CN109450331B - 一种抑制压缩机转速波动的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种抑制压缩机转速波动的方法及装置，所述方法包括：获取反映压缩机转子的实际位置和推定位置的偏差的轴误差；对所述轴误差作滤波处理，获得至少滤除部分轴误差波动后的轴误差补偿量；将所述轴误差补偿量作为输入量输入至压缩机控制用锁相环中的锁相环调节器；利用所述锁相环调节器的输出角速度对压缩机控制用的实时角速度作修正，根据修正后的实时角速度控制压缩机。应用本发明，能够提高压缩机转速波动抑制的有效性。

Description

一种抑制压缩机转速波动的方法及装置

技术领域

本发明属于电机控制技术领域，具体地说，是涉及压缩机控制技术，更具体地说，是涉及一种抑制压缩机转速波动的方法及装置。

背景技术

空调器使用的压缩机在运行时，受到作为负载的空调器自身工作原理和控制技术的影响，使得压缩机的负荷转矩极其不稳定，容易引起较大的转速波动，压缩机运行不平稳。而压缩机运行不平稳会导致整个空调器系统运行不稳定，造成多种不良影响。且不稳定的运行还会产生较大的运行噪音，不能满足相关噪音标准要求，影响空调器使用舒适性。这种现象在单转子压缩机中尤为严重。现有技术虽然也存在着压缩机转速波动抑制的方法，但是，波动抑制效果不够理想，不能从根本上解决压缩机转速波动的问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种抑制压缩机转速波动的方法及装置，提高波动抑制的有效性。

为实现上述发明目的，本发明提供的方法采用下述技术方案予以实现：

一种抑制压缩机转速波动的方法，包括：

获取反映压缩机转子的实际位置和推定位置的偏差的轴误差Δθ；

对所述轴误差Δθ作滤波处理，获得至少滤除部分轴误差波动后的轴误差补偿量Δθ′；

将所述轴误差补偿量Δθ′作为输入量输入至压缩机控制用锁相环中的锁相环调节器；

利用所述锁相环调节器的输出角速度Δω_PLL对压缩机控制用的实时角速度ω1作修正，根据修正后的实时角速度ω1控制压缩机；

所述对所述轴误差Δθ作滤波处理，具体包括：

将所述轴误差Δθ作傅里叶级数展开，得到轴误差关于机械角θ_m的函数表达式；

获取压缩机的实时频率，与设定频率阈值作比较；若所述实时频率小于所述设定频率阈值，将所述函数表达式分别与cosθ_mn和-sinθ_mn相乘后，经过低通滤波器或积分器提取出Δθ的n次谐波的d轴分量和q轴分量；若所述实时频率不小于所述设定频率阈值，将所述函数表达式分别与cos(θ_mn+θ_shift-Pn)和-sin(θ_mn+θ_shift-Pn)相乘后，经过低通滤波器或积分器提取出Δθ的n次谐波的d轴分量和q轴分量；θ_mn、θ_shift-pn分别为n次谐波的机械角和n次谐波的相位补偿角；

至少滤除部分谐波的d轴分量和q轴分量，实现对所述轴误差Δθ的滤波处理。

如上所述的方法，所述对所述轴误差Δθ作滤波处理，获得至少滤除部分轴误差波动后的轴误差补偿量Δθ′，具体包括：

对所述轴误差Δθ作滤波处理，至少滤除Δθ中的一次谐波的d轴分量和q轴分量，实现对Δθ的一次谐波成分的滤波，获得至少滤除一次谐波成分的轴误差补偿量Δθ′。

进一步的，所述对所述轴误差Δθ作滤波处理，获得至少滤除部分轴误差波动后的轴误差补偿量Δθ′，还包括：滤除Δθ中的二次谐波的d轴分量和q轴分量，实现对Δθ的一次谐波成分和二次谐波成分的滤波，获得滤除一次谐波成分和二次谐波成分的轴误差补偿量Δθ′。

如上所述的方法，所述至少滤除部分谐波的d轴分量和q轴分量，实现对所述轴误差Δθ的滤波处理，具体包括：

采用积分器滤除部分谐波的d轴分量和q轴分量，获得滤除结果，实现对所述轴误差Δθ的滤波处理；

所述方法还包括：

将所述滤除结果作傅里叶逆变换，获得角速度补偿量P_out；

将所述角速度补偿量P_out转换为角度，获得所述轴误差补偿量Δθ′。

进一步的，所述n次谐波的相位补偿角θ_shift-pn根据所述锁相环的闭环增益参数K_{P_PLL}、K_{I_PLL}和所述锁相环的角速度指令ω*_in确定，且满足：

