WO2019142302A1

WO2019142302A1 - 駆動装置、流体利用装置及び空気調和機

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Publication number: WO2019142302A1
Application number: PCT/JP2018/001459
Authority: WO
Inventors: 健治 ▲高▼橋; 宰桝村; 晃弘津村; 康彦和田; 朱音本行
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2018-01-18
Filing date: 2018-01-18
Publication date: 2019-07-25
Also published as: JP6833071B2; JPWO2019142302A1

Abstract

駆動装置（１００）は、メイン側同期電動機（１ａ）に流れる電流を検出する電流検出部（４ａ）と、サブ側同期電動機（１ｂ）に流れる電流を検出する電流検出部（４ｂ）とを備える。駆動装置（１００）は、メイン側同期電動機（１ａ）が有する回転子の磁極位置を検出する磁極位置検出部（５ａ）と、サブ側同期電動機（１ｂ）が有する回転子の磁極位置を検出する磁極位置検出部（５ｂ）とを備える。駆動装置（１００）は、第１の磁極位置と第２の磁極位置の差である第１の角度差を求める減算器（８）と、第１の角度差を補正し、補正後の角度差である第２の角度差を出力する角度差補正部（１０）とを備える。駆動装置（１００）は、電流制御部（６）と、脈動成分を抽出する脈動成分抽出部（７）と、磁束電流指令を決定する磁束電流指令決定部（９）とを備えることを特徴とする。

Description

駆動装置、流体利用装置及び空気調和機

　本発明は、１台の電力変換器に並列接続される２台の同期電動機を駆動する駆動装置、駆動装置を備える流体利用装置及び流体利用装置を備える空気調和機に関する。

　同期電動機は、回転子の回転位置である回転子位置に関する情報を用いて回転位置に応じた適切な電圧を印加しなければ、トルクを適切に発生できずに脱調し又は動作を停止する可能性がある。そのため、複数台の同期電動機を駆動する場合、それぞれの同期電動機が備える回転子の回転位置に応じた電圧を印加するために、従来では、同期電動機の台数と同じ台数の電力変換器が用いられていた。しかしながら、このように構成した場合、同期電動機の台数が増加する程、電力変換器の台数が増加するため、コストの増加が課題となる。そこで近年では、同期電動機の制御技術の高度化により、２台の同期電動機を１台の電力変換器で駆動する試みがなされている。

　特許文献１には、１台の電力変換器に接続される２台の同期電動機の内、一方をメイン側同期電動機とし他方をサブ側同期電動機として、駆動装置が２台の同期電動機を、２台の同期電動機の回転速度を用いて制御する手法が開示されている。特許文献１に記載される手法では、駆動装置は、メイン側同期電動機をベクトル制御し、２台の同期電動機間の回転速度の差及び回転位置の差を用いてメイン側同期電動機のｄ軸電流指令を決定することによって、サブ側同期電動機の駆動を安定化させている。ベクトル制御は、同期電動機を流れる電流を、トルクを発生する電流成分と磁束を発生する電流成分とに分解し、それぞれの電流成分を独立に制御する制御方式である。

米国特許出願公開第２０１５／０２２９２４５号明細書

　特許文献１に記載の手法は、２台の同期電動機のそれぞれのモータ定数が同じである場合を想定している。しかしながら、互いに同じ仕様の同期電動機であっても、２台の同期電動機のそれぞれのモータ定数が必ずしも一致するとは限らない。このため、特許文献１に記載の手法では、モータ定数が変動すると、磁束電流の補償方向の誤判定が生じるおそれがある。これにより、サブ側同期電動機の回転速度に速度斑（むら）が生じる。この速度むらは、一定速度で回転しようとする回転子の回転速度が変動することである。このように、特許文献１に記載の手法は、モータ定数の変動に対するロバスト性が低いため、サブ側同期電動機の回転速度に速度むらが生じることによって、サブ側同期電動機の振動及び騒音が増加し、またモータ効率が低下するという課題がある。

　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、１台の電力変換器を用いて２台の同期電動機を駆動する場合でも、モータ定数の変動に対するロバスト性を向上できる駆動装置を得ることを目的とする。

　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の駆動装置は、並列接続される第１の同期電動機及び第２の同期電動機に電力を供給する電力変換器と、第１の同期電動機に流れる第１の電流を検出する第１の電流検出器と、第２の同期電動機に流れる第２の電流を検出する第２の電流検出器とを備える。駆動装置は、第１の同期電動機が有する回転子の第１の磁極位置を検出する第１の磁極位置検出部と、第２の同期電動機が有する回転子の第２の磁極位置を検出する第２の磁極位置検出部と、トルク電流指令と磁束電流指令と第１の電流と第１の磁極位置とを用いて、第１の同期電動機を駆動するための電圧指令を出力する制御部とを備える。駆動装置は、第１の磁極位置と第２の磁極位置の差である第１の角度差を求める減算器と、第１の同期電動機及び第２の同期電動機のそれぞれのモータ定数の差異に基づいて、又はモータ定数の差異によって生じる電気的挙動を示す情報に基づいて、第１の角度差を補正し、補正後の角度差である第２の角度差を出力する角度差補正部と、第２の同期電動機に流れるトルク電流に含まれる脈動成分と第２の同期電動機で消費される有効電力に含まれる有効電力脈動成分との少なくとも一方の脈動成分を抽出する脈動成分抽出部とを備える。駆動装置は、第２の角度差を用いて磁束電流指令の補償方向を決定し、決定した補償方向と脈動成分とを用いて磁束電流指令を決定する磁束電流指令決定部を備えることを特徴とする。

　本発明によれば、１台の電力変換器を用いて２台の同期電動機を駆動する場合でも、モータ定数の変動に対するロバスト性を向上できる、という効果を奏する。

本発明の実施の形態１に係る駆動装置の構成を示す図図１に示す脈動成分抽出部の第１の構成例を示す図図１に示す脈動成分抽出部の第２の構成例を示す図図１に示す脈動成分抽出部の第３の構成例を示す図図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第１の図図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第２の図図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第３の図図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第４の図図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第５の図図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第６の図図６、図７、図９及び図１０に示すメイン側のｄ軸電流と、角度差の符号と、サブ側同期電動機のトルクの状態とを対応付けて示す図図１に示す磁束電流指令決定部の構成例を示す図図１２に示す符号判定器による符号判定処理を説明するための第１の図図１２に示す符号判定器による符号判定処理を説明するための第２の図図１２に示す符号判定器による符号判定処理を説明するための第３の図図１に示す角度差補正部で演算される角度差補正量と回転子の回転速度との関係を示す図図１に示す角度差補正部の第１の構成例を示す図図１に示す角度差補正部の第２の構成例を示す図本発明の実施の形態２に係る駆動装置が備える電流制御部の構成図本発明の実施の形態２に係る駆動装置が備える角度差補正部の構成図図１に示すメイン側同期電動機の電機子抵抗に＋３０％の誤差を加えた場合のサブ側同期電動機のトルク電流波形を説明するための図図１に示すメイン側同期電動機の電機子抵抗に－３０％の誤差を加えた場合のサブ側同期電動機のトルク電流波形を説明するための図本発明の実施の形態３に係る駆動装置が備える角度差補正部の構成図図２３に示す自動探索部に用いられる山登り法による角度差補正量の自動探索のイメージを示す図本発明の実施の形態４に係る駆動装置が備える角度差補正部の構成図本発明の実施の形態５に係る流体利用装置の構成図本発明の実施の形態６に係る空気調和機の構成図

　以下に、本発明の実施の形態に係る駆動装置、流体利用装置及び空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
　図１は本発明の実施の形態１に係る駆動装置の構成を示す図である。同期電動機は、回転子に永久磁石が設けられる永久磁石界磁式同期電動機と、回転子に界磁巻線が巻かれている巻線界磁式同期電動機と、回転子の突極性を利用して回転トルクを得るリラクタンス式同期電動機とに大別される。永久磁石界磁式同期電動機は、回転子鉄心の外周面に永久磁石が設けられた表面磁石型同期交流電動機と、回転子鉄心の内部に永久磁石が埋め込まれた永久磁石埋込型電動機とに大別される。実施の形態１に係る駆動装置１００には、これらの同期電動機の種別の内、同種の同期電動機を２台用いてもよいし、異種の同期電動機を２台用いてもよい。また、実施の形態１では、２台の同期電動機のそれぞれが三相同期電動機であるとして説明するが、２台の同期電動機には、二相、五相などの三相以外の相数の同期電動機を用いてもよい。

　実施の形態１では、２台の同期電動機の内、一方を「メイン側同期電動機１ａ」と称し、他方を「サブ側同期電動機１ｂ」と称する場合がある。メイン側同期電動機１ａは第１の同期電動機であり、サブ側同期電動機１ｂは第２の同期電動機である。

　実施の形態１では、２台の同期電動機のそれぞれのモータ定数が同程度でもよいし、異なるものであってもよい。但し、２台の同期電動機として同一仕様の同期電動機を用いたとしてもモータ定数が異なる可能性がある。同一仕様の同期電動機において、モータ定数が異なる要因としては、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂのそれぞれを構成する部品の製造時の寸法のばらつき、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂのそれぞれの駆動に伴い発生する温度の違いなどがある。また、モータ定数が異なる要因としては、メイン側同期電動機１ａから電力変換器２までに設けられる配線のインピーダンスと、サブ側同期電動機１ｂから電力変換器２までに設けられる配線のインピーダンスとの違いなどがある。また、モータ定数が異なる要因としては、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂのそれぞれの負荷トルクの違い、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂのそれぞれのインダクタンスの磁気飽和点の違いなどがある。磁性体は、弱い磁場では印加された磁場に対し、線形に磁化されてゆくが、一定強度以上の磁場が印加された場合、線形に磁化されなくなる。このように線形に磁化されない現象を磁気飽和と呼び、線形に磁化されなくなり磁束が一定の値となる部分が、前述した磁気飽和点である。

　駆動装置１００は、並列接続されるメイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂに電力を供給する電力変換器２と、リレー回路１１と、メイン側同期電動機１ａに流れる第１の電流を検出する電流検出部４ａと、サブ側同期電動機１ｂに流れる第２の電流を検出する電流検出部４ｂとを備える。

　電力変換器２は、直流電圧源３から供給される直流電力を交流電力に変換してメイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂへ出力する。実施の形態１では電力変換器２に電圧形インバータが用いられる。電圧形インバータは、直流電圧源３から供給される直流電圧をスイッチングして交流電圧に変換する装置である。なお、電力変換器２は、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂを駆動するための交流電力を出力できるものであれば、電圧形インバータに限定されず、電流形インバータ、交流電力を振幅及び周波数が異なる交流電力に変換するマトリックスコンバータ、複数の変換器の出力を直列又は並列に接続したマルチレベル変換器などの回路でもよい。

　リレー回路１１は、２台の同期電動機の内、一方のみ駆動する場合に利用される。図１では、電力変換器２にサブ側同期電動機１ｂを接続する配線に設けられている。リレー回路１１は、電力変換器２によって駆動される同期電動機の台数を２台から１台に切り替え、又は１台から２台に切り替える場合に利用される。リレー回路１１の接点は、不図示の切替部から出力される切替信号の有無によって制御される。２台の同期電動機が同時に駆動される場合、リレー回路１１の接点は閉じた状態となり、サブ側同期電動機１ｂはリレー回路１１を介して電力変換器２と電気的に接続される。

　なお、リレー回路１１は、電力変換器２にサブ側同期電動機１ｂを接続する配線に設けられる代わりに、電力変換器２にメイン側同期電動機１ａを接続する配線に設けられてもよい。また、リレー回路１１は、機械式リレーで構成されてもよいし、半導体スイッチで構成されてもよい。また、２台の同期電動機を常に駆動する場合、駆動装置１００は、リレー回路１１を省いて、電力変換器２にメイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂを直接接続する構成としてもよい。

　第１の電流検出器である電流検出部４ａは、電力変換器２からメイン側同期電動機１ａに流れる相電流を検出し、検出した相電流の値を示す電流情報を出力する。第２の電流検出器である電流検出部４ｂは、電力変換器２からサブ側同期電動機１ｂに流れる相電流を検出し、検出した相電流の値を示す電流情報を出力する。

　電流検出部４ａ，４ｂはＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）と呼ばれる計器用変流器を用いた電流センサであってもよいし、シャント抵抗を用いた電流センサであってもよい。また電流検出部４ａ，４ｂは、これらを組み合わせたものでもよい。実施の形態１に係る駆動装置１００では、同期電動機の近くに設けられた電流検出部４ａ，４ｂによって電流が検出される。図１に示した例では、同期電動機に流れる相電流を直接検出しているが、電流検出方式は、キルヒホッフの電流則によって同期電動機に流れる電流を演算できればよく、直接検出する例に限定されない。例えば、電力変換器２の負側直流母線に設けられるシャント抵抗を用いた１シャント電流検出方式、電力変換器２の下アームと直列に接続されるシャント抵抗を用いた下アームシャント電流検出方式などを用いて同期電動機に流れる相電流を検出してもよい。なお、三相の電力変換器２の場合、下アームシャント電流検出方式は、３つの下アームのそれぞれに直列に接続されるシャント抵抗を用いるため、３シャント電流検出方式とも呼ばれる。但し、１シャント電流検出方式又は３シャント電流検出方式では、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂのそれぞれに流れる電流の合計値のみ計測されるため、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂの内、何れか一方の同期電動機の近くに電流センサを設ける必要がある。また、言うまでもないが、三相の同期電動機の場合、同期電動機に接続される三相の配線の内の何れか二相の配線に電流センサを設ければ、残りの一相の電流はキルヒホッフの電流則で計算可能であるため、三相の配線の全てに電流センサを設ける必要がない。また電流検出部４ａ及び電流検出部４ｂの構成及び配置に関しては様々な方式が考えられるが、基本的にはどの方式を用いても構わない。

