力であるI_refa、I_refｂ、I_refｃが電流の予測値に相当する。デッドバンド補償ブロック１５０ａおよび加算器１６０ａは、当該出力を用いた以下の式により、デッドバンド補償を行うことができる。　　
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
式（２１）のＩＦ節は、Ｉｒｅｆｎ＝０ではない。つまり、モータ電流が、事実上ゼロと見なすことができる予め定められた範囲内に入っていれば、「ゼロクロス」と見なすことができる。本明細書では、実際にゼロクロスした場合に加え、ゼロクロスと見なすことができる場合も、「ゼロクロス」と総称する。　
本変形例の方式の場合、デッドバンド補償に用いる信号のノイズレベルが低いため、リミットサイクル振動防止措置を行う必要がなくなり、精度よくデッドバンドを保証できることが期待できる。　
ＦＦ型制御器の中間出力を利用して電流がゼロクロスするタイミングを予測するため、予測モデルとＦＦ型制御器モデルとを一致させることができる。これにより、制御器の低次元化を図ることが可能になる。３相を独立に制御することで、駆動回路のデッドバンドを効率的に補償することができる。　
なお、デッドバンドを補償する際、上述の外乱オブザーバを設けることは必須ではない。外乱オブザーバを設けなくても、フィードフォワード制御は可能である。　
次に、上述した実施形態および変形例の応用を説明する。　
図６は、例示的な実施形態によるＥＰＳシステム２０００の典型的な構成を模式的に示す。　
自動車等の車両は一般に、ＥＰＳシステムを有する。ＥＰＳシステム２０００は、ステアリングシステム５２０、および補助トルクを生成する補助トルク機構５４０を有する。ＥＰＳシステム２０００は、運転者がステアリングハンドルを操作することによって発生するステアリングシステムの操舵トルクを補助する補助トルクを生成する。補助トルクにより、運転者の操作の負担は軽減される。　
ステアリングシステム５２０は、例えば、ステアリングハンドル５２１、ステアリングシャフト５２２、自在軸継手５２３Ａ、５２３Ｂ、回転軸５２４、ラックアンドピニオン機構５２５、ラック軸５２６、左右のボールジョイント５５２Ａ、５５２Ｂ、タイロッド５２７Ａ、５２７Ｂ、ナックル５２８Ａ、５２８Ｂ、および左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂを備える。　
補助トルク機構５４０は、例えば、操舵トルクセンサ５４１、自動車用電子制御ユニット（ＥＣＵ）５４２、モータ５４３および減速機構５４４を備える。操舵トルクセンサ５４１は、ステアリングシステム５２０における操舵トルクを検出する。ＥＣＵ５４２は、操舵トルクセンサ５４１の検出信号に基づいて駆動信号を生成する。モータ５４３は、駆動信号に基づいて操舵トルクに応じた補助トルクを生成する。モータ５４３は、減速機構５４４を介してステアリングシステム５２０に、生成した補助トルクを伝達する。　
ＥＣＵ５４２は、例えば、上述のコントローラ１００および駆動回路２００などを有する。自動車ではＥＣＵを核とした電子制御システムが構築される。ＥＰＳシステム２０００では、例えば、ＥＣＵ５４２、モータ５４３およびインバータ５４５によって、モータ制御システムが構築される。そのモータ制御システムとして、上述のモータ制御システム１０００を好適に用いることができる。　
本開示の実施形態は、トルク角の推定能力が求められる、シフトバイワイヤ、ステアリングバイワイヤ、ブレーキバイワイヤなどのエックスバイワイヤおよびトラクションモータなどのモータ制御システムにも好適に用いられる。例えば、本開示の実施形態によるモータ制御システムは、日本政府および米国運輸省道路交通安全局（ＮＨＴＳＡ）によって定められたレベル０から４（自動化の基準）に対応した自動運転車に搭載され得る。
本開示の実施形態は、掃除機、ドライヤ、シーリングファン、洗濯機、冷蔵庫および電動パワーステアリング装置などの、各種モータを備える多様な機器に幅広く利用され得る。
１００　コントローラ、　１０２ａ～１０２ｃ　電流制御器、　１１０ａ　トルク・電流変換ブロック、　１２０ａ　電流制御ブロック、　１３０ａ　適応制御ブロック、　１４０ａ　加算器、　１５０ａ　デッドバンド補償ブロック、　２００　駆動回路、　３００　インバータ、　４００Ａ～４００ｃ　電流センサ、　５００　ＡＤコンバータ、　６００　ＲＯＭ、　７００　位置センサ、　１０００　モータ制御システム、２０００　ＥＰＳシステム

Claims (8)

  1. モータを、駆動回路およびインバータを利用して駆動するモータ制御システムにおいて用いられるコントローラであって、



    　電流制御ブロックと、



    　外乱オブザーバとを備え、



    　前記外乱オブザーバを用いて電流値によるフィードフォワード制御を行い、



    　前記外乱オブザーバの出力値によって前記電流制御ブロックの外乱パラメータを適応制御によって補償し、



    　前記電流制御ブロックの出力を利用して、前記駆動回路に出力するＰＷＭ信号を生成する、コントローラ。
  2. 前記電流値が一定値を下回った場合、前記外乱オブザーバは前回の補償値を用いて補償を行う、請求項１に記載のコントローラ。
  3. 前記外乱オブザーバは、自己インダクタンスを逆モデルによって補償し、位相遅れを進角成分で補償する、請求項１または２に記載のコントローラ。
  4. 前記駆動回路のデッドバンドが発生するタイミングを決定し、デッドバンド補償値を出力するデッドバンド補償ブロックと



    　前記タイミングにおけるデューティ値と、前記デッドバンド補償値とを加算して前記ＰＷＭ信号を生成する加算器と



    　をさらに備えた、請求項１から３のいずれかに記載のコントローラ。
  5. モータと、



    　請求項１から４のいずれかに記載のコントローラと、



    　前記コントローラから出力された前記ＰＷＭ信号から制御信号を生成する駆動回路と、



    　前記制御信号に基づいてスイッチング動作を行い、前記モータに電流を流すインバータと



    　を備えたモータ制御システム。
  6. 前記モータは１０極１２スロットまたは１４極１２スロットのモータである、請求項５に記載のモータ制御システム。
  7. 前記モータ、前記コントローラ、前記駆動回路および前記インバータを一体的に収容するハウジングを備えた、請求項５または６に記載のモータ制御システム。
  8. 請求項５から７のいずれかに記載のモータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステム。
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