θ_shift-Pn＝(aK_{P_PLL}+bK_{I_PLL}+cK_{P_PLL}/K_{I_PLL}+dω*_in)*π，a、b、c、d为常数系数。

为实现前述发明目的，本发明提供的装置采用下述技术方案来实现：

一种抑制压缩机转速波动的装置，包括：

轴误差获取单元，用于获取反映压缩机转子的实际位置和推定位置的偏差的轴误差Δθ；

轴误差补偿量获取单元，用于对所述轴误差Δθ作滤波处理，获得至少滤除部分轴误差波动后的轴误差补偿量Δθ′；

控制单元，用于将所述轴误差补偿量Δθ′作为输入量输入至压缩机控制用锁相环中的锁相环调节器，并利用所述锁相环调节器的输出角速度Δω_PLL对压缩机控制用的实时角速度ω1作修正，根据修正后的实时角速度ω1控制压缩机；

所述轴误差补偿量获取单元对所述轴误差Δθ作滤波处理，具体包括：

将所述轴误差Δθ作傅里叶级数展开，得到轴误差关于机械角θm的函数表达式；

获取压缩机的实时频率，与设定频率阈值作比较；若所述实时频率小于所述设定频率阈值，将所述函数表达式分别与cosθ_mn和-sinθ_mn相乘后，经过低通滤波器或积分器提取出Δθ的n次谐波的d轴分量和q轴分量；若所述实时频率不小于所述设定频率阈值，将所述函数表达式分别与cos(θ_mn+θ_shift-pn)和-sin(θ_mn+θ_{shift_pn})相乘后，经过低通滤波器或积分器提取出Δθ的n次谐波的d轴分量和q轴分量；θ_mn、θ_{shift_pn}分别为n次谐波的机械角和n次谐波的相位补偿角；

至少滤除部分谐波的d轴分量和q轴分量，实现对所述轴误差Δθ的滤波处理。

如上所述的装置，所述轴误差补偿量获取单元对所述轴误差Δθ作滤波处理，获得至少滤除部分轴误差波动后的轴误差补偿量Δθ′，具体包括：

对所述轴误差Δθ作滤波处理，至少滤除Δθ中的一次谐波的d轴分量和q轴分量，实现对Δθ的一次谐波成分的滤波，获得至少滤除一次谐波成分的轴误差补偿量Δθ′。

进一步的，所述轴误差补偿量获取单元对所述轴误差Δθ作滤波处理，获得至少滤除部分轴误差波动后的轴误差补偿量Δθ′，还包括：滤除Δθ中的二次谐波的d轴分量和q轴分量，实现对Δθ的一次谐波成分和二次谐波成分的滤波，获得滤除一次谐波成分和二次谐波成分的轴误差补偿量Δθ′。

如上所述的装置，所述轴误差补偿量获取单元至少滤除部分谐波的d轴分量和q轴分量，实现对所述轴误差Δθ的滤波处理，具体包括：

采用积分器滤除部分谐波的d轴分量和q轴分量，获得滤除结果，实现对所述轴误差Δθ的滤波处理；

所述轴误差补偿量获取单元还将所述滤除结果作傅里叶逆变换，获得角速度补偿量P_out，并将所述角速度补偿量P_out转换为角度，获得所述轴误差补偿量Δθ′。

进一步的，所述n次谐波的相位补偿角θ_{shift_Pn}根据所述锁相环的闭环增益参数K_{P_PLL}、K_{I_PLL}和所述锁相环的角速度指令ω*_in确定，且满足：