　また、駆動装置１００は、第１の磁極位置検出部である磁極位置検出部５ａと、第２の磁極位置検出部である磁極位置検出部５ｂと、電圧指令を出力する制御部である電流制御部６と、減算器８と、脈動成分抽出部７と、角度差補正部１０と、磁束電流指令決定部９とを備える。

　磁極位置検出部５ａは、メイン側同期電動機１ａが有する回転子の磁極位置を検出して、磁極位置を示す信号を出力する。磁極位置検出部５ｂは、サブ側同期電動機１ｂが有する回転子の磁極位置を検出して、磁極位置を示す信号を出力する。

　磁極位置検出部５ａ及び磁極位置検出部５ｂのそれぞれは、例えばロータリーエンコーダ、レゾルバ、ホールセンサなどである。ロータリーエンコーダは、回転子の機械的変位量を電気信号に変換し、変換した信号を処理して磁極位置を示す信号を出力する。レゾルバは、励磁コイルと互いに直交する２つの検出コイルとを組み合わせて構成されている。励磁コイルに正弦波信号が入力されると、検出コイルから出力される電圧は、回転子の回転角度に比例して変化する。この電圧の変化が回転子の磁極位置を示す信号として出力される。ホールセンサは、ホール効果を利用して磁石が発する磁界又はコイルに電流が流れることで発生する磁界を検出し、検出した磁界を電気信号に変換し、この電気信号を、回転子の磁極位置を示す信号として出力する。

　なお、磁極位置検出部５ａ及び磁極位置検出部５ｂのそれぞれは、回転子の磁極位置を検出できれば、ロータリーエンコーダ、レゾルバ又はホールセンサに限定されない。例えば、磁極位置検出部５ａは、メイン側同期電動機１ａに流れる相電流と、電流制御部６から出力される電圧指令とを用いて、メイン側同期電動機１ａの磁極位置を推定するものであってもよい。同様に、磁極位置検出部５ｂは、サブ側同期電動機１ｂに流れる相電流と、電流制御部６から出力される電圧指令とを用いて、サブ側同期電動機１ｂの磁極位置を推定するものであってもよい。

　磁極位置の推定方法には様々な方法が存在するが、同期電動機が備える回転子の回転速度全域の内、中高速域では、同期電動機の速度起電力を示す情報を利用して、磁極位置を推定するのが一般的である。速度起電力は、回転子が回転することによって同期電動機内部に生じる誘起電力であり、同期電動機が備える回転子と固定子の間に生じる界磁と、回転子の回転速度とに比例する。また、回転子の回転速度全域の内、低速域において、同期電動機に高周波電圧を印加した際に発生する高周波電流のリサージュ軌跡を調べ、インダクタンスの突極性から磁極位置を推定する手法もある。リサージュ軌跡とは、磁束密度の時間変化を、２次元座標面上における軌跡で表すものである。

　電流制御部６は、メイン側同期電動機１ａに流れる電流を制御するために、メイン側同期電動機１ａが備える回転子の永久磁石による磁束の方向をｄ軸とし、ｄ軸に直交する軸をｑ軸として、ベクトル制御によって、電流検出部４ａで検出された電流をｄｑ座標系の電流指令値に座標変換するベクトル制御器である。一般的なベクトル制御器では、回転子の磁極を基準としたｄｑ座標上での電流制御が行われる。相電流をｄｑ座標上の値に変換すると、交流量が直流量となり制御が容易となるためである。同期電動機では、ｑ軸電流と同期電動機のマグネットトルクとが比例するため、ｑ軸は「トルク軸」と称され、ｑ軸電流は「トルク電流」と称される。ｑ軸電流に対してｄ軸電流は、固定子で発生する磁束の変化をもたらし、同期電動機の出力電圧の振幅を変化させるため、ｄ軸は「磁束軸」と称され、ｄ軸電流は「磁束電流」、「励磁電流」などと称される。なお、前述した永久磁石埋込型電動機では、ｄ軸電流によってリラクタンストルクが変化するため、ｑ軸電流のみがトルクに作用するわけではないが、一般的にはｑ軸電流をトルク電流と呼ぶことが多い。

　座標変換には、磁極位置検出部５ａで検出される磁極位置が用いられる。なお、電流制御部６には、ベクトル制御におけるｄｑ座標系以外にも、αβ固定子座標系、γδ座標系などの極座標系を用いてもよい。また、電流制御部６には、ベクトル制御の代わりに直接トルク制御（Ｄｉｒｅｃｔ　Ｔｏｒｑｕｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＤＴＣ）を採用してもよい。但し、ＤＴＣを採用する場合、電流指令を、磁束指令及びトルク指令に換算する必要がある。

　なお、ｄｑ座標系ではなく、固定子から発生する磁束を基準とした座標系で制御を行えば、トルク電流と磁束電流をより厳密に計算できる。この座標系は、ｆ－ｔ座標系、ｎ－ｔ座標系などと呼ばれることが多いが、公知であるため詳細については説明を割愛する。実施の形態１では、ｑ軸電流を「トルク電流」と称し、ｄ軸電流を「磁束電流」と称する場合があるが、ｄｑ座標系以外の座標系を使って制御する場合、マグネットトルクが原理的に発生しないリラクタンス同期電動機を用いる場合などは、この限りではない。

　なお、電流制御部６は、メイン側同期電動機１ａに流れるトルク電流がトルク電流指令の値と一致するように制御され、またメイン側同期電動機１ａに流れる磁束電流が磁束電流指令の値と一致するように制御される。電流制御部６の具体的な実現方法はどのような方法であってもよいが、電流制御部６は一般的には比例積分制御器及び非干渉化制御器により構成される。トルク電流指令は、磁束電流指令決定部９において速度制御の結果、算出されるものであってもよいし、上位のコントローラから入力されるものであってもよい。磁束電流指令の詳細は後述する。

　電流制御部６によってメイン側同期電動機１ａがベクトル制御されたとき、サブ側同期電動機１ｂはメイン側同期電動機１ａに連れ回り駆動されるため、サブ側同期電動機１ｂがオープンループ駆動している状態になる。同期電動機のオープンループ駆動に関する有名な論文として以下の参考文献１がある。
　（参考文献１）伊東淳一、豊崎次郎、大沢博著　「永久磁石同期電動機のＶ／ｆ制御の高性能化」、電気学会論文誌Ｄ、１２２巻（２００２年）３号　Ｐ２５３－２５９

　上記参考文献１によれば、同期電動機をオープンループ駆動すると、同期電動機が固有角周波数ω_ｎで自己発振して、制御が不安定になる場合があると述べられている。固有角周波数ω_ｎは、下記（１）式の近似式により表される。但し、Ｐ_ｍは極対数、Φ_ａは電機子鎖交磁束数、Ｌ_ａは電機子インダクタンス、Ｊは慣性モーメントを表す。

　機電連成振動は、電機ばね共振と呼ばれる場合があるため、上記（１）式によって表される固有角周波数ω_ｎは、電機ばね共振角周波数とも呼ばれる。上記参考文献１に開示される技術には、電機ばね共振を抑えるために安定化補償器が追加されているが、駆動装置１００でも同様の安定化補償が必要となる。そのために、図１に示すサブ側同期電動機１ｂに流れるトルク電流が電機ばね共振によってどの程度振動しているかを調べる必要がある。

　サブ側同期電動機１ｂに流れるトルク電流には、加減速トルクによる成分と、負荷トルクによる成分とが重畳されている。図１に示す脈動成分抽出部７では、サブ側同期電動機１ｂのトルク電流に含まれる電機ばね共振角周波数付近の脈動成分が抽出される。なお、脈動成分抽出部７が電機ばね共振角周波数付近の脈動成分を抽出する方法には、ハイパスフィルタを用いる方法と、バンドパスフィルタを用いる方法との２種類があるため、これらを順に説明する。

　図２は図１に示す脈動成分抽出部の第１の構成例を示す図である。図２には、１次のハイパスフィルタを用いた脈動成分抽出部７Ａの構成例が示され、その伝達関数は下記（２）式で表される。但し、ｓはラプラス変換の演算子、ω_ｃはカットオフ角周波数である。

　上記（２）式には、１次のハイパスフィルタを用いた場合の伝達関数が示されるが、より急峻なフィルタ特性を得たい場合、次数がｎのハイパスフィルタを用いてもよい。ｎは２以上の整数である。ハイパスフィルタを用いる場合、カットオフ角周波数ω_ｃは、電機ばね共振角周波数の１／３以下、例えば電機ばね共振角周波数の１／５から１／２０の値に設定するのが好適である。

　図３は図１に示す脈動成分抽出部の第２の構成例を示す図である。図３には、２次のバンドパスフィルタを用いた脈動成分抽出部７Ｂの構成例が示され、その伝達関数は下記（３）式で表される。但し、ｓはラプラス変換の演算子、ω_ｐはピーク角周波数を表す。ｑは、クオリティファクタであり、フィルタの通過帯域幅を決定する係数である。

　上記（３）式には、２次のバンドパスフィルタを用いた場合の伝達関数が示されるが、より急峻なフィルタ特性を得たい場合、次数がｍのバンドパスフィルタを用いてもよい。ｍは３以上の整数である。バンドパスフィルタを用いる場合、脈動成分抽出部７Ｂは、ピーク角周波数ω_ｐと電機ばね共振角周波数とを一致させる。但し、上記の参考文献１では言及されていないが、電機ばね共振角周波数は、駆動条件により変動する性質がある。そのため、バンドパスフィルタの通過帯域幅は、電機ばね共振角周波数の変動分を見越して広めに設計する必要がある。なお、電機ばね共振角周波数を実測してピーク角周波数ω_ｐを電機ばね共振角周波数にトラッキングするような構成を取っても良く、その場合は通過帯域幅を狭くできる。

　なお、上記（３）式の計算を行う代わりに、図４に示すようにフーリエ級数展開を用いたバンドパスフィルタを用いてもよい。図４は図１に示す脈動成分抽出部の第３の構成例を示す図である。図４に示す脈動成分抽出部７Ｃは、脈動周波数計測部７１、余弦波発生器７２、正弦波発生器７３、フーリエ余弦係数演算部７４、フーリエ正弦係数演算部７５及び交流復元器７６を備える。

　電流検出部４ｂで検出された電流である入力信号に含まれる脈動周波数、すなわち電流検出部４ｂで検出された電流に含まれる脈動周波数が、脈動周波数計測部７１で計測される。余弦波発生器７２は、脈動周波数で振動する余弦波信号を発生し、正弦波発生器７３は、脈動周波数で振動する正弦波信号を発生する。

　フーリエ余弦係数演算部７４は、余弦波発生器７２からの余弦波信号を用いて、電流検出部４ｂで検出された電流である入力信号のフーリエ級数展開を行い、当該入力信号に含まれる特定周波数成分を直流化して、フーリエ余弦係数を演算する。フーリエ余弦係数は、任意の周期を持つ偶関数をcosの級数に展開したときの係数である。フーリエ正弦係数演算部７５は、正弦波発生器７３からの正弦波信号を用いて、当該入力信号のフーリエ級数展開を行い、当該入力信号の特定周波数成分を直流化して、フーリエ正弦係数を演算する。フーリエ正弦係数は、任意の周期を持つ奇関数をsinの級数に展開したときの係数である。

　交流復元器７６は、余弦波発生器７２からの余弦波信号と、正弦波発生器７３からの正弦波信号と、フーリエ級数展開によって得られたフーリエ余弦係数と、フーリエ級数展開によって得られたフーリエ正弦係数とを用いて、交流を復元する。図４に示す脈動成分抽出部７Ｃによれば、フーリエ級数展開と逆変換とによって、バンドパスフィルタの特性が得られる。

　上記（３）式を離散化すると計算精度が低下し易くなるが、フーリエ級数展開を使うことによって計算精度の低下が抑制される。従って、サブ側同期電動機１ｂのトルク電流に含まれる電機ばね共振角周波数付近の脈動成分を、フーリエ級数展開を用いて抽出する方法は、実装の面で優れている。このことから、フーリエ級数展開を用いて脈動成分を抽出する方法は、バンドパスフィルタのピーク周波数を変化させる場合に有用と考えられるが、計算精度を確保できる場合には、図４に示す脈動周波数計測部７１と上記（３）式とを組み合わせたバンドパスフィルタを、図１に示す脈動成分抽出部７として利用してもよい。

　このように、脈動成分抽出部７は、サブ側同期電動機１ｂのトルク電流に含まれる電機ばね共振角周波数付近の脈動成分を抽出できれば、図２から図４に示す何れのフィルタで構成してもよい。なお、バンドパスフィルタに比べてハイパスフィルタは、設計及び回路への実装が簡便であるため、設計及び回路への実装の簡便さを重視する場合、ハイパスフィルタを選択するとよい。また、鋭い遮断特性を得たい場合には、バンドバスフィルタを選択するとよい。

　なお、特許文献１に開示される技術では、メイン側同期電動機及びサブ側同期電動機がそれぞれ有する回転子の回転速度の差である速度差が求められ、この速度差を用いることによって速度差安定化補償が行われている。これによりメイン側同期電動機は安定に制御されているため、特許文献１に開示される技術は、サブ側同期電動機の速度脈動成分を求めて安定化補償を行っていたと言える。特許文献１に開示される技術以外の脈動成分抽出方法は、実施の形態１のようにサブ側同期電動機１ｂのトルク電流に含まれる脈動成分を抽出方法と、サブ側同期電動機１ｂの有効電力に含まれる脈動成分を抽出する方法とが考えられる。本願発明者の調査の結果、磁極位置検出部５ａ，５ｂによる磁極検出精度が高い場合には、特許文献１に開示される脈動成分抽出方法が有効であり、磁極位置検出部５ａ，５ｂによる磁極位置検出精度が低い場合には、トルク電流又は有効電力に含まれる脈動成分を抽出方法が有効であることが判明した。

　例えば、機械系の慣性モーメントが大きいファン、ブロワーなどの流体利用装置では、トルク脈動が大きくても、速度信号に現れる速度脈動はごく小さいことがある。この場合、速度脈動よりもトルク脈動の方がＳ／Ｎ比（Ｓｉｇｎａｌ　ｔｏ　Ｎｏｉｓｅ　Ｒａｄｉｏ）が高く、磁極位置検出が容易である。従って、速度差の代わりに、実施の形態１のようにトルク電流の脈動成分を用いることは、磁極位置検出をする上で合理的である。また、機械系の慣性モーメントが大きくても速度脈動が小さい場合、有効電力の脈動は、トルクの脈動と等価に扱える。そのため、脈動成分抽出部７は、有効電力の脈動を検出する構成としてもよい。

　また実施の形態１ではメイン側同期電動機１ａがベクトル制御されているため、トルク電流指令値に追従してメイン側同期電動機１ａが駆動されるはずである。しかしながら、現実には様々な外乱要因によってメイン側同期電動機１ａにも微弱な振動が生じる場合がある。外乱要因としては、電力変換器２を構成する直列の上下アームの半導体素子の短絡防止時間、電流センサのオフセット、電流センサのゲインアンバランス、回転子に設けられる磁石から発生する磁束の歪みなどが考えられる。実施の形態１に係る駆動装置１００は、このように微弱な振動が生じた場合を考慮して、サブ側同期電動機１ｂの脈動成分からメイン側同期電動機１ａの脈動成分を差し引くことによって、メイン側同期電動機１ａの脈動成分の影響を除去する構成としてもよい。

　また、磁極位置検出部５ａ，５ｂ以外に、加速度センサ、トルクセンサなどのセンサをサブ側同期電動機１ｂに取付が可能な場合、脈動成分抽出部７は、加速度センサ、トルクセンサなどのセンサの出力値からサブ側同期電動機１ｂの脈動成分を抽出する構成としてもよい。

　図１に示す減算器８は、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂがそれぞれ有する回転子の磁極位置の差である第１の角度差を求める。磁極位置は、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂのそれぞれの回転子の回転位置に等しく、又はメイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂのそれぞれの回転子の回転角度に等しい。以下では第１の角度差を単に「角度差」と称する場合がある。角度差を求める理由を説明するために、以下に永久磁石同期電動機の定常状態における電圧方程式とトルク方程式を示す。

　電圧方程式は下記（４）式のように表される。またトルク方程式は下記（５）式のように表される。下記（５）式の右辺の第一項はマグネットトルクを表し、第二項はリラクタンストルクを表す。マグネットトルクはｑ軸電流に比例し、リラクタンストルクはｄ軸電流とｑ軸電流の積に比例する。

　上記（４）式及び（５）式において、Ｒ_ａは電機子抵抗、Ｌ_ｄはｄ軸インダクタンス、Ｌ_ｑはｑ軸インダクタンス、Ｐ_ｍは極対数、Φ_ａは電機子鎖交磁束数、ω_ｅは角速度、ｉ_ｄはｄ軸電流、ｉ_ｑはｑ軸電流、ｖ_ｄはｄ軸電圧、ｖ_ｑはｑ軸電圧、ｔは発生トルクを表す。これらの各係数の添字「_ｘ」は、同期電動機がメイン側であるかサブ側であるかを識別するためのものである。例えば、メイン側とサブ側を識別する必要がない場合、添字に「_ｘ」が付けられ、又は添字「_ｘ」が省略される。また添字に「_ｘ」の代わりに「_ｍ」が付けられた場合にはメイン側を表し、添字に「_ｘ」の代わりに「_ｓ」が付けられた場合にはサブ側を表す。

　次に、図５から図１１を用いて、磁束電流補償によるサブ側同期電動機１ｂのトルク変化の挙動について説明する。図５は図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第１の図である。図６は図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第２の図である。図７は図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第３の図である。図８は図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第４の図である。図９は図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第５の図である。図１０は図１に示すサブ側同期電動機のトルク変化の挙動を説明するための第６の図である。図１１は図６、図７、図９及び図１０に示すメイン側のｄ軸電流と、角度差の符号と、サブ側同期電動機のトルクの状態とを対応付けて示す図である。

　図５から図１０には磁束電流補償によるサブ側同期電動機１ｂのトルク変化の挙動が示され、図５から図１０の内容は特許文献１で開示されている。なお、図５から図１０では、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂのそれぞれのモータ定数が等しいものとして説明する。

　まず図５を基準として、メイン側同期電動機１ａのｄ軸がサブ側同期電動機１ｂのｄ軸よりも遅れ位相となっているケースについて説明する。図５ではメイン側同期電動機１ａの磁束電流ｉ_ｄｍが零であり、メイン側同期電動機１ａのトルク電流ｉ_ｑｍが正方向に流れている場合、電圧指令ベクトルｖ^→ _ｄｑ ^＊は第二象限の方向に発生する。２台の同期電動機に異なる負荷トルクが発生したとき、２台の同期電動機のモータ定数が等しい場合には、重負荷の同期電動機の位相が遅れる。そのため、図５のケースでは、メイン側同期電動機１ａの負荷がサブ側同期電動機１ｂの負荷よりも大きいと言える。すなわちメイン側同期電動機１ａの方が重負荷である。駆動装置１００は２台の同期電動機に同じ電圧を印加するが、メイン側同期電動機１ａの方が重負荷である場合、サブ側同期電動機１ｂの磁束電流は正方向に流れる。これは上記（４）式を解くことにより明らかである。

　ここで、図６のようにメイン側同期電動機１ａに正の磁束電流が流れた場合を考える。この場合、メイン側同期電動機１ａのｑ軸電圧が正方向に増加することによって、電圧指令ベクトルがｖ^→ _ｄｑ ^＊からｖ^→ _ｄｑ ^＊＊に変化する。このようにメイン側同期電動機１ａのｑ軸電圧が変化することにより、サブ側同期電動機１ｂのｄ軸電圧が減少して、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電圧が増加する。サブ側同期電動機１ｂのｄ軸電圧が減少すると、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸の電機子反作用であるω_ｅｓＬ_ｑｓｉ_ｑｓが減少する。そのため、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電流が減少する。また、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電圧が増加することによって、サブ側同期電動機１ｂのｄ軸電流が増加する。このようにメイン側同期電動機１ａの磁束電流ｉ_ｄｍであるｄ軸電流を変化させることによって、サブ側同期電動機１ｂの電流が変化する。このサブ側同期電動機１ｂの電流の変化によって、サブ側同期電動機１ｂのトルクは、図５に示すサブ側同期電動機１ｂのトルクと比べて変化する。ここでは説明を簡単にするために、同期電動機が表面磁石型同期交流電動機であるとして、リラクタンストルクがないものとする。この場合、サブ側同期電動機１ｂの電流が変化したときのサブ側同期電動機１ｂのトルクは、図５の状態に比べて減少する。

　図７には、図６の場合とは逆に、メイン側同期電動機１ａに負の磁束電流が流れた場合のサブ側同期電動機１ｂのトルク状態が示される。この場合、メイン側同期電動機１ａのｑ軸電圧が減少することによって、電圧指令ベクトルがｖ^→ _ｄｑ ^＊からｖ^→ _ｄｑ ^＊＊に変化する。これにより、サブ側同期電動機１ｂのｄ軸電圧が増加して、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電圧が減少する。サブ側同期電動機１ｂのｄ軸電圧が増加したことにより、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電流は増加し、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電圧が減少することにより、サブ側同期電動機１ｂのｄ軸電流は減少する。この場合、サブ側同期電動機１ｂのトルクは、図５の状態に比べて増加する。

　次に図８を基準として、メイン側同期電動機１ａのｄ軸がサブ側同期電動機１ｂのｄ軸よりも進み位相となっているケースについて説明する。図８では、メイン側同期電動機１ａのｄ軸電流が零であり、メイン側同期電動機１ａの負荷がサブ側同期電動機１ｂの負荷よりも大きい状態、すなわちメイン側同期電動機１ａの方が重負荷となっている。メイン側同期電動機１ａとサブ側同期電動機１ｂには同じ電圧が印加されているため、サブ側同期電動機１ｂの方が重負荷となる場合、サブ側同期電動機１ｂのｄ軸電流は負方向に流れる。

　ここで、図９のようにメイン側同期電動機１ａに正のｄ軸電流が流れた場合を考える。この場合、メイン側同期電動機１ａのｑ軸電圧が増加することによって、電圧指令ベクトルがｖ^→ _ｄｑ ^＊からｖ^→ _ｄｑ ^＊＊に変化する。このようにメイン側同期電動機１ａのｑ軸電圧が変化することにより、サブ側同期電動機１ｂのｄ軸電圧が増加して、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電圧も増加する。サブ側同期電動機１ｂのｄ軸電圧が増加したことにより、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電流が増加する。また、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電圧が増加することによりサブ側同期電動機１ｂのｄ軸電流が減少する。この場合、サブ側同期電動機１ｂのトルクは、図８の状態に比べて増加する。

　図１０には、図９の場合とは逆に、メイン側同期電動機１ａに負の磁束電流が流れた場合のサブ側同期電動機１ｂのトルク状態が示される。この場合、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電流は減少する。従って、サブ側同期電動機１ｂのトルクは、図８の状態に比べて減少する。

　図６、図７、図９及び図１０に示すメイン側のｄ軸電流と、角度差の符号と、サブ側同期電動機１ｂのトルクの状態とを対応付けて示すものが図１１である。２台の同期電動機の角度差λを下記（６）式のように定めた場合、メイン側同期電動機１ａのｄ軸電流を増加させた際、角度差λが正であれば、サブ側同期電動機１ｂのトルクは減少し、角度差λが負であればサブ側同期電動機１ｂのトルクは増加する。但し、下記（６）式のθ_ｅｓは、サブ側同期電動機１ｂの磁極位置を電気角で表したものであり、θ_ｅｍは、メイン側同期電動機１ａの磁極位置を電気角で表したものである。一方、メイン側同期電動機１ａのｄ軸電流を減少させた際、角度差λが正であればサブ側同期電動機１ｂのトルクは増加し、角度差λが負であればサブ側同期電動機１ｂのトルクは減少する。すなわち、メイン側同期電動機１ａのｄ軸電流を変化させることによりサブ側同期電動機１ｂのトルクを変化させてサブ側同期電動機１ｂの駆動を安定化させようとする場合、角度差λが正であるか負であるかによって、ｄ軸電流の補償方向を決定する必要がある。このような理由から、駆動装置１００は、減算器８を用いて角度差λを求めている。

　しかしながら、上記説明は、メイン側同期電動機１ａのモータ定数がサブ側同期電動機１ｂのモータ定数と等しいことを前提としているため、メイン側同期電動機１ａのモータ定数がサブ側同期電動機１ｂのモータ定数と異なる場合、意図したトルク変化が得られないケースがある。意図したトルク変化が得られないという課題は、本願発明者の検討によって発見されたものである。意図したトルク変化が得られない理由については後述することとし、先に、図１に示す磁束電流指令決定部９の機能を説明する。

　磁束電流指令決定部９は、サブ側同期電動機１ｂの駆動を安定化させるための磁束電流指令を決定する。磁束電流を変化させることでサブ側同期電動機１ｂのトルクを変えることができることはすでに述べたとおりである。

　図１２は図１に示す磁束電流指令決定部の構成例を示す図である。図１３は図１２に示す符号判定器による符号判定処理を説明するための第１の図である。図１４は図１２に示す符号判定器による符号判定処理を説明するための第２の図である。図１５は図１２に示す符号判定器による符号判定処理を説明するための第３の図である。