θ_shift-pn＝(aK_{P_PLL}+bK_I-PLL+cK_{P_PLL}/K_{I_PLL}+dω*_in)*π，a、b、c、d为常数系数。

与现有技术相比，本发明的优点和积极效果是：本发明提供的抑制压缩机转速波动的方法及装置，通过对反映压缩机转子的实际位置和推定位置的偏差的轴误差Δθ作波动滤除，将至少滤除部分轴误差波动后的轴误差补偿量作为输入量输入到锁相环调节器中，滤除部分波动后的轴误差补偿量能够对轴误差作补偿，降低轴误差本身的波动，而后输入到锁相环调节器，进而，能够降低利用锁相环调节器输出角速度修正的压缩机的实时角速度的波动，在以修正后的实时角速度对压缩机作控制时，能够使得目标转速的变动量和相位接近于实际转速的变动量和相位，使压缩机的运行趋于平稳；而且，由于轴误差的波动是引起速度波动的前端直接因素，因此，通过在前端对轴误差的波动作滤除，减少轴误差的周期性波动，能够实现对转速波动更直接、快速地抑制，提高了转速波动抑制的有效性。另一方面，在提取轴误差Δθ中的谐波成分时，在压缩机的实时频率大于设定频率阈值时、也即压缩机的实时频率较高时，容易出现相位延迟，因而此时采用相位补偿角对谐波分量进行相位调整，变更高频时锁相环的相位特性，能显著提高压缩机高频运转过程中的波动抑制效果，进而提高压缩机全频域运转的稳定性。

结合附图阅读本发明的具体实施方式后，本发明的其他特点和优点将变得更加清楚。

附图说明

图1是基于本发明抑制压缩机转速波动的方法一个实施例的流程图；

图2是基于图1方法实施例的一个控制框图；

图3是图2中轴误差波动滤除算法一个具体实例的逻辑框图；

图4是图2中轴误差波动滤除算法另一个具体实例的逻辑框图；

图5是基于本发明抑制压缩机转速波动的装置一个实施例的结构框图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下将结合附图和实施例，对本发明作进一步详细说明。

请参见图1，该图所示为基于本发明抑制压缩机转速波动的方法一个实施例的流程图。

如图1所示，同时结合图2示出的一个控制框图，该实施例采用包括有下述步骤的过程实现压缩机转速波动抑制：

步骤11：获取反映压缩机转子的实际位置和推定位置的偏差的轴误差Δθ。

在压缩机控制中，通过锁相环(PLL)控制技术可以对压缩机转子的相位进行锁定，使其锁定在目标相位，锁相环的控制框图如图2所示。现有技术中，压缩机锁相环中包括有锁相环调节器，一般为比例积分调节器，见图2的K_{P_PLL}和K_{I_PLL}/S。其中，K_{P_PLL}、K_{I_PLL}为锁相环的闭环增益参数。轴误差Δθ作为锁相环调节器的一个输入使用，具体来说，是将轴误差Δθ与目标角度波动量(如图2示出的0)作差，差值输入至锁相环调节器，锁相环调节器的输出为输出角速度Δω_PLL。基于锁相环调节器的输出角速度Δω_PLL，锁相环将输出压缩机控制用的实时角速度ω1，利用该实时角速度ω1实现对转子位置的控制。反映压缩机转子的实际位置和推定位置的偏差的轴误差Δθ，可以通过下述公式计算得到：

公式中，

和

分别为压缩机的d轴电压给定值和q轴电压给定值，I_d和I_q分别为压缩机的实时d轴电流和实时q轴电流，r^*为压缩机的马达电阻，

为压缩机的q轴电感，ω₁为压缩机的实时角频率。各参数中，I_d、I_q和ω₁通过现有技术中的检测手段实时检测，其余参数值均为已知值。

步骤12：对轴误差Δθ作滤波处理，获得至少滤除部分轴误差波动后的轴误差补偿量Δθ′。

由于轴误差作为锁相环的一个输入，影响锁相环输出的压缩机的实时角速度。如果轴误差波动大，将会导致锁相环输出的实时角速度不稳定，使得转子锁相不稳定，进而会导致压缩机出现过流、失步等故障。

在步骤11获得轴误差Δθ后，对其进行滤波处理，至少滤除部分波动成分，获得至少滤除部分轴误差波动后的轴误差补偿量Δθ′。反映在图2的控制框图中，是采用轴误差Δθ波动滤除算法，获得轴误差补偿量Δθ′。

其中，对轴误差Δθ作滤波处理，具体包括：

首先，将轴误差Δθ作傅里叶级数展开，得到轴误差关于机械角θ_m的函数表达式。

然后，获取压缩机的实时频率，与设定频率阈值作比较。此处的实时频率，是指按照设定采样频率获取的压缩机的实时频率，具体地说是执行当前压缩机转速波动抑制的前一次所采集到的压缩机的频率；设定频率阈值是预设的已知频率值，是区分压缩机低频与高频的一个界限值，可以根据经验、压缩机性能参数、空调器系统性能参数等合理设定。如果实时频率小于设定频率阈值，则将函数表达式分别与cosθ_mn和-sinθ_mn相乘后，经过低通滤波器或积分器提取出Δθ的n次谐波的d轴分量和q轴分量。如果实时频率不小于设定频率阈值，将函数表达式分别与cos(θ_mn+θ_shift-Pn)和-sin(θ_mn+θ_shift-Pn)相乘后，经过低通滤波器或积分器提取出Δθ的n次谐波的d轴分量和q轴分量；θ_mn、θ_shift-Pn分别为n次谐波的机械角和n次谐波的相位补偿角。也即，如果实时频率小于设定频率阈值，表明压缩机为低频运行，提取谐波分量时，不需要增加相位补偿；如果实时频率不小于设定频率阈值，表明压缩机为高频运行，提取谐波分量时，需要增加相位补偿，以对谐波分量进行相位调整，变更高频时锁相环的相位特性。

然后，至少滤除部分谐波的d轴分量和q轴分量，实现对轴误差Δθ的滤波处理。

更具体的滤波处理过程参见后面图3及图4的详细描述。

步骤13：将轴误差补偿量Δθ′作为输入量输入至压缩机控制用锁相环中的锁相环调节器。

也即，在该实施例中，锁相环调节器的输入量不仅包括有轴误差Δθ和目标角度波动量(如图2示出的0)，还包括有轴误差补偿量Δθ′。

步骤14：利用锁相环调节器的输出角速度Δω_PLL对压缩机控制用的实时角速度ω1作修正，根据修正后的实时角速度ω1控制压缩机。

具体来说，参见图2，锁相环调节器根据输入的轴误差Δθ、目标角度波动量及轴误差补偿量Δθ′进行比例积分调节，并输出角速度Δω_PLL。角速度Δω_PLL与角速度指令ω*_in相加，输出对压缩机控制用的实时角速度ω1，实现利用锁相环的输出角速度Δω_PLL对实时角速度ω1的修正。其中，角速度指令ω*_in是压缩机控制系统的给定角速度值，给定的角速度指令ω*_in的值的确定方法采用现有技术来实现。

采用上述实施例的方法，通过对反映压缩机转子的实际位置和推定位置的偏差的轴误差Δθ作波动滤除，将至少滤除部分轴误差波动后的轴误差补偿量作为输入量输入到锁相环调节器中，滤除部分波动后的轴误差补偿量能够对轴误差作补偿，降低轴误差本身的波动，而后输入到锁相环调节器，进而，能够降低利用锁相环调节器输出角速度修正的压缩机的实时角速度的波动。在以修正后的实时角速度对压缩机作控制时，能够使得目标转速的变动量和相位接近于实际转速的变动量和相位，使压缩机的运行趋于平稳。而且，由于轴误差的波动是引起速度波动的前端直接因素，因此，通过在前端对轴误差的波动作滤除，减少轴误差的周期性波动，能够实现对转速波动更直接、快速地抑制，提高了转速波动抑制的有效性。另一方面，在提取轴误差Δθ中的谐波成分时，在压缩机的实时频率大于设定频率阈值时、也即压缩机的实时频率较高时，容易出现相位延迟，因而此时采用相位补偿角对谐波分量进行相位调整，变更高频时锁相环的相位特性，能显著提高压缩机高频运转过程中的波动抑制效果，进而提高压缩机全频域运转的稳定性。

在其他一些实施例中，对轴误差Δθ作滤波处理，获得至少滤除部分轴误差波动后的轴误差补偿量Δθ′，具体包括：对轴误差Δθ作滤波处理，至少滤除Δθ中的一次谐波的d轴分量和q轴分量，实现对Δθ的一次谐波成分的滤波，获得至少滤除一次谐波成分的轴误差补偿量Δθ′。作为更优选的一种实施方式，对轴误差Δθ作滤波处理，获得至少滤除部分轴误差波动后的轴误差补偿量Δθ′，还包括：滤除Δθ中的二次谐波的d轴分量和q轴分量，实现对Δθ的一次谐波成分和二次谐波成分的滤波，获得滤除一次谐波成分和二次谐波成分的轴误差补偿量Δθ′。通过滤除Δθ中的一次谐波成分，或者滤除一次谐波成分及二次谐波成分，能够滤除掉Δθ中的大部分波动成分，且计算量适中，滤除速度快。