　図１２に示す磁束電流指令決定部９は、脈動抑制制御部９１及び補償方向決定部９２を備える。磁束電流指令決定部９は、サブ側同期電動機１ｂのトルク電流の脈動成分を入力とし、脈動抑制制御部９１と補償方向決定部９２を用いて、磁束電流指令を決定する。脈動抑制制御部９１は、ゲイン乗算部９１１及び位相調整部９１２により構成される。なお、特許文献１の技術では、磁束電流指令決定部９の入力に速度差が用いられているが、実施の形態１の磁束電流指令決定部９には、トルク電流の脈動成分が用いられている。なお、磁束電流指令決定部９への入力は、トルク電流の脈動成分に限定されず、有効電力に含まれる脈動成分でもよい。

　ゲイン乗算部９１１は、入力信号である脈動成分のゲインを調整する。位相調整部９１２は、入力信号である脈動成分の位相を調整し、振幅が調整された脈動成分を出力する。なお、ゲイン乗算部９１１と位相調整部９１２の何れか一方だけで系の安定性を確保できるのであれば、脈動抑制制御部９１は、必ずしもゲイン乗算部９１１及び位相調整部９１２の双方を備える必要は無い。

　ゲイン乗算部９１１は、入力信号である脈動成分に特定のゲインを乗算して出力するものであり、系の安定性と即応性を調節する機能を有する。ゲインは動作条件に応じて変更してもよい。動作条件は、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂのそれぞれの角速度指令に等しい。例えば、低速域ではゲイン乗算部９１１におけるゲインを高くし、高速域ではゲイン乗算部９１１におけるゲインを低くしてもよい。高速域でゲイン乗算部９１１におけるゲインを低くする理由は、高速運転では、低速運転時と同じ角度差でも、低速運転時に比べてゲインが低い場合でも同期電動機の回転が安定しており、高速運転時に低速運転時と同様にゲインを高くすると、補償し過ぎとなり同期電動機の回転が不安定になるためである。位相調整部９１２は例えば、位相遅れ補償器、ローパスフィルタ、積分制御器などで構成される。位相遅れ補償器は高周波域でゲインを一定値下げて安定化を図るものであり、産業界で一般的に用いられている。ローパスフィルタ及び積分制御器にも高周波域の信号位相を変化させる性質があるため、位相遅れ補償器と同じようにローパスフィルタ又は積分制御器を用いることができる。

　１次ローパスフィルタによる近似積分器を位相調整部９１２として使用する場合、そのカットオフ角周波数は、電機ばね共振角周波数の１／３以下に設定するとよい。可能であれば電機ばね共振角周波数の１／１０から１／２０までの値とする。このように設定すると、電機ばね共振角周波数付近で位相を９０度前後遅らせることができ、制御安定性が高まる。

　図１２には示されていないが、脈動抑制制御部９１の入出力の何れかに不感帯を設けてもよい。この不感帯は前述の脈動成分抽出部７で除去しきれなかった電機ばね共振以外の周波数成分を除去するのに役立つ。

　補償方向決定部９２は、符号判定器９２１及び乗算器９２２により構成され、図５から図１１で説明した動作原理に則り、角度差から、磁束電流指令の補償方向を決定する。符号判定器９２１は図１３から図１５に示される符号判定処理を行う。図１３から図１５の横軸は、符号判定器９２１の入力である角度差を表す。角度差は図１１に示すように正又は負の値を示す。図１３から図１５の縦軸は符号判定器９２１の出力の値を示す。

　最も基本的な符号判定処理は図１３に示す方法である。符号判定器９２１は、角度差が正を示す場合には「１」を出力し、角度差が負を示す場合には「－１」を出力する。但し、図１３の方法では角度差が零に近いときにチャタリングが発生するおそれがある。そのため、図１４のように角度差が零に近い領域では、符号判定器９２１の出力を「１」から「－１」へ徐々に切り替え、又は符号判定器９２１の出力を「－１」から「１」へ徐々に切り替えるように構成してもよい。

　また、角度差が大きい条件では、角度差が小さい条件に比べて、メイン側同期電動機１ａの磁束電流の変化量がサブ側同期電動機１ｂのトルクの変化量に及ぼす影響が大きくなる。そのため、図１５のように角度差が大きい領域では、角度差が大きくなるに従って、符号判定器９２１の出力値を徐々に下げるようにしてもよい。

　乗算器９２２は符号判定器９２１の出力と脈動抑制制御部９１の出力とを掛け合わせ、磁束電流指令を生成する。すなわち、磁束電流指令決定部９では、脈動抑制制御部９１により抑制された脈動成分と、補償方向決定部９２の符号判定器９２１により決定された補償方向とにより、磁束電流指令を決定する。

　特許文献１では、角度差から決定された補償方向に基づいて同期電動機の制御が行われており、角度差が零となる点を境に、磁束電流の補償方向を切り換えている。しかしながら、２台の同期電動機のそれぞれのモータ定数が異なる場合、特許文献１の制御方式では、補償方向の誤判定が生じる。その理由は以下の通りである。

　特許文献１の技術では、メイン側同期電動機１ａのｄ軸電流が操作される。以下では、メイン側同期電動機１ａのｄ軸電流が操作されることは、サブ側同期電動機１ｂにどのような影響を及ぼすかを、数式的に明らかにする。ここでは、２台の同期電動機のそれぞれのモータ定数が同じ場合だけでなく、２台の同期電動機のそれぞれのモータ定数が異なる場合についても述べる。

　メイン側同期電動機１ａの定常状態における電圧方程式において、ｄ軸電流に対して微小摂動が加えられると、下記（７）式が得られる。

　上記（７）式において、ｖ_ｄｍはメイン側同期電動機１ａのｄ軸電圧、ｖ_ｑｍはメイン側同期電動機１ａのｑ軸電圧である。Δｖ_ｄｍは、メイン側同期電動機１ａのｄ軸電流の微小摂動によって生じる、メイン側同期電動機１ａのｄ軸電圧の微小摂動である。Δｖ_ｑｍは、メイン側同期電動機１ａのｄ軸電流の微小摂動によって生じる、メイン側同期電動機１ａのｑ軸電圧の微小摂動である。Ｒ_ａｍはメイン側同期電動機１ａの電機子抵抗、ω_ｅｍはメイン側同期電動機１ａの角速度、Ｌ_ｄｍはメイン側同期電動機１ａのｄ軸のインダクタンス、Ｌ_ｑｍはメイン側同期電動機１ａのｑ軸のインダクタンスである。ｉ_ｄｍはメイン側同期電動機１ａのｄ軸電流、ｉ_ｑｍはメイン側同期電動機１ａのｑ軸電流、Δｉ_ｄｍはメイン側同期電動機１ａのｄ軸電流の微小摂動である。Φ_ａｍはメイン側同期電動機１ａの電機子鎖交磁束数である。

　上記（７）式と上記（４）式との差を取ることによって、メイン側同期電動機１ａのｄｑ軸電圧の微小摂動を下記（８）式のように求めることができる。

　角度差を、上記（６）式で述べたλで表すと、メイン側同期電動機１ａのｄｑ軸電圧摂動は、下記（９）式のように、サブ側同期電動機１ｂのｄｑ平面上に座標変換することができる。下記（９）において、ｖ_ｄｓはサブ側同期電動機１ｂのｄ軸電圧、ｖ_ｑｓはサブ側同期電動機１ｂのｑ軸電圧である。

　上記（９）式に上記（８）式を代入して整理すると、下記（１０）式が得られる。下記（１０）式において、Δｖ_ｄｓは、メイン側同期電動機１ａのｄ軸電流の微小摂動によって生じる、サブ側同期電動機１ｂのｄ軸電圧の微小摂動である。Δｖ_ｑｓは、メイン側同期電動機１ａのｄ軸電流の微小摂動によって生じる、サブ側同期電動機１ｂのｑ軸電圧の微小摂動である。

　次に、サブ側同期電動機１ｂの定常状態における電圧方程式を電流について解くことで、下記（１１）式が得られる。下記（１１）式において、ｉ_ｄｓはサブ側同期電動機１ｂのｄ軸電流、ｉ_ｑｓはサブ側同期電動機１ｂのｑ軸電流である。Ｒ_ａｓはサブ側同期電動機１ｂの電機子抵抗、ω_ｅｓはサブ側同期電動機１ｂの角速度、Ｌ_ｄｓはサブ側同期電動機１ｂのｄ軸のインダクタンス、Ｌ_ｑｓはサブ側同期電動機１ｂのｑ軸のインダクタンスである。Φ_ａｓはサブ側同期電動機１ｂの電機子鎖交磁束数である。

　ここで、上記（１１）式の右辺の最後の項に示されるサブ側同期電動機１ｂのｄｑ軸電圧に、上記（１０）式の微小摂動を加え、それによって生じるサブ側同期電動機１ｂのｄｑ軸電流の変化をΔｉ_ｄｓ、Δｉ_ｑｓとして、上記（１１）式の左辺に加えると、下記（１２）式が得られる。

　上記（１２）式から上記（１１）式を減じることによって、サブ側同期電動機１ｂのｄｑ軸電流の微小摂動分を抽出することができる。サブ側同期電動機１ｂのｄｑ軸電流の微小摂動分は下記（１３）式のように表すことができる。

　上記（１３）式に上記（１０）式を代入して整理すると、メイン側同期電動機１ａのｄ軸電流摂動によるサブ側同期電動機１ｂのｄｑ軸電流の変化は、下記（１４）式のように表すことができる。

　上記（１４）式は係数が複雑なため、下記（１５）式のように簡単な係数に置き換えて整理する。下記（１５）において、Ａは、Ａ＝Ｒ_ａｓＲ_ａｍ＋ω_ｅｍω_ｅｓＬ_ｄｍＬ_ｑｓで求められる。Ｂは、Ｂ＝ω_ｅｍＬ_ｄｍＲ_ａｓ－ω_ｅｓＬ_ｑｓＲ_ａｍで求められる。Ｃは、Ｃ＝ω_ｅｍＬ_ｄｍＲ_ａｓ－ω_ｅｓＬ_ｄｓＲ_ａｍで求められる。Ｄは、Ｄ＝ω_ｅｍω_ｅｓＬ_ｄｍＬ_ｄｓ＋Ｒ_ａｍＲ_ａｓで求められる。Ｅは、Ｅ＝Δｉ_ｄｍ／（Ｒ_ａｓ ^２＋ω_ｅｓ ^２Ｌ_ｄｓＬ_ｑｓ）で求められる。

　一方、サブ側同期電動機１ｂのトルクｔ_ｓは下記（１６）式により表される。

　上記（１６）式において、サブ側同期電動機１ｂのｄｑ軸電流に対し、微小摂動を加えると下記（１７）式が得られる。下記（１７）式の添字「_０」は動作点の値を表す。

　上記（１７）式から、サブ側同期電動機１ｂのｄｑ軸電流摂動に関係する部分を抽出すると、下記（１８）式が得られる。下記（１８）式の右辺の第一項はサブ側モータのマグネットトルク摂動であり、第二項はリラクタンストルク摂動である。

　ここでは、説明を分かり易くするために、まずはリラクタンストルク摂動が非常に小さく無視できる場合を想定する。このとき、マグネットトルク摂動と角度差λと関係は、下記（１９）式によって表すことができる。下記（１９）式において、Ｃは、Ｃ＝ω_ｅｍＬ_ｄｍＲ_ａｓ－ω_ｅｓＬ_ｄｓＲ_ａｍで求められる。Ｄは、Ｄ＝ω_ｅｍω_ｅｓＬ_ｄｍＬ_ｄｓ＋Ｒ_ａｍＲ_ａｓで求められる。Ｅは、Ｅ＝Δｉ_ｄｍ／（Ｒ_ａｓ ^２＋ω_ｅｓ ^２Ｌ_ｄｓＬ_ｑｓ）で求められる。

　リラクタンストルクの摂動を無視すれば、角度差λがどのような値のときに、マグネットトルク摂動が常に零になるかを、計算で求めることができる。上記（１９）式の左辺に零を代入して、角度差λについて式を整理すれば下記（２０）式が得られる。下記（２０）式において、Ｃは、Ｃ＝ω_ｅｍＬ_ｄｍＲ_ａｓ－ω_ｅｓＬ_ｄｓＲ_ａｍで求められる。Ｄは、Ｄ＝ω_ｅｍω_ｅｓＬ_ｄｍＬ_ｄｓ＋Ｒ_ａｍＲ_ａｓで求められる。

　上記（２０）式には、２台の同期電動機のそれぞれのｄ軸インダクタンスと、２台の同期電動機のそれぞれの電機子抵抗と、２台の同期電動機のそれぞれの角速度とが含まれる。

　並列駆動が、ある程度適切に行われている場合、２台の同期電動機のそれぞれの角速度は互いに等しいと考えられるので、ここでは、２台の同期電動機のそれぞれの角速度に差異がないものとして、２台の同期電動機のそれぞれのモータ定数の差異、すなわちｄ軸インダクタンスの差異と、電機子抵抗の差異とについて考える。２台の同期電動機のそれぞれのモータ定数が互いに等しい場合、上記（２０）式の右辺の分数の分子は零となるため、角度差が零となるポイントを境に、メイン側同期電動機１ａのｄ軸電流とサブ側同期電動機１ｂのトルクとの増減関係が変化する。このことから、特許文献１に開示される制御方式では、角度差が零となるポイントで、磁束電流の補償方向を切り替える処理が行われている。