图3示出了图2中轴误差波动滤除算法一个具体实例的逻辑框图，具体来说，是在压缩机的实时频率小于设定频率阈值时、获得与滤除轴误差Δθ中的一次谐波成分和二次谐波成分后的轴误差补偿量Δθ′相对应的角速度补偿量P_out的一个具体实例的逻辑框图。按照该图3示出的逻辑框图，在该实施例中，采用下述过程获得角速度补偿量P_out：

首先，将轴误差Δθ作傅里叶级数展开，获得轴误差Δθ关于机械角θ_m的函数表达式。具体如下：

式中，Δθ_DC为轴误差的直流分量，θ_{d_n}＝θ_{peak_n}cosφ_n，θ_{q_n}＝θ_{peak_n}sinφ_n，

Δθ_{peak_n}为n次谐波轴误差波动幅值，θ_m1、θ_m2为一次谐波机械角。而二次谐波机械角θ_m2表示为：θ_m2＝2θ_m1。

然后，从函数表达式中提取出一次谐波成分和二次谐波成分，采用积分器滤除一次谐波成分和二次谐波成分，获得滤除结果。

具体来说，可以采用低通滤波法或者积分法，从函数表达式中提取出一次谐波成分和二次谐波成分。具体到图3中，将函数表达式分别与cosθ_m1和cosθ_m2相乘后，经过低通滤波器滤波或经过积分器取周期内积分平均值，提取出轴误差Δθ的一次谐波的d轴分量和二次谐波的d轴分量；将函数表达式分别与-sinθ_m1和-sinθ_m2相乘后，经过低通滤波器滤波或经过积分器取周期内积分平均值，提取出轴误差Δθ的一次谐波的q轴分量和二次谐波的q轴分量。然后，将一次谐波的d轴分量、q轴分量及二次谐波的d轴分量、q轴分量分别与0作差，输入积分器K_{I_P}/S中作积分滤除处理，滤除一次谐波的d轴分量、q轴分量及二次谐波的d轴分量、q轴分量，获得滤除一次谐波成分和二次谐波成分的滤除结果，实现对轴误差Δθ的滤波处理。而且，滤除结果变为角速度。

再然后，将各滤除结果作傅里叶逆变换，获得角速度补偿量P_out。具体来说，滤除一次谐波的d轴分量的滤除结果和滤除一次谐波的q轴分量的滤除结果分别做傅里叶逆变换后的结果之和，形成滤除轴误差一次谐波成分后对应的角速度补偿量P_out1；滤除二次谐波的d轴分量的滤除结果和滤除二次谐波的q轴分量的滤除结果分别做傅里叶逆变换后的结果之和，形成滤除轴误差二次谐波成分后对应的角速度补偿量P_out2；两个角速度补偿量之和，形成与滤除轴误差的一次谐波成分和二次谐波成分后的轴误差补偿量Δθ′相对应的角速度补偿量P_out＝P_out1+P_ou2。

最后，将角速度补偿量P_out转换为角度，具体的，是将角速度补偿量P_out根据时间转化，即可获得滤除一次谐波成分和二次谐波成分后的轴误差补偿量Δθ′。

作为优选实施方式，还可以通过增加使能开关实现对谐波滤除的控制。具体来说，在图3框图中，Gain_1、Gain_2为使能开关，用于确定是否开启/关闭滤除算法功能。在Gain_1、Gain_2的使能开关状态为开启滤除一次谐波和滤除二次谐波功能的情况下，获得与滤除一次谐波成分和二次谐波成分的轴误差补偿量Δθ′相对应的角速度补偿量P_out＝P_out1+P_ou2。若Gain_1、Gain_2的使能开关状态为关闭滤除一次谐波和滤除二次谐波功能的情况下，整个轴误差滤波功能将关闭，不能输出角速度补偿量P_out，那么，也不能获得轴误差补偿量Δθ′。如果其中一个使能开关状态为开启滤除算法功能，另一个使能开关为关闭滤除算法功能，则获得的角速度补偿量P_out仅为滤除一次谐波的角速度补偿量(Gain_1使能开关状态为开启滤除一次谐波功能、Gain_2使能开关状态为关闭滤除二次谐波功能的情况)或者仅为滤除二次谐波的角速度补偿量(Gain_1使能开关状态为关闭滤除一次谐波功能、Gain_2使能开关状态为开启滤除二次谐波功能的情况)；相应的，轴误差补偿量Δθ′仅为滤除一次谐波后的轴误差补偿量或者仅为滤除二次谐波后的轴误差补偿量。

在仅滤除一次谐波成分的实施例中，可以直接采用图3中提取一次谐波成分、滤除一次谐波成分的过程。当然，在仅滤除一次谐波成分的实施例中，也还可以通过增加使能开关实现对一次谐波滤除的控制，具体实现方式也参见图3，在此不作另外复述。

图4示出了图2中轴误差波动滤除算法另一个具体实例的逻辑框图，具体来说，是在压缩机的实时频率不小于设定频率阈值时、获得与滤除轴误差Δθ中的一次谐波成分和二次谐波成分后的轴误差补偿量Δθ′相对应的角速度补偿量P_out的一个具体实例的逻辑框图。按照该图4示出的逻辑框图，在该实施例中，采用下述过程获得角速度补偿量P_out：

首先，将轴误差Δθ作傅里叶级数展开，获得轴误差Δθ关于机械角θ_m的函数表达式。具体实现方式参见图3实施例的描述。

然后，从函数表达式中提取出一次谐波成分和二次谐波成分，采用积分器滤除一次谐波成分和二次谐波成分，获得滤除结果。

具体来说，可以采用低通滤波法或者积分法，从函数表达式中提取出一次谐波成分和二次谐波成分。具体到图4中，将函数表达式分别与cos(θ_m1+θ_shift-P1)和cos(θ_m2+θ_shift-P2)相乘后，经过低通滤波器滤波或经过积分器取周期内积分平均值，提取出轴误差Δθ的一次谐波的d轴分量和二次谐波的d轴分量；将函数表达式分别与-sin(θ_m1+θ_shift-P1)和-sin(θ_m2+θ_shift-P2)相乘后，经过低通滤波器滤波或经过积分器取周期内积分平均值，提取出轴误差Δθ的一次谐波的q轴分量和二次谐波的q轴分量。然后，将一次谐波的d轴分量、q轴分量及二次谐波的d轴分量、q轴分量分别与0作差，输入积分器K_{I_P}/S中作积分滤除处理，滤除一次谐波的d轴分量、q轴分量及二次谐波的d轴分量、q轴分量，获得滤除一次谐波成分和二次谐波成分的滤除结果，实现对轴误差Δθ的滤波处理。而且，滤除结果变为角速度。其中，θ_shift-P1和θ_shift-P2分别为一次谐波的相位补偿角和二次谐波的相位补偿角。两个相位补偿角的角度数可以是相等或不相等的预设的固定值，也可以是可变角度值。

作为优选实施方式，两个相位补偿角θ_shift-P1和θ_shift-P2相等，且根据锁相环的闭环增益参数K_{P_PLL}、K_{I_PLL}和锁相环的角速度指令ω*_in确定。并且，需要满足：θ_shift-Pn＝(aK_{P_PLL}+bK_I-PLL+cK_{P_PLL}/K_{I_PLL}+dω*_in)*π。其中，a、b、c、d为常数系数，针对一个确定的控制系统，常数系数也是确定的。

再然后，将各滤除结果作傅里叶逆变换，获得角速度补偿量P_out。具体实现方式参见图3实施例的描述。

最后，将角速度补偿量P_out转换为角度，具体的，是将角速度补偿量P_out根据时间转化，即可获得滤除一次谐波成分和二次谐波成分后的轴误差补偿量Δθ′。

作为优选实施方式，还可以通过增加使能开关实现对谐波滤除的控制。具体来说，在图4框图中，Gain_1、Gain_2为使能开关，用于确定是否开启/关闭滤除算法功能。在Gain_1、Gain_2的使能开关状态为开启滤除一次谐波和滤除二次谐波功能的情况下，获得与滤除一次谐波成分和二次谐波成分的轴误差补偿量Δθ′相对应的角速度补偿量P_out＝P_out1+P_ou2。若Gain_1、Gain_2的使能开关状态为关闭滤除一次谐波和滤除二次谐波功能的情况下，整个轴误差滤波功能将关闭，不能输出角速度补偿量P_out，那么，也不能获得轴误差补偿量Δθ′。如果其中一个使能开关状态为开启滤除算法功能，另一个使能开关为关闭滤除算法功能，则获得的角速度补偿量P_out仅为滤除一次谐波的角速度补偿量(Gain_1使能开关状态为开启滤除一次谐波功能、Gain_2使能开关状态为关闭滤除二次谐波功能的情况)或者仅为滤除二次谐波的角速度补偿量(Gain_1使能开关状态为关闭滤除一次谐波功能、Gain_2使能开关状态为开启滤除二次谐波功能的情况)；相应的，轴误差补偿量Δθ′仅为滤除一次谐波后的轴误差补偿量或者仅为滤除二次谐波后的轴误差补偿量。