　２台の同期電動機のそれぞれのモータ定数が互いに異なる場合、上記（２０）式の右辺の分数の分子は零にならない。この場合、メイン側同期電動機１ａのｄ軸電流とサブ側同期電動機１ｂのトルクとの増減関係が変化するポイントは、角度差が零になる点ではない。そのため、特許文献１に開示される制御方式では、２台の同期電動機のそれぞれのモータ定数が互いに異なる場合、角度差が零近くになるとき、磁束電流の補償方向を誤判定するという欠点がある。

　磁束電流の補償方向を誤判定すると、サブ側同期電動機１ｂに意図しないトルク変化が発生するため、サブ側同期電動機１ｂに持続的な振動が生じるおそれがある。サブ側同期電動機１ｂの持続的な振動の発生プロセスは以下のとおりである。まず、磁束電流の補償方向が誤判定されたことにより、サブ側同期電動機１ｂに意図しないトルク変化が発生する。これにより角度差が増大する。角度差が一定値を超えると、補償方向の判定が正常な状態に戻る。これにより角度差が減少する。しかしながら、角度差が減少して零近くになると、再度、補償方向を誤判定する状態に陥る。こういった悪循環を繰り返すことでサブ側同期電動機１ｂに持続的な振動が生じるのである。

　このことから、２台の同期電動機のそれぞれのモータ定数が互いに異なる場合には、磁束電流の補償方向をモータ定数の差異を加味して決定する必要があると言える。実施の形態１に係る角度差補正部１０は、磁束電流の補償方向を修正するためのものである。例えば、２台の同期電動機のそれぞれのモータ定数が既知である場合、下記（２１）式のように、角度差信号を修正すればよい。下記（２１）式において「^～」は「補正後」という意味である。θ_ｅｓは、サブ側同期電動機１ｂの磁極位置を電気角で表したものであり、θ_ｅｍは、メイン側同期電動機１ａの磁極位置を電気角で表したものである。Ｃは、Ｃ＝ω_ｅｍＬ_ｄｍＲ_ａｓ－ω_ｅｓＬ_ｄｓＲ_ａｍで求められる。Ｄは、Ｄ＝ω_ｅｍω_ｅｓＬ_ｄｍＬ_ｄｓ＋Ｒ_ａｍＲ_ａｓで求められる。Ｌ_ｄｍ、Ｌ_ｄｓ、Ｒ_ａｓ及びＲ_ａｍがモータ定数に相当する。

　上記（２１）式において、アークタンジェントを含む第二項は、第１の角度差の補正量である角度差補正量を表す。角度差補正量は、当該第二項の式を用いて、回転子の回転速度が変化する度に角度差補正部１０内で計算してもよいが、事前に計算した値を、角度差補正部１０にデータテーブルとして格納しておき、角度差補正部１０は、当該データテーブルを参照することによって、回転子の回転速度に対応する角度差補正量を読み出して、読み出した角度差補正量を、上記の第二項の式で求められる角度差補正量の代わりに用いてもよい。図１６を参照して、データテーブルを用いた角度差補正量の計算方法の具体例を説明する。

　図１６は図１に示す角度差補正部で演算される角度差補正量と回転子の回転速度との関係を示す図である。図１６において、縦軸には角度差補正量が示され、横軸には回転子の回転速度が示される。図１６では回転子の回転速度が「速度」と表記される。図１６によれば、回転速度に応じて角度差補正量が変化していることが分かる。このような回転速度に対応する角度差補正量を事前に計算しておき、計算した角度差補正量を前述したデータテーブルに格納する。なお、このような角度差補正量の推移から簡単な近似式を導出しておき、角度差補正部１０は、上記（２１）式のアークタンジェントを含む第二項の代わりに、導出された近似式を用いて、角度差補正量を計算してもよい。

　次に図１７及び図１８を参照して、図１に示す角度差補正部１０の構成例を説明する。図１７は図１に示す角度差補正部の第１の構成例を示す図である。図１７には、上記（２１）式を用いて、補正後の角度差である第２の角度差を求める角度差補正部１０Ａの構成例が示される。以下では第２の角度差を「補正後角速度」と称する。角度差補正部１０Ａは、補正量演算部１０ａ及び減算器１０ｂを備える。補正量演算部１０ａは、モータ定数及び速度指令を用いて、上記（２１）式のアークタンジェントを含む第二項の計算を行う。なお、２台の同期電動機の回転速度を正確に検出できる場合、速度指令の代わりに回転速度を用いて、上記（２１）式のアークタンジェントを含む第二項の計算を行ってもよい。減算器１０ｂは、上記（２１）式に従い、角度差から、補正量演算部１０ａで演算された角度差補正量を差し引くことにより、補正後角度差を演算する。

　図１８は図１に示す角度差補正部の第２の構成例を示す図である。図１８には、データテーブル１０ｃを用いて補正後角度差を求める角度差補正部１０Ｂの構成例が示される。角度差補正部１０Ｂは、図１７に示す補正量演算部１０ａの代わりに、補正量演算部１０ｄ及びデータテーブル１０ｃを備える。図１８のデータテーブル１０ｃには、モータ定数及び回転速度に応じて変化する複数の角度差補正量が格納されているものとする。角度差補正部１０Ｂは、データテーブル１０ｃを参照することによって、モータ定数及び速度指令に対応する角度差補正量を読み出して、読み出した角度差補正量を出力する。なお、データテーブル１０ｃに格納するデータ量を減らすために、データテーブル１０ｃは不図示の補間処理手段を有していてもよい。

　なお、実施の形態１では、同期電動機が表面磁石型同期交流電動機であると仮定して、リラクタンストルクがないものとして角度差を補正する構成例について説明したが、リラクタンストルクがある場合でも、角度差が零に近い値であるとして近似を行えば、メイン側同期電動機１ａ側のｄ軸電流摂動によるサブ側同期電動機１ｂ側のマグネットトルク摂動が零となる条件を、比較的簡単に導出することができる。実施の形態１は、角度差が零に近い値であるときに、磁束電流の補償方向を誤判定する状態に陥る現象を対象としているため、上記の近似は妥当なものである。下記（２２）式は、メイン側同期電動機１ａ側のｄ軸電流摂動によるサブ側同期電動機１ｂ側のマグネットトルク摂動と、リラクタンス摂動との和が零となる条件を表している。下記（２２）において、Ａは、Ａ＝Ｒ_ａｓＲ_ａｍ＋ω_ｅｍω_ｅｓＬ_ｄｍＬ_ｑｓで求められる。Ｂは、Ｂ＝ω_ｅｍＬ_ｄｍＲ_ａｓ－ω_ｅｓＬ_ｑｓＲ_ａｍで求められる。Ｃは、Ｃ＝ω_ｅｍＬ_ｄｍＲ_ａｓ－ω_ｅｓＬ_ｄｓＲ_ａｍで求められる。Ｄは、Ｄ＝ω_ｅｍω_ｅｓＬ_ｄｍＬ_ｄｓ＋Ｒ_ａｍＲ_ａｓで求められる。Ｅは、Ｅ＝Δｉ_ｄｍ／（Ｒ_ａｓ ^２＋ω_ｅｓ ^２Ｌ_ｄｓＬ_ｑｓ）で求められる。Ｆは、Ｆ＝Ｐ_ｍ（Φ_ａｓ＋（Ｌ_ｄｓ－Ｌ_ｑｓ）ｉ_ｄｓ０で求められる。Ｇは、Ｇ＝Ｐ_ｍ（Ｌ_ｄｓ－Ｌ_ｑｓ）ｉ_ｑｓ０で求められる。Ｈは、Ｈ＝Ｐ_ｍ（Ｌ_ｄｓ－Ｌ_ｑｓ）で求められる。

　リラクタンストルクがない同期電動機の場合、式変形の過程でメイン側同期電動機１ａ側のｄ軸電流の摂動項が消去されるのに対し、リラクタンストルクがある同期電動機の場合、摂動項が消去されない。しかしながら、角度差補正量を決定する際、メイン側同期電動機１ａ側のｄ軸電流の摂動項まで加味すると計算が複雑になりすぎる。そのため、実用上は、メイン側同期電動機１ａ側のｄ軸電流の摂動項が微小であるとして、消去したほうがよい。その結果、リラクタンストルクが大きい同期電動機における角度差補正値の理論式は下記（２３）式のように表される。下記（２３）式を演算すれば、リラクタンストルクが大きい同期電動機でも、表面磁石型同期電動機と同様の安定化補償を行うことができる。但し、下記（２３）式を計算するのには、必要なパラメータが多く、計算も煩雑である。このような課題の対策については実施の形態２以降で説明する。

　モータ定数が異なる２台の同期電動機を並列駆動する際、磁束電流を変化させることでサブ側同期電動機１ｂの安定化を図る場合には、モータ定数の差異を考慮して磁束電流の補償方向を決定しなければ、補償方向の誤判定が生じるときがある。特許文献１に記載の手法では、同仕様の２台の同期電動機を並列駆動する場合であっても、２台の同期電動機のそれぞれのモータ定数が異なると、補償方向の誤判定が生じるおそれがある。この誤判定は、サブ側同期電動機１ｂに持続的な振動を引き起こすため、サブ側同期電動機１ｂに大きな速度むらが生じる。これに伴い、サブ側同期電動機１ｂの振動及び騒音の増加と、モータ効率の低下が懸念される。

　実施の形態１に係る駆動装置１００は、モータ定数の差異を考慮して磁束電流の補償方向を決定するように構成されているため、１台の電力変換器を用いて２台の同期電動機を駆動する場合でも、モータ定数の変動に対するロバスト性が向上し、磁束電流指令決定部９が磁束電流の補償方向を誤判定することを防止できる。従って、磁束電流の補償方向の誤判定に起因する速度むらの発生が抑制される。また、速度むらの発生が抑制されるため、サブ側同期電動機１ｂの振動及び騒音の増加を抑制でき、更にモータ効率の低下を抑制できる。

実施の形態２．
　実施の形態１では、角度差の補正を行うために、２台の同期電動機のそれぞれのモータ定数が必要である。但し、これらのモータ定数は様々な要因で変化する。実施の形態２では、角度差の補正のためのモータ定数測定機能を備えた駆動装置１００について説明する。図１９は本発明の実施の形態２に係る駆動装置が備える電流制御部の構成図である。図２０は本発明の実施の形態２に係る駆動装置が備える角度差補正部の構成図である。実施の形態２の駆動装置１００は、実施の形態１の電流制御部６及び角度差補正部１０の代わりに電流制御部６Ａ及び角度差補正部１０Ｃを備える。その他の構成については、実施の形態１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。

　図１９に示す電流制御部６Ａは、トルク電流及び磁束電流をそれぞれ制御するための機能である。電流制御部６Ａは、加算器６１ａと、加算器６１ｂと、減算器６１ｃと、減算器６１ｄと、加算器６１ｅと、減算器６１ｆと、加算器６１ｇと、加算器６１ｈと、比例積分微分（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　Ｉｎｔｅｇｒａｌ　Ｄｅｒｉｖａｔｉｖｅ：ＰＩＤ）制御器６２ａと、ＰＩＤ制御器６２ｂとを備える。また電流制御部６Ａは、非干渉化制御器６３と、モータ定数を測定するためのテスト信号を発生するテスト信号発生部６４とを備える。また電流制御部６Ａは、これらの機能以外にも、メイン側同期電動機１ａの相電流を所望の座標系の電流に座標変換する第１の座標変換器と、電圧指令を三相座標系に逆変換する第２の座標変換器とを備える。図１９では、第１の座標変換器及び第２の座標変換器の図示が省略されている。なお、実施の形態２の電流制御部６Ａには、実施の形態１の電流制御部６と同様に、ｄｑ回転子座標上でのベクトル制御器を用いるのが好適であるが、ベクトル制御におけるｄｑ座標系以外にも、αβ固定子座標系、γδ座標系などの極座標系を用いてもよい。また、電流制御部６Ａには、ベクトル制御の代わりにＤＴＣを採用してもよい。

　テスト信号発生部６４は、モータ定数測定を行うために、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂの停止時に、直流電圧、直流電流、交流電圧又は交流電流のテスト信号をメイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂに与える。テスト信号は、トルク電流指令、磁束電流指令、ｑ軸電圧指令及びｄ軸電圧指令を変化させるための信号である。なお、テスト信号発生部６４が発生するテスト信号の詳細については後述する。

　加算器６１ａは、トルク電流指令と、テスト信号発生部６４から出力されるトルク電流指令を変化させるためのテスト信号とを加算する。減算器６１ｃは、加算器６１ａで加算されたトルク電流指令及びテスト信号からトルク電流を減じることによって、トルク電流偏差を計算する。ＰＩＤ制御器６２ａは、トルク電流偏差に対して比例演算、積分演算及び微分演算を行うことによって制御量を決定する。

　加算器６１ｂは、磁束電流指令と、テスト信号発生部６４から出力される磁束電流指令を変化させるためのテスト信号とを加算する。減算器６１ｄは、加算器６１ｂで加算された磁束電流指令及びテスト信号から磁束電流を減じることによって、磁束電流偏差を計算する。ＰＩＤ制御器６２ｂは、磁束電流偏差に対して比例演算、積分演算及び微分演算を行うことによって制御量を決定する。