在仅滤除一次谐波成分的实施例中，可以直接采用图4中提取一次谐波成分、滤除一次谐波成分的过程。当然，在仅滤除一次谐波成分的实施例中，也还可以通过增加使能开关实现对一次谐波滤除的控制，具体实现方式也参见图4，在此不作另外复述。

请参见图5，该图所示为基于本发明抑制压缩机转速波动的装置一个实施例的结构框图。

如图5所示，该实施例的装置所包括的结构单元、单元之间的连接关系及单元的功能如下：

轴误差获取单元21，用于获取反映压缩机转子的实际位置和推定位置的偏差的轴误差Δθ。

轴误差补偿量获取单元22，用于对所述轴误差Δθ作滤波处理，获得至少滤除部分轴误差波动后的轴误差补偿量Δθ′。

控制单元23，用于将轴误差补偿量获取单元22获取的轴误差补偿量Δθ′作为输入量输入至压缩机控制用锁相环中的锁相环调节器，并利用锁相环调节器的输出角速度Δω_PLL对压缩机控制用的实时角速度ω1作修正，根据修正后的实时角速度ω1控制压缩机。

具有上述各结构单元的装置，可以应用在压缩机产品中，如空调器中，运行相应的软件程序，按照上述方法实施例及优选实施例的过程工作，实现对压缩机转速波动的抑制，获得上述方法实施例所具有的技术效果。

以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其进行限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的普通技术人员来说，依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明所要求保护的技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种抑制压缩机转速波动的方法，其特征在于，所述方法包括：

获取反映压缩机转子的实际位置和推定位置的偏差的轴误差Δθ；

对所述轴误差Δθ作滤波处理，获得至少滤除部分轴误差波动后的轴误差补偿量Δθ′；

将所述轴误差补偿量Δθ′作为输入量输入至压缩机控制用锁相环中的锁相环调节器；

利用所述锁相环调节器的输出角速度Δω_PLL对压缩机控制用的实时角速度ω1作修正，根据修正后的实时角速度ω1控制压缩机；

所述对所述轴误差Δθ作滤波处理，具体包括：

将所述轴误差Δθ作傅里叶级数展开，得到轴误差关于机械角θ_m的函数表达式；

获取压缩机的实时频率，与设定频率阈值作比较；若所述实时频率小于所述设定频率阈值，将所述函数表达式分别与cosθ_mn和-sinθ_mn相乘后，经过低通滤波器或积分器提取出Δθ的n次谐波的d轴分量和q轴分量；若所述实时频率不小于所述设定频率阈值，将所述函数表达式分别与cos(θ_mn+θ_shift-Pn)和-sin(θ_mn+θ_shift-Pn)相乘后，经过低通滤波器或积分器提取出Δθ的n次谐波的d轴分量和q轴分量；θ_mn、θ_shift-Pn分别为n次谐波的机械角和n次谐波的相位补偿角；

至少滤除部分谐波的d轴分量和q轴分量，实现对所述轴误差Δθ的滤波处理。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对所述轴误差Δθ作滤波处理，获得至少滤除部分轴误差波动后的轴误差补偿量Δθ′，具体包括：

对所述轴误差Δθ作滤波处理，至少滤除Δθ中的一次谐波的d轴分量和q轴分量，实现对Δθ的一次谐波成分的滤波，获得至少滤除一次谐波成分的轴误差补偿量Δθ′。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述对所述轴误差Δθ作滤波处理，获得至少滤除部分轴误差波动后的轴误差补偿量Δθ′，还包括：滤除Δθ中的二次谐波的d轴分量和q轴分量，实现对Δθ的一次谐波成分和二次谐波成分的滤波，获得滤除一次谐波成分和二次谐波成分的轴误差补偿量Δθ′。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述至少滤除部分谐波的d轴分量和q轴分量，实现对所述轴误差Δθ的滤波处理，具体包括：