　非干渉化制御器６３は、加算器６１ａで加算されたトルク電流指令及びテスト信号と、速度指令と、加算器６１ｂで加算された磁束電流指令及びテスト信号とを用いて、フィードフォワード制御により、ｄｑ軸間の制御干渉を除去するためのｄ軸電圧及びｑ軸電圧を生成する。具体的には、非干渉化制御器６３は、速度指令と、加算器６１ｂで加算された磁束電流指令及びテスト信号とを用いて、ｄ軸電流によって発生するｑ軸電圧に干渉する電圧を打ち消すための電圧を生成して、加算器６１ｅへ出力する。非干渉化制御器６３は、加算器６１ａで加算されたトルク電流指令及びテスト信号と、速度指令とを用いて、ｑ軸電流によって発生するｄ軸電圧に干渉する電圧を打ち消すための電圧を生成して、減算器６１ｆへ出力する。

　加算器６１ｅは、ＰＩＤ制御器６２ａの出力に非干渉化制御器６３の出力を加算して出力する。加算器６１ｇは、加算器６１ｅの出力に、テスト信号発生部６４から出力されるｑ軸電圧指令を変化させるためのテスト信号を加算することによって、ｑ軸電圧指令を出力する。

　減算器６１ｆは、ＰＩＤ制御器６２ｂの出力から非干渉化制御器６３の出力を減算して出力する。加算器６１ｈは、減算器６１ｆの出力に、テスト信号発生部６４から出力されるｄ軸電圧指令を変化させるためのテスト信号を加算することによって、ｄ軸電圧指令を出力する。

　図２０に示す角度差補正部１０Ｃは、電流制御部６Ａによる電圧変化又は電流変化の分析結果を用いて角度差を補正するために、図１８に示す補正量演算部１０ｄ及びデータテーブル１０ｃを備えると共に、テスト信号分析部１０ｅを備える。テスト信号分析部１０ｅには、メイン側同期電動機１ａ側の相電流であるメイン側相電流と、サブ側同期電動機１ｂ側の相電流であるサブ側相電流と、電圧指令とが入力される。テスト信号分析部１０ｅは、これらを分析することで、モータ定数を計測して出力し、更にモータ定数の差異によって生じる電気的挙動である、サブ側トルク電流の脈動成分を分析する。すなわち、テスト信号分析部１０ｅは、テスト信号によって生じる電圧変化又は電流変化を分析する。計測の結果、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂのそれぞれのｄ軸インダクタンス及び電機子抵抗が分かれば、補正量演算部１０ｄによって角度差補正量の演算が可能である。なお、角度差補正部１０Ｃは、補正量演算部１０ｄ及びデータテーブル１０ｃの代わりに、図１７に示す補正量演算部１０ａを用いて、角度差補正量の演算を行ってもよい。

　モータ定数の計測法には、様々な計測法が提案されているが、それらの全ての計測法を例示することができないため、実施の形態２では一例を説明する。

　例えば、テスト信号発生部６４は、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂの停止時に、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂに交流電圧又は交流電流のテスト信号を与えることによって、２台の同期電動機のそれぞれの相電流を計測する。そして、テスト信号分析部１０ｅは、この相電流を計測することによって、２台の同期電動機のそれぞれの電機子抵抗が計測できる。但し、一般に、電力変換器２では、上下アームの短絡防止時間の影響などによって、出力電圧に誤差が含まれるため、電圧誤差の補償精度が低い場合、電機子抵抗に計測誤差が生じる。そのような場合、テスト信号分析部１０ｅは、２台の同期電動機のそれぞれに流れる相電流の比率を計測する。電機子抵抗のノミナル値は一般に入手可能であるから、テスト信号分析部１０ｅは、電機子抵抗のノミナル値と、計測した相電流比率の値とを比較すればよい。相電流比率を測定する方法では、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂのどちらのモータ定数が変化したのかまでは分からないが、実用上、上記（２１）式の計算を行うに際して支障はない。

　また、テスト信号発生部６４は、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂの停止時に、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂに、ｄ軸方向の交流電圧又は交流電流のテスト信号を与え、テスト信号分析部１０ｅは、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂのそれぞれに流れる電流の値から、ｄ軸インダクタンスを計測できる。電圧誤差が無視できない場合、テスト信号分析部１０ｅは、メイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂのそれぞれに流れる相電流の交流振幅を抽出し、その比率を計測して、この比率から上記（２１）式の計算をしてもよい。

　このように、同期電動機が停止中に、２台の同期電動機のそれぞれの電機子抵抗とｄ軸インダクタンスとを測定すれば、上記（２１）式の計算を容易に行うことができる。しかしながら、運転中の同期電動機の温度変化により、電機子抵抗は変化する。そこで、同期電動機が運転しているときに、電機子抵抗の変化を計測する方法を考える。一つの方法として、上記（８）式の右辺の１行目のＲ_ａｍを、下記（２４）式のように変形し、定常運転中にメイン側同期電動機１ａのｄ軸電流に、直流のテスト信号を重畳することによって、重畳前後のｄ軸電圧の変化を計測する方法が考えられる。この計測方法は、電力変換器２の出力電圧に対して高い精度が必要となるが、運転中に電機子抵抗を測定できるメリットがある。なお、上記（８）式はメイン側同期電動機１ａに関する数式であるが、サブ側同期電動機１ｂに関しても同様の数式で電機子抵抗を計算できる。なお、巻線の温度変化を計測する温度センサを使用できる場合、同期電動機で発生する温度の変化を温度センサによって計測し、ノミナル値からの抵抗の変化量を算出してもよい。

　上記（２１）式の計算を行うには、２つの同期電動機のそれぞれの電機子抵抗及びｄ軸インダクタンスが既知であればよいが、上記（２３）式の計算を行うには、サブ側同期電動機１ｂの電機子鎖交磁束数Φ_ａｓと、ｑ軸インダクタンスＬ_ｑｓも必要となる。電機子鎖交磁束数Φ_ａｓは温度変化及び過電流減磁といった要因で変化し、ｑ軸インダクタンスＬ_ｑｓは、大電流が流れたときの磁気飽和により変化する。上記（２３）式の計算を精度良く行うためにはこれらの定数も計測する必要がある。

　インダクタンスの測定方法としては、例えば特許第５６３４６２０号公報（以下、参考文献２という）の手法が公知である。参考文献２では、複数の一定の直流電圧の電圧指令を、回転機に印加し、印加した電圧の中から任意に選択した測定用電圧指令と、測定用電圧指令印加前後の回転機電流とを用いて、インダクタンスを演算する手法が考案されている。

　実施の形態２に、参考文献２に開示されるインダクタンス演算手法を適用した場合、図１９に示すテスト信号発生部６４が複数の一定の直流電圧の電圧指令をテスト信号として発生し、テスト信号分析部１０ｅは、テスト信号発生部６４が発生した電圧指令の中から任意に選択した測定用電圧指令と、測定用電圧指令の発生前後の回転機電流とを用いて、インダクタンスを演算する。ここで、テスト信号はインパルス状の電圧となる。インダクタンスの演算の原理は、参考文献２で詳細に記述されているため、ここでは説明を割愛する。このインダクタンス測定方法を用いることによって、実施の形態２に係る駆動装置１００でも、ｑ軸インダクタンスを計測することが可能である。なお、参考文献２に開示されるインダクタンス手法を適用して、ｄ軸インダクタンスを計測することもできる。

　電機子鎖交磁束数を計測する手法としては、例えば磁束オブザーバが公知である。磁束オブザーバの活用例は特開２００３－３０２４１３号公報（以下、参考文献３という）に開示されている。磁束オブザーバは、モータに印加される電圧とモータに流れる電流とを用いて、固定子磁束及び回転子磁束を推定するものである。参考文献３では、磁束オブザーバと適応制御とを組み合わせて、同期電動機の速度推定を実施しているが、その計算過程において回転子ｄ軸磁束、すなわち電機子鎖交磁束数の推定が行われている。回転子ｄ軸磁束の推定には速度情報が必要となるが、速度情報は、適応制御により算出された速度推定値でもよいし、センサ類によって検出された速度真値でもよい。

　実施の形態２に、参考文献３に開示される電機子鎖交磁束数の計測方法を適用する場合、テスト信号分析部１０ｅの内部に磁束オブザーバを設ければよい。この場合、テスト信号発生部６４はテスト信号を発生させる必要がないため、テスト信号は零とする。このように電機子鎖交磁束数を計測する手法も公知である。

　以上の方法により、実施の形態２では、電機子抵抗、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及び電機子鎖交磁束数の計測が可能である。そして、モータ定数が既知であれば、上記（２１）式及び（２３）式の計算を行うことは容易である。実施の形態２によれば、駆動装置１００にモータ定数測定機能を設けることによって、２台の同期電動機の角度差が的確に補正され、磁束電流の補償方向の誤判定を防ぐことができる。

実施の形態３．
　実施の形態３では、磁束電流の補償方向を誤判定した際のサブ側同期電動機１ｂの脈動成分の特徴を調べることで、角度差の補正を行う構成例を説明する。実施の形態３の具体的な構成例を説明する前に、磁束電流の補償方向を誤判定した場合に、どのようなことが発生するかを図２１及び図２２を用いて説明する。

　図２１は図１に示すメイン側同期電動機の電機子抵抗に＋３０％の誤差を加えた場合のサブ側同期電動機のトルク電流波形を説明するための図である。図２２は図１に示すメイン側同期電動機の電機子抵抗に－３０％の誤差を加えた場合のサブ側同期電動機のトルク電流波形を説明するための図である。図２１及び図２２では、並列駆動時にはモータ定数が等しい２つの同期電動機の内、一方の同期電動機のみが駆動されたことによって、２台の同期電動機のモータ定数に差異が発生したケースを想定している。一方の同期電動機のみが駆動されるのは、図１に示すリレー回路１１の接点が開放された場合である。

　サブ側同期電動機１ｂのトルク電流であるサブ側トルク電流は、前述した電機ばね共振により、上記（１）式の近似式で記述される固有角周波数で振動する。図２１の上側の図には、サブ側トルク電流の原波形と、固有角周波数の基本波成分とが示される。原波形は実線で示され、基本波成分は破線で示される。横軸は時間である。基本波成分は、サブ側トルク電流の原波形に含まれる固有角周波数成分である。図２１の上側の図には、サブ側トルク電流の原波形に固有角周波数成分がどの程度含まれるかを明示するため、原波形と基本波成分とが併記されている。

　前述した磁束電流指令決定部９は、電機ばね共振を抑え込むため、磁束電流を適宜変化させているが、図２１では、上記（２１）式の角度差補正が行われていないために磁束電流指令決定部９が磁束電流の補償方向を誤判定して、サブ側同期電動機１ｂに持続的な振動が生じているものとする。このように、サブ側同期電動機１ｂに持続的な振動が生じている場合のサブ側トルク電流には、波形に歪みが生じていることが分かる。

　図２１の下側の図には、誤判定によって生じるサブ側トルク電流の脈動成分が示される。脈動成分には、原波形から基本波成分を差し引いた波形成分と、電機ばね共振の２次高調波成分とが含まれる。原波形から基本波成分を差し引いた波形成分が実線で示され、電機ばね共振の２次高調波成分が破線で示される。横軸は時間である。

　補償方向の誤判定が定常的に発生する状態になると、電機ばね共振１周期に２回の誤判定が発生する。そのため、サブ側トルク電流を周波数解析すると、電機ばね共振の偶数次の高調波成分が増加する傾向がある。電機ばね共振の偶数次の高調波成分が増加していることを明示するため、図２１の下側の図には、原波形から基本波成分を差し引いた波形成分と、電機ばね共振の２次高調波成分とが併記される。

　図２２の上側の図には、サブ側トルク電流の原波形と、固有角周波数の基本波成分とが示される。原波形は実線で示され、基本波成分は破線で示される。横軸は時間である。図２２の下側の図には、誤判定によって生じるサブ側トルク電流の脈動成分が示される。図２２によれば、図２１と同様に、誤判定による脈動が生じていることが分かり、また電機ばね共振の偶数次の高調波成分が生じていることが分かる。

　但し、図２２に示すサブ側トルク電流の波形は、図２１のサブ側トルク電流の波形と異なっている。波形が異なる理由は、図２１に示す状態から電機子抵抗が変化したことによって、上記（２１）式で示される角度差補正の理想値が変化し、角度差補正の理想値が変化したことによって、誤判定の発生タイミングが変化し、更に、誤判定によって生じるトルクショックの方向が変化したためである。図２１では、トルクショックのピークは負の方向であるが、図２２では、トルクショックのピークは正の方向である。また、２次高調波成分の位相も図２１と図２２では異なっている。なお、上記（２０）式で示される角度差補正の理想値の計算結果は、図２１の場合、負の値となり、図２２の場合、正の値となる。

　これらの結果は、磁束電流の補償方向を誤判定した場合に、サブ側同期電動機１ｂに電機ばね共振の偶数次の振動が発生することを示唆している。また、角度差補正の最適値が正であるか負であるかによって、トルクショックのピークの発生方向と偶数次高調波成分の位相とが変化することを示唆している。

　本願発明者の調査の結果、このような事実が判明したため、本願発明者は、トルク電流の波形を解析して、補償方向の誤判定を検出する方法を検討した。なお、図２１及び図２２では、最も分かり易い例としてトルク電流の波形を示したが、トルク電流の代わりに有効電力の脈動、速度の脈動などから図２１及び図２２に示すような現象を観測することもできる。

　図２３は本発明の実施の形態３に係る駆動装置が備える角度差補正部の構成図である。実施の形態３の駆動装置１００は、実施の形態１の角度差補正部１０の代わりに角度差補正部１０Ｄを備える。角度差補正部１０Ｄは、脈動成分分析部１０ｆ及びオフセット量制御部１０ｇを備える。その他の構成については、実施の形態１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。

　脈動成分分析部１０ｆは、サブ側同期電動機１ｂに流れるサブ側トルク電流に含まれる脈動成分を周波数分析する機能である。サブ側トルク電流は、電流検出部４ｂで検出された三相座標系での電流値が、不図示の座標変換器によって回転直交座標（ｄｑ軸）でのｄｑ軸電流へ変換された後の、ｑ軸電流を示す。上記（１）式によって表される電機ばね共振角周波数は、近似誤差を含むため、脈動成分分析部１０ｆは、サブ側トルク電流に含まれる共振角周波数を計測するための共振角周波数計測部１０ｈを備える。なお、共振角周波数計測部１０ｈは、共振角周波数を計測するためだけでなく、同期電動機が駆動したときモータ定数が変化することも考慮して、脈動成分分析部１０ｆに設けた方が望ましい。

　また、脈動成分分析部１０ｆは、サブ側トルク電流の脈動成分に対して解析処理を行うことによって特定の高調波成分を抽出するフィルタ部１０ｉを備える。フィルタ部１０ｉには、例えば、サブ側トルク電流の脈動成分から電機ばね共振角周波数の２次高調波成分を抽出するバンドパスフィルタを用いることができる。また、フィルタ部１０ｉは、サブ側トルク電流の脈動成分の直流成分を除去するハイパスフィルタと、電機ばね共振角周波数の基本波成分を除去するノッチフィルタとを組み合わせたものでもよい。

　オフセット量制御部１０ｇは、脈動成分の高調波成分が減少するよう角度差に対して補正量を加える機能である。オフセット量制御部１０ｇの詳細は後述する。減算器１０ｂは、角度差からオフセット量制御部１０ｇの出力を差し引き、補正後角度差を決定する。

　オフセット量制御部１０ｇの最も単純な構成例としては、探索アルゴリズムを用いる方法が考えられる。探索アルゴリズムは様々存在するが、ここでは最も有名な探索アルゴリズムの１つである山登り法を例として取り上げる。なお、山登り法を選んだのは単に例示のしやすさを考慮しただけであり、実施の形態３の構成がこれに限定されるものではない。

　オフセット量制御部１０ｇは、自動探索部１０ｊを備える。自動探索部１０ｊは、フィルタ部１０ｉからの高調波成分に対して、角度差補正量を変化させながら高調波成分の増減を調査することにより、山登り法により角度差補正量の最適値を自動探索する。図２４は図２３に示す自動探索部に用いられる山登り法による角度差補正量の自動探索のイメージを示す図である。縦軸は共振角周波数の２次高調波成分、横軸は角度差補正量を表す。

　脈動成分の２次高調波成分の発生要因は磁束電流の補償方向の誤判定によるものであるから、角度差補正量を最適に調整した場合、２次高調波成分が最小になると予想される。初期条件の動作点Ｘでは、角度差補正量が零であり、磁束電流の補償方向の誤判定が起こっているため、２次高調波成分がある程度観測されている。ここで、角度差補正量を増加させ、動作点をＸからＹに変化させたとする。この場合、動作点が最適点の方向から遠ざかるので、誤判定の頻度が増えて２次高調波成分が増加する。これは望ましくないので、角度差補正量を減少させることを考える。角度差補正量を減少させ、動作点をＸからＺに変化させた場合、動作点が最適点の方向に近づくので、誤判定の頻度が減って２次高調波成分が減少する。このように、山登り法を用いることによって、角度差補正量を徐々に変化させながら脈動成分の２次高調波成分が最小となるポイントを探していけば、やがて最適点にたどり着く。なお、角度差信号を適切に補正していくと、電機ばね共振の２次高調波成分だけでなく、電機ばね共振の基本波成分も徐々に弱まっていく。そのため、２次高調波成分が最小となるポイントが見つかっていなくても、ある程度、振動が弱まったら、探索を打ち切ってもよい。

　なお、オフセット量制御部１０ｇの別の構成例としては、自動探索部１０ｊによる探索アルゴリズムを用いる代わりに、ＰＩＤ制御を用いる方法が考えられる。オフセット量制御部１０ｇのＰＩＤ制御では、例えば図２１又は図２２に示されるサブ側トルク電流脈動の中から、鋭いピークが発生している箇所が抽出され、抽出されたピーク部分が積分されることによって、適切な補正量が得られる。

　自動探索に基づく手法は、探索にある程度の時間を要するものの、モータ定数を必要としない点で優れている。リラクタンストルクが大きいモータの場合、上記（２３）式を解くのには多くのモータ定数が必要となるため、実施の形態２で述べたような多数のモータ定数測定手段、例えばテスト信号発生部６４、テスト信号分析部１０ｅなどが必要になる。これに対して、実施の形態３の自動探索に基づく手法は、制御構成を簡素化できるという効果を得ることができる。また、実施の形態３の自動探索に基づく手法は、モータ定数を必要としないためオンラインでの角度差補正が可能であり、また同期電動機が長時間運転した際の定数変化に対応可能となる。

実施の形態４．
　図２５は本発明の実施の形態４に係る駆動装置が備える角度差補正部の構成図である。実施の形態４に係る角度差補正部１０Ｅは、実施の形態２のテスト信号分析部１０ｅ、補正量演算部１０ｄ及びデータテーブル１０ｃを備え、更に実施の形態３の脈動成分分析部１０ｆ及びオフセット量制御部１０ｇを備える。

　角度差補正部１０Ｅでは、モータ定数の値に基づき演算される角度差補正量が角度差から差し引かれることにより補正後角度差が演算され、又は、補償方向の誤判定により生じる偶数次高調波に基づき演算される角度差補正量が角度差から差し引かれることにより補正後角度差が演算される。このように角度差補正部１０Ｅは、モータ定数の値に基づき演算される角度差補正量と、偶数次高調波に基づき演算される角度差補正量とを個別に演算することができる。なお、角度差補正部１０Ｅは、モータ定数の値に基づき演算される角度差補正量と、偶数次高調波に基づき演算される角度差補正量との双方を、角度差から差し引く構成としてもよい。

　実施の形態４によれば、モータ定数の値に基づき演算される角度差補正量を用いることによって、リラクタンストルクが大きいモータが利用される場合における磁束電流の補償方向の誤判定を防止でき、またモータ定数を必要としない場合にも偶数次高調波に基づき演算される角度差補正量を用いて補正後角度差を求めることが可能である。

実施の形態５．
　実施の形態５では、実施の形態１，２，３，４に係る駆動装置１００を用いた流体利用装置の構成例について説明する。図２６は本発明の実施の形態５に係る流体利用装置の構成図である。実施の形態５では、メイン側同期電動機１ａの回転軸にプロペラファン３００ａが設けられ、サブ側同期電動機１ｂの回転軸にプロペラファン３００ｂが設けられている流体利用装置３００について説明する。

　図２６に示す流体利用装置３００は、実施の形態１の駆動装置１００を備え、駆動装置１００は電力変換器駆動装置２００を備える。電力変換器駆動装置２００は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２を備える。図１に示す各機能、すなわち電流制御部６、脈動成分抽出部７、減算器８、角度差補正部１０及び磁束電流指令決定部９は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２を用いてその機能が実現される。

　図２６に示すようにプロセッサ２０１及びメモリ２０２を利用する場合、上記の各機能のそれぞれは、ソフトウェア、ファームウェア又はこれらの組合せにより実現される。ソフトウェア又はファームウェアはプログラムとして記述され、メモリ２０２に記憶される。プロセッサ２０１はメモリ２０２に記憶されたプログラムを読み出して実行する。またこれらのプログラムは、上記の各機能のそれぞれが実行する手順及び方法をコンピュータに実行させるものであるとも言える。メモリ２０２は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、又はＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）（登録商標）といった半導体メモリが該当する。半導体メモリは不揮発性メモリでもよいし揮発性メモリでもよい。またメモリ２０２は、半導体メモリ以外にも、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク又はＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）が該当する。なお、プロセッサ２０１は、演算結果等のデータをメモリ２０２に出力しても記憶させてもよいし、メモリ２０２を介して不図示の補助記憶装置に当該データを記憶させてもよい。

　なお、流体利用装置３００は、実施の形態１の駆動装置１００の代わりに実施の形態２、３又は４の駆動装置１００を備えてもよい。この場合、図１９に示す電流制御部６Ａと、図２０に示す角度差補正部１０Ｃと、図２３に示す角度差補正部１０Ｄと、図２５に示す角度差補正部１０Ｅとは、プロセッサ２０１及びメモリ２０２を用いてその機能が実現される。

　実施の形態１でも述べたように、電力変換器２はメイン側同期電動機１ａ及びサブ側同期電動機１ｂに任意の交流電力を供給できるものであれば、基本的にどのような回路構成でも構わない。電流検出部４ａ，４ｂ及び磁極位置検出部５ａ，５ｂで検出された情報はプロセッサ２０１へ送信される。

　リレー回路１１は必須の構成要件ではないが、リレー回路１１を用いることによって、同期電動機の運転台数を変えることができる。また、２台の同期電動機の内、一方の同期電動機を長時間運転させた後に、２台の同期電動機の並列運転へ切り替える際、２台の同期電動機の温度には温度差が生じているため、温度差の影響でサブ側同期電動機１ｂの安定性が低下する恐れがある。しかしながら、このような切り替えを行う場合でも、実施の形態１,２,３,４で説明した手法を用いることによって、２台の同期電動機を安定に並列運転することが可能である。

　２つのプロペラファン３００ａ，３００ｂは、互いに同一形状のものであってもよいし、異なる形状のものであってもよい。また、２つのプロペラファン３００ａ，３００ｂの空気の流路は必ずしも同じでなくともよい。例えば流体利用装置３００が空気調和機の場合、２つのプロペラファン３００ａ，３００ｂは、当該空気調和機の室外機内の送風室に設けられる２つの送風ファンに相当し、上記の空気の流路は、当該送風室に相当する。送風室は、室外機の側面板、天井板、底板、熱交換器などに囲まれることで形成される空間である。送風室には、プロペラファン３００ａ，３００ｂが回転することによって空気の流れが形成される。

　２つのプロペラファン３００ａ，３００ｂの回転数と負荷トルクとの特性は、異なっていた方が安定に並列駆動しやすいため、２台の同期電動機に異なる形状のファンを設けてもよいし、一方のファンが設けられる流路の断面積を、他方のファンが設けられる流路の断面積よりも小さくしてもよい。また、一方の同期電動機でプロペラファンを駆動し、他方の同期電動機でポンプを駆動するなど、それぞれ異なる仕様の流体利用装置を駆動する構成としてもよい。

　なお図２６には示されていないが、流体利用装置３００は、電力変換器２が出力する電圧を検出する電圧検出部を備え、電圧検出部で検出された電圧情報がプロセッサ２０１へ入力されるように構成してもよい。また図２６には示されていないが、流体利用装置３００は、ファンの風速を計測する風速センサを備え、風速センサで検出された風速情報がプロセッサ２０１へ入力されるように構成してもよい。また図２６には示されていないが、ファンによって冷却される対象物の温度を検出する温度センサを備え、温度センサで検出された温度情報がプロセッサ２０１へ入力されるように構成してもよい。

　流体利用装置３００の流体負荷は、ダンパ特性を持っており、高回転域では、そのダンパ特性がオープンループ駆動された同期電動機の駆動を安定化させる。しかしながら、低回転域では、そのダンパ特性が弱まり、同期電動機の駆動が不安定になるため、流体利用装置３００は、磁束電流を変化させることによって、同期電動機の駆動の安定化を図る。しかしながら、特許文献１に開示される磁束電流の制御方法を、流体利用装置３００の電力変換器駆動装置２００に適用した場合、２台の同期電動機のそれぞれのモータ定数に差異が生じたとき、角度差が零に近い領域において、磁束電流の補償方向の誤判定が生じる。流体利用装置３００は、低回転域では低負荷であるため、低回転域では角度差が零に近づき、誤判定が頻発する。このように、安定性が低い低回転域で補償方向の誤判定が頻発すると、脱調のおそれが生じる。また、誤判定に起因して発生する持続的な振動により、同期電動機の振動及び騒音の増加と、モータ効率の低下が懸念される。このようなことから、特許文献１に開示される磁束電流の制御方法を流体利用装置３００の電力変換器駆動装置２００に用いるには、低速での駆動特性の面で課題があった。