采用积分器滤除部分谐波的d轴分量和q轴分量，获得滤除结果，实现对所述轴误差Δθ的滤波处理；

所述方法还包括：

将所述滤除结果作傅里叶逆变换，获得角速度补偿量P_out；

将所述角速度补偿量P_out转换为角度，获得所述轴误差补偿量Δθ′。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其特征在于，所述n次谐波的相位补偿角θ_shift-Pn根据所述锁相环的闭环增益参数K_{P_PLL}、K_{I_PLL}和所述锁相环的角速度指令ω*_in确定，且满足：

θ_shift-Pn＝(aK_{P_PLL}+bK_{I_PLL}+cK_{P_PLL}/K_{I_PLL}+dω*_in)*π，a、b、c、d为常数系数。

6.一种抑制压缩机转速波动的装置，其特征在于，所述装置包括：

轴误差获取单元，用于获取反映压缩机转子的实际位置和推定位置的偏差的轴误差Δθ；

轴误差补偿量获取单元，用于对所述轴误差Δθ作滤波处理，获得至少滤除部分轴误差波动后的轴误差补偿量Δθ′；

控制单元，用于将所述轴误差补偿量Δθ′作为输入量输入至压缩机控制用锁相环中的锁相环调节器，并利用所述锁相环调节器的输出角速度Δω_PLL对压缩机控制用的实时角速度ω1作修正，根据修正后的实时角速度ω1控制压缩机；

所述轴误差补偿量获取单元对所述轴误差Δθ作滤波处理，具体包括：

将所述轴误差Δθ作傅里叶级数展开，得到轴误差关于机械角θ_m的函数表达式；

获取压缩机的实时频率，与设定频率阈值作比较；若所述实时频率小于所述设定频率阈值，将所述函数表达式分别与cosθ_mn和-sinθ_mn相乘后，经过低通滤波器或积分器提取出Δθ的n次谐波的d轴分量和q轴分量；若所述实时频率不小于所述设定频率阈值，将所述函数表达式分别与cos(θ_mn+θ_shift-Pn)和-sin(θ_mn+θ_shift-Pn)相乘后，经过低通滤波器或积分器提取出Δθ的n次谐波的d轴分量和q轴分量；θ_mn、θ_shift-Pn分别为n次谐波的机械角和n次谐波的相位补偿角；

至少滤除部分谐波的d轴分量和q轴分量，实现对所述轴误差Δθ的滤波处理。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述轴误差补偿量获取单元对所述轴误差Δθ作滤波处理，获得至少滤除部分轴误差波动后的轴误差补偿量Δθ′，具体包括：

对所述轴误差Δθ作滤波处理，至少滤除Δθ中的一次谐波的d轴分量和q轴分量，实现对Δθ的一次谐波成分的滤波，获得至少滤除一次谐波成分的轴误差补偿量Δθ′。

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述轴误差补偿量获取单元对所述轴误差Δθ作滤波处理，获得至少滤除部分轴误差波动后的轴误差补偿量Δθ′，还包括：滤除Δθ中的二次谐波的d轴分量和q轴分量，实现对Δθ的一次谐波成分和二次谐波成分的滤波，获得滤除一次谐波成分和二次谐波成分的轴误差补偿量Δθ′。

9.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述轴误差补偿量获取单元至少滤除部分谐波的d轴分量和q轴分量，实现对所述轴误差Δθ的滤波处理，具体包括：

采用积分器滤除部分谐波的d轴分量和q轴分量，获得滤除结果，实现对所述轴误差Δθ的滤波处理；

所述轴误差补偿量获取单元还将所述滤除结果作傅里叶逆变换，获得角速度补偿量P_out，并将所述角速度补偿量P_out转换为角度，获得所述轴误差补偿量Δθ′。

10.根据权利要求6至9中任一项所述的装置，所述n次谐波的相位补偿角θ_shift-Pn根据所述锁相环的闭环增益参数K_{P_PLL}、K_{I_PLL}和所述锁相环的角速度指令ω*_in确定，且满足：

θ_shift-Pn＝(aK_{P_PLL}+bK_{I_PLL}+cK_{P_PLL}/K_{I_PLL}+dω*_in)*π，a、b、c、d为常数系数。

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