　実施の形態１，２，３，４で述べた角度差補正法又は定数測定法を図２６に示す流体利用装置３００の電力変換器駆動装置２００に用いることにより、低回転域で補償方向の誤判が発生することを防止できる。これにより、実施の形態５の流体利用装置３００では、幅広い速度範囲で同期電動機の並列駆動を実現することができる。また、実施の形態５の流体利用装置３００は、１つの電力変換器で１台の同期電動機を駆動する既存の同期電動機駆動装置を、ソフトウェアの書き換えなどを行うことで実現できるため、コストの増加を抑制しながら２つのプロペラファン３００ａ，３００ｂを駆動可能な流体利用装置３００を得ることができる。

実施の形態６．
　実施の形態６では、実施の形態４に係る流体利用装置３００を用いた空気調和機の構成例について説明する。図２７は本発明の実施の形態６に係る空気調和機の構成図である。実施の形態６に係る空気調和機４００は、流体利用装置３００、冷媒圧縮機４０１、凝縮器４０３、受液器４０４、膨張弁４０５及び蒸発器４０６を備える。冷媒圧縮機４０１と凝縮器４０３との間は配管で接続される。同様に、凝縮器４０３と受液器４０４との間は配管で接続され、受液器４０４と膨張弁４０５との間は配管で接続され、膨張弁４０５と蒸発器４０６との間は配管で接続され、蒸発器４０６と冷媒圧縮機４０１との間は配管で接続される。これにより、冷媒圧縮機４０１、凝縮器４０３、受液器４０４、膨張弁４０５及び蒸発器４０６には冷媒が循環する。なお、図２７では図示が省略されているが、流体利用装置３００は、図１などに示す電流検出部４ａ，４ｂ、磁極位置検出部５ａ，５ｃなどを備える。

　空気調和機４００では冷媒の蒸発、圧縮、凝縮、膨張という工程が繰り返し行われるため、冷媒は液体から気体へ変化し、更に気体から液体へ変化することにより、冷媒と機外空気との間で熱交換が行われる。

　蒸発器４０６は、低圧の状態で冷媒液を蒸発させ、蒸発器４０６の周囲の空気から熱を奪うことによって、冷却作用を発揮するものである。冷媒圧縮機４０１は、冷媒を凝縮するために蒸発器４０６でガス化された冷媒ガスを圧縮して、高圧のガスにするものである。凝縮器４０３は、冷媒圧縮機４０１で高温になった冷媒ガスの熱を放出することで、高圧の冷媒ガスを凝縮し、冷媒液に変換するものである。流体利用装置３００は、プロペラファン３００ａ，３００ｂを回転することによって、風を発生させて、この風を凝縮器４０３に通過させることにより、凝縮器４０３を冷却する。膨張弁４０５は、冷媒を蒸発させるために、冷媒液を絞り膨張して、冷媒液を低圧の液に変換するものである。受液器４０４は循環する冷媒量の調節のために設けられるもので、小型の装置では省略してもよい。

　空気調和機４００の大出力化に伴って凝縮器４０３が大型化すると、凝縮器４０３を冷却するための冷却装置として機能する流体利用装置３００の冷却性能を増加させる必要が生じる。但し、凝縮器４０３の寸法を大きくするのに合わせて、冷却装置として機能する流体利用装置３００の仕様変更を行うのは煩雑である。また、流体利用装置３００の冷却性能を増加させるために、流体利用装置３００を大出力化するためには、流体利用装置３００を量産するための製造ラインの変更が必要となる場合もあり、製造ラインを構築するための初期投資がかさむ。そのため、大型の空気調和機４００では、複数の冷却ファンを備えた流体利用装置３００を使用することで冷却性能を向上させている。

　また、空気調和機４００には、低コスト化の要求が高く、その一方で省エネルギー規制が年々強化されているため高効率化も要求されている。近年の省エネルギー規制では、定格動作点だけでなく、低出力駆動の動作点での駆動効率も重要視される。そのために冷却ファンの動作回転数の下限値を極力引き下げる必要がある。

　ここまで述べてきたとおり、特許文献１で開示される技術を用いた並列駆動装置は、コスト面では非常に優れているものの、特許文献１で開示される技術では、モータ定数に差異がある場合、磁束電流の補償方向の誤判定が生じて、誤判定に起因して持続的な振動が発生する。流体利用装置３００を空気調和機４００用の冷却ファンとして用いる場合、流体負荷の特性上、低速側での制御が不安定になりやすい。そのため、風量の指令値が低速の指令である場合、図１に示すリレー回路１１を用いて、同期電動機の運転台数を２台から１台に減らしてもよいのだが、そうした場合、２台の同期電動機のそれぞれに発生する温度に温度差が生じる可能性がある。このような温度差が生じると、温度差に起因してモータ定数の差異が生じるため、特許文献１に開示される磁束電流の制御方法を用いた駆動装置では、磁束電流の補償方向の誤判定が生じるおそれがある。このようなことから、特許文献１に開示される磁束電流の制御方法を用いた駆動装置では、冷却ファンの動作回転数の下限値を一定値以下に下げることができず、当該駆動装置を備える空気調和機の運転動作範囲が狭まるという問題があった。従って、特許文献１に開示される磁束電流の制御方法を用いた駆動装置は、空気調和機の冷却ファンに求められる低コスト化と高冷却性能とを両立させることが困難である。

　実施の形態６に係る空気調和機４００は、実施の形態１から４で述べた並列駆動法を利用しているため、低速域の駆動が不安定になることがなく、駆動可能範囲を拡大できる。また、実施の形態６に係る空気調和機４００は、引用文献１に開示される磁束電流の制御方法に比べて、並列駆動を実現するためのセンサ類の追加を必要としない。従って、実施の形態６では、空気調和機４００の冷却ファンに要求される低コスト化と高冷却性能とを両立させることが可能である。また、実施の形態６では、引用文献１に開示される技術に比べて、モータ定数の変動に対する信頼性を大幅に向上することができる。

　なお、実施の形態１から４に係る駆動装置１００は、２台の同期電動機のそれぞれのモータ定数が全く異なる場合でも、同期電動機を安定に駆動できるため、流体利用装置３００及び空気調和機４００以外のあらゆる機器に適用でき、産業の発展に有用である。

　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

　１ａ　メイン側同期電動機、１ｂ　サブ側同期電動機、２　電力変換器、３　直流電圧源、４ａ，４ｂ　電流検出部、５ａ，５ｂ，５ｃ　磁極位置検出部、６，６Ａ　電流制御部、７，７Ａ，７Ｂ，７Ｃ　脈動成分抽出部、８，１０ｂ，６１ｃ，６１ｄ，６１ｆ　減算器、９　磁束電流指令決定部、１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ，１０Ｅ　角度差補正部、１０ａ，１０ｄ　補正量演算部、１０ｃ　データテーブル、１０ｅ　テスト信号分析部、１０ｆ　脈動成分分析部、１０ｇ　オフセット量制御部、１０ｈ　共振角周波数計測部、１０ｉ　フィルタ部、１０ｊ　自動探索部、１１　リレー回路、６１ａ，６１ｂ，６１ｅ，６１ｇ，６１ｈ　加算器、６２ａ，６２ｂ　ＰＩＤ制御器、６３　非干渉化制御器、６４　テスト信号発生部、７１　脈動周波数計測部、７２　余弦波発生器、７３　正弦波発生器、７４　フーリエ余弦係数演算部、７５　フーリエ正弦係数演算部、７６　交流復元器、９１　脈動抑制制御部、９２　補償方向決定部、１００　駆動装置、２００　電力変換器駆動装置、２０１　プロセッサ、２０２　メモリ、３００　流体利用装置、３００ａ，３００ｂ　プロペラファン、４００　空気調和機、４０１　冷媒圧縮機、４０３　凝縮器、４０４　受液器、４０５　膨張弁、４０６　蒸発器、９１１　ゲイン乗算部、９１２　位相調整部、９２１　符号判定器、９２２　乗算器。

Claims

　並列接続される第１の同期電動機及び第２の同期電動機に電力を供給する電力変換器と、
　前記第１の同期電動機に流れる第１の電流を検出する第１の電流検出器と、
　前記第２の同期電動機に流れる第２の電流を検出する第２の電流検出器と、
　前記第１の同期電動機が有する回転子の第１の磁極位置を検出する第１の磁極位置検出部と、
　前記第２の同期電動機が有する回転子の第２の磁極位置を検出する第２の磁極位置検出部と、
　トルク電流指令と磁束電流指令と前記第１の電流と前記第１の磁極位置とを用いて、前記第１の同期電動機を駆動するための電圧指令を出力する制御部と、
　前記第１の磁極位置と前記第２の磁極位置の差である第１の角度差を求める減算器と、
　前記第１の同期電動機及び前記第２の同期電動機のそれぞれのモータ定数の差異に基づいて、又は前記モータ定数の差異によって生じる電気的挙動を示す情報に基づいて、前記第１の角度差を補正し、補正後の角度差である第２の角度差を出力する角度差補正部と、
　前記第２の同期電動機に流れるトルク電流に含まれる脈動成分と前記第２の同期電動機で消費される有効電力に含まれる有効電力脈動成分との少なくとも一方の脈動成分を抽出する脈動成分抽出部と、
　前記第２の角度差を用いて前記磁束電流指令の補償方向を決定し、決定した前記補償方向と前記脈動成分とを用いて前記磁束電流指令を決定する磁束電流指令決定部と、
　を備えることを特徴とする駆動装置。
　前記角度差補正部は、前記第１の同期電動機及び前記第２の同期電動機のそれぞれの動作条件と前記モータ定数の差異とから、前記第１の角度差の補正量を演算し、演算した前記補正量を用いて前記第１の角度差を補正することを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
　前記角度差補正部は、
　前記第１の角度差の補正量と同期電動機の回転子の回転速度と前記モータ定数の差異とを対応付けたデータテーブルを備え、
　前記データテーブルを参照して前記モータ定数の差異及び速度指令に対応する前記第１の角度差の補正量を演算し、演算した前記補正量を用いて前記第１の角度差を補正することを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
　前記制御部は、前記モータ定数の差異を測定するためのテスト信号を発生するテスト信号発生部を備え、
　前記角度差補正部は、
　前記テスト信号によって生じる電圧変化又は電流変化を分析するテスト信号分析部を備え、
　前記電圧変化又は前記電流変化の分析結果を用いて、前記第１の角度差を補正することを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
　前記角度差補正部は、
　前記第２の同期電動機の脈動成分を周波数分析する脈動成分分析部と、
　前記脈動成分の高調波成分が減少するよう前記第１の角度差に対して補正量を加えるオフセット量制御部と、
　を備え、
　前記オフセット量制御部は、前記高調波成分を用いて前記第１の角度差を補正することを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
　前記オフセット量制御部は、前記第１の角度差の補正量を変化させながら前記高調波成分の増減を調査することにより、前記高調波成分が減少する補正量を自動探索することを特徴とする請求項５に記載の駆動装置。
　前記テスト信号発生部は、前記第１の同期電動機及び前記第２の同期電動機の停止時に、前記第１の同期電動機及び前記第２の同期電動機に対して、直流電圧又は直流電流の前記テスト信号を与え、
　前記テスト信号分析部は、前記第１の同期電動機及び前記第２の同期電動機のそれぞれに流れる電流の値又は電流の比率から、前記第１の同期電動機及び前記第２の同期電動機のそれぞれの電機子抵抗を計測し、
　前記角度差補正部は、前記電機子抵抗に基づいて前記第１の角度差の補正量を決定することを特徴とする請求項４に記載の駆動装置。
　前記テスト信号発生部は、前記第１の同期電動機及び前記第２の同期電動機の停止時に、前記第１の同期電動機及び前記第２の同期電動機に対して、ｄ軸方向に交流電圧又は交流電流の前記テスト信号を与え、
　前記テスト信号分析部は、前記第１の同期電動機及び前記第２の同期電動機のそれぞれに流れる電流の値又は電流の比率から、ｄ軸インダクタンスを計測し、
　前記角度差補正部は、前記ｄ軸インダクタンスに基づいて前記第１の角度差の補正量を決定することを特徴とする請求項４に記載の駆動装置。
　前記テスト信号発生部は、前記第１の同期電動機及び前記第２の同期電動機の停止時に、前記第１の同期電動機及び前記第２の同期電動機に対して、ｄ軸方向及びｑ軸方向の少なくとも一方にインパルス状の電圧の前記テスト信号を与え、
　前記テスト信号分析部は、前記第１の同期電動機及び前記第２の同期電動機のそれぞれに流れるｄｑ電流の微小変化から、ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスの少なくとも一方を計測し、
　前記角度差補正部は、ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスの少なくとも一方に基づいて前記第１の角度差の補正量を決定することを特徴とする請求項４に記載の駆動装置。
　前記テスト信号発生部は、前記第１の同期電動機及び前記第２の同期電動機の駆動時に、磁束電流指令の直流分を変化させ、
　前記テスト信号分析部は、前記磁束電流指令の直流分を変化させる前と後のそれぞれで前記第１の同期電動機及び前記第２の同期電動機のそれぞれに流れる電流値から電機子抵抗を計算し、
　前記角度差補正部は、前記電機子抵抗に基づいて前記第１の角度差の補正量を決定することを特徴とする請求項４に記載の駆動装置。
　請求項１から１０の何れか一項に記載の駆動装置を備えることを特徴とする流体利用装置。
　請求項１１に記載の流体利用装置を備えることを特徴とする空気調和